JP2004514389A - スイッチモード電源 - Google Patents
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Abstract
Description
[説明]
本発明は、入力信号電圧を受信する入力と、フライバックコンバータ回路配置と、調整された出力信号電圧を供給するための出力とを有するスイッチモード電源に関する。
【0002】
スイッチモード電源は、高性能、比較的軽量、比較的小型、比較的低電力消費であるといった特徴から、電源レギュレータとして使用される。しかし、スイッチモード電源の採用を制限してしまう特定の不利点は、雑音性能、特に、商用電源−高調波ひずみに関連する。
【0003】
1つの例として、US−A5,353,213には、コンデンサを充電するための追加の電圧を生成するよう配置されるフライバックコンバータが開示される。このコンデンサは、入力商用電源信号電圧が略ゼロクロスとなるときに、コンバータに必要なエネルギーを供給するよう配置される。
【0004】
本発明は、公知のスイッチモード電源より有利であり、特に、改善された商用電源−高調波ひずみ性能を示すスイッチモード電源を提供することを目的とする。
【0005】
本発明では、上述されたようなタイプで、フライバックコンバータと動作上組合わせられるよう配置されるブーストコンバータを含むことを特徴とするスイッチモード電源を提供する。
【0006】
そのようなコンバータに、ブースト機能とフライバック機能を有利に組合わせることにより、コンバータの雑音性能を改善し、特に、商用電源−高調波減少といった利点をもたらすことができる。
【0007】
請求項2に示す特徴は、コンバータ内の電流経路を分けるのに有利であり、それにより、フライバックコンバータの中を望ましくない逆電流が流れることが阻止される。
【0008】
請求項3に示す特徴は、電源が、ブーストモードとフライバックモード間で切替わることができる単純化された配置を提供するのに有利である。
【0009】
請求項4及び5に示す特徴は、ブーストモードとフライバックモード間での切替わりを容易に制御する手段を提供するのに有利である。
【0010】
請求項6及び7に示す特徴は、2つの動作モードの切替え点を制御するのに有利である。
【0011】
本発明を例示的に、添付図面を参照しながら以下に詳細に説明する。
【0012】
最初に図1を参照するに、コンデンサが再配置された組合わせられたブースト−バック(boost−buck)電源コンバータから得られる理論上の回路トポロジーを示す。
【0013】
コンデンサが再配置されることによって、ブースト−バックコンバータトポロジーは、ブースト−フライバックコンバータトポロジーに変更される。
【0014】
この理論的な実施例では、フライバックコンバータのダイオードは、ブーストコンバータのダイオードのダイオードと組合わせられる。
【0015】
この配置には、ブーストインダクタL1、組合わせられたダイオードD1/2素子、ブーストコンデンサC1、出力コンデンサC2、フライバックインダクタL2、及び、スイッチ素子S1/2を含む。ブースト出力コンデンサは、2つの直列のコンデンサC1及びC2を組合わせることによって形成される。
【0016】
整流された商用電源入力電圧RMIが入力に供給される。安定した、又は、出力される電圧が出力に供給される。
【0017】
ブーストコンデンサC1にはかなりの電圧リプルが存在し、入力商用電源周波数の2倍の周波数を有する。出力コンデンサC2には、実質的にリプル電圧は生じないが、これは、制御論理の制御動作に依存する。
【0018】
インダクタ電流が符号を変えない限り、コンバータは予想通りに動作する。しかし、実際の適用では、全ての動作条件においてこのことは保証される訳ではなく、従って、この回路は、採用されなくなってしまう。
【0019】
図1に示す回路は、インダクタL2を流れる電流がゼロでなければ、効果的に動作することができる。電流がゼロに落ち、スイッチS1/2がオンにされていないと、逆電流がインダクタL2を流れ、コンバータは所望のモードで動作しなくなる。このような状況は回避されなければならない。
【0020】
図1のトポロジーに基づいて、2つの電流経路は、追加のダイオードD2及びD3を使用することにより分離することができる。これは、上述したような問題を解決する助けとなる。
【0021】
図2に、この変更された配置を示す。追加のダイオードD2及びD3によって、上述した2つの電流経路が互いに影響を及ぼしあうことが阻止される。
【0022】
ブースト素子とフライバックコンバータ素子は共に、コンデンサC1がコンデンサC2に直列に接続されるので、同一のスイッチS1/2によって制御される。連続的なインダクタ電流を得るには、以下の式を導き出すことができる。
【0023】
DC入力電圧に対し、ブーストコンバータの伝達式(transfer formula)は、
(VC1+VC2)/Vi=1/(1−δ)
であり、DC入力電圧に対し、フライバックコンバータの伝達式は、
VC2/VC1=/(1−δ)
であり、DC入力電圧に対し、組合わせられたコンバータの伝達式は、
VO/V1=δ/((1−)(2−δ)) (V0=VC2)
となる。
【0024】
更なる代案として、図2に示す組合わせられたコンバータの2つのインダクタを再配置して組合わすことも可能である。この結果、異なる動作をする異なるコンバータトポロジーが得られる。図3に、この更なる代案を示す。ここでは、電流経路が変更されて、1つのインダクタを有するブーストフライバックトポロジーが得られる。安定した出力電圧が並列でコンデンサC2に供給される。
【0025】
コンデンサC1の電圧と整流された入力商用電圧に依存して、コンバータはブーストモードとフライバックモードの間で切替わる。
【0026】
整流された入力商用電圧が、コンデンサC1に亘る電圧より高い限り、コンバータはブーストコンバータとして動作し、商用電源からのエネルギーを直列接続されるコンデンサC1及びC2に伝達する。
【0027】
商用電源電圧が、コンデンサC1に亘る電圧より下に落ちると、コンバータは、その動作モードをブーストからフライバックモードに変更する。フライバックモードでは、コンデンサC1に蓄えられたエネルギーが出力コンデンサC2に伝達される。
【0028】
尚、商用電源電流信号は一般的にシヌソイドになることはできない。これは、コンバータがフライバックモードにあるときは、商用電源からコンバータにエネルギーが伝達されないという事実によるものである。また、コンバータがブーストモードにあるときは、1つのパラメータしか制御することができない。しかし、商用電源の高調波に関しては、かなりの向上が見られる。出力電圧が安定化されると、入力電流はシヌソイドではない。また、入力電流が制御されると、出力電圧はかなりの出力電圧リプルを有する。尚、商用電源電圧が略ゼロクロスとなる数ミリ秒の間は、商用電源電流は完全にゼロとなる。
【0029】
図3に示すコンバータの伝達式を導き出すために、出力電流は、少なくとも1つの商用電源の期間の間は一定であると仮定する。
【0030】
連続インダクタ電流のために以下の式が導き出されるが、δ2は、商用電源電圧が、コンデンサC1の電圧より低くなるときの時間を示し、コンデンサC1は、時間δ2の間、コンバータにエネルギーを供給する。
【0031】
エネルギーバランスコンデンサC1:δ2=VC1/(VC1+VC2)
切替え電圧: δ2=2/π arcsin(VC1/(VI( peak ))
両方の式を組合わせ、
VC1/(VC1+VC2)=2/π arcsin(VC1/(VI( peak ))
となる。
【0032】
図3に示すブースト−フライバックコンバータのインダクタは、タップされるインダクタL1a−L1bを形成することにより分離することができ、これにより、本発明のもう1つの実施例が与えられる。この結果、図4に示すようなコンバータトポロジーが得られる。このトポロジーは、図3に示すコンバータの動作と等しい動作をもたらす。しかし、電流経路は変更されて、ブーストからフライバックモードへの切替え点が変更される。ここでも、安定した出力電圧がコンデンサC2に並列で供給される。
【0033】
コンバータが、ブーストモードとフライバックモードの間で切替わる点は決定され、タップされるインダクタL1a−L1bのタップ位置及びコンデンサC1及びC2の電圧によって選択することができる。入力商用電源電圧が、L1b/(L1a+L1b)によって乗算されるコンデンサC1に亘る電圧より高い限り、コンバータはブーストコンバータとして動作し、商用電源からのエネルギーを、直列接続されるコンデンサC1及びC2に伝達する。
【0034】
商用電源電圧が、L1b/(L1a+L1b)によって乗算されるコンデンサC1に亘る電圧より下に落ちると、コンバータはその動作をブーストからフライバックモードに変更し、コンデンサC1に蓄えられるエネルギーを出力コンデンサC2に伝達する。
【0035】
既に述べたように、商用電源電流信号は一般的にシヌソイドになることはできない。これは、コンバータがフライバックモードにあるときは、商用電源からコンバータにエネルギーが伝達されないという事実によるものである。図4に示すブースト−タップフライバックコンバータは、コンバータがブースト及びフライバックモードにある時間、及び、コンデンサC1の電圧に関して異なる動作を有する。上述したコンバータと同様に、コンバータがブーストモードにあるときは、1つのパラメータしか制御することができない。出力電圧が安定化されると、入力電流はシヌソイドではない。入力電流が制御されると、出力電圧は、かなりの出力電圧リプルを有する。上述したように、商用電源電圧が略ゼロクロスとなる数ミリ秒の間、商用電源電流は完全にゼロとなる。
【0036】
商用電源入力をタップ位置に変更し、D2の陰極を図4のL1aの一番左の位置に接続することにより、本発明を具現化するコンバータのもう1つの変形が得られる。この結果、図4に関連して説明したコンバータの動作に等しい動作を有するコンバータトポロジーがもたらされる。これは図5に示す。ここでは、電流経路は変更されて、ブーストからフライバックモードへの切替え点が変更される。安定した出力電圧がコンデンサC2に並列で供給される。
【0037】
タップされるインダクタのタップ位置と、コンデンサC1及びC2の電圧に依存して、コンバータは、ブーストモードとフライバックモード間で切替わる。
【0038】
入力商用電源電圧が、(L1a+L1b)/L1bが掛け算されるコンデンサC1に亘る電圧より高い限り、コンバータはブーストコンバータとして動作し、商用電源からのエネルギーを、直列接続されるコンデンサC1及びC2に伝達する。
【0039】
商用電源電圧が、(L1a+L1b)/L1bが掛け算されるコンデンサC1に亘る電圧より下に落ちると、コンバータはその動作モードをブーストからフライバックモードに変更し、コンデンサC1に蓄えられるエネルギーを出力コンデンサC2に伝達する。
【0040】
上述の通り、商用電源電流信号は一般的にシヌソイドになることはできない。これは、コンバータがフライバックモードにあるときは、商用電源からコンバータにエネルギーが伝達されないという事実によるものである。図5に示すブースト−タップフライバックコンバータは、コンバータがブースト及びフライバックモードにある時間、及び、コンデンサC1の電圧に関して異なる動作を有する。
【0041】
ここでも、コンバータがブーストモードにあるときは、1つのパラメータしか制御することができない。出力電圧が安定化されると、入力電流はシヌソイドではない。入力電流が制御されると、出力電圧は、かなりの出力電圧リプルを有する。ここでも、商用電源電圧が略ゼロクロスとなる数ミリ秒の間、商用電源電流は完全にゼロとなる。
【0042】
図4のトポロジーに基づいて、追加のブーストインダクタを含むことができる。この結果、追加のインダクタL2を有する図6に示すコンバータトポロジーが得られる。このトポロジーは、図4に示すコンバータの動作と等しい動作をもたらす。しかし、電流経路は似ているが、追加のブーストインダクタL2があることによって、ブーストからフライバックモードへの切替え点が変更される。既に述べたように、安定した出力電圧がコンデンサC2に並列で供給される。
【0043】
インダクタL1及びL2の値、及び、コンデンサC1及びC2の電圧に依存して、コンバータは3つのモードの間で切替わる。
【0044】
入力商用電源電圧が、(L1+L2)/L2によって乗算されるコンデンサC1に亘る電圧より高いと、コンバータはブーストコンバータとして動作し、商用電源からのエネルギーを、直列接続されるコンデンサC1及びC2に伝達する。ブーストインダクタは、L1及びL2の直列接続したものである。商用電源からのエネルギーは、コンデンサC1及びC2に伝達される。
【0045】
商用電源電圧が、(L1+L2)/L2によって乗算されるコンデンサC1に亘る電圧とコンデンサ電圧自体との間となると、コンバータはその動作モードを、部分的にブースト及び部分的にフライバックに変更する。商用電源からのエネルギーの一部はコンデンサC1及びC2に伝達され、コンデンサC1に蓄えられるエネルギーの一部が出力コンデンサC2に伝達される。
【0046】
商用電源電圧が、コンデンサC1に亘る電圧より下に落ちると、コンバータはその動作モードを、完全にフライバックモードに変更し、コンデンサC1に蓄えられるエネルギーを出力コンデンサC2に伝達する。
【0047】
図6のトポロジーから、追加のブーストインダクタではなく、図7に示すように追加のフライバックインダクタを使用することができる。この結果、図6を参照しながら説明したコンバータの動作と等しい動作を有するコンバータトポロジーが得られる。既に述べたように、電流経路は似ているが、追加のインダクタの作用によって、ブーストからフライバックモードへの切替え点が変更される。
【0048】
インダクタL1及びL2の値、及び、コンデンサC1及びC2の電圧に依存して、コンバータは3つのモードの間で切替わる。
【0049】
入力商用電源電圧が、コンデンサC1に亘る電圧より高いと、コンバータはブーストコンバータとして動作し、商用電源からのエネルギーを、直列接続されるコンデンサC1及びC2に伝達する。ブーストインダクタはL1である。商用電源からのエネルギーは、コンデンサC1及びC2に伝達される。
【0050】
商用電源電圧が、コンデンサC1に亘る電圧とL1/(L1+L2)によって乗算されるコンデンサ電圧との間となると、コンバータはその動作モードを、部分的にブースト及び部分的にフライバックに変更する。商用電源からのエネルギーの一部はコンデンサC1及びC2に伝達され、コンデンサC1に蓄えられるエネルギーの一部が出力コンデンサC2に伝達される。
【0051】
商用電源電圧が、L1/(L1+L2)によって乗算されるコンデンサC1に亘る電圧より下に落ちると、コンバータはその動作モードを、完全にフライバックモードに変更し、コンデンサC1に蓄えられるエネルギーを出力コンデンサC2に伝達する。
【0052】
上述した回路配置では、バッファコンデンサC1は、コンバータの出力コンデンサC2と直列に配置される。
【0053】
図8は、図1乃至7のバッファコンデンサC1の代わりに、必要であるならば、使用することができる分離されるバッファを含む等価の回路配置を示す。
【0054】
ゼロクロスの間に商用電源からの整流される電圧をバッファリングするコンデンサを1つだけ使用することは、商用電源電圧がその最大値に到達するたびに大きな充電電流を有するという不利点がある。コンデンサは、このコンデンサに並列に接続される負荷をほとんど常に供給する。その結果、コンデンサは、商用電源電圧がハイレベルあるときに、半サイクル毎にピーク商用電源電圧に充電されなければならない。これにより非常に高いピーク充電電流がもたらされてしまう。
【0055】
充電時に生じるピーク充電電流が少なくなるよう代替の回路が開発される。
【0056】
このコンデンサ配置は、提案される回路と組合わされて幾つか他の利点を有する。
【0057】
図8に示すコンデンサ配置の利点は、コンデンサは、ダイオードD7によって直列に充電され、ダイオードD5及びD6によって並列に放電されることである。ダイオードD6の陰極とダイオードD5の陽極に並列に接続される負荷は、商用電源電圧がその最大値の半分より上である限り、整流される入力商用電源電圧によって直接供給される。これは、約2/3の場合において真であり、商用電源電圧は、シヌソイドであると考えられる。略ゼロクロスのときは、2つの並列スイッチコンデンサは、フライバックコンバータに給電する。コンデンサの値はむしろ低くすることができ、これは、フライバックコンバータは約1/3の場合のみコンデンサによって給電されるという事実によるものである。
【0058】
この回路の不利点は、フライバックコンバータのDC入力電圧は、50%以下乃至100%で変動する点であり、従って、フライバックコンバータは、このような電圧に対処することができなければならない。
【0059】
この代替のバッファコンデンサ配置を使用することにより、本発明の組合されたコンバータはより長い時間の間、商用電源によって直接供給されるという利点がある。
【0060】
ほんの1つの例として、図9を参照する。図9は、図2に対応するが、バッファコンデンサは図8の配置に置換されている。
【0061】
ブースト及びフライバックコンバータは共に、同一のスイッチS1/2によって制御される。充電時(商用電源がコンバータにエネルギーを供給する)には、コンデンサC1a、C1b、及び、C2は直列に接続されるが、コンデンサC1a及びC1bの放電時には、コンデンサC1a、C1b、及び、C2は、効果的に並列に接続される。
【0062】
連続インダクタ電流のために以下の式を導き出すことができる。
【0063】
DC入力電圧に対し、ブーストコンバータの伝達式は、
(VC1a+VC1b+VC2)/Vi=1/(1−δ)
であり、DC入力電圧に対し、フライバックコンバータの伝達式は、
VC2/VC1a=δ/(1−δ)
であり、DC入力電圧に対し、全体のコンバータの伝達式は、
VO/Vi=δ/((1−δ)(3−2δ))
となる。
【0064】
図8のコンデンサ配置は、最初に説明した実施例のいずれにも組み込むことができる。
【0065】
明らかなように、本願は、様々に組合わせられたブーストフライバック回路トポグラフィを説明し、これらは、入力電圧が所定値以上であるときにブーストモードで動作し、入力電圧が所定値以下であるときにフライバックモードで動作するよう有利に配置されたものである。
【0066】
本発明の主要な利点は、組合わせられたレギュレータが安定した状態で動作し、従って、ブーストモードとフライバックモードで交互に動作するときにもたらされる。
【0067】
1つの例として、50Hzの商用電源アウトレット供給に関連して使用される場合、組合わせられたレギュレータは、商用電源電圧のゼロクロスのときにフライバックコンバータとして動作し、商用電源電圧の上部の領域ではブーストコンバータとして動作する。2つの領域間の遷移時には、コンバータは、部分的にブーストモード及び部分的にフライバックモードで動作し、ブーストコンデンサ配置に亘る電圧が、瞬間的な商用電源電圧と等しくなるようにされる。使用される2面性の商用電源電圧整流作用によって、組合わせられたコンバータは、上述した2つの可能なモードで毎秒100回動作することとなる。特に、本発明の組合わせられたコンバータのブースト作用に関し、有利に商用電源高調波の減少が達成され、このことは、特に、少ない構成素子で達成される。
【0068】
本発明を具現化するレギュレータの利点によって、テレビジョンディスプレイ及びモニタ全般に使用することが特に好適となる。
【0069】
図3に関連して説明され、1つのインダクタを使用する本発明の実施例は、特に、商用電源高調波の減少に有利であると考えられる。この特定のトポロジーは、リプル電圧が小さく、良好に調整された出力電圧、100ボルト乃至240ボルトのオーダの範囲の広い可能な入力電圧、及び、上述したように、商用電源高調波の減少に関し改善される性能を有利に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】
本発明の1つの実施例である理論上の回路配置を示す図である。
【図2】
図1に示す実施例の実用的な実現を示す図である。
【図3】
図2の実施例の変形を表す実施例の回路配置を示す図である。
【図4】
図3に示す実施例の変形を表す実施例の回路配置を示す図である。
【図5】
図4の実施例の変更を表す実施例の回路配置を示す図である。
【図6】
図5の実施例の変更を表す実施例の回路配置を示す図である。
【図7】
図6の実施例の変更を表す実施例の回路配置を示す図である。
【図8】
上述した実施例にあるバッファコンデンサに取って代わる代替のコンデンサ配置を示す図である。
【図9】
図2の実施例と類似するが、図8のコンデンサ配置を採用する本発明の更なる変形を示す図である。
Claims (8)
- 入力信号電圧を受信する入力と、フライバックコンバータ回路配置と、調整された出力信号電圧を供給する出力とを有するスイッチモード電源であって、
上記フライバックコンバータと動作上組合わせられるよう配置されるブーストコンバータを含むことを特徴とする電源。 - 上記ブーストコンバータにおけるブーストインダクタと直列であるダイオードと、
上記フライバックコンバータのフライバックインダクタと直列である更なるダイオードとを含む請求項1記載のスイッチモード電源。 - 上記入力と直列にされる、ブーストインダクタとフライバックインダクタとが組合わされた1つのインダクタを有する請求項1記載のスイッチモード電源。
- 上記組合わされたインダクタは、上記コンバータの出力から得られるタップを有するタップインダクタを含む請求項3記載のスイッチモード電源。
- 上記組合わされたインダクタは、上記商用電源入力から得られるタップを有するタップインダクタを含む請求項3記載のスイッチモード電源。
- 上記第1のブーストインダクタと直列に接続される追加のブーストインダクタを含む請求項3記載のスイッチモード電源。
- 上記入力と上記出力との間に接続されるフライバックインダクタの形式である追加のインダクタを含む請求項3記載のスイッチモード電源。
- インダクタと、DC入力電圧を受信する入力モード間に配置されるスイッチとからなる直列配置と、
第1の出力モードと第2の出力モードとの間に接続される第1のコンデンサと、
上記インダクタと上記第1の出力モードとの間に接続される第1の整流器と、
上記第2の出力モードと、上記入力モードのうちの1つの入力モードとの間に配置される第2のコンデンサと、
上記インダクタと直列に配置され、上記スイッチが閉成されると導通するような極性にされる第2の整流器と、
上記インダクタと上記第2の出力モードとの間に配置され、上記スイッチが閉成されると導通するような極性にされる第3の整流器とを更に含む請求項1記載のスイッチモード電源。
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