JP2004514389A - スイッチモード電源 - Google Patents

Abstract

本発明は、入力信号電圧を受信する入力と、フライバックコンバータ回路配置と、調整された出力信号電圧を供給する出力とを有し、更に、フライバックコンバータと動作上組合わせられるよう配置されるブーストコンバータを有するスイッチモード電源を提供する。ブーストコンバータは、組合わされたコンバータが、入力電圧が閾値以上であるとブーストモードで動作し、入力電圧が閾値以下であるとフライバックモードで動作するよう機能する。

Description

【０００１】
［説明］
本発明は、入力信号電圧を受信する入力と、フライバックコンバータ回路配置と、調整された出力信号電圧を供給するための出力とを有するスイッチモード電源に関する。
【０００２】
スイッチモード電源は、高性能、比較的軽量、比較的小型、比較的低電力消費であるといった特徴から、電源レギュレータとして使用される。しかし、スイッチモード電源の採用を制限してしまう特定の不利点は、雑音性能、特に、商用電源−高調波ひずみに関連する。
【０００３】
１つの例として、ＵＳ−Ａ５，３５３，２１３には、コンデンサを充電するための追加の電圧を生成するよう配置されるフライバックコンバータが開示される。このコンデンサは、入力商用電源信号電圧が略ゼロクロスとなるときに、コンバータに必要なエネルギーを供給するよう配置される。
【０００４】
本発明は、公知のスイッチモード電源より有利であり、特に、改善された商用電源−高調波ひずみ性能を示すスイッチモード電源を提供することを目的とする。
【０００５】
本発明では、上述されたようなタイプで、フライバックコンバータと動作上組合わせられるよう配置されるブーストコンバータを含むことを特徴とするスイッチモード電源を提供する。
【０００６】
そのようなコンバータに、ブースト機能とフライバック機能を有利に組合わせることにより、コンバータの雑音性能を改善し、特に、商用電源−高調波減少といった利点をもたらすことができる。
【０００７】
請求項２に示す特徴は、コンバータ内の電流経路を分けるのに有利であり、それにより、フライバックコンバータの中を望ましくない逆電流が流れることが阻止される。
【０００８】
請求項３に示す特徴は、電源が、ブーストモードとフライバックモード間で切替わることができる単純化された配置を提供するのに有利である。
【０００９】
請求項４及び５に示す特徴は、ブーストモードとフライバックモード間での切替わりを容易に制御する手段を提供するのに有利である。
【００１０】
請求項６及び７に示す特徴は、２つの動作モードの切替え点を制御するのに有利である。
【００１１】
本発明を例示的に、添付図面を参照しながら以下に詳細に説明する。
【００１２】
最初に図１を参照するに、コンデンサが再配置された組合わせられたブースト−バック（ｂｏｏｓｔ−ｂｕｃｋ）電源コンバータから得られる理論上の回路トポロジーを示す。
【００１３】
コンデンサが再配置されることによって、ブースト−バックコンバータトポロジーは、ブースト−フライバックコンバータトポロジーに変更される。
【００１４】
この理論的な実施例では、フライバックコンバータのダイオードは、ブーストコンバータのダイオードのダイオードと組合わせられる。
【００１５】
この配置には、ブーストインダクタＬ１、組合わせられたダイオードＤ１／２素子、ブーストコンデンサＣ１、出力コンデンサＣ２、フライバックインダクタＬ２、及び、スイッチ素子Ｓ１／２を含む。ブースト出力コンデンサは、２つの直列のコンデンサＣ１及びＣ２を組合わせることによって形成される。
【００１６】
整流された商用電源入力電圧ＲＭＩが入力に供給される。安定した、又は、出力される電圧が出力に供給される。
【００１７】
ブーストコンデンサＣ１にはかなりの電圧リプルが存在し、入力商用電源周波数の２倍の周波数を有する。出力コンデンサＣ２には、実質的にリプル電圧は生じないが、これは、制御論理の制御動作に依存する。
【００１８】
インダクタ電流が符号を変えない限り、コンバータは予想通りに動作する。しかし、実際の適用では、全ての動作条件においてこのことは保証される訳ではなく、従って、この回路は、採用されなくなってしまう。
【００１９】
図１に示す回路は、インダクタＬ２を流れる電流がゼロでなければ、効果的に動作することができる。電流がゼロに落ち、スイッチＳ１／２がオンにされていないと、逆電流がインダクタＬ２を流れ、コンバータは所望のモードで動作しなくなる。このような状況は回避されなければならない。
【００２０】
図１のトポロジーに基づいて、２つの電流経路は、追加のダイオードＤ２及びＤ３を使用することにより分離することができる。これは、上述したような問題を解決する助けとなる。
【００２１】
図２に、この変更された配置を示す。追加のダイオードＤ２及びＤ３によって、上述した２つの電流経路が互いに影響を及ぼしあうことが阻止される。
【００２２】
ブースト素子とフライバックコンバータ素子は共に、コンデンサＣ１がコンデンサＣ２に直列に接続されるので、同一のスイッチＳ１／２によって制御される。連続的なインダクタ電流を得るには、以下の式を導き出すことができる。
【００２３】
ＤＣ入力電圧に対し、ブーストコンバータの伝達式（ｔｒａｎｓｆｅｒ ｆｏｒｍｕｌａ）は、
（Ｖ_Ｃ１＋Ｖ_Ｃ２）／Ｖｉ＝１／（１−δ）
であり、ＤＣ入力電圧に対し、フライバックコンバータの伝達式は、
Ｖ_Ｃ２／Ｖ_Ｃ１＝／（１−δ）
であり、ＤＣ入力電圧に対し、組合わせられたコンバータの伝達式は、
Ｖ_Ｏ／Ｖ１＝δ／（（１−）（２−δ））　　　（Ｖ_０＝Ｖ_Ｃ２）
となる。
【００２４】
更なる代案として、図２に示す組合わせられたコンバータの２つのインダクタを再配置して組合わすことも可能である。この結果、異なる動作をする異なるコンバータトポロジーが得られる。図３に、この更なる代案を示す。ここでは、電流経路が変更されて、１つのインダクタを有するブーストフライバックトポロジーが得られる。安定した出力電圧が並列でコンデンサＣ２に供給される。
【００２５】
コンデンサＣ１の電圧と整流された入力商用電圧に依存して、コンバータはブーストモードとフライバックモードの間で切替わる。
【００２６】
整流された入力商用電圧が、コンデンサＣ１に亘る電圧より高い限り、コンバータはブーストコンバータとして動作し、商用電源からのエネルギーを直列接続されるコンデンサＣ１及びＣ２に伝達する。
【００２７】
商用電源電圧が、コンデンサＣ１に亘る電圧より下に落ちると、コンバータは、その動作モードをブーストからフライバックモードに変更する。フライバックモードでは、コンデンサＣ１に蓄えられたエネルギーが出力コンデンサＣ２に伝達される。
【００２８】
尚、商用電源電流信号は一般的にシヌソイドになることはできない。これは、コンバータがフライバックモードにあるときは、商用電源からコンバータにエネルギーが伝達されないという事実によるものである。また、コンバータがブーストモードにあるときは、１つのパラメータしか制御することができない。しかし、商用電源の高調波に関しては、かなりの向上が見られる。出力電圧が安定化されると、入力電流はシヌソイドではない。また、入力電流が制御されると、出力電圧はかなりの出力電圧リプルを有する。尚、商用電源電圧が略ゼロクロスとなる数ミリ秒の間は、商用電源電流は完全にゼロとなる。
【００２９】
図３に示すコンバータの伝達式を導き出すために、出力電流は、少なくとも１つの商用電源の期間の間は一定であると仮定する。
【００３０】
連続インダクタ電流のために以下の式が導き出されるが、δ２は、商用電源電圧が、コンデンサＣ１の電圧より低くなるときの時間を示し、コンデンサＣ１は、時間δ２の間、コンバータにエネルギーを供給する。
【００３１】
エネルギーバランスコンデンサＣ１：δ２＝Ｖ_Ｃ１／（Ｖ_Ｃ１＋Ｖ_Ｃ２）
切替え電圧：　δ２＝２／π ａｒｃｓｉｎ（Ｖ_Ｃ１／（Ｖ_{Ｉ（ ｐｅａｋ ）}）
両方の式を組合わせ、
Ｖ_Ｃ１／（Ｖ_Ｃ１＋Ｖ_Ｃ２）＝２／π ａｒｃｓｉｎ（Ｖ_Ｃ１／（Ｖ_{Ｉ（ ｐｅａｋ ）}）
となる。
【００３２】
図３に示すブースト−フライバックコンバータのインダクタは、タップされるインダクタＬ１ａ−Ｌ１ｂを形成することにより分離することができ、これにより、本発明のもう１つの実施例が与えられる。この結果、図４に示すようなコンバータトポロジーが得られる。このトポロジーは、図３に示すコンバータの動作と等しい動作をもたらす。しかし、電流経路は変更されて、ブーストからフライバックモードへの切替え点が変更される。ここでも、安定した出力電圧がコンデンサＣ２に並列で供給される。
【００３３】
コンバータが、ブーストモードとフライバックモードの間で切替わる点は決定され、タップされるインダクタＬ１ａ−Ｌ１ｂのタップ位置及びコンデンサＣ１及びＣ２の電圧によって選択することができる。入力商用電源電圧が、Ｌ１ｂ／（Ｌ１ａ＋Ｌ１ｂ）によって乗算されるコンデンサＣ１に亘る電圧より高い限り、コンバータはブーストコンバータとして動作し、商用電源からのエネルギーを、直列接続されるコンデンサＣ１及びＣ２に伝達する。
【００３４】
商用電源電圧が、Ｌ１ｂ／（Ｌ１ａ＋Ｌ１ｂ）によって乗算されるコンデンサＣ１に亘る電圧より下に落ちると、コンバータはその動作をブーストからフライバックモードに変更し、コンデンサＣ１に蓄えられるエネルギーを出力コンデンサＣ２に伝達する。
【００３５】
既に述べたように、商用電源電流信号は一般的にシヌソイドになることはできない。これは、コンバータがフライバックモードにあるときは、商用電源からコンバータにエネルギーが伝達されないという事実によるものである。図４に示すブースト−タップフライバックコンバータは、コンバータがブースト及びフライバックモードにある時間、及び、コンデンサＣ１の電圧に関して異なる動作を有する。上述したコンバータと同様に、コンバータがブーストモードにあるときは、１つのパラメータしか制御することができない。出力電圧が安定化されると、入力電流はシヌソイドではない。入力電流が制御されると、出力電圧は、かなりの出力電圧リプルを有する。上述したように、商用電源電圧が略ゼロクロスとなる数ミリ秒の間、商用電源電流は完全にゼロとなる。
【００３６】
商用電源入力をタップ位置に変更し、Ｄ２の陰極を図４のＬ１ａの一番左の位置に接続することにより、本発明を具現化するコンバータのもう１つの変形が得られる。この結果、図４に関連して説明したコンバータの動作に等しい動作を有するコンバータトポロジーがもたらされる。これは図５に示す。ここでは、電流経路は変更されて、ブーストからフライバックモードへの切替え点が変更される。安定した出力電圧がコンデンサＣ２に並列で供給される。
【００３７】
タップされるインダクタのタップ位置と、コンデンサＣ１及びＣ２の電圧に依存して、コンバータは、ブーストモードとフライバックモード間で切替わる。
【００３８】
入力商用電源電圧が、（Ｌ１ａ＋Ｌ１ｂ）／Ｌ１ｂが掛け算されるコンデンサＣ１に亘る電圧より高い限り、コンバータはブーストコンバータとして動作し、商用電源からのエネルギーを、直列接続されるコンデンサＣ１及びＣ２に伝達する。
【００３９】
商用電源電圧が、（Ｌ１ａ＋Ｌ１ｂ）／Ｌ１ｂが掛け算されるコンデンサＣ１に亘る電圧より下に落ちると、コンバータはその動作モードをブーストからフライバックモードに変更し、コンデンサＣ１に蓄えられるエネルギーを出力コンデンサＣ２に伝達する。
【００４０】
上述の通り、商用電源電流信号は一般的にシヌソイドになることはできない。これは、コンバータがフライバックモードにあるときは、商用電源からコンバータにエネルギーが伝達されないという事実によるものである。図５に示すブースト−タップフライバックコンバータは、コンバータがブースト及びフライバックモードにある時間、及び、コンデンサＣ１の電圧に関して異なる動作を有する。
【００４１】
ここでも、コンバータがブーストモードにあるときは、１つのパラメータしか制御することができない。出力電圧が安定化されると、入力電流はシヌソイドではない。入力電流が制御されると、出力電圧は、かなりの出力電圧リプルを有する。ここでも、商用電源電圧が略ゼロクロスとなる数ミリ秒の間、商用電源電流は完全にゼロとなる。
【００４２】
図４のトポロジーに基づいて、追加のブーストインダクタを含むことができる。この結果、追加のインダクタＬ２を有する図６に示すコンバータトポロジーが得られる。このトポロジーは、図４に示すコンバータの動作と等しい動作をもたらす。しかし、電流経路は似ているが、追加のブーストインダクタＬ２があることによって、ブーストからフライバックモードへの切替え点が変更される。既に述べたように、安定した出力電圧がコンデンサＣ２に並列で供給される。
【００４３】
インダクタＬ１及びＬ２の値、及び、コンデンサＣ１及びＣ２の電圧に依存して、コンバータは３つのモードの間で切替わる。
【００４４】
入力商用電源電圧が、（Ｌ１＋Ｌ２）／Ｌ２によって乗算されるコンデンサＣ１に亘る電圧より高いと、コンバータはブーストコンバータとして動作し、商用電源からのエネルギーを、直列接続されるコンデンサＣ１及びＣ２に伝達する。ブーストインダクタは、Ｌ１及びＬ２の直列接続したものである。商用電源からのエネルギーは、コンデンサＣ１及びＣ２に伝達される。
【００４５】
商用電源電圧が、（Ｌ１＋Ｌ２）／Ｌ２によって乗算されるコンデンサＣ１に亘る電圧とコンデンサ電圧自体との間となると、コンバータはその動作モードを、部分的にブースト及び部分的にフライバックに変更する。商用電源からのエネルギーの一部はコンデンサＣ１及びＣ２に伝達され、コンデンサＣ１に蓄えられるエネルギーの一部が出力コンデンサＣ２に伝達される。
【００４６】
商用電源電圧が、コンデンサＣ１に亘る電圧より下に落ちると、コンバータはその動作モードを、完全にフライバックモードに変更し、コンデンサＣ１に蓄えられるエネルギーを出力コンデンサＣ２に伝達する。
【００４７】
図６のトポロジーから、追加のブーストインダクタではなく、図７に示すように追加のフライバックインダクタを使用することができる。この結果、図６を参照しながら説明したコンバータの動作と等しい動作を有するコンバータトポロジーが得られる。既に述べたように、電流経路は似ているが、追加のインダクタの作用によって、ブーストからフライバックモードへの切替え点が変更される。
【００４８】
インダクタＬ１及びＬ２の値、及び、コンデンサＣ１及びＣ２の電圧に依存して、コンバータは３つのモードの間で切替わる。
【００４９】
入力商用電源電圧が、コンデンサＣ１に亘る電圧より高いと、コンバータはブーストコンバータとして動作し、商用電源からのエネルギーを、直列接続されるコンデンサＣ１及びＣ２に伝達する。ブーストインダクタはＬ１である。商用電源からのエネルギーは、コンデンサＣ１及びＣ２に伝達される。
【００５０】
商用電源電圧が、コンデンサＣ１に亘る電圧とＬ１／（Ｌ１＋Ｌ２）によって乗算されるコンデンサ電圧との間となると、コンバータはその動作モードを、部分的にブースト及び部分的にフライバックに変更する。商用電源からのエネルギーの一部はコンデンサＣ１及びＣ２に伝達され、コンデンサＣ１に蓄えられるエネルギーの一部が出力コンデンサＣ２に伝達される。
【００５１】
商用電源電圧が、Ｌ１／（Ｌ１＋Ｌ２）によって乗算されるコンデンサＣ１に亘る電圧より下に落ちると、コンバータはその動作モードを、完全にフライバックモードに変更し、コンデンサＣ１に蓄えられるエネルギーを出力コンデンサＣ２に伝達する。
【００５２】
上述した回路配置では、バッファコンデンサＣ１は、コンバータの出力コンデンサＣ２と直列に配置される。
【００５３】
図８は、図１乃至７のバッファコンデンサＣ１の代わりに、必要であるならば、使用することができる分離されるバッファを含む等価の回路配置を示す。
【００５４】
ゼロクロスの間に商用電源からの整流される電圧をバッファリングするコンデンサを１つだけ使用することは、商用電源電圧がその最大値に到達するたびに大きな充電電流を有するという不利点がある。コンデンサは、このコンデンサに並列に接続される負荷をほとんど常に供給する。その結果、コンデンサは、商用電源電圧がハイレベルあるときに、半サイクル毎にピーク商用電源電圧に充電されなければならない。これにより非常に高いピーク充電電流がもたらされてしまう。
【００５５】
充電時に生じるピーク充電電流が少なくなるよう代替の回路が開発される。
【００５６】
このコンデンサ配置は、提案される回路と組合わされて幾つか他の利点を有する。
【００５７】
図８に示すコンデンサ配置の利点は、コンデンサは、ダイオードＤ７によって直列に充電され、ダイオードＤ５及びＤ６によって並列に放電されることである。ダイオードＤ６の陰極とダイオードＤ５の陽極に並列に接続される負荷は、商用電源電圧がその最大値の半分より上である限り、整流される入力商用電源電圧によって直接供給される。これは、約２／３の場合において真であり、商用電源電圧は、シヌソイドであると考えられる。略ゼロクロスのときは、２つの並列スイッチコンデンサは、フライバックコンバータに給電する。コンデンサの値はむしろ低くすることができ、これは、フライバックコンバータは約１／３の場合のみコンデンサによって給電されるという事実によるものである。
【００５８】
この回路の不利点は、フライバックコンバータのＤＣ入力電圧は、５０％以下乃至１００％で変動する点であり、従って、フライバックコンバータは、このような電圧に対処することができなければならない。
【００５９】
この代替のバッファコンデンサ配置を使用することにより、本発明の組合されたコンバータはより長い時間の間、商用電源によって直接供給されるという利点がある。
【００６０】
ほんの１つの例として、図９を参照する。図９は、図２に対応するが、バッファコンデンサは図８の配置に置換されている。
【００６１】
ブースト及びフライバックコンバータは共に、同一のスイッチＳ１／２によって制御される。充電時（商用電源がコンバータにエネルギーを供給する）には、コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、及び、Ｃ２は直列に接続されるが、コンデンサＣ１ａ及びＣ１ｂの放電時には、コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、及び、Ｃ２は、効果的に並列に接続される。
【００６２】
連続インダクタ電流のために以下の式を導き出すことができる。
【００６３】
ＤＣ入力電圧に対し、ブーストコンバータの伝達式は、
（Ｖ_Ｃ１ａ＋Ｖ_Ｃ１ｂ＋Ｖ_Ｃ２）／Ｖｉ＝１／（１−δ）
であり、ＤＣ入力電圧に対し、フライバックコンバータの伝達式は、
Ｖ_Ｃ２／Ｖ_Ｃ１ａ＝δ／（１−δ）
であり、ＤＣ入力電圧に対し、全体のコンバータの伝達式は、
Ｖ_Ｏ／Ｖｉ＝δ／（（１−δ）（３−２δ））
となる。
【００６４】
図８のコンデンサ配置は、最初に説明した実施例のいずれにも組み込むことができる。
【００６５】
明らかなように、本願は、様々に組合わせられたブーストフライバック回路トポグラフィを説明し、これらは、入力電圧が所定値以上であるときにブーストモードで動作し、入力電圧が所定値以下であるときにフライバックモードで動作するよう有利に配置されたものである。
【００６６】
本発明の主要な利点は、組合わせられたレギュレータが安定した状態で動作し、従って、ブーストモードとフライバックモードで交互に動作するときにもたらされる。
【００６７】
１つの例として、５０Ｈｚの商用電源アウトレット供給に関連して使用される場合、組合わせられたレギュレータは、商用電源電圧のゼロクロスのときにフライバックコンバータとして動作し、商用電源電圧の上部の領域ではブーストコンバータとして動作する。２つの領域間の遷移時には、コンバータは、部分的にブーストモード及び部分的にフライバックモードで動作し、ブーストコンデンサ配置に亘る電圧が、瞬間的な商用電源電圧と等しくなるようにされる。使用される２面性の商用電源電圧整流作用によって、組合わせられたコンバータは、上述した２つの可能なモードで毎秒１００回動作することとなる。特に、本発明の組合わせられたコンバータのブースト作用に関し、有利に商用電源高調波の減少が達成され、このことは、特に、少ない構成素子で達成される。
【００６８】
本発明を具現化するレギュレータの利点によって、テレビジョンディスプレイ及びモニタ全般に使用することが特に好適となる。
【００６９】
図３に関連して説明され、１つのインダクタを使用する本発明の実施例は、特に、商用電源高調波の減少に有利であると考えられる。この特定のトポロジーは、リプル電圧が小さく、良好に調整された出力電圧、１００ボルト乃至２４０ボルトのオーダの範囲の広い可能な入力電圧、及び、上述したように、商用電源高調波の減少に関し改善される性能を有利に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明の１つの実施例である理論上の回路配置を示す図である。
【図２】
図１に示す実施例の実用的な実現を示す図である。
【図３】
図２の実施例の変形を表す実施例の回路配置を示す図である。
【図４】
図３に示す実施例の変形を表す実施例の回路配置を示す図である。
【図５】
図４の実施例の変更を表す実施例の回路配置を示す図である。
【図６】
図５の実施例の変更を表す実施例の回路配置を示す図である。
【図７】
図６の実施例の変更を表す実施例の回路配置を示す図である。
【図８】
上述した実施例にあるバッファコンデンサに取って代わる代替のコンデンサ配置を示す図である。
【図９】
図２の実施例と類似するが、図８のコンデンサ配置を採用する本発明の更なる変形を示す図である。

Claims (8)

1. 入力信号電圧を受信する入力と、フライバックコンバータ回路配置と、調整された出力信号電圧を供給する出力とを有するスイッチモード電源であって、
   上記フライバックコンバータと動作上組合わせられるよう配置されるブーストコンバータを含むことを特徴とする電源。
2. 上記ブーストコンバータにおけるブーストインダクタと直列であるダイオードと、
   上記フライバックコンバータのフライバックインダクタと直列である更なるダイオードとを含む請求項１記載のスイッチモード電源。
3. 上記入力と直列にされる、ブーストインダクタとフライバックインダクタとが組合わされた１つのインダクタを有する請求項１記載のスイッチモード電源。
4. 上記組合わされたインダクタは、上記コンバータの出力から得られるタップを有するタップインダクタを含む請求項３記載のスイッチモード電源。
5. 上記組合わされたインダクタは、上記商用電源入力から得られるタップを有するタップインダクタを含む請求項３記載のスイッチモード電源。
6. 上記第１のブーストインダクタと直列に接続される追加のブーストインダクタを含む請求項３記載のスイッチモード電源。
7. 上記入力と上記出力との間に接続されるフライバックインダクタの形式である追加のインダクタを含む請求項３記載のスイッチモード電源。
8. インダクタと、ＤＣ入力電圧を受信する入力モード間に配置されるスイッチとからなる直列配置と、
   第１の出力モードと第２の出力モードとの間に接続される第１のコンデンサと、
   上記インダクタと上記第１の出力モードとの間に接続される第１の整流器と、
   上記第２の出力モードと、上記入力モードのうちの１つの入力モードとの間に配置される第２のコンデンサと、
   上記インダクタと直列に配置され、上記スイッチが閉成されると導通するような極性にされる第２の整流器と、
   上記インダクタと上記第２の出力モードとの間に配置され、上記スイッチが閉成されると導通するような極性にされる第３の整流器とを更に含む請求項１記載のスイッチモード電源。