SE519816C2 - Fasdigitalisering med ackumulator - Google Patents

Description

519 816 2 kan en cirkulär fasvinkel i området O..2n avbildas att exakt motsvara det cirkulära området, eller Galois-fältet, för ett binärt ord i området O..256. Denna avbildning av ett cirkulärt område på ett annat förenklar väsentligt den numeriska be- arbetningen.

Det finns åtskilliga kända metoder för digitalisering av fasen för en analog växelströmsinsignal. En metod är att använda en analog faskomparator vilken matas med en insignal tillsammans med en referenssignal. Utmatningen från komparatorn matas sedan till en analog-till-digital omvandlare som tillhandahåller den önskade digitala representationen. Denna metod kräver (1) att faskompara- torn är mycket linjär och (2) att omvandlingsfaktorn för utgången fas-till-spänning från komparatorn exakt motsvarar spänning-till- kodomvandlingsfaktorn för den analoga-till-digitala omvandlaren.

Om dessa två krav inte uppfylls, kommer att uppträda ett fel i avbildningen av ett cirkulärt område på det andra. Detta fel kan förstärkas vid den numeriska bearbetningen av signalen, till exempel, när fasen differentieras för att demodulera en frekvens- modulerad signal. En annan nackdel med denna metod är att metoden inte kan implementeras med användning av endast digitala logiska komponenter.

En annan metod, som är mycket nära släkt med metoden beskriven ovan, är att använda en frekvensdiskriminator med en analog-till- digital omvandlare istället för faskomparatorn, och sedan återintegreras fasen från frekvenssamplaren. Fasen erhàllen med denna metod kommer naturligtvis endast vara en uppskattning av den faktiska fasen. Ännu en. ytterligare metod innefattar lcvadraturfasdetektorer, vilken ofta refereras till som I,Q-metoden. Det finns ett begränsat antal faskomparatorer som kan fungera korrekt med en brusig signal i hela området O till 2n. Det är speciellt svårt för komparatorn när fasen är i området 2n eller O, där den cirkulära fasen börjar om. I,Q-metoden använder två faskomparato- rer istället för en, och varje komparator matas med en referens- 519 816 3 signal som har en avvikelse 90° i förhållande till den andra. Åtminstone en av de två komparatorerna kommer att arbeta väl borta från diskontinuiteten.

En metod ofta använd i kommersiella frekvensräknare är den digitala räknardiskriminatorn. Antalet insignalcykler som uppträder under ett fast tidsintervall räknas, och räknevärdet används som en mätning på frekvensen. För att erhålla en acceptabel noggrannhet i frekvens, måste tidsintervallet vara väsentligen längre än insignalens cykelperiod. Till exempel om en noggrannhet av 1% krävs, måste mätperioden vara åtminstone 100 gånger signalperioden. Följaktligen är en mätning erhàllen med användning av denna metod en medelvärdesmätning. Frekvenssamplen måste då áterintegreras om en fasutmatning önskas.

En annan metod som är allmänt använd i frekvensräknare är att mäta insignalens period. Frekvensen kan då beräknas som det reciproka värdet av periodtiden. Tidsmätningen kan mycket lätt implementeras med användning av en räknare som återställs vid första insignalflanken och sedan läser vid nästa. För att erhålla en.mätning med hög upplösning, måste räknarens klockfrekvens vara väsentligen högre än insignalens frekvens. En annan nackdel med denna metod är att signalen samplas vid flankerna av insignalen, dvs., den s.k. naturliga samplingen. Det är emellertid ofta att föredra att sampla och digitalisera en signal vid regelmässiga intervall som är oberoende av en brusig eller varierande signal.

En bättre metod för att digitalisera fasen beskrivs i en samtidigt anhängig ansökning, U.S. Patent Application nr. 490 330, med titeln "Direct Phase Digitization", av Paul Dent, och överlàten till undertecknaren av den föreliggande ansökningen.

Denna förbättrade metod läser läget av en roterande referens- fasvektor vid flankerna av insignalen och använder vektorvinkeln som fassampel. Figur l visar ett förenklat blockdiagram över fasdigitaliseringsanordningen 10 för' den samtidigt anhängiga ansökningen. Huvudblocken i. digitaliseringsanordningen, 10 är räknaren ll, mellanlagringarna 12 och 13, och triggerkretsen 14. 519 816 4 Antag för närvarande att en referensklockfrekvens är tillgänglig vilken är en heltalsmultipel av insignalfrekvensen, lämpligen binär. Referensklockan påförs den digitala räknaren 11 vilken delar med den på förhand fastställda multipeln så att en delningsräknecykel upprepas med samma frekvens scmuden förväntade infrekvensen. Tillståndet för räknaren ll kan då tänkas som en fasvektorvinkel som vrider exakt ett varv för varje omodulerad insignalperiod. Ett utmatningsvärde produceras genom registrering av tillståndet för räknaren ll, vektorvinkeln, vid nollgenom- gàngshändelser för insignalen. I motsats till de andra beskrivna metoderna, återställs räknaren 11 aldrig och fortsätter att stega upp mellan mätningarna. Registreringen av räknartillstàndet fås genom en triggersignal vilken är en funktion av två händelser.

Först och främst.måste triggerkretsen 14 armeras genomxmottagning av en samplingspuls vilken anger att det är önskvärt att göra en mätning. För det andra avfyras triggerkretsen 14 vid nästa förekomst av en nollgenomgång för insignalen. Pulsen som triggerkretsen 14 alstrar när den avfyras får tillståndet för räknaren 11 att överföras till det mellanliggande hållregistret eller mellanlagringen 12. Resultatet hålls i mellanlagringen 12 tills nästa samplingspuls påförs triggerkretsen 14. Resultatet överförs sedan till utmatningsmellanlagringen 13 innan det ersätts av nästa mätning. Mätningarna uppträder därför vid utmatningsregistret eller mellanlagringen 13 med en samplingsför- dröjning och med en reguljär hastighet fastställd av den yttre pàförda samplingssignalen. En extra precisionsbit kan erhållas genom att utsträcka det hållande registret 12 med en bit och också registrera huruvida referensklocksignalen vid avfyrandet av triggern var på en positiv eller negativ halvcykel.

Eftersom insignalflanken vilken mellanlagrar räknarens tillstånd kan ske vid vilken som helst tid i förhållande till referens- klockflanken, är det önskvärt att räknaren 11 är av typen med Gray-kod eller någon annan lämplig typ. I :ai Gray-kodräknare ändras endast en bit vid närliggande klockcykler alltså undviks faran med felaktiga resultat beroende på att åtskilliga bitar ändrar sig vid något skilda tidpunkter. Om en Gray-kodräknare 519 816 5 används, kan det vara fördelaktigt att sätta in en Graykod-ti1l- binär omvandlare mellan hållregistret 12 och utmatningsregistret 13.

Om den förväntade insignalsfrekvensen är exakt lika med räknarens delningsrepetitionscykelhastighet, kommer nollgenomgàngarna alltid att uppträda vid samma räknartillstånd, vilket beror på den godtyckliga fasen av signalen i. förhållande till huvud- klockan. Till exempel med antagande av att räknaren ll delar med 64, kan sekvensen av tal som produceras vara 29, 29, 29 . . . . . ..

Om den förväntade signalfrekvensen är lägre än räknarens repeti- tionshastighet, kommer nollgenomgàngarna att uppträda vid progressivt senare räknetillstånd. Till exempel 60, 62, 0, l, 3 . . . . .., varvid räknaren börjar om vid 64. Det exakt förväntade antalet steg mellan sampel i detta exempel är 64 gånger frek- vensavvikelsen gånger samplingsperioden. Till exempel om den förväntade signalfrekvensen är 1000 Hz lägre än räknarrepeti- tionshastigheten, och samplingsfrekvensen är 256 Hz, kommer då det förväntade steget mellan sampel att bli 64*1000/256 modulo 64 = 3 29/32 delar.

Det ovan beskrivna exemplet har valts så att det förväntade steget inte är ett heltal för att illustrera att det ackumulerade steget kan fortfarande förutsägas genom att utsträcka precisionen till höger om en tänkt binär punkt för att representera bråk- delen. I det ovan beskrivna exemplet, representerar en binär ackumulator (inte visad) med fem bitar till höger om decimalkom- mat tal i steg om l/32-delar. Ackumulatorn skulle då stegas upp efter varje sampel med det digitala värdet 0O00ll.ll10l represen- terande 3 och 29/32-delar.

Värdet i den binära ackumulatorn representerar den systematiska fasavvikelsen en signal skulle ha vid exakt den specificerade ' nominella frekvensen ackumulerad upp till denna punkt beroende på frekvensavvikelsen från. referensräknarens ll repetitions- ffrekvens. Inkrementet till den binära ackumulatorn representerar den extra rotationen av fas adderad varje gång beroende på den 519 816 6 systematiska frekvensavvikelsen integrerad över ett samplingsin- tervall. Genom att subtrahera den ackumulerade fasavvikelsen från fasmätningen före överföringen av denna till utmatningsregistret 13 korrigeras den både för det systematiska frekvensfelet och den icke proportionella samplingsfrekvensen. Det blir därför möjligt att välja mittsignalfrekvensen, referensfrekvensen och samp- lingshastigheten oberoende av varandra inom rimliga praktiska gränser.

Den huvudsakliga nackdelen.med den1svan.beskrivna referensvektor- metoden för fasdigitalisering hänför sig till korrektionen av mätningen. För vissa kombinationer av inmatning av referens och samplingsignalfrekvenser, kan.korrektionen alstra en ton som kom- mer att interferera med fasinformationen. Till exempel om en 2 MHz referensklocka matas tilleflimodulo 64 räknare, den.nominella signalfrekvensen är 34 kHz och samplingsfrekvensen är 16 Khz.

Korrektionsinkrementet skulle därför exakt bli 64*(2MHx/64 - 34 Khz)/16 Khz = -ll.

Konsekutiva utmatningssampel kommer då att korrigeras genom addering av ll, 22, 33, 44, 55, 2, 12 ... till mätningarna. Denna korrekticuxkompenserar fullständigt för medelfrekvensavvikelsen, dock görs varje mätning vid nollgenomgàngen av signalen och inte vid samplingspulsen. Det är exakt 34 Khz/16 Khz = 2 1/8 signalpe~ riod för varje samplingspulsperiod. Detta betyder att sju gånger av åtta görs mätningen varje andra nollgenomgàngssignal, men görs den åttonde mätningen efter tre nollgenomgàngar. Eftersom den faktiska tidenxmellanlnätningarna är kortare än samplingsperioden för de första sju mätningarna, kommer dessa sampel att vara överkompenserade av korrektionen, och därmed skapa en ramp. Den åttonde mätningen görs efter en tid som är längre än samplingspe- rioden och kommer därför att vara underkompenserad. Resultatet kommer att vara en sågtandsvågform med 16 Khz/8 = 2 Khz över- lagrad på fassignalen. Amplituden topp-till-topp av sågtanden kommer att vara 7/8*l1*l6 Khz/34 Khz = 4,53 minst signifikanta bitar. Detta' kan vara oacceptabelt i många applikationer.

Sågtandens amplitud topp-till-topp kan emellertid reduceras till 519 816 7 hälften genom att mäta fasen vid både signalens positiva och negativa nollgenomgångar. Detta kommer också att dubbla sågtands- frekvensen, menxxunatningssamplet kommer då att behöva korrigeras med l80° när mellanlagrat på en negativ nollgenomgång. Ett enkelt sätt att skifta fasen l80° är att invertera den mest signifikanta biten i utmatningssamplet, dvs., addera -n i tvåkomplementform.

Ett annat problem med den ovan beskrivna referensvektormetoden är den asynkrona mellanlagringen av fasen vilket kräver an- vändning av en Gray-kodad referensräknare ll. Om referensklock- tillståndet skall användas för att erhålla en extra precisionsbit kommer triggerkretsen att behöva implementeras asynkront, om inte naturligtvis en högre klockfrekvens än referensklockan är till- gänglig. Asynkrona konstruktioner kan vara besvärliga.

Följaktligen finns det ett behov av en förbättrad fasdigitalise- ring vilken kan tillhandahålla en digital representation av en analog signal utan nackdelarna associerade med de ovan beskrivna anordningarna.

SAMMANFATTNING AV UPPFINNINGEN Den föreliggande uppfinningen hänför sig till en elektronisk anordning som direkt alstrar en digital representation av en växelströmsignals ögonblickliga fasvinkel i förhållande till en känd referenssignal. Den digitala representationen är i format modulo Zu. Fasdigitaliseringen innefattar en ackumulator som är känslig för en referenssignal och en fasinkrementeringssignal.

Lämpligen innefattar fasdigitaliseringen en triggerkrets som är känslig för en insignal och en samplingssignal. Triggerkretsen får fasvärdeti ackumulatorn att överföras till en hållande mellanlagring efter ett på förhand fastställt omslag av in- signalen, såsom en nollgenomgång av insignalen. Värdet i den hållande mellanlagringen överförs till en utmatningsmellanlag- ring, därmed tillhandahållande en digital representation av fasen. 519 816 8 Referenssignalens frekvenser, samplingssignalen, och insignalen är inom praktiska gränser inte begränsade att ha något speciellt förhållande. Andra egenskaper för kopplingen är att den är oberoende av samplingssignalens frekvens och att hela kopplingen kan byggas med användning av digitala logiska element. Det är också möjligt att innefatta ett programmerbart register i kopplingen för att inom praktiska gränser hantera vilken som helst insignal och referenssignalfrekvens.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Figur 1 är ett schema över referensvektorfasdigitaliserings- anordning, Figur 2 är ett schema över fasackumuleringsdigitaliserings- anordningen enligt den föreliggande uppfinningen, Figur 3 är ett schema över fasdigitaliseringsanordningen enligt den föreliggande uppfinningen med en trigger- krets, Figur 4 är ett diagram som visar funktionen av två vektorer med halva vinkeln, Figur 5 är ett schema över en koppling för att skapa fasvärden för två halvcykler, Figur 6 är ett schema över en förenklad fasdigitaliserings- anordning, Figur 7 är ett schema över en lågeffektsfasdigitaliserings- anordning med räknare, Figur 8 är ett blockschema över kopplingen använd för att beräkna vektorfasmedelvärdet av två fasmätningar, och Figur 9 är ett blockschema över fasdigitaliseringsanordningen vilken kan utföra medelvärdesberäkningar enligt fig. 8.

DETALJERAD BESKRIVNING AV UPPFINNINGEN Fasdigitaliseringsanordningen enligt den föreliggande upp- finningen är en förbättring av den ovan beskrivna direkta fasdigitaliseringsanordningen enligt den samtidigt anhängiga 519 816 9 ansökningen med serienr. 490 330. Den föreliggande uppfinningen liksom den samtidigt anhängiga ansökningen, använder samma representation av fasen med modulo 2n, och den kan innefatta en triggerkrets som osäkras av en samplingspuls och avfyras av en insignals nollgenomgång. Triggerkretsen kan emellertid utelämnas om en mer ekonomisk version önskas.

Figur 2 visar ett förenklat blockschema av fasdigitaliseringsan- ordningen 20 med ackumulator enligt den föreliggande uppfinnin- gen. Huvudkomponenterna i den föreliggande uppfinningen innefat- tar ackumulatorn 21, mellanlagringarna 22 och 23 och trigger- kretsen 24. Ackumulatorn 21 tjänar samma ändamål som referens- räknedelaren i den samtidigt anhängiga ansökningen. Ackumulatorn 21 håller fasvinkeln för en roterande referensvektor i en mellan- lagring 25. Utmatningen från mellanlagringen 25 summeras med ett fasinkrement av en summeringsanordning 26. Ackumulatorn 21 inkrementeras med fasinkrementet en gång varje referensklock- cykel. Lämpligen laddas fasinkrementet ned från en lämpligt programmerad mikroprocessor. Genom justering av fasinkrementet och antalet bitar i ackumulatorn 21 är det möjligt att med godtycklig precision alstra vilken som helst fasvektor med användning av vilken som helst referensfrekvens. Fasinkrementet bestäms endast av de förväntade in- och referenssignalfrekven- serna, och alltså är kretsens 20 funktion fullständigt oberoende av samplingspulsen och den avfyrar vid insignalens första nollgenomgång. Stroben som triggkretsen 24 alstrar när den avfyrar överför ackumulatorvärdet till ett hållregister eller en mellanlagring 22. Vid nästa samplingspuls överförs värdet från hállregistret 22 till utmatningsregistret 23, varvid alltså sampel alstras med ett reguljärt intervall fastställt av den yttre samplingssignalen.

Antalet bitar i hàllregistret 22 och utmatningsregistret 23 och antalet bitar i ackumulatorn 21 behöver nödvändigtvis inte vara desamma. Det är möjligt att göra en analogi mellan en ordinär analog-till-digital.omvandlarecxflifasdigitaliseringsanordningen 20. Om fasen motsvarar spänningen vid den analoga-till-digitala 519 816 10 omvandlarens ingång så håller fasackumulatorn 21 värden som motsvarar kvantiseringsnivåer för den analoga-till-digitala omvandlaren och fasinkrementet motsvarar kvantiseringsstegen. Om bredden av ackumulatorn 21 är, till exempel 16 bitar och fasinkrementet är 10 bitar, då är det i verkligheten inte nödvändigt att veta den fullständiga 16 bitars representationen av kvantiseringsnivån eftersom kvantiseringsstegen är så stora.

Till exempel behöver man inte veta kvantiseringsnivån med mikro- voltprecision om de är åtskilliga volt ifrån varandra. Håll- och utmatningsregister 22, 23 med 8 bitar kommer vara tillräckligt.

Fasinkrementet för en speciell referensfrekvens och förväntad signalfrekvens kan beräknas utan besvär. Till exempel, om ackumulatorn 21 är 16 bitar bred kan den representera heltal mellan noll och 65535, och som börjar om vid 65536. Det binära talet 65536 representerar då fasvinkeln 2n. För en 2MHz klock- frekvens och en förväntad signalfrekvens 34 Khz, är inkrementet exakt 65536*34 Khz/2 Mhz = ll14.ll2. Det är inte möjligt att representera detta värde exakt med ett 16 bitars heltalsinkre- ment, och det teoretiskt exakta värdet måste trunkeras till 1114.

Detta introducerar ett fel ekvivalent med en signalfrekvensavvi- kelse av 34 Khz*ll14/l114.ll2 - 34 Khz = 3,4 Hz. I de flesta fall kan ett frekvensfel av denna storlek tolereras, men om detta inte är fallet måste bredden av ackumulatorn 21 ökas. I detta speciella exempel är det möjligt att representera inkrementet exakt med användning av en 36 bitars ackumulator.

Triggerkretsen 24 är en väsentlig del av fasdigitaliseringsanord- ningen 20. Mellanlagringernmed fasackumulatorn 21 vid insignalens nollgenomgång och användningen av klocktillståndet för att erhålla extra. precision i fasordet skulle normalt kräva en asynkron implementering, eftersom insignalens nollgenomgång kunde inträffa vid vilken som helst tid i. förhållande till klockan. Alltså skulle fasackumulatorn 21 behöva vara.Gray-kodad, så att en mellanlagringstrob inte skulle producera ett felaktigt resultat om den inträffade exakt vid samma tidpunkt som in- krementeringen av ackumulatorn 21, dvs., när ackumulatorn läses 519 816 ll under inkrementering. En asynkron konstruktion är ett betydande problem för en konstruktör av ASIC, och om möjligt skall en asynkron konstruktion undvikas. Triggerkretsen 24 enligt den föreliggande uppfinningen transformerar det opålitliga upp- trädandet för en asynkron konstruktion till en synkron koppling som uppför sig bra, och undviker under processen behovet av en Gray-kodad ackumulator.

Figur 3 visar ett blockschema över den fullständigt utrustade fasdigitaliseringsanordningen 20, försedd med en dubbel nollge- nomgángsflanktriggning, upplösningsförbättring av klocktill- stàndsfasen och programmerbart fasinkrement. I figur 3, har den aktiva klockflanken för de flanktriggade anordningarna indikerats med en pil. För att den förbättrade upplösningen av klocktill- stándet skall fungera korrekt, màste tvâ ackumulatorfasvärden beräknas, ett värde för det positiva klockcykeltillstàndet och det andra värdet för det negativa klockcykeltillstàndet. Detta kan åstadkommas genom addering av endast halva fasinkrementet lagrat i registret 42 till ackumulatorvärdet lagrat i registret 25 för att beräkna det positiva cykelvärdet för tillståndet. Det är mycket enkelt att dividera fasinkrementet i registret 42 med två med en delare 43, eftersom detta är ekvivalent med en binär högerskiftning med en bitposition. Utmatningen från delaren 43 summeras med utmatningen fràn registret 25 av en summeringsanord- ning 44. Utmatningen från registret 42 summeras också med utmatningen från registret 25 av en summeringsanordning 45. De två värdena fràn summeringsanordningarna 44 och 45 påförs en selekteringsomkopplingsanordning 46 vilken överför det selektera- de värdet till hàllregistret 22. Den exklusiva ELLER-grinden 47 inverterar den mest signifikanta biten av fasordet när en mätning görs vid en positiv insignalsflank och tillhandahåller alltså det nödvändiga fasskiftet l80° mellan positiva och negativa omslags- triggade mätningar.

De två fasvärdena för ackumulatorn 21 beräknas en gång varje klockcykel och beräkningarna är synkrona med klockan. Trigg- kretsen 24 kommer ihåg under vilket klocktillstànd nollgenom- 519 816 12 gången inträffade. Mellan 0,5 till 1,5 klockcykler efter att insignalens nollgenomgàng inträffade och vid en negativ klock- flank, samplas insignalens tillstånd för att fastställa om det var en positiv eller negativ nollgenomgàng som avfyrade trigger- kretsen 24. Detta betyder att insignalen. måste vara stabil åtminstone 1,5 klockcykler efter en nollgenomgàng eller kan mätningen bli förvanskad. Nollgenomgångar som emellertid uppträder just några få klockcykler efter varandra betyder att signalen själv är förvanskad så att detta är i verkligheten inget problem. Triggerkretsen 24 selekterar det korrekta fasvärdet (positiv eller negativ cykel) beroende av triggningens omedelbara klocktillstànd, korrigerar fasvärdet med l80° om det var en negativ nollgenomgàng som avfyrade triggningen, och 0,5 till 1,5 klockcykler senare överförs mätningen till den hållande mellan- lagringen 22. Nästa samplingspuls mellanlagrar mätningen i utmat- ningsmellanlagringen 22. Alltså uppträder sampel vid utmatnings- mellanlagringen 23 med ett sampels fördröjning med ett intervall fastställt av den externa påförda samplingssignalen.

Triggerkretsen 24 alstrar två signaler, en avfyrningssignal som laddar in ackumulatorfasvärdet i registret eller den hållande mellanlagringen 22 och en klocktillstàndssignal indikerande tillståndet för referensklockan vid ögonblicket för att nollge- nomgången inträffar för insignalen. Klocktillstàndssignalen används av omkopplingsanordningen 46 för att selektera huruvida hela eller halva cykelfasvärdet från ackumulatorn 21 skall användas.

Triggerkretsen 24 innefattar fyra bistabila vippor av D-typ 31- 34, klockade av referensklockan, och två exklusiva ELLER-grindar 35, 36 för att fastställa när ett insignalsomslag inträffar samt referensklocktillståndet vid omslagsögonblicket. Två av de bista- bila vipporna av D-typ 31, 34 är positivt flanktriggade, och två av de bistabila vipporna av D-typ 32, 33 är negativt flanktrigga- de. Av de två positivt flanktriggade bistabila vipporna 31, 34 av D-typ, matas den bistabila vippan 31 av D-typ med insignal direkt och den bistabila vippan 34 av D-typ matas med insignalen 519 816 13 fördröjd en halv referensklockcykel av den negativt flanktriggade bistabila vippan 32 av D-typ. Alltså om insignalsomslaget sker vid en positiv referensklockhalvcykel, kommer båda utgångarna av de positivt flanktriggade bistabila vipporna 31, 34 att ändras samtidigt vid nästa positiva referens-klockflank. Om insignal- somslaget sker* vid en negativ' klockhalvcykel, kommer endast utgången av den bistabila vippan 31 med en icke fördröjd ingång att ändra sig. Detta betyder att ett insignalsomslag under en negativ referensklockhalvcykel kan enkelt detekteras med hjälp av den exklusiva ELLER-grinden 36 som avkänner skillnader mellan utmatningarna från de två positivt flanktriggade bistabila vipporna 31, 34. Triggerkretsen 24 är symmetrisk med exakt samma arrangemang för de negativt flanktriggade bistabila vipporna 32, 33. Ett omslag som sker vid en positiv halvcykel kan detekteras på samma sätt från utgàngarna av de negativt flanktriggade bistabila vipporna 32, 33. Varje insignalsomslag kommer att alstra en lång logisk hög puls av referensklockcykeln på en av utgångarna av de exklusiva ELLER-grindarna 35, 36. Utmatningen uppträder på de exklusiva ELLER-grindarna 35, 36 beroende på referensklockhalvcykeln under vilken omslaget inträffar. Utmat- ningen som indikerar ett negativt halvcykelomslag används för att selektera det fullständiga cykelfasvärdet.

Utmatningarna från de exklusiva ELLER-grindarna 35, 36 ELLER- behandlas tillsammans av en ELLER-grind 37 och matas till en bistabil vippa 38 av D-typ. Om endera av utgàngarna av de exklusiva ELLER-grindarna 35, 36 går hög, kommer den bistabila vippan 38 av D-typ att alstra en aktiv avfyrningspuls vid nästa negativa referensklockflank. Eftersom avfyrningssignalen matas tillbaka till ELLER-grinden 37, kommer signalen att förbli aktiv tills den bistabila vippan 38 av D-typ återställs av en samp- lingssignalpuls. Samplingspulsen laddar också det nya fasvärdet in i. utmatningsregistret eller' utmatningsmellanlagringen. 23.

Medan samplingssignalen är aktiv, àterställs triggkretsen 24 och förhindras från att alstra en ny avfyringspuls. Detta betyder att samplingspulsen lnåste vara inaktiv under åtminstone en halv' 519 816 14 insignalsperiod för att säkerställa att en ny mätning kommer att göras.

Om fasinkrementet implementeras som ett programmerbart register 42, istället för en hårdvarubitkombination då kan fasdigitalise- ringsanordningen 20 programmeras att fungera med nästan vilken som helst referens och infrekvens utan att ändra hårdvaran.

Kvantiseringsstegen för fasdigitaliseringsanordningen 20 fast- ställs med referensklockfrekvensen. En högre klockfrekvens resulterar i mindre kvantiseringssteg. Eftersom kvantiseringen introducerar distorsion, är det önskvärt att hålla denna så liten som möjligt. Den enklaste vägen för att åstadkomma denna målsätt- ning är att öka klockfrekvensen. Det är också möjligt att använda klockans tillstånd.dvs., positiv eller negativ klockhalvcykel för att dubblera upplösningen. Klockan kommer då att behöva vara en fyrkantvåg med 50% pulskvot. Det finns åtminstone två möjliga sätt att implementera detta arrangemang. Figur 4 och figur 5 visar vardera ett blockschema över en metod för att implementera detta arrangemang. Metoden visad i figur 5 är den föredragna, men principerna för funktion är gemensam för båda. Istället för att beräkna ett nytt ackumulatorfasvärde varje klockcykel, beräknas två värden, ett för varje halvcykel. Fasvärdet valt beror på huruvida nollgenomgången skedde under en positiv eller negativ klockhalvcykel.

Om till exempel endast den positiva insignalsnollgenomgången används för att mellanlagra fasmätningen, kan då tiden mellan samplingspulsen och den faktiska mätningen variera från noll till en insignalcykel. Om insignalfrekvensen exakt motsvarar den förväntade insignalfrekvensen, har detta ingen betydelse. När insignalen är frekvensmodulerad, blir det mer viktigt eftersom frekvensavvikelsen ökar. När signalen är modulerad, skapar frekvensavvikelsen en fasramp som samplas vid den första insig- nalsnollgenomgången som uppträder efter en samplingspuls. Detta introducerar jitter vid samplingstidpunkten som resulterar i ett utmatningsfasjitter eftersom det är en ramp som samplas. Detta 519 816 15 tid/fasjitter kan minskas till hälften genom användning av båda nollgenomgångarna. Utmatningsfasen kommer emellertid att behöva korrigeras med l80° när ett sampel tas vid en negativ nollgenom- gång. Det enklaste sättet att göra detta är att invertera utmatningsfassamplets mest signifikanta bit.

En mera ekonomisk fasdigitaliseringsanordning 60 kan implemente- ras utan en triggerkrets 24 med osäkring/avfyrning för att bibehålla konstruktionen så enkel som möjligt. Figur 6 visar blockschemat över den förenklade fasdigitaliseringsanordningen 60. Den förenklade fasdigitaliseringsanordningen 60 innefattar ett fasinkrementeringsregister 61, en fasackumulator 62, en mellanlagring 63, en bistabil vippa 64 av D-typ, en inverterare 65 och en OCH-grind 66. När samplingssignalen är inaktiv (hög) överför varje positiv insignalflank ett nytt fasvärde in i mellanlagringen 63. Mellanlagringen är synkroniserad med klockan, därmed undvikande behovet av en Gray-kodad ackumulator. En samp- lingssignal som är aktivt låg förhindrar helt enkelt mellanlag- ringen av ett annat sampel genom att dra ingången för aktivering av klockan på mellanlagringen 63 låg och alltså producerande en stabil mätningsutmatning.

En begränsning associerad med fasackumulatorn i den föreliggande uppfinningen är att inkrementering av fasackumulatorn vid höga frekvenser förbrukar en väsentlig mängd effekt. Detta beror på inkrementeringen vilken involverar en addering av två relativt breda binära ord, inkrementet och den ackumulerade fasen. I en CMOS-bricka är effektförbrukningen vid en fast klockfrekvens huvudsakligen beroende av två saker, lastkapacitansen för klockkällan och antalet bitar som ändrar tillstånd varje klockcykel och deras belastning. Det finns inte mycket som kan göras rörande belastningskapacitanser, men antalet bitar som ändrar tillstånd kan minskas. Anta till exempel att i medel ungefär hälften av alla ackumulatorns utmatningsbitar ändrar tillstànd efter en inkrementering vilket är endast en grov uppskattning;-Det verkliga antalet bitar som ändrar tillstånd är naturligtvis beroende av ackumulator- och inkrementeringsvärdena. 519 816 16 Om en binär räknare skulle användas istället för ackumulatorn, skulle i medel endast tvà bitar (maximum) ändras per klockcykel.

Preliminära beräkningar visar att det skulle vara möjligt att spara ungefär 65% av strömförbrukningen genom användning av räknare istället för en inkrementerande ackumulator.

Figur 7 visar hur en fasdigitaliseringsanordning 70 enligt den föreliggande uppfinningen kunde implementeras med användning av räknare. Enmhuvudräknare 71 inkrementeras av en referensklocksig- nal, och alstrar alltså en roterande fasvektor. Referensfrekvens- signalen påförs också en kompensationsräknare 72. Kompensations- räknaren 72 håller en integrerad frekvensavvikelse. Klockpulserna till felkompensationsräknaren 72 kan alstras av en krets 73 vilken kunde innefatta en delare, en ändlig tillstándsmaskin, en överhoppande räknare eller en annan referensklocksignal om till- gänglig. För att alstra den korrekta fasen, överförs tillståndet för~huvudräknaren.7lcxfllkompensationsräknaren 72 till mellanlag- ringar 75, 76 i gensvar pà en signal alstrad av en triggerkrets 77. Utmatningarna från mellanlagringarna 75, 76 summeras till- sammans av en summeringsanordning 74, men detta behöver göras endast en gång för varje sampel. Utmatningen från summerings- anordningen 74 påförs en utmatningsmellanlagring 74 vilken också är känslig för samplingspulsen. Eftersom samplingsfrekvensen är väsentligt lägre än referensfrekvensen, kommer effektbesparingen att vara betydlig. Det finns en väsentlig skillnad mellan appa- raten enligt fig. 7 och apparaten enligt fig. 1. Den väsentliga skillnaden är att både kompensationsräknaren 72 och fasräknaren 71 läses vid insignalens nollgenomgàng (dvs. kompensationen baseras på den faktiska tiden mellan mätningarna, inte på samp- lingsintervallet).

Till exempel om den förväntade insignalsfrekvensen är 34 Khz och referensklockfrekvensen är 2 Mhz då skulle väljas en 6 bitars binär fasräknare, vilken börjar om vid 64, eftersom 2 Mhz/34 Khz = 58,8 vilket är nära 64. En felkompensationsräknare skulle då behöva introduceras för att kompensera för skillnaden mellan repetitionshastigheten för fasräknaren 71 och den förväntade 519 816 17 insignalfrekvensen. Skillnaden är 34 Khz - 2 Mhz/64 = 2750 Hz vilket betyder att kompensationsräknaren 72 skulle ha en cykel- repetitionshastighet av 2750 Hz. Antalet bitar i kompensations- räknaren 72 skulle vara så många som möjligt för att bibehålla kvantiseringsfelet litet, men maximala antalet bitar är begränsat av det faktum att kompensationsräknaren 72 måste börja om 2750 gånger per sekund med användning av en klockfrekvens deriverad från huvudklockan. En åtta-bitarsräknare är en god kompromiss i detta fall, eftersom den inte har alltför många bitar och dess kvantiseringsfel endast är en fjärdedel av det för fasräknaren 71. Kompensationsräknarens 72 klockfrekvens skulle vara 256*275O Hz = 704 Khz. Det är inte möjligt att erhålla denna frekvens från huvudklockan med användning av en enkel delare. Om kompensations- räknaren 72 inkrementeras en gång var tredje huvudklockperiod och en ytterligare gång efter varje 18 inkrement, då kommer totala antalet inkrement per sekund att approximativt vara korrekt. I detta speciella fall är det inte möjligt att alstra det exakta antalet inkrement med denna enkla metod men frekvensfelet för den alstrade fasrampen kommer att vara mycket litet, t. ex., -1,16 Hz.

Det skall pekas ut att insignaler inte alltid kan ha exakt 50% pulskvot. När en triggerkrets 24 av typen visad i fig. 3 används vilken avfyrar vid båda insignalsnollgenomgàngarna, blir detta ett problem. Till exempel om insignalpulskvoten är 40 procent, kommer fasmätningar gjorda vid en positiv' nollgenomgång att skilja sig från mätningar gjorda vid en negativ nollgenomgång med 10 procent eller 36 grader vid den nominella insignalfrekvensen.

I många applikationer är detta inte acceptabelt. Lösningen är att alltid göra två mätningar för varje utmatningsfassampel, en vid en negativ nollgenomgång och en vid en positiv, och sedan beräkna utmatningssamplet som vektormedelvärdet av de två mätningarna.

Detta kräver en modifiering av triggerkretsen 24. Fig. 8 visar ett blockschema av modifikationen. Den föredragna modifikationen innefattar register 22a och 22b för att ersätta registret 22 och två binära adderingsanordningar 82, 83 för att utföra beräk- ningen. Om A och B är de två mätta fasvinklarna och C är 519 816 18 utmatningssamplet, så beräknas vinkeln C som C = (((A-B)/2) mod n + B) mod 2n, där mod är modulo-operatorn. Beroende på den valda binära representationen av fasen blir denna beräkning mycket enkel när den implementeras med användning av binära adderingsa- nordningar. Kopplingen visad i fig. 8 är avsedd att ersätta registret 22 och att insättas före utmatningsregistret 23 i fasdigitaliseringsanordningen 20 enligt fig. 3.

Eftersom registret 22a håller värdet från den första mätningen A och registret 22b håller den andra mätningen B utförs be- räkningen när det andra värdet B blir tillgängligt. Operationen mod är "automatisk" beroende på antalet bitar använt i be- räkningen. Till exempel, om infasmätvärdena A och B är 8 bitar breda, är resultatet av subtraktionen också ett 8-bitarsvärde representerande en fas av O till 2n. Högerskiftning med en binär bit med teckenutvidgning utför både operationerna dela med 2 och mod n.

Resultatet av skiftningen åt höger är ett 9-bitars binärt värde vilket adderas till B-värdet och ger ett 9-bitars utresultat.

Genom att helt enkelt ignorera överföringsbiten från adderings- anordningen 83 erhålls ett utresultat i området O .. 2n.

Fig. 9 visar ett blockschema över den fullständiga fasdigitalise- ringsanordningen 90 med modifikationer gjorda på triggerkretsen 24 för att alstra den extra avfyringssignalen nödvändig för att utföra medelvärdesberäkningen enligt fig. 8. Funktionen av den modifierade triggerkretsen är nästan identisk med den icke modifierade kopplingen enligt fig. 3. De enda ändringarna är ELLER-grinden 92, OCH-grinden 93 och en extra bistabil vippa 91 av D-typ vars utgång avfyrar vid den andra insignalsnollgenom- gàngen efter samplingspulsen, och alltså laddar in den andra mätningen B i registret 22b. Det är också möjligt att erhålla en extra bit fasprecision med användning av medelvärdesmetoden illustrerad i fig. 8.

Claims (8)

,., . . .. .. . 1. . . - . n , ,, _, , v. . .= . l 1 . 1. i. -. - - f ~ 1 v w - .H f. v a. . , . 1 I s., fl _ . _ r _. . .I 7- f - - v - . . _ . .-. . .. _. - PATENTKRAV

1. Koppling för fastställande vid på förhand fastställda samp- lingsintervall av ett digitalt värde representerande en insignals ögonblickliga fas i förhållande till en referenssignal, k ä n - n e t e c k n a d av ett digitalt ackumulerande organ (21) känsligt för referens- signalen vilken stegas upp eller stegas ned med ett på förhand fastställt värde vid varje cykel av referenssignalen för att alstra ett ackumulerat värde, ett triggningsorgan (24) känsligt för en samplingssignal och insignalen för alstring av en avfyringspuls, hållregisterorgan (22) för registrering av det ackumulerade värdet vid förekomsten av avfyringspulsen, och ett utmatningsorgan (23) känsligt för samplingssignalen för utmatning av innehållet i hàllregistret (22) vid de på förhand fastställda samplingsintervallen.

2. Koppling enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att triggerkretsen (24) innehåller en ingång för osäkring för mottagande av samlingssignalen och en triggeringång för mottag- ning av insignalen, sådana att en avfyrningspuls alstras i gensvar på insignalens omslag, vilken därvid orsakar överföring av det ackumulerade värdet i det digitala ackumulerade organet (21) till hållregisterorganet.

3. Koppling enligt krav 2, k ä n n e t e c k n a d av att den vidare innefattar differentierande organ för omvand- ling av en sekvens av digitala fasvärden till en sekvens av frek- vensuppskattningar.

4. Koppling enligt krav l, k ä n n e t e c k n a d av att det digitala ackumulerande organet (21) innefattar organ för beräkning av åtminstone två ackumulerade värden, ett ackumulerat värde för varje halvcykel av referenssignalen, och att triggerkretsen (24) selekterar det korrekta ackumulerade 519 816 20 värdet beroende av referenssignalens tillstànd vid ett omslag av insignalen genom vilket upplösningen dubblas.

5. Koppling enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att den är känslig för mer än ett omslag av insignalen per period för att alstra en avfyrningspuls vilken orsakar mellanlag- ring av det ackumulerade värdet i hállregisterorganet (22), och att den. vidare innefattar organ för- kompensering av' det ackumulerade värdet genom addering eller subtrahering av en avvikelse motsvarande en faktisk triggningshändelse i förhållande till en standardtriggningshändelse.

6. Koppling enligt krav l, k ä n n e t e c k n a d av att det digitala ackumuleringsorganet (21, 70) innefattar binära räkneorgan (71, 72), vilka läses vid samma omslag av in- signalen, för addering eller subtrahering av kompensationsvärden tillsammans med de ackumulerade värdena.

7. Koppling enligt krav l, k ä n n e t e c k n a d av att det digitala ackumuleringsorganet (21, 70) innefattar en huvudräknare (71) och en kompensationsräknare (72), och att hàllregisterorganet innefattar två läsningsorgan, ett första organ (76) för läsning av huvudräknaren (71) och ett andra organ (75) för läsning av kompensationsräknaren (72).

8. - Koppling för fastställande av vid på förhand fastställda samplingsintervall av ett digitalt värde representerande den ögonblickliga fasen för en insignal i förhållande till en referenssignal, k ä n n e t e c k n a d av digitalt ackumulerande organ känsligt för referenssignalen vilken stegas upp och stegas ned med ett på förhand fastställt värde vid varje cykel av referenssignalen för att alstra ett ackumulerat värde, organ känsligt för referenssignalen och insignalen för alstring av en klockpuls, och Aregisterorgan för registrering av det ackumulerade värdet vid förekomsten av klockpulsen och för utmatning av innehållet i registret vid pà förhand fastställda samplingsintervall.