SU1755388A1 - Устройство восстановлени несущей частоты - Google Patents
Устройство восстановлени несущей частоты Download PDFInfo
- Publication number
- SU1755388A1 SU1755388A1 SU904888584A SU4888584A SU1755388A1 SU 1755388 A1 SU1755388 A1 SU 1755388A1 SU 904888584 A SU904888584 A SU 904888584A SU 4888584 A SU4888584 A SU 4888584A SU 1755388 A1 SU1755388 A1 SU 1755388A1
- Authority
- SU
- USSR - Soviet Union
- Prior art keywords
- input
- phase
- output
- noise
- signal
- Prior art date
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Использование: радиотехника, когерентные приемники сигналов бинарной фазовой манипул ции. Сущность изобретени устройство содержит два фазовых детектора , два компаратора, два ключа, элемент И, элемент ИЛИ-НЕ, фазовращатель на л:/2, сумматор, узкополосный след щий фильтр, выполненный в виде кольца ФАПИ, и фазо- расщепитель сигнала. Повышение помехоустойчивости при воздействии флуктуационных помех достигаетс за счет стробировани входной смеси ключами, в св зи с чем пропускаютс лишь те участки входной смеси, на которых сигнал накапливаетс более эффективно, чем шум. 1 з.п.ф- лы, 10 ил.
Description
ТЕ.,- ,
Изобретение относитс к радиотехнике и может быть использовано в когерентных приемных устройствах бинарных фазомани- пулированных (ФМн) сигналов.
Известны устройства восстановлени несущей частоты, использующие схему фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) с квадратором, а также схему Костаса и схему Травина.
Эффективность таких устройств резко падает при уменьшении отношени сигнал/шум .
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому вл етс устройство восстановлени несущей частоты со сн тием манипул ции (ремодул цией). Данное ус- тройство содержит первый фазовый детектор (ФД), вход которого соединен с входом перемножител и вл етс входом устройства, выход первого ФД подключен через ограничитель к другому входу перемножител , выход которого соединен с входом схемы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), выход которой вл етс выходом устройства и, кроме того, присоединен с опорному входу пёрво гЪ ФД.
Схема ФАПЧ содержит последовательно соединенные второй ФД, фильтр петли (ФП), сумматор, перестраиваемый генератор (ПГ), фазовращатель (ФВ), причем вход ФД вл етс входом, а выход ФВ - выходом схемы ФАПЧ, выход ПГ, кроме того, присо-. единен к опорному входу ФД, а на второй вход сумматора подае Ј напр жение поиска сигнала.
При уменьшении на входе устройства отношени сигнал/помеха происходит увеличение фазовой ошибки, измер емой среднеквадратичным уУлсШым отклонением вектора опорного колебани q(t,&) от вектора несущего колебани сигнала.
XI
сл ел ы
00
С наибольшей ошибкой принимаютс участки входной смеси с фазами вблизи зна-. чений + /2.
Наличие шума во входной смеси приводит к по влению в выходном сигнале ремо- дул тора дискретной составл ющей шума (ДСШ). Фаза этой составл ющей равна фазе опорного колебани , а амплитуда определ етс уровнем шума на входе устройства. Суммарна дискретна составл юща на входе узкополосного след щего фильтра (УПСФ) равна векторной сумме дискретной составл ющей сигнала (ДСС) и ДСШ. Оба слагаемых имеют одну частоту и поэтому сужением шумовой полосы схемы УПСФ ДСШ не может быть ослаблена. При уменьшении отношени сигнал/шум ДСШ возрастает и УПСФ начинает отслеживать равномерно распределенную фазу шума, что определ ет предел помехоустойчивости устройств восстановлени несущей частоты , основанных на ремодул ции входного сигнала.
Цель изобретени - повышение помехоустойчивости устройства восстановлени несущей частоты при воздействии флуктуа- ционных помех.
Поставленна цель достигаетс тем, что в устройство, содержащее последовательно соединенные ФД и компаратор, причем сигнальный вход ФД вл етс входом устройства , УПСФ, выход которого вл етс выходом устройства, введены второй ФД и второй компаратор, логические элементы 2 Ии2ИЛИ-НЕ, фазовращатель (Ф В) на nil и фазорасщепитель сигнала (ФРС) на+ /4 и - л /4, два ключа и сумматор. Сигнальный вход второго ФД соединен с входом первого ФД, выходы обоих ФД через соответствующие компараторы соединены одновременно с соответствующими входами логических элементов 2И и 2И-НЕ, выходы которых соединены с управл ющими входами соответствующих ключей. Выходы обоих ключей объединены через сумматор и подсоединены к входу УПСФ. Сигнальные входы ключей подключены к входу устройства , причем вход второго ключа - через фазовращатель на л II. Опорные входы обоих ФД подключены к соответствующим выходам ФРС: первый ФД - к выходу /4, второй ФД - к выходу - /4, вход ФРС соединен с выходом УПСФ.
Повышение помехоустойчивости предлагаемого устройства достигаетс за счет стробировани входной смеси x(t) по фазовому признаку, что позвол ет сохранить синхронизм восстановленной несущей с несущей частотой принимаемого ФМн-сигнала при более низких отношени х сигнал/помеха .
На фиг,1 представлена функциональна схема предлагаемого устройства, где обозначено: 1.1 и 1.2 - ФД, 2.1 и 2.2 - компараторы , 3.1.1 - логический элемент 21/1, 3 2.1 - логический элемент 2ИЛИ-НЕ, 3 1.2 и 3.2.2 - ключи, 3.2.3 - ФВ на /2, 4 - УПСФ, 5 - сумматор, б - ФРС на + /4 и - /4.
0Предлагаемое устройство содержит ФД
1.1 и 1.2, входы которых объединены и вл ютс входом всего устройства, а выходы через компараторы 2.1 и 2.2 подключены к соответствующим входам логического эле5 мента 2И 3.1.1 и логического элемента 2ИЛИ-НЕ 3.2.1, выходы которых подсоединены к управл ющим входам ключей 3.1 2 и 3.2.2 соответственно. Выходы ключей 3 1.2 и 3.2.2 объединены через сумматор 5 и под0 соединены к входу УПСФ 4, выход которого вл етс выходом устройства. Сигнальный вход ключа 3.1.2 соединен с входом фазовращател на /2 3.2 3 и соединен с входом устройства и входами ФД 1.1 и 1.2. Выход
5 фазовращател на /2 3.2.3 соединен с сигнальным входом ключа 3.2.2. Опорные входы ФД 1.1 и 1.2 соединены с соответствующими ФРС 6 выходами, вход которого подсоединен к выходу УПСФ 4
0 Предлагаемое устройство работает следующим образом.
Смесь ФМн-сигнала и помехи x(t) S(t)-f + n(t) поступает на сигнальные входы ФД 1.1 и 1.2 и ключа 3.1 2. На вход ключа 32,2
5 входна смесь поступает после инвертировани фазовращателем 3,2.3. На управл ющий вход ФД 1.1 поступает опорное колебание qi(t,$) (т,Ф + /4), полученное путем задержки в ФРС б на /4 коле0 бани р(т,Ф), вырабатываемого УПСФ 4. Аналогично с второго выхода ФРС 6 на управл ющий вход ФД 1.2 поступает опорное колебание д2(т,Ф) q(t,6 - /4). На выходах ФД 1.1 и 1.2 напр жени fi(t) и ft(t)
5
положительны или отрицательны в зависимости от значени угла ДФ отклонени вектора x(t) (фиг.2). Компараторы 2.1 и 2.2 квантуют соответственно напр жени Јi(t) и Ј2(1) на два уровн (О или 1) и подают ® на логические элементы 3.1.1 и 32.1. Под воздействием сигналов (t) и 1fd2 (t) с выходов компараторов 2.1 и 2.2 элементы 3.1.1 и 3.2.1 вырабатывают логические сигналы Vi(t) и V2(t). Ключ 3.1.2 под воздействием сигнала V1 - 1 пропускает входную смесь x(t) на УПСФ только при - /4 Ф .+ /4. Ключ 3.2.2 под воздействием сигнала V2 Г пропускает инвертированную входную смесь y{t) x(t) только при 3 /4 фЈ
5
5 . При л: /4 Л Ф 3 л /4,3л: /4 А Ф 7 л: /4 напр жени Vi(t) V2(t) 0, ключи 3.1.2 и 3.22 размыкаютс и подача сигнала на УПСФ прекращаетс , Сигнал на выходе сумматора 5 W(t) содержит ДСС 5 УПСФ 4, отслеживает фазу этой составл ющей и выдает опорное колебание q(t.&), вл ющеес оценкой несущего колебани входного ФМн-сигнала S(t).
Помеха n(t) в отсутствие сигнала имеет 10 равномерное распределение фазы (фиг.З)
Рш(у) .Вектор п (р)
принимает в пределах - л р л произвольные положени с равной веро тно- 15 стью (фиг.4), поэтому входной нестробировзнный (чистый) шум не содержит дискретной составл ющей (каждому значению п( соответствует равноверо тное значение п(де + л ) -п(уз) и суммарное 20 значение проекций на ось опорного колебани N(p)равно нулю.
Принцип действи предлагаемого устройства (как и устройства прототипа) основан на формировании ремодул тором из 25 входной смеси дискретной составл ющей, которую отслеживает УПСФ Ремодул тор осуществл ет преобразование интервала + п значений фаз входной смеси x(t) в величину , меньшую+ , что приводит к по вле- 30 нию в его выходном сигнале W(t) суммарной дискретной составл ющей от сигнала и шума .
На фиг.5 показана векторна диаграмма , по сн юща образование ДСШ N( p) 35 при выделении из шума составл ющих с фазами, ограниченными интервалом - j) (р 1/) . где I ty I п .
В предлагаемом устройстве стробиру- ютс (пропускаютс ) участки входной сме- 0 си, на которых сигнал накапливаетс более эффективно, чем шум, а остальные участки блокируютс (стираютс ).
Уменьшение веро тности срыва синхронизации в ремодул торе со стробирова- нием по фазе обусловлено предотвращением скачка управл ющего напр жени в УПСФ при больших выбросах квадратурной компоненты шума. За счет достаточно большой посто нной времени (уз- 50 кой полосы пропускани ) сохран етс синхронизм даже при бланкировании значительной части смеси.
Рассмотрим вопрос вхождени предлагаемого устройства в режим слежени .55
Пусть, в начальный момент фаза опорного колебани находитс за пределами интервала Ј- /4 , лг/4 и дл определенности равна л /2. Тогда стробируютс участки
входной смеси в интервалах /4,3 л/4 , 5 л/4 , 7 л/4 и ДСС равна нулю. Поэтому УПСФ начинает отслеживать ДСШ, фаза которой мен етс случайным образом . Под действием шумовых флуктуаций вектор опорного колебани р(1,Ф) начинает смещатьс от положени /2. Области стро- бировани также смещаютс , ДСС возрастает , УПСФ начинает отслеживать сумму ДСС и ДСШ, пока вектор q(t,c$) не переместитс в область 0 (или тс при обратной р аботе), где значение ДСС максимальное.
Восстановление несущей частоты в схеме с ремодул цией с фазовым стробирова- нйем основано на оценках фаз единичных элементов ФМн-сигнала. Правильное рас познавание единичных элементов увеличь вает выходное отношение сигнал/шум, уменьшает дисперсию фазы и веро тность ее перескоков. Ошибочные решени ведут к уменьшению отношени сигнал/шум за счет взаимной компенсации правильно и неправильно прин тых элементов сигнала. Так как области значений фаз л/А , 3 л/4 и 5 л/4 . 7 /4 соответствуют решени м с повышенной веро тностью ошибки, они блокируютс (фиг.2).
Системы, использующие бланкирование входной смеси дл повышени помехоустойчивости , известны. Так, например, в схеме слежени за фазой прерывистого сигнала при пропадании сигнала исчезает полезное напр жение на выходе дискриминатора, обусловленное преобразованием сигнала, но сохран етс флуктуа- ционное напр жение. Дл того, чтобы исключить его вли ние на формирование оценки фазы, производитс размыкание след щей системы. Так как компенсаци элементов сигнала в предлагаемом устройстве эквивалентна его пропаданию, то блан- кирование соответствующих участков входной смеси также дает положительный эффект.
Доказательством достижени поставленной цепи может быть оценка эффективности предлагаемого устройства по сравнению с прототипом, проведенна дл случа малого отклонени фазы входной смеси от фазы опорного колебани . Дл этого получим выражение дл функции распределени фазы смеси бинарного ФМн-сигнала и узкополосного гауссового шума Рсм( р) при малых отношени х сигнал/шум:
Рсм(р)(1Р)+Р1(0н- ).
где Pi( ) - функци распределени фазы смеси синусоидального сигнала с нулевой начальной фазой и гауссового шума;
Р(#Н-Я )-функци распределени фазы смеси синусоидального сигнала с начальной фазой и гауссового шума.
Функци распределени фазы смеси синусоидального сигнала с начальной фазой /)0 и гауссового шума при отношени х сигнал/шум « 1 определ етс выражением:
Рем (У)1+ cos(-fo)+
о2
cos 2 (f - po ) ;
Рем (P)«5+cosy ),
4л- о2 - у л,
На фиг.б и 7 показан график функции Рсм(р) в декартовых координатах, а также в пол рных соответственно
Предлагаемое устройство осуществл ет стробирование входной смеси x(t) по фазе в пределах - /4 /4 и 3 /4 5 /4 , в то врем как устройство-прототип - в пределах - л/2 р ж/2 и /2 р 3 /2 (фиг 2) Покажем, что предлагаемое устройство эффективнее устройства-прототипа и что выбор интервалов стробировани - /4, /4 Jи
{ 3 /4 , 5 /4 вл етс оптимальным
Дл этого предположим, что стробирование производитс в произвольном интервале 2 - ij) p ip и ( - чр) р (л + Ц В предлагаемом устройстве дл этого необходимо установить задержку в ФРС б на # и - V ( 2 - ) . Дискретна составл юща от части смеси, фаза которой заключена в интервале - ty.ij) (фиг.7) А ( ip) , пропорциональна
V величине / Р см (р) cos (f d p
-V
Действительно амплитуда дискретной составл ющей равна средней величине суммарной проекции вектора смеси в заданном фазовом интервале на ось опорного колебани . Углова плотность распределени средних значений модул вектора W(t) определ етс функцией распределени фазы
4Я02 - л р л где а- амплитуда синусоиды;
о2 - дисперси шума. Таким образом, дл смеси бинарного ФМн-сигнала и гауссова шума при отношени х сигнал/шум 1 функци распределени фазы определ етс выражением 1 . а
Ф I У) входной смеси : /0ср (р)р% Р (р) .где /9°Ср не зависит от р.
Следовательно, средн величина про- екции А () вектора W(t) на ось q(t,cb) равна
10
VФ
A lvhj pcpMcoscpdcj p° J P(q).
-/, ./.I
-v
-v
Откуда
ч
.р JP(cflcosCfJcf
СР:
ч
или
A (V)- / P()costf dtf
V
Аналогично дискретна составл юща части в интервале -Ц). + VI равна , +V
A(V)/ рсм (cp)costf d(/
-
При этом
АЗД -А( V)На фиг.8 и 9 показаны векторные диаг- раммы, по сн ющие образование дискретных составл ющих А () и А( ) на выходе ремодул тора за счет стробировани входной смеси x(t} в интервале + (относительно О и соответственно) и составл ющей Ах .V ) выходной смеси W(t). получаемой путем сложени А ( j) ) и инвертированной А(),
Суммарна дискретна составл юща дл обоих фазовых интервалов стробирова- ни с учетом инверсии входной смеси в фазовращателе 3.2.3 равна
V4
45 AM (cos2(p)costf
ei«
(|)+(co5(, 5iW(p),
j
Слагаемое N( ip ) - sin if) не зависит от
сигнала и вл етс ДСШ. Слагаемое S ($
о2
(Cos -sfn 2 V + sin V- ) вл етс
З сг
ДСС. Исследование на экстремум выражени дл S(V ) показывает, что ДСС имеет максимум при гЛ/4 (фиг. 10);
max S(VO S(n/4). t/ Зло2
ДСШ при - тс/А равна
М( /4)4Дл устройства-прототипа р-п/1 ДСС и ДСШ соответственно равны:
8( /2)-
Зл: о2
1ST
(/2)Ј- Таким образом, дл предлагаемого устройства по сравнению с прототипом выигрыш в отношении сигнал/шум составл ет V2 за счет увеличени ДСС и /2 - за счет уменьшени ДСШ (котора не может быть ослаблена сужением шумовой полосы УПСФ 4, так как частоты ДСС и ДСШ одинаковы ),
Claims (2)
1. Устройство восстановлени несущей частоты, содержащее последовательно соединенные узкополосный след щий фильтр, фазорасщепитель сигнала на + /4 и - п/ /4, первый фазовый детектор и первый ком- паратор, соединенные последовательно второй фазовый детектор и второй компаратор , соединенные последовательно, первый
Двухканалшм ремодул л о0 со ст0о&//)оЗа/шем па фазойому лризиаку
0
5
0
5
0
перемножитель и сумматор, а также соединенные последовательно фазовращатель на /2 и второй перемножитель, причем второй вход сумматора соединен с выходом второго перемножител , а выход сумматора - с входом узкополосного след щего фильтра , второй вход второго фазового детектора подключен к второму выходу фазорасщепи- тел сигнала на + п /4 и - /4, а вход первого перемножител , фазовращател на ж /2 и первые входы первого и второго фазовых детекторов вл ютс входом устройства , отли чающеес тем, что, с целью повышени помехоустойчивости при воздействии флуктуационных помех, в него введены элемент И и элемент ИЛИ-НЕ, а первый и второй перемножители выполнены в виде ключей, причем выход элемента И соединен с управл ющим входом первого ключа, выход элемента ИЛИ-НЕ - с управл ющим входом второго ключа, первые входы элементов И и ИЛИ-НЕ соединены с выходом первого компаратора, а их вторые входы - с выходом второго компаратора,
2. Устройство поп.1,отличающее- с тем, что узкополосный след щий фильтр выполнен в виде блока фазовой автоподстройки частоты, состо щего из соединенных в кольцо фазового детектора, фильтра петли и подстраиваемого генератора, при этом второй вход фазового детектора вл етс входом устройства, а выход подстраиваемого генератора - его выходом.
улсФ
(
-t-
ti(t)0.(t).tr,W)t егЮ.о,хлю 0;УгК)Я Входна спесь x(t) инвертируетс и поступает нл УПСФ
1, 2- области значений
фаз, соответствующих повышенной веро тности
ошибки
%
АФЈ
П
Јj(t) 0, xtti(t) j; ц ft} ъ
t2(t)Q,Xd2(t)0:(t)Oa Входна емесь х (t) не поступает на УЯСФ
Jf л/л 5$ - ,4$
n(t).tr,W)t ю 0;УгК)Я сь x(t) инвер поступает
t 4
Л
t,tt)7a,&tj(t)ity r Јг№70 х п ю г,
Входна смесь K(t)no ступает #а УДСФ
-4 СЛ СЛ 00 00 00
л
Ґ
%2(ф)2(ф
ъ
l,(t)0, $dl(Us v М Q tz(t)r0,Xrt(t) Г, V2(t) 0 Входна смесь x(t) fie поступает на УПСФ
Фиг. 2
-ж
П(ъ +Я)
Фиг. 4
/
X
V
Фиг.5
/шМ
112 У
о Фиг.З
tf tp
(%)
H(V)0$()
N(V)0 q.(t,0)
W&
I
ч
W/////WJ
f
-
I
Ј
Q
4
Ш
$$Ш
..
:.-:..-.%
. .;
-J ел 01
CJ 00 00
Ц
W////////fa
$(t,0+ff/2)(t,$)
Mt
и
Фиг.8
,Ф +V/2 7(tt Ф)
V A W А
fftj)
2jak/t(9), L
J(w 7(t, Ф)
y- V
Фиг. 9
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU904888584A SU1755388A1 (ru) | 1990-12-05 | 1990-12-05 | Устройство восстановлени несущей частоты |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU904888584A SU1755388A1 (ru) | 1990-12-05 | 1990-12-05 | Устройство восстановлени несущей частоты |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SU1755388A1 true SU1755388A1 (ru) | 1992-08-15 |
Family
ID=21548672
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SU904888584A SU1755388A1 (ru) | 1990-12-05 | 1990-12-05 | Устройство восстановлени несущей частоты |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
SU (1) | SU1755388A1 (ru) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8675778B2 (en) | 2009-11-05 | 2014-03-18 | Nec Corporation | Carrier recovery circuit and demodulation circuit under quasi-coherent detection method |
-
1990
- 1990-12-05 SU SU904888584A patent/SU1755388A1/ru active
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Yamamoto H. и др Carrier Synchronizer for coherent detection of High-Sperol Four- Phase-Shift-Heyed Signals. - IEEE Trans on Comun, v.20, 1972, N 4, p.803-808, flg.1. * |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8675778B2 (en) | 2009-11-05 | 2014-03-18 | Nec Corporation | Carrier recovery circuit and demodulation circuit under quasi-coherent detection method |
RU2511719C2 (ru) * | 2009-11-05 | 2014-04-10 | Нек Корпорейшн | Схема восстановления несущей и схема демодуляции на основе способа квазикогерентного детектирования |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4092606A (en) | Quadraphase demodulation | |
US5614861A (en) | N-phase modulated signal demodulation system with carrier reproduction | |
US5268647A (en) | Method and arrangement of coherently demodulating PSK signals using a feedback loop including a filter bank | |
US4642573A (en) | Phase locked loop circuit for demodulating suppressed carrier signals | |
US20040232951A1 (en) | Lock detector for phase locked loops | |
NL8701192A (nl) | Digitaal signaaldemodulatiesysteem. | |
US5909148A (en) | Carrier phase synchronizing circuit | |
US4682118A (en) | Phase shift keying and phase modulation transmission system | |
US4814719A (en) | Unsymmetrical QPSK demodulator | |
US4234852A (en) | Coherent frequency shift key demodulator | |
US5022048A (en) | Programmable digital frequency-phase discriminator | |
SU1755388A1 (ru) | Устройство восстановлени несущей частоты | |
US6570441B1 (en) | Incoherent demodulator and method of incoherently demodulating an IF signal | |
Sundresh et al. | Maximum a posteriori estimator for suppression of interchannel interference in FM receivers | |
US4870382A (en) | High frequency lock detecting circuit | |
US6704375B1 (en) | Device for the homodyne reception of optically phase-keyed signals | |
CN108267756B (zh) | 一种基于加权最小二乘的复合载波导航信号联合跟踪方法 | |
US4614910A (en) | Quarternary differential PSK demodulator | |
US6041085A (en) | Carrier regenerating circuit, multi-level quadrature amplitude demodulator, and method of detecting frequency deviation | |
US4672330A (en) | Phase-lock loop systems | |
EP0184805A2 (en) | Demodulator | |
US5250953A (en) | Tracking radar systems | |
Hinedi | NASA's next generation all-digital deep space network breadboard receiver | |
US4513428A (en) | Simultaneous detection of time coincident signals in an adaptive doppler tracker | |
JPH04207802A (ja) | デジタル型fm信号復調装置 |