BR9816358B1 - Método para transmitir um sinal de taxa variável e equipamento transmissor - Google Patents

Description

"MÉTODO PARA TRANSMITIR UM SINAL DE TAXA VARIÁVEL E EQUIPAMENTO TRANSMISSOR" PEDIDO DIVIDO DO PI 9809814-4, DEPOSITADO EM 13/05/1998 HISTÓRICO DA INVENÇÃO

I. CAMPO DA INVENÇÃO A presente invenção está relacionada a uma unidade de assinante e um método para uso em um sistema de comunicação sem fio.

II. DESCRIÇÃO DA TÉCNICA CORRELACIONADA

Os sistemas de comunicação sem fio, incluindo sistemas de comunicação celulares, por satélite e ponto-a- ponto, utilizam um link sem fio constituído por um sinal de rádiofrequência (RF) modulado para a transmissão de dados entre dois sistemas. O uso de um link sem fio é desejável por diversas razões, incluindo aumento de mobilidade e redução de exigências de infra-estrutura em comparação aos sistemas de comunicação cabeados. Uma desvantagem do uso de um link sem fio é a quantidade limitada de capacidade de comunicação que resulta da quantidade limitada de largura de banda de RF disponível. Tal capacidade de comunicação limitada contrasta com os sistemas de comunicação baseados em cabos nos quais uma capacidade adicional pode ser acrescentada pela instalação de conexões adicionais de cabo.

Devido à natureza limitada da largura de banda de RF, várias técnicas de processamento de sinais foram desenvolvidas para aumentar a eficiência com a qual os sistemas de comunicação sem fio utilizam a largura de banda de RF disponível. Um exemplo amplamente aceito de tal técnica de processamento de sinais eficiente em largura de banda é o do padrão IS-95 para interfaces aéreas e seus derivados tais como o IS-95A e ANSI J-STD-008 (coletivamente denominados no que se segue como o padrão IS-95) promulgados pela associação da indústria de telecomunicações (TIA) e utilizados principalmente nos sistemas celulares de telecomunicações. 0 padrão IS-95 incorpora técnicas de modulação de sinal de acesso múltiplo por divisão de código (CDMA) para conduzir múltiplas comunicações simultaneamente através da mesma largura de banda de RF. Quando combinada com um controle de potência abrangente, conduzindo múltiplas comunicações através da mesma largura de banda, aumenta o número total de chamadas e outras comunicações que podem ser conduzidas em um sistema de comunicação sem fio por, entre outras coisas, aumentar o reuso de frequência em comparação com outras tecnologias de telecomunicações sem fio. 0 uso de técnicas CDMA em um sistema de comunicação por acesso múltiplo está descrito na Patente U.S. N- 4 901 307, entitulada "SPREAD

SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS" e na Patente U.S. N- 5 103 459, entitulada "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", ambas da Requerente da presente invenção e aqui incorporadas por referência. A Figura 1 apresenta uma ilustração altamente simplificada de um sistema de telefonia celular configurado de acordo com o uso do padrão IS-95. Durante a operação, um conjunto de unidades de assinantes lOa-d conduzem comunicação sem fio ao estabelecer uma ou mais interfaces de RF com uma ou mais estações base 12a-d, usando sinais de RF modulados por CDMA. Cada interface de RF entre uma estação base 12 e uma unidade de assinante 10 é constituída por um sinal de link direto transmitido a partir da estação base 12 e um sinal de link reverso transmitido a partir da unidade de assinante. Pela utilização de tais interfaces de RF, uma comunicação com outro usuário é de um modo geral conduzida por meio da central de comutação de telefonia móvel (MTSO) 14 e da rede pública de telefonia comutada (PSTN) 16. Os links entre as estações base 12, a MTSO 14 e a PSTN 16 são usualmente formados através de conexões por cabos, apesar de ser também conhecido o uso de links por RF ou microondas adicionais.

De acordo com o padrão IS-95 cada unidade de assinante 10 transmite dados de usuário através de um sinal de link reverso, não coerente, de canal único, a uma taxa de dados máxima de 9,6 ou 14,4 kbits/s dependendo de qual conjunto de taxas dentre um conjunto de conjuntos de taxas for selecionado. Um link não coerente é aquele em que as informações de fase não são utilizadas pelo sistema recebido. Um link coerente é aquele em que o receptor explora o conhecimento da fase dos sinais de portadora durante o processamento. As informações de fase tipicamente assumem a forma de um sinal piloto, porém podem também ser estimadas a partir dos d.ados transmitidos. 0 padrão IS-95 exige um conjunto de sessenta e quatro códigos Walsh, cada um constituído por sessenta e quatro chips, para uso no link direto. O uso de um sinal de link reverso, não coerente, de canal único, possuindo uma taxa de dados máxima de 9,6 ou 14,4 kbits/s tal como especificado pelo IS-95 está bem adequado para um sistema de telefonia celular sem fio no qual a comunicação típica envolve a transmissão de dados de voz digitalizada ou dados digitais de taxa mais baixa tais como um fac-símile. Um link reverso não coerente foi selecionado pois, em um sistema em que até 80 unidades de assinantes 10 podem ser comunicar com uma estação base 12 para cada 1,2288 MHz de largura de banda alocada, prover os dados de piloto necessários na transmissão a partir de cada unidade de assinante 10 aumentaria substancíalmente o grau em que um conjunto de unidades de assinantes 10 interferem umas com as outras. Além disso, em taxas de dados de 9,6 ou 14,4 kbits/s, a razão da potência de transmissão de quaisquer dados de piloto para os dados de usuários seria significativa e, portanto, também aumentaria a interferência entre unidades de assinantes. 0 uso de um sinal de link reverso de canal único foi escolhido pois a utilização em um único tipo de comunicação de cada vez está consistente com o uso de telefones cadeados, o paradigma no qual se fundamentam as atuais comunicações celulares sem fio. Além disso, a complexidade do processamento de um único canal é menor que aquela associada com o processamento de múltiplos canais. A medida que progridem as comunicações digitais, presume-se que a demanda pela transmissão de dados sem fio para aplicações tais como navegação (browsing) interativa de arquivos e teleconferência por video irá crescer substancialmente. Tal aumento irá transformar o modo pelo qual os sistemas de comunicações sem fio são usados e as condições sob as quais são conduzidas as interfaces de RF associadas. Em particular, os dados serão transmitidos em taxas máximas mais elevadas e com uma maior variedade de taxas possíveis. Além disso, uma transmissão mais confiável pode se tornar necessária a medida que os erros na transmissão de dados se tornem menos toleráveis que erros na transmissão de informações de áudio. Adicionalmente, o maior número de tipos de dados irá criar uma necessidade de transmitir múltiplos tipos de dados simultaneamente. Como exemplo, pode ser necessário trocar um arquivo de dados enquanto se mantém uma interface de áudio ou de video. Além disso, a medida que a taxa de transmissão de uma unidade de assinante aumenta, o número de unidades de assinantes 10 que se comunicam com uma estação base 12 por quantidade de largura de banda de RF irá diminuir, uma vez que as taxas mais elevadas de transmissão de dados irão fazer com que a capacidade de processamento de dados da estação base seja alcançada com menor número de unidades de assinantes 10. Em alguns casos, o link reverso do IS-95 atual pode não ser idealmente adequado para todas essas mudanças. Portento, a presente invenção procura prover uma interface CDMA de taxa de dados mais elevada, eficiente em termos de largura de banda, através da qual possam ser efetuados múltiplo tipos de comunicação. A publicação PCT No. WO 95/12943 em nome da Qualcommm Incorporated descreve um sistema de comunicação para transmitir dados de taxa variável para evitar redundância na transmissão de dados.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO A invenção é definida pelo quadro reivindicatório apenso, Em um de seus aspectos, a invenção fornece uma unidade de assinante, ou outro transmissor, para uso em um sistema de comunicação sem fio, a unidade de assinante compreendendo: várias fontes de informações de dados de informações; um encodificador para encodificar os dados de informações; várias fontes de controle de dados de controle; e um modulador para modular dados de informações encodifiçados e os dados de controle provenientes de uma ou mais dentre as várias fontes de controle com respectivos códigos de modulação diferentes para transmissão em um sinal de portadora, em que o modulador está disposto para combinar dados de informações encodifiçados provenientes de uma fonte de informações com os dados de controle encodifiçados antes que os mesmos sejam emitidos para transmissão.

Em outro aspecto a invenção fornece uma estação base, ou outro receptor, para uso em um sistema de comunicação sem fio, a estação base compreendendo: um receptor para receber um sinal de portadora e remover do mesmo os dados de informações encodifiçados provenientes de várias fontes de informações modulados com respectivos códigos de modulação diferentes e dados de controle provenientes de várias fontes de controle, com os um ou mais dados de controle sendo modulados com um respectivo código de modulação diferente e com os dados de informações encodifiçados provenientes de uma fonte de informações sendo combinados com os dados de controle encodifiçados, um demodulador para demodular os dados de informações encodifiçados e os dados de controle a partir de seus respectivos códigos de modulação diferentes; e um decodificador para decodificar as informações encodifiçadas e dados de controle.

Em ainda outro aspecto, a invenção fornece um método para transmitir dados de controle, dados fundamentais e dados suplementares provenientes de uma primeira unidade de assinante em um conjunto de unidades de assinantes para uma estação base em comunicação com o conjunto de unidades de assinantes, compreendendo: a) modular os dados suplementares com um primeiro código Walsh; b) modular os dados fundamentais com um segundo código Walsh; e c) modular os dados de controle com um terceiro código Walsh, em que o primeiro código Walsh é mais curto que o segundo código Walsh e o segundo código Walsh é mais curto que o terceiro código Walsh.

Em outro aspecto a invenção propicia um método para transmitir dados provenientes de uma unidade de assinante para uso em um sistema de comunicação sem fio, o método compreendendo: captar dados de informações provenientes de várias fontes de informações; encodificar os dados de informações; captar dados de controle provenientes de várias fontes de controle; e modular os dados de informações encodifiçados e os dados de controle provenientes de uma ou mais dentre as várias fontes de controle com respectivos códigos de modulação diferentes para transmissão através de um sinal de portadora, em que os dados de informações encodificados provenientes de uma fonte de informações são combinados com os dados de controle encodificados antes que os mesmos sejam emitidos para transmissão.

De acordo com uma modalidade da invenção, um conjunto de canais de assinante de ganho individualmente ajustado é formado através do uso de um conjunto de códigos de subcanal ortogonais possuindo um pequeno número de chips de espalhamento PN por período de forma de onda ortogonal.

Os dados a serem transmitidos através de um dentre os canais de transmissão são encodifiçados com correção de erros de baixa taxa de código e repetidos em sequência antes de serem modulados com um dentre os códigos de subcanal, ajustados em ganho e somados com dados modulados usando-se os outros códigos de subcanal. Os dados somados resultantes são modulados usando-se um código de usuário longo e um código de espalhamento pseudo-aleatório (código PN) e convertidos ascendentemente para transmissão. 0 uso dos códigos ortogonais curtos propicia supressão de interferência, enquanto permite também extensiva codificação por correção de erros e repetição para diversidade temporal, para superar desvanecimento Raleígh comumente experimentado nos sistemas sem fio terrestres. Na modalidade exemplar da invenção fornecida, o conjunto de códigos de subcanal é constituído por quatro códigos Walsh, cada um ortogonal ao conjunto restante e com quatro chips de duração. 0 uso de um pequeno número (por exemplo, quatro) de subcanais é preferido pois ele permite que códigos ortogonais mais curtos sejam usados, entretanto, o uso de um maior número de canais e portanto códigos mais longos é consistente com a invenção. Em outra modalidade da invenção, o comprimento ou número de chips em cada canal é diferente para reduzir ainda mais a potência de transmissão pico/média.

Em uma modalidade exemplar preferida da invenção, os dados de piloto são transmitidos através de um primeiro dentre os canais de transmissão e dados de controle de potência transmitidos através de um segundo canal de transmissão. Os dois canais de transmissão restantes são usados para transmitir dados digitais não especificados, incluindo dados de usuário ou dados de sinalização, ou ambos. Em uma modalidade exemplar, um dos dois canais de transmissão não especificados está configurado para modulação BPSK e transmissão através do canal em quadratura.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

As características, objetivos e vantagens da presente invenção ficarão mais claros através da descrição detalhada apresentada a seguir, quando tomada em conjunto com os desenhos, nos quais referências numéricas similares identificam itens correspondentes e nos quais: A Figura 1 é um diagrama de blocos de um sistema de telefonia celular; A Figura 2 é um diagrama de blocos de uma unidade de assinante e uma estação base configuradas de acordo com uma modalidade exemplar da invenção; A Figura 3 é um diagrama de blocos de um encodificador de canal BPSK e de um encodificador de canal QPSK configurados de acordo com a modalidade exemplar da invenção; A Figura 4 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de sinais de transmissão configurado de acordo com a modalidade exemplar da invenção; A Figura 5 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de recepção configurado de acordo com a modalidade exemplar da invenção; A Figura 6 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de ramos (finger) configurado de acordo com uma modalidade exemplar da invenção; A Figura 7 é um diagrama de blocos de um decodificador de canal BPSK e de um decodificador de canal QPSK configurados de acordo com a modalidade exemplar da invenção; A Figura 8 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de sinais de transmissão configurado de acordo com uma segunda modalidade exemplar da invenção; A Figura 9 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de ramos configurado de acordo com uma modalidade da invenção; A Figura 10 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de sinais de transmissão configurado de acordo com outra modalidade da invenção; A Figura 11 é um diagrama de blocos da codificação efetuada para o canal fundamental quando configurado de acordo com uma modalidade da invenção; A Figura 12 é um diagrama de blocos da codificação efetuada para o canal fundamental quando configurado de acordo com uma modalidade da invenção; A Figura 13 é um diagrama de blocos da codificação efetuada para o canal suplementar quando configurado de acordo com uma modalidade da invenção; e A Figura 14 é um diagrama de blocos da codificação efetuada para o canal de controle quando configurado de acordo com uma modalidade da invenção.

DESCRIÇÃO DETALHADA DAS MODALIDADES PREFERIDAS São descritos um método e um equipamento novos e aperfeiçoados para comunicação sem fio CDMA de taxa elevada no contexto da porção de transmissão em link reverso de um sistema de telecomunicações celular. Apesar da invenção poder ser adaptada para uso dentro da transmissão multiponto-a-ponto em link reverso de um sistema de telefonia celular, a presente invenção é igualmente aplicável às transmissões em link direto. Além disso, muitos outros sistemas de comunicação sem fio irão se beneficiar pela incorporação da invenção, incluindo sistemas de comunicação sem fio baseados em satélites, sistemas de comunicação sem fio ponto-a-ponto e sistemas transmitindo sinais de rádio frequência através do uso de cabos coaxiais ou outros de banda larga. A Figura 2 é um diagrama de blocos de sistemas de transmissão e recepção configurados na forma de uma unidade de assinante 100 e uma estação base 120. Um primeiro conjunto de dados (dados BPSK) é recebido pelo encodificador de canal BPSK 103, o qual gera um fluxo de símbolos de código configurado para efetuar a modulação BPSK que é recebida pelo modulador 104. Um segundo conjunto de dados (dados QPSK} é recebido pelo encodificador de canal QPSK 102, o qual gera um fluxo de símbolos de código configurado para efetuar a modulação QPSK que é também recebido pelo modulador 104. 0 modulador 104 também recebe dados de controle de potência e dados de piloto, os quais são modulados juntamente com os dados encodifiçados BPSK e QPSK de acordo com as técnicas de acesso múltiplo por divisão de código (CDMA} para gerar um conjunto de símbolos de modulação recebido pelo sistema de processamento RF 106. O sistema de processamento RF 106 filtra e converte ascendentemente o conjunto de símbolos de modulação para uma frequência portadora para transmissão à estação base 120 usando a antena 108. Apesar de ser mostrada apenas uma unidade de assinante 100, múltiplas unidades de assinantes podem se comunicar com a estação base 120.

No interior da estação base 120, o sistema de processamento de RF 122 recebe os sinais de RF transmitidos por meio da antena 121 e efetua a filtragem por passagem de banda, a conversão descendente para banda base e a digitalização. 0 demodulador 124 recebe os sinais digitalizados e efetua a demodulação de acordo com as técnicas CDMA para produzir dados de controle de potência e dados de decisão suave BPSK e QPSK. Q deencodíficador de canal BPSK 128 decodifica os dados de decisão suave BPSK recebidos provenientes do demodulador 124 para proporcionar uma melhor estimativa dos dados BPSK e o decodificador de canal QPSK 126 decodifica os dados de decisão suave QPSK recebidos pelo demodulador 124 para produzir uma melhor estimativa dos dados QPSK. A melhor estimativa dos primeiro e segundo conjuntos de dados fica a seguir disponível para processamento adicional ou repasse para um próximo destino e os dados de controle de potência recebidos são usados ou imediatamente ou após decodificação para ajustar a potência de transmissão do canal de link direto usado para a transmissão de dados à unidade de assinante 100. A Figura 3 é um diagrama de blocos do encodificador de canal BPSK 103 e do encodificador de canal QPSK 102 quando configurados de acordo com a modalidade exemplar da invenção. No interior do encodificador de canal BPSK 103 os dados BPSK são recebidos pelo gerador de soma de verificação CRC 130 que gera uma soma de verificação para cada quadro de 20 ms do primeiro conjunto de dados. O quadro de dados juntamente com a soma de verificação CRC é recebido pelo gerador de bit terminal 132 que anexa bits terminais constituídos por oito zeros lógicos no final de cada quadro para prover um estado conhecido no final do processo de decodificação. O quadro incluindo os bits terminais de código e a soma de verificação CRC é a seguir recebido pelo encodifícador convolucional 134 que efetua a encodificação convolucional de comprimento de restrição (K) 9 e taxa (R) 1/4 gerando, desse modo, símbolos de código a uma taxa quatro vezes maior que a taxa de entrada do encodifícador (ER) . Em uma alternativa, são efetuadas outras taxas de encodificação, incluindo a taxa 1/2, porém o uso da taxa 1/4 é preferido devido às suas características ideais de complexidade e desempenho. O intercalador de blocos 136 efetua a intercalação de bits sobre os símbolos de código para prover diversidade de tempo para uma transmissão mais confiável em ambientes de desvanecimento rápido. Os símbolos intercalados resultantes são recebidos pelo repetidor de ponto inicial variável 138, cjuô zepste 3 sequencia de símbolos intercalados um numero suficiente de vezes, Nr, para prover um fluxo de símbolos de taxa constante, o que corresponde a emitir quadros possuindo um número constante de símbolos. A repetição da sequência de símbolos também aumenta a diversidade temporal dos dados para superar o desvanecímento. Na modalidade exemplar, o número constante de símbolos é igual a 6.144 símbolos para cada quadro, tornando a taxa de símbolos de 307,2 quilossímbolos por segundo (ksps). Além disso, o repetidor 138 utiliza um ponto inicial diferente para começar a repetição para cada sequência de símbolos. Quando o valor de NR necessário para gerar 6.144 símbolos por quadro não for um número inteiro, a repetição final só é efetuada para uma parte da sequência de símbolos. O conjunto resultante de símbolos repetidos é recebido pelo mapeador BPSK 139, que gera um fluxo de símbolos de código (BPSK) de valores +1 e -1 para efetuar a modulação BPSK.

Como alternativa, o repetidor 138 é posicionado antes do intercalador de blocos 136 de forma a que o intercalador de blocos 136 receba o mesmo número de símbolos para cada quadro.

No interior do encodíficador de canal QPSK 102 os dados QPSK são recebidos pelo gerador de soma de verificação CRC 140, o qual gera uma soma de verificação para cada quadro de 20 ms. O quadro que inclui a soma de verificação CRC é recebido pelo gerador de bits terminais de código 142 que anexa um conjunto de oito bits terminais de zeros lógicos no final do quadro. O quadro, agora incluindo os bits terminais de código e a soma de verificação CRC, é recebido pelo encodificador convolucional 144 que efetua a encodifícação convolucional de K=9, R=l/4, desse modo gerando símbolos a uma taxa quatro vezes maior que a taxa de entrada do encodifícador ÍEr). O intercalador de blocos 146 efetua a íntercalação de bits sobre os símbolos e os símbolos intercalados resultantes são recebidos pelo repetidor de ponto inicial variável 148. 0 repetidor de ponto inicial variável 148 repete a sequência de símbolos intercalados por um numero de vezes suficiente, NR, usando um ponto inicial diferente dentro da sequência de símbolos para cada repetição, para gerar 12.288 símbolos para cada quadro, passando a taxa de símbolos de código para 614,4 quilossímbolos por segundo (ksps) . Quando NR não for um número inteiro, a repetição final é efetuada para apenas uma porção da sequência de símbolos. Os símbolos repetidos resultantes são recebidos pelo mapeador QPSK 149 o qual gera um fluxo de símbolos de código QPSK configurado para efetuar a modulação QPSK constituída por um fluxo de símbolos de código QPSK em fase de valores +1 e -1 (QPSKi) e um fluxo de símbolos de código QPSK em fase em quadratura de valores +1 e -1 (QPSKq) . Como alternativa, o repetidor 148 é posicionado antes do intercalador de blocos 146 de forma a que o intercalador de blocos 146 receba o mesmo número de símbolos para cada quadro. A Figura 4 é um diagrama de blocos do modulador 104 da Figura 2 configurado de acordo com a modalidade exemplar da invenção. Os símbolos BPSK provenientes do encodif icador de canal BPSK 103 são, cada um, modulados pelo código Walsh W2 usando um multiplicador 150b e os símbolos QPSKt e QPSKq provenientes do encodificador de canal QPSK 102 são, cada um, modulados pelo código Walsh W3 usando multiplicadores 150c e 154d. Os dados de controle de potência (PC) são modulados pelo código Walsh Wi usando o multiplicador 150a. O ajuste de ganho 152 recebe os dados de piloto (PILOTO) que, de preferência, são constituídos pelo nível lógico associado á voltagem positiva, e ajusta a amplitude de acordo com um fator de ajuste de ganho A0. 0 sinal PILOTO não provê dados de usuário, mas sim informações de fase e amplitude à estação base de forma a que ela possa demodular coerentemente os dados portados sobre os subcanais restantes, e escalona os valores de saída de decisão suave para combinação. 0 ajuste de ganho 154 ajusta a amplitude dos dados de controle de potência modulados por código Walsh Wi de acordo com o fator de ajuste de ganho Ax e o ajuste de ganho 156 ajusta a amplitude dos dados de canal BPSK modulados por código Walsh W2 de acordo com a variável de amplificação A2. Os ajustes de ganho 158a e b ajustam a amplitude dos símbolos QPSK em fase e em fase em quadratura modulados por código Walsh W3, respectivamente, de acordo com o fator de ajuste de ganho A3. Os quatro códigos Walsh usados na modalidade preferida da invenção estão na Tabela I: Tabela I

Ficará claro para os técnicos na área que o código W0 não constitui efetivamente qualquer modulação, o que é consistente com o processamento dos dados de piloto apresentados. Os dados de controle de potência são modulados com o código Wx, os dados BPSK com o código W2 e os dados QPSK com o código W3. Uma vez modulados com o código Walsh apropriado, o piloto, os dados de controle de potência e os dados BPSK são transmitidos de acordo com as técnicas BPSK e os dados QPSK (QPSKj e QPSKq) de acordo com as técnicas QPSK tal como descrito a seguir. Deve também ficar claro que não é necessário que todos os canais ortogonais sejam usados e que o uso de somente três dos quatro códigos Walsh quando é provido somente um canal de usuário é empregado em uma modalidade alternativa da invenção. 0 uso de códigos ortogonais curtos gera menos chips por símbolo e portanto permite codificação e repetição mais extensivas quando comparado aos sistemas que incorporam o uso de códigos Walsh mais longos. Tais codificação e repetição mais longas propiciam proteção contra o desvanecimento Raleigh, o qual constitui uma grande fonte de erros em sistemas de comunicação terrestres. 0 uso de outros números de códigos e comprimentos de códigos é consistente com a presente invenção, entretanto o uso de um conjunto maior de códigos Walsh mais longos reduz tal proteção ampliada contra o desvanecimento. 0 uso de quatro códigos de chíps é considerado ideal pois quatro canais propiciam substancial flexibilidade para a transmissão de vários tipos de dados, conforme ilustrado a seguir, mantendo ainda o comprimento de código curto. 0 somador 160 soma os símbolos de modulação ajustados em amplitude resultantes provenientes dos ajustes de ganho 152, 154, 156 e 158a para gerar os símbolos de modulação somados 161. Os códigos de espalhamento PN, PNi e PNq, são espalhados por meio de multiplicação com o código longo 180 utilizando os multiplicadores 162a e b. Os códigos pseudo-aleatórios resultantes providos pelos multiplicadores 162a e 162b são usados para modular os símbolos de modulação somados 161 e os símbolos QPSKQ em fase em quadratura 163 ajustados em ganho, por meio de multiplicação complexa usando os multiplicadores 164a ade os somadores 166a e b. O termo em fase Χτ e o termo em fase em quadratura XQ resultantes são a seguir filtrados (a filtragem não é mostrada) e convertidos ascendentemente para a frequência portadora dentro do sistema de processamento de RF 106 apresentado de uma forma altamente simplificada, usando os multiplicadores 168 e uma senóide em fase e em fase em quadratura. Uma conversão ascendente QPSK deslocada (offset) podería também ser usada em uma modalidade alternativa da invenção. Os sinais convertidos ascendentemente em fase e em fase em quadratura resultantes são somados usando-se o somador 170 e amplificados pelo amplificador mestre 172 de acordo com a o ajuste de ganho mestre AM para gerar o sinal s(t) que é transmitido à estação base 120. Na modalidade preferida da invenção, o sinal é espalhado e filtrado para uma largura de banda de 1,2288 MHz para permanecer compatível com a largura de banda dos canais CDMA existentes.

Ao prover múltiplos canais ortogonais através dos quais dados podem ser transmitidos, bem como pelo uso de repetidores de taxa variável que reduzem a quantidade de repetições NR efetuadas em resposta às elevadas taxas de entrada de dados, o método e sistema acima descritos de processamento de sinais de transmissão permite que uma única unidade de assinante ou outro sistema de transmissão transmita dados em uma diversidade de taxas de dados. Em particular, pela redução da taxa de repetição NR efetuada pelos repetidores de ponto inicial variável 138 ou 148 da Figura 3, pode ser sustentada uma taxa de entrada do encodificador, ER, cada vez mais elevada. Em uma modalidade alternativa da invenção a encodificaçâo por convolução de taxa 1/2 é efetuada com a taxa de repetição NR aumentada por dois. Um conjunto exemplar de taxas de encodificador ER suportadas por várias taxas de repetição NR e taxas de encodificaçâo R iguais a 1/4 e 1/2 para o canal BPSK e para o canal QPSK é apresentado nas Tabelas II e III, respectivamente.

Tabela II - Canal BPSK

Tabela III - Canal QPSK

As Tabelas II e III mostram que pelo ajuste do número de repetições de sequência NR, uma ampla variedade de taxas de dados pode ser suportada, incluindo taxas de dados elevadas, uma vez que a taxa de entrada do encodificador, ER, corresponde à taxa de transmissão de dados menos uma constante necessária para a transmissão de CRC, bits terminais de código e quaisquer outras informações de overhead, Como pode também ser visto pelas Tabelas II e III, a modulação QPSK pode também ser usada para aumentar a taxa de transmissão de dados. As taxas que se espera utilizar comumente recebem rótulos (labeis) tais como Taxa Elevada-72" e "Taxa Elevada-32". As taxas denotadas como Taxa Elevada-72, Taxa Elevada-64 e Taxa Elevada-32 possuem taxas de tráfego de 72, 64 e 32 Kbps respectivamente, adicionadas de dados multiplexados em sinalização e outros dados de controle com taxas de 3,6, 5,2 e 5,2 kpbs, respectivamente. As taxas Taxa Total-RSl e Taxa Total-RS2 correspondem às taxas usadas em sistemas de comunicação que obedecem ao IS-95, esperando-se, portanto, que recebam também utilização substancial com o propósito de compatibilidade. A taxa nula é a transmissão de um único bit e é usada para indicar um apagamento de quadro, o que também faz parte do padrão IS-95. A taxa de transmissão de dados pode também ser elevada transmitindo-se simultaneamente dados através de dois ou mais dentre os múltiplos canais ortogonais, efetuando-se em adição ao, ou em lugar do, aumento da taxa de transmissão através da redução da taxa de repetição NR.

Como exemplo, um multiplexador (não é mostrado) poderia dividir uma única fonte de dados em múltiplas fontes de dados a serem transmitidos através de múltiplos subcanais de dados. Dessa forma, a taxa de transmissão total pode ser elevada através da transmissão por um canal especifico em taxas mais elevadas, ou pela múltipla transmissão efetuada simultaneamente através de múltiplos canais, ou ambas, até que a capacidade de processamento de sinais do sistema de recepção seja superada e a taxa de erros se torne inaceitável, ou a potência de transmissão máxima da potência de transmissão do sistema seja alcançada. 0 provimento de múltiplos canais também aumenta a flexibilidade na transmissão de diferentes tipos de dados.

Como exemplo, o canal BPSK pode ser designado para informações de voz e o canal QPSK designado para a transmissão de dados digitais. Tal modalidade poderia ser mais generalizada pela designação de um canal para transmissão de dados temporalmente sensíveis, tais como voz, em uma taxa de dados mais baixa e designando-se o outro canal para a transmissão de dados menos sensíveis era termos de tempo, tais como arquivos digitais. Em tal modalidade a intercalação podería ser efetuada em blocos maiores para os dados menos sensíveis temporalmente para aumentar ainda mais a diversidade temporal. Em outra modalidade da invenção, o canal BPSK efetua a transmissão primária de dados e o canal QPSK efetua a transmissão em excesso. 0 uso de códigos Walsh ortogonais elimina ou reduz substancialmente qualquer interferência entre o conjunto de canais transmitidos a partir de uma unidade de assinante e, portanto, minimiza a energia de transmissão necessária para sua repetição bem sucedida na estação base.

Para aumentar a capacidade de processamento no sistema de recepção, e portanto aumentar a extensão em que a maior capacidade de transmissão da unidade de assinante pode ser utilizada, os dados de piloto são também transmitidos através de um dentre os canais ortogonais.

Pelo uso dos dados de piloto, o processamento coerente pode ser efetuado no sistema de recepção pela determinação e remoção do deslocamento de fase do sinal de link reverso.

Além disso, os dados de piloto podem ser usados para ponderar ídealmente os sinais de multipercurso (multipath) recebidos com diferentes retardos de tempo antes de serem combinados em um receptor rake. Uma vez removido o deslocamento de fase e os sinais de multipercurso apropriadamente ponderados, os sinais de multipercurso podem ser combinados reduzindo a potência em que o sinal do link reverso deve ser recebido para um processamento adequado. Tal redução na potência de recepção necessária permite que taxas maiores de transmissão sejam processadas com sucesso ou, por outro lado, que a interferência entre um conjunto de sinais de link reverso seja reduzida. Embora alguma potência de transmissão adicional seja necessária para a transmissão do sinal de piloto, no contexto das taxas de transmissão mais elevadas a razão da potência do canal piloto pela potência do sinal de link reverso é substancialmente mais baixa que aquela associada com os sistemas celulares digitais de transmissão de dados de voz de taxa de dados mais baixa. Dessa forma, em um sistema CDMA de taxa de dados elevada, os ganhos Eb/No conseguidos pelo uso de um link reverso coerente compensam a potência adicional necessária para transmissão de dados de piloto a partir de cada unidade de assinante. 0 uso dos ajustes de ganho 152 a 158, bem como do amplificador mestre 172 aumenta ainda mais o grau em que a elevada capacidade de transmissão do sistema acima descrito pode ser utilizada por permitir que o sistema de transmissão se adapte a várias condições do canal de rádio, taxas de transmissão e tipos de dados. Em particular, a potência de transmissão de um canal que é necessária para a recepção apropriada pode se modificar ao longo do tempo e com a modificação das condições, de tal modo que seja independente dos outros canais ortogonais. Como exemplo, durante a captação inicial do sinal de link reverso a potência do canal piloto pode necessitar uma elevação para facilitar a detecção e sincronização na estação base. No entanto, uma vez captado o sinal da link reverso, a potência de transmissão necessária para o canal piloto iria se reduzir substancialmente e iria variar dependendo de vários fatores, incluindo a taxa de movimentação das unidades de assinantes. Assim, o valor do fator de ajuste de ganho, A0, seria elevado durante a captação do sinal e a seguir reduzido durante a ocorrência de uma comunicação. Em outro exemplo, quando informações mais tolerantes a erros estiverem sendo transmitidas através do link direto, ou o ambiente em que a transmissão em link direto está ocorrendo não estiver sujeito a condições de desvanecimento, o fator de ajuste de ganho, Ai, pode ser reduzido na medida em que a necessidade de transmissão de dados de controle de potência com uma baixa taxa de erro se reduz. No entanto, de preferência, sempre que o ajuste de controle de potência não for necessário, o fator de ajuste de ganho, A*, é reduzido a zero.

Em outra modalidade da invenção, a capacidade de ajustar o ganho de cada canal ortogonal ou de todo o sinal da link reverso é adicionalmente explorada permitindo-se que a estação base 120 ou outro sistema de recepção altere o ajuste de ganho de um canal, ou de todo o sinal do link reverso, através do uso de comandos de controle de potência transmitidos através do sinal de link direto. Em particular, a estação base pode transmitir informações de controle de potência solicitando que a potência de transmissão de um canal especifico ou de todo o sinal de link reverso seja ajustada. Isto é vantajoso em muitas ocasiões, incluindo quando dois tipos de dados possuindo diferentes sensibilidades a erros, tais como dados de voz digitalizada e dados digitais estiverem sendo transmitidos através dos canais BPSK e QPSK. Neste caso, a estação base 120 estabelecería diferentes metas de taxas de erro para os dois canais associados. Caso a taxa de erros real de um canal superasse a taxa de erros meta, a estação base iria instruir a unidade de assinante que reduzisse o ajuste de ganho de tal canal até que a taxa de erros real alcançasse a taxa meta de erros. Isto iria eventualmente levar a que o fator de ajuste de ganho de um canal fosse elevado em relação ao outro. Isto é, o fator de ajuste de ganho associado aos dados mais sensíveis a erros seria elevado em relação ao fator de ajuste de ganho associado ao canal menos sensível. Em outros casos, a potência de transmissão de todo o link reverso pode requerer ajuste devido às condições de desvanecimento ou movimento da unidade de assinante 100. Nesses casos, estação base 120 pode efetuar isto através da transmissão de um único comando de controle de potência.

Dessa forma, ao permitir que o ganho dos quatro canais ortogonais seja ajustado independentemente, bem como em conjunto uns com os outros, a potência de transmissão total do sinal de link reverso pode ser mantida no mínimo necessário para uma transmissão bem sucedida de cada tipo de dados, sejam eles dados de piloto, dados de controle de potência, dados de sinalização, ou diferentes tipos de dados de usuário. Ademais, a transmissão bem sucedida pode ser definida de forma diferente para cada tipo de dados. A transmissão com a quantidade mínima de potência necessária permite que a maior quantidade de dados seja transmitida para a estação base dada a capacidade de potência de transmissão finita de uma unidade de assinante e também reduz a interferência entre unidades de assinantes. Tal redução na interferência aumenta a capacidade total de comunicação de todo o sistema celular sem fio CDMA. 0 canal de controle de potência usado no sinal de link reverso permite que a unidade de assinante transmita informações de controle de potência para a estação base em uma variedade de taxas, incluindo uma taxa de 800 bits de controle de potência por segundo. Na modalidade preferida da invenção, um bit de controle de potência instrui a estação base para elevar ou reduzir a potência de transmissão do canal de tráfego do link direto que está sendo usado para a transmissão de informações para a unidade de assinante. Apesar de ser geralmente útil se ter rápido controle de potência dentro de um sistema CDMA, é especialmente útil no contexto de comunicações de taxas de dados mais elevadas envolvendo a transmissão de dados, pois os dados digitais são mais sensíveis a erros e a alta taxa de transmissão causa a perda de quantidades substanciais de dados mesmo durante breves condições de desvanecimento. Uma vez que uma transmissão de link reverso de alta velocidade provavelmente será acompanhada por uma transmissão em link direto de alta velocidade, prover a rápida transmissão de controle de potência através do link reverso facilita ainda mais as comunicações de alta velocidade dentro dos sistemas de telecomunicações sem fio CDMA.

Em uma modalidade exemplar alternativa da invenção, um conjunto de taxas de entrada de encodíficador Er definido pelo NR específico é usado para transmitir um tipo específico de dados. Isto é, os dados podem ser transmitidos em uma taxa de entrada de encodificador máxima Er ou em um conjunto de taxas de entrada de encodif icador mais baixas ER, com o NR associado ajustado conforme necessário. Na implementação preferida desta modalidade, as taxas máximas correspondem às taxas máximas usadas nos sistemas de comunicação sem fio de acordo com o IS-95 acima mencionados com relação às Tabelas II e III como Taxa Total-RSl e Taxa Total-RS2, e cada taxa mais baixa é aproximadamente a metade da próxima taxa mais elevada, criando um conjunto de taxas constituído por uma taxa total, uma meia taxa, uma taxa de um quarto e uma taxa de um oitavo. As taxas de dados mais baixas são de preferência geradas aumentando-se a taxa de repetição de símbolos NR, com o valor de NR para o taxa fixada em um e taxa fixada em dois em um canal BPSK provido na Tabela IV.

Tabela IV - Conjuntos de Taxas RS1 e RS2 no Canal BPSK

As taxas de repetição para um canal qpsk são o dobro daquelas para o canal BPSK.

De acordo com a modalidade exemplar da invenção, quando a taxa de dados de um quadro se modifica em relação à do quadro anterior, a potência de transmissão do quadro é ajustada de acordo com a mudança na taxa de transmissão.

Isto é, quando um quadro de taxa mais baixa é transmitido após um quadro de taxa mais alta, a potência de transmissão do canal de transmissão através do qual o quadro está sendo transmitido é reduzida para o quadro de taxa mais baixa em proporção à redução na taxa e vice versa. Como exemplo, se a potência de transmissão de um canal durante a transmissão de um quadro de taxa total for a potência de transmissão T, a potência de transmissão durante a subsequente transmissão de um quadro de meia taxa será a potência de transmissão T/2. A redução na potência de transmissão é de preferência efetuada reduzindo-se a potência de transmissão durante toda a duração do quadro, porém pode também ser efetuada reduzindo-se o ciclo de trabalho de transmissão de tal forma que algumas informações redundantes sejam "apagadas".

Em ambos os casos, o ajuste da potência de transmissão ocorre em combinação com um mecanismo de controle de potência em malha fechada (closed loop) pelo qual a potência de transmissão é adicionalmente ajustada em resposta a dados de controle de potência transmitidos a partir da estação base. A Figura 5 é um diagrama de blocos do sistema de processamento de RF 122 e demodulador 124 da Figura 2 configurados de acordo com a modalidade exemplar da invenção. Os multiplicadores 180a e 180b convertem descendentemente os sinais recebidos provenientes da antena 121 com uma senóide em fase e uma senóide em fase de quadratura produzindo as amostras de recepção em fase Rr e amostras de recepção em fase em quadratura RQ, respectivamente. Deve ficar claro que o sistema de processamento de RF 122 é apresentado de uma forma altamente simplificada e que os sinais são também filtrados de forma casada (match filtered) e digitalizados (não é mostrado) de acordo com técnicas amplamente conhecidas. As amostras de recepção Rx e Rq são a seguir aplicadas aos demoduladores de ramos 182 no interior do demodulador 124.

Cada demodulador de ramos 182 processa uma ocorrência do sinal de link reverso transmitido pela unidade de assinante 100, caso tal ocorrência esteja disponível, em que cada ocorrência do sinal de link reverso é gerada através de fenômenos de multipercurso. Apesar de serem apresentados três demoduladores de ramos, o uso de números alternativos de processadores de ramos é consistente com a invenção, incluindo o uso de um único demodulador de ramos 182. Cada demodulador de ramos 182 produz um conjunto de dados de decisão suave constituído por dados de controle de potência, dados BPSK, dados QPSKi e dados QPSKq. Cada conjunto de dados de decisão suave é também ajustado temporalmente no interior do demodulador de ramos 182 correspondente, apesar do ajuste temporal poder ser efetuado no interior do combinador 184 em uma modalidade alternativa da invenção. O combinador 184 a seguir soma os conjuntos de dados de decisão suave recebidos provenientes dos demoduladores 182 para produzir uma única ocorrência de dados de decisão suave de controle de potência, BPSK, QPSKí e QPSKq. A Figura 6 é um diagrama de blocos de um demodulador de ramos 182 da Figura 5 configurado de acordo com a modalidade exemplar da invenção. As amostras de recepção RT e RQ são inicialmente ajustadas em tempo utilizando o ajuste de tempo 190 de acordo com a quantidade de retardo introduzido pelo percurso de transmissão da ocorrência específica do sinal de link reverso que está sendo processada. O código longo 200 é misturado com os códigos de espalhamento pseudo-aleatórios PNj e PNq usando multiplicadores 201 e o conjugado complexo dos códigos de espalhamento PNX e PNq modulados pelo código longo é multiplicado de forma complexa pelas amostras de recepção Rj e Rq temporalmente ajustadas usando-se os multiplicadores 202 e somadores 204 propiciando os termos Xj e XQ. Três ocorrências separadas dos termos Xj e XQ são a seguir demodulados usando-se os códigos Walsh W1; W2 e W3, respectivamente, e os dados demodulados por Walsh resultantes são somados por quatro chips de demodulação usando os somadores 4 para 1 212. Uma quarta ocorrência dos dados Xi e Xq é somada por quatro chips de demodulação usando os somadores 208 e a seguir filtrada usando-se os filtros de piloto 214. Na modalidade preferida da invenção o filtro de piloto 214 efetua a média sobre uma série de somas efetuadas pelos somadores 208, porém outras técnicas de filtragem ocorrerão aos técnicos na área. Os sinais piloto filtrados em fase e em fase em quadratura são usados para girar em fase e escalonar os dados demodulados por código Walsh Wi e W2 de acordo com os dados BPSK modulados através de multiplicação de conjugado complexo usando os multiplicadores 216 e adicionadores 217 proporcionando os dados de decisão suave de controle de potência e BPSK. Os dados modulados por código Walsh W3 são girados em fase usando os sinais piloto filtrados em fase e em fase em quadratura de acordo com os dados QPSK modulados usando os multiplicadores 218 e adicionadores 220, proporcionando os dados QPSK de decisão suave. Os dados de controle de potência de decisão suave são somados a 384 símbolos de modulação pelo somador 384 para 1 222 proporcionando os dados de decisão suave de controle de potência. Os dados modulados por código Walsh W2 girados em fase, os dados modulados por código Walsh W3 e os dados de decisão suave de controle de potência ficam a seguir disponíveis para combinação. Em uma modalidade alternativa da invenção, encodificaçao e decodíficaçâo são efetuadas também sobre os dados de controle de potência.

Além de prover informações de fase o piloto pode também ser usado dentro do sistema de recepção para facilitar o controle de tempo. 0 controle de tempo é efetuado processando-se também os dados recebidos em um tempo de amostra anterior (adiantado) e um tempo de amostra posterior (atrasado), à presente amostra de recepção sendo processada. Para determinar o tempo que mais se aproxima do tempo de chegada real, a amplitude do canal piloto no tempo de amostra adiantado e atrasado, ser comparada com a amplitude no tempo de amostra presente para determinar qual é o maior. Se o sinal em um dos tempos de amostra adjacentes for maior que no tempo de amostra presente, a temporização pode ser ajustada para que os melhores resultados de demodulação sejam obtidos. Ά Figura 7 é um diagrama de blocos do decodificador de canal BPSK 128 e do decodificador de canal QPSK 126 (Figura 2) configurados de acordo com a modalidade exemplar da invenção. Os dados de decisão suave BPSK provenientes do combinador 184 {Figura 5) são recebidos pelo acumulador 240 que armazena a primeira sequência de 6.144/Nr símbolos de demodulação no quadro recebido, onde Nr depende da taxa de transmissão dos dados de decisão suave BPSK tal como foi acima descrito, e adiciona cada conjunto subsequente de 6.144/NR símbolos demodulados contidos no quadro aos correspondentes símbolos acumulados armazenados. O deintercalador de blocos 242 deíntercala os dados de decisão suave acumulados a partir do somador de ponto inicial variável 240 e o decodificador Viterbi 244 decodifica os dados de decisão suave deíntercalados para produzir dados de decisão "abrupta" (hard) bem como resultados de soma de verificação CRC. No interior do decodificador QPSK 126 os dados de decisão suave QPSKj e QPSKq do combinador 184 (Figura 5) são demultiplexados para um único fluxo de dados de decisão suave pelo demux 246 e o único fluxo de dados de decisão suave é recebido pelo acumulador 248 que acumula todos os 6.144/NR símbolos de demodulação, em que Nr depende da taxa de transmissão dos dados QPSK, 0 deintercalador de blocos 250 deintercala os dados de decisão suave provenientes do somador de ponto inicial variável 248 e o decodificador Viterbi 252 decodifica os símbolos de modulação deintercalados para produzir dados de decisão abrupta, bem como resultados de soma de verificação CRC. Na modalidade exemplar alternativa acima descrita com relação à Figura 3, na qual a repetição de símbolos é efetuada antes da intercalação, os acumuladores 240 e 248 são posicionados após os deintercaladores de blocos 242 e 250. Na modalidade da invenção incorporando o uso de conjuntos de taxas, e portanto na qual a taxa de um quadro específico não é conhecida, múltiplos decodificadores são empregados, cada um operando em uma taxa de transmissão diferente, e a seguir o quadro associado com a taxa de transmissão mais provável de ter sido usada é selecionado com base nos resultados da soma de verificação CRC. 0 uso de outros métodos de verificação de erros é consistente com a prática da presente invenção. A Figura 8 é um diagrama de blocos do modulador 104 (Figura 2) configurado de acordo com uma modalidade alternativa da invenção em que é empregado um único canal de dados BPSK. Os dados de piloto são ajustados em ganho pelo ajuste de ganho 452 de acordo com o fator de ajuste de ganho A0. Os dados de controle de potência são modulados com o código Walsh Wj. pelo multiplicador 150a e ajustados em ganho pelo ajuste de ganho 454 de acordo com o fator de ajuste de ganho Αχ. Os dados de piloto ajustados em ganho e os dados de controle de potência são somados pelo somador 460, produzindo os dados somados 461. Os dados BPSK são modulados com o código Walsh W2 pelo multiplicador 150b e a seguir ajustados em ganho usando-se o ajuste de ganho 456 de acordo com o fator de ajuste de ganho a2. 0 código de espalhamento pseudo-aleatório em fase (ΡΝϊ) β ο código de espalhamento pseudo aleatório em fase em quadratura (PNQ) são ambos modulados com o código longo 480. Os códigos Píslj e PNQ modulados por código longo resultantes são multiplicados de forma complexa pelos dados somados 461 e os dados BPSK ajustados em ganho provenientes do ajuste de ganho 456 usando-se os multiplicadores 464a a d e os somadores 4 66a e b, proporcionando os termos Xi e XQ. Os termos Xi e XQ são a seguir convertidos ascendentemente por senóides em fase e em fase em quadratura usando os multiplicadores 468 e os sinais convertidos ascendentemente resultantes são somados pelos somadores 470, respectivamente, e amplificados pelo amplificador 472 de acordo com o fator de amplitude AM gerando o sinal s(t). A modalidade apresentada na Figura 8 difere das outras modalidades aqui descritas pelo fato de que os dados BPSK são colocados no canal de fase em quadratura, enquanto que os dados de piloto e os dados de controle de potência sâo colocados no canal em fase. Nas modalidades anteriores da invenção descrita aqui, os dados BPSK são colocados no canal em fase juntamente com os dados de piloto e os dados de controle de potência. O posicionamento dos dados BPSK no canal de fase em quadratura e os dados de piloto e de controle de potência no canal em fase reduz a razão de potência pico/média do sinal de link reverso, as fases dos canais são ortogonais levando a magnitude da soma dos dois canais a variar menos em resposta a dados mutáveis. Isto reduz a potência pico necessária para manter uma dada potência média e dessa forma reduz a razão de potência píco/média característica do sinal de link reverso. Tal redução na razão de potência pico/média diminui a potência pico na qual um sinal de link reverso deve ser recebido na estação base para sustentar uma dada taxa de transmissão e, portanto, aumenta a distância em que uma unidade de assinante possuindo uma potência de transmissão máxima pode estar localizada a partir da estação base antes que ela seja incapaz de transmitir um sinal que possa ser recebido na estação base com a potência pico necessária. Isto aumenta o alcance no qual a unidade de assinante pode conduzir com sucesso a comunicação em qualquer dada taxa de dados ou, alternativamente, permite que taxas de dados mais elevadas sejam sustentadas a uma dada distância. A Figura 9 é um diagrama de blocos do demodulador de ramos 182 quando configurado de acordo com a modalidade da invenção apresentada na Figura 8. As amostras de recepção Ri e Rq são temporalmente ajustadas pelo ajuste de temporização 290 e os códigos PNj e PNQ são multiplicados pelo código longo 200 usando-se os multiplicadores 301. As amostras de recepção temporalmente ajustadas são a seguir multiplicadas pelo conjugado complexo dos códigos ΡΝχ e PNQ usando-se os multiplicadores 302 e somadores 304, proporcionando os termos e XQ. Um primeiro e segundo exemplos dos termos Χχ e XQ são demodulados usando-se o código Walsh Wi e o código Walsh W2 usando-se os multiplicadores 310 e os símbolos de demodulação resultantes são somados em conjuntos de quatro usando-se os somadores 312. Um terceiro exemplo dos termos Χχ e XQ é somado por quatro símbolos de demodulação pelos somadores 308 para gerar dados de referência de piloto. Os dados de referência de piloto são filtrados pelos filtros de piloto 314 e usados para girar a fase e escalonar os dados modulados e somados por código Walsh usando-se os multiplicadores 316 e adícionadores 320, produzindo dados de decisão suave BPSK e, após serem somados por 384 símbolos pelo somador 384:1 322, dados de controle de potência de decisão suave. A Figura 10 é um diagrama de blocos de um sistema de transmissão configurado de acordo com mais outra modalidade da invenção. 0 ganho de canal 400 ajusta o canal piloto 402 com base na variável de ganho Aq. Os símbolos de canal fundamental 404 são mapeados em valores +1 e 1 pelo mapeador 40 5 e cada símbolo é modulado com o código Walsh WF igual a +,+,-,- (em que + = +1 e - = -1). Os dados modulados por WF sao ajustados em ganho com base na variável de ganho Ai pelo ajuste de ganho 406, As saídas dos ajustes de ganho 400 e 406 são somadas pelo somador 408 proporcionando os dados em fase 410.

Os símbolos do canal suplementar 411 são mapeados em valores + e - pelo mapeador 412 e cada símbolo é modulado com um código Walsh Ws igual a +,-. 0 ajuste de ganho 414 ajusta o ganho dos dados modulados por Ws. Os dados do canal de controle 415 são mapeados em valores + e - pelo mapeador 416. Cada símbolo é modulado com um código Walsh Wc igual a +,+,+,+,-,-/-,-. Os símbolos modulados por Wc são ajustados em ganho pelo ajuste de ganho 418 com base na variável de ganho A3 e a saída dos ajustes de ganho 414 e 418 são somadas pelo somador 419 para produzir dados de fase em quadratura 420.

Deve ser notado que, uma vez que os códigos Walsh WF e Ws possuem comprimentos diferentes e são gerados na mesma taxa de chips, o canal fundamental transmite símbolos de dados a uma taxa que é metade daquela do canal suplementar. Por razões similares, deve ficar claro que o canal de controle transmite símbolos de dados em metade da taxa do canal fundamental.

Os dados em fase 410 e os dados em fase em quadratura 420 são multiplicados de forma complexa pelos códigos de espalhamento PNj e PNq conforme mostrado, proporcionando o termo em fase Χχ e o termo em fase em quadratura Xq. O termo em fase em quadratura Xq é retardado pela metade da duração de um chip de código de espalhamento PN para efetuar o espalhamento QPSK deslocado e a seguir o termo Xx e o termo XQ são convertidos ascendentemente de acordo com o sistema de processamento de RF 106 apresentado na Figura 4 e acima descrito.

Pelo uso dos códigos Walsh Wp, Ws e Wc possuindo diferentes comprimentos, conforme acima descrito, tal alternativa propicia um conjunto de canais de comunicação possuindo uma maior variedade de taxas. Adicionalmente, o uso de um código Walsh Wsmais curto, de dois chips, para o canal suplementar propicia um canal suplementar de taxa de dados ortogonal mais elevada com uma razão de potência de transmissão pico/média que é menor que aquela associada com o uso de dois canais baseados em códigos Walsh de 4 chips.

Isto melhora ainda mais o desempenho do sistema de transmissão pelo fato de que um dado amplificador será capaz de manter uma taxa mais elevada, ou transmitir com maior alcance, usando a forma de onda de menor potência de transmissão pico/média. 0 esquema de alocação de código Walsh descrito com relação à Figura 10 pode também ser visto como a alocação espaço Walsh de oito chips de acordo com a Tabela VI.

Tabela IV

Além de reduzir a razão de potência de transmissão pico/média, a alocação de conjuntos de canais Walsh de oito chips usando um único código Walsh mais curto reduz a complexidade do sistema de transmissão. Como exemplo, a modulação com quatro códigos Walsh de oito chips e soma dos resultados requer conjunto de circuitos adicionais e portanto seria mais complexa. É também considerado que o sistema de transmissão apresentado na Figura 10 pode operar em várias larguras de banda de espalhamento e portanto com os códigos Walsh e códigos de espalhamento gerados em várias taxas diferentes de 1,2288 Mchips/segundo. Em particular, é contemplada uma largura de banda de espalhamento de 3,6864 MHz, com uma correspondente taxa de código Walsh e de espalhamento de 3,6864 Mchips/segundo. As Figuras 11 a 14 ilustram a codificação efetuada para os canais fundamental, suplementar e de controle de acordo com o uso de uma largura de banda de espalhamento de 3,6864 MHz.

Tipicamente, para ajustar a codificação para uso com uma largura de banda de espalhamento de 1,2288 MHz, o número de repetições de símbolos é reduzido. Tal principal ou ajuste do número de repetição de símbolos pode ser aplicado de forma mais geral para aumentos na largura de banda de espalhamento incluindo, por exemplo, o uso de uma largura de banda de espalhamento de 5 MHz. Os ajustes efetuados à codificação para um sistema de largura de banda de espalhamento de 1,2288 MHz além da redução no número de repetições de símbolos são particularmente notados na descrição das Figuras 11 a 14 apresentada a seguir. A Figura 11 mostra a codificação efetuada para as quatro taxas (isto é, total, meia, um quarto e um oitavo) que constituem o conjunto de taxa 1 do IS-95 quando efetuado de acordo com uma modalidade da invenção. Os dados são supridos em quadros de 20 ms possuindo o número de bits apresentados para cada taxa e bits de verificação por CRC e oito bits terminais são adicionados pelos geradores de soma de verificação CRC 500a -de geradores de bits terminais 502a - d. Adícionalmente, a encodificação convolucional de taxa 1/4 é efetuada para cada taxa pelos encodíficadores convolucionais 504a - d, gerando quatro símbolos de código para cada bit de dados, bit CRC, ou bit terminal. O quadro resultante de símbolos de código é intercalado em blocos usando íntercaladores de blocos 506a a d, gerando o número de símbolos indicado. Para as três taxas de dados inferiores, os símbolos sao transmitidos repetidamente pelos repetidores de transmissão 508a a c, tal como indicado, levando à geração de 768 símbolos de código para cada quadro. Os 768 símbolos de código para cada taxa são a seguir repetidos 24 vezes pelos repetidores de símbolos 510a a d, gerando 18.432 símbolos de código por quadro para cada taxa.

Como foi acima mencionado, cada símbolo de código no canal fundamental é modulado com um código Walsh de quatro bits WF gerado a 3.686.400 chips por segundo (3,6864 Mchips/segundo). Dessa forma, para um intervalo de tempo de 20 ms (1/50 de um segundo) o número de chips Walsh e de códigos de espalhamento é de 73.728, o que corresponde a 4 chips Walsh para cada um dos 18.432 símbolos de código no quadro.

Para um sistema operando a 1,2288 Mchips/segundo, o número de repetições de símbolos efetuadas pelos repetidores de símbolos 510a a d fica reduzido a oito (8) .

Além disso, o repetidor de transmissão 508b repete a sequência de símbolos no quadro três (3) vezes, mais 120 dos símbolos são transmitidos uma quarta vez e o repetidor de transmissão 508c repete a sequência de símbolos no quadro seis (6) vezes, mais 48 dos símbolos são repetidos uma sétima vez. Adicionalmente, um quarto repetidor de transmissão (ou quarta etapa de repetição de transmissão) é incluído para a taxa total (não é mostrado), o qual transmite 384 da sequência de símbolos contida no quadro uma segunda vez. Tais transmissões repetidas propiciam no total 768 símbolos de dados que, quando repetidos oito vezes pelos repetidores de símbolos 510a a d, correspondem a 6.144 símbolos, que é o número de chips em um quadro de 20 ms a 1,2288 Mchips/segundo. A Figura 12 mostra a codificação efetuada para as quatro taxas que constituem o conjunto de taxa 2 do IS-95 quando efetuada de acordo com uma modalidade da invenção.

Os dados são supridos em quadros de 20 ms possuindo o número de bits apresentados para cada taxa e um bit de reserva é adicionado pelos aumentadores de bit de reserva 521a a d para cada taxa. Bits de verificação CRC e oito bits terminais são também adicionados pelos geradores de soma de verificação CRC 520a ade geradores de bits terminais 522a a d. Adicionalmente, a encodificação convolucional de taxa 1/4 é efetuada para cada taxa pelos encodificadores convolucionais 524a - d, gerando quatro símbolos de código para cada bit de dados, CRC, ou terminal. O quadro resultante de símbolos de código é intercalado em blocos usando intercaladores de blocos 526a a d, gerando o número de símbolos indicado. Para as três taxas inferiores, os símbolos são transmitidos repetidamente pelos repetidores de transmissão 528a a c, conforme indicado, levando à geração de 768 símbolos de código para cada quadro. Os 7 68 símbolos de código para cada taxa são a seguir repetidos 24 vezes pelos repetidores de símbolos 530a a d, gerando 18.432 símbolos de código por quadro para cada taxa.

Para um sistema operando a 1,2288 MHz de largura de banda de espalhamento, o número de repetições de símbolos efetuada pelos repetidores de símbolos 530 a a d é reduzido a quatro (4). Adicionalmente, o repetidor de transmissão 528a transmite a sequência de símbolos no quadro duas (2) vezes, mais 384 dos símbolos são transmitidos uma terceira vez. O repetidor de transmissão 528b repete a sequência de símbolos no quadro cinco (5} vezes, mais 96 dos símbolos são transmitidos uma sexta vez. O repetidor de transmissão 528c repete a sequência de símbolos no quadro dez (10) vezes, mais 96 dos símbolos são repetidos uma décima primeira vez. Adicionalmente, um quarto repetidor de transmissão (ou quarta etapa de repetição de transmissão) é incluído para a taxa total (não é mostrado), o qual transmite 384 da sequência de símbolos contida no quadro uma segunda vez. Tais transmissões repetidas propiciam no total 1.536 símbolos de dados que, quando repetidos quatro vezes pelos repetidores de símbolos 530a a d, correspondem a 6.144 símbolos. A Figura 13 mostra a codificação efetuada para o canal suplementar quando efetuada de acordo com uma modalidade da invenção. Quadros de dados são supridos em qualquer das onze taxas indicadas e o gerador de soma de verificação CRC 540 adiciona 16 bits de dados de soma de verificação CRC. O gerador de bits terminais 542 adiciona oito bits de dados terminais de encodificador resultando em quadros que possuem as taxas de dados apresentadas. O encodificador convolucional 544 efetua a encodificação de taxa 1/4 e comprimento de restrição k = 9, gerando quatro símbolos de código para cada bit de dados, CRC ou terminal recebido e o intercalador de blocos 546 efetua a intercalação de blocos sobre cada quadro e emite o número de símbolos de código apresentado para cada quadro de acordo com o tamanho de quadro de entrada, O repetidor de símbolos 548 repete os quadros N vezes dependendo do tamanho de quadro de entrada, tal como indicado. A encodificação para uma décima segunda taxa adicional é apresentada, a qual é efetuada de forma similar às onze taxas, com a exceção de que é efetuada a encodificação de taxa 1/2 em lugar da de taxa 1/4. Adicionalmente, não é efetuada qualquer repetição de símbolo.

Uma listagem de tamanhos de quadros, taxas de entrada de encodificador, taxas de código e fatores N de repetição de símbolos para várias taxas de chips que podem ser aplicadas à Figura 13 para ajuste a diferentes taxas de chips (que correspondem a larguras de banda de espalhamento) é provida na Tabela VII.

Tabela VII A Figura 14 é um diagrama de blocos do processamento efetuado para o canal de controle para um sistema de largura de banda de espalhamento de 3,6864 MHz. 0 processamento é substancialmente similar àquele associado com os outros canais, exceto pela adição de um MUX 560 e um repetidor de símbolos 562, que operam para introduzir bits de controle de potência não codificados no fluxo de símbolos de código. Os bits de controle de potência são gerados a uma taxa de 16 por quadro e repetidos 18 vezes pelo repetidor de símbolos 562, resultando em 288 bits de controle de potência por quadro. Os 288 bits de controle de potência são multiplexados no quadro de símbolos de código a uma razão de três bits de controle de potência por símbolo de dados codificado, gerando um total de 384 símbolos por quadro. 0 repetidor de símbolos 564 repete os 384 bits 24 vezes gerando 9.216 símbolos por quadro para uma taxa de dados efetiva de 500 kbits/segundo para os dados de controle e 800 kbits/segundo para os bits de controle de potência. O processamento preferido efetuado para um sistema de largura de banda de 1,2288 MHz simplesmente reduz o número de repetições de símbolos efetuadas de 24 para 8.

Dessa forma, foi descrito um sistema de comunicação sem fio CDMA, multi-canal e taxa elevada. A descrição é provida para permitir que os técnicos na área efetivem ou façam uso da presente invenção. As diferentes modificações dessas modalidades ficarão prontamente claras para os técnicos na área e os princípios genéricos aqui definidos podem ser aplicados a outras modalidades sem o uso das faculdades inventivas. Dessa forma, a presente invenção não deve ser limitada às modalidades aqui apresentadas, devendo receber o escopo mais amplo, consistente com os princípios e características novas aqui descritos.

Claims (20)

1. Método para transmitir um sinal de taxa de dados variável compreendendo: intercalar um quadro de símbolos de código para produzir uma sequência de símbolos intercalados possuindo um primeiro número de símbolos predeterminado; repetir a sequência de símbolos intercalados um número de vezes; e repetir um subconjunto da sequência de símbolos intercalados, em que o subconjunto possui um segundo número de símbolos predeterminado, e em que o segundo número de símbolos predeterminado é menor que o primeiro número de símbolos predeterminado; e o método caracterizado pelo fato de que o segundo número de símbolos predeterminado é baseado no número de símbolos de código no quadro de símbolos de código.

2. Método, de acordo com a reivindicação 1, car ac ter i z ado pelo fato de que o primeiro número de símbolos predeterminado é 216.

3. Método, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que o segundo número de símbolos predeterminado é 120.

4. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o primeiro número de símbolos predeterminado é 120.

5. Método, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que o segundo número de símbolos predeterminado é 48.

6. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o segundo número de símbolos predeterminado é 120.

7. Método, de acordo com a reivindicação 6, caracter i zado pelo fato de que o primeiro número de símbolos predeterminado é 216, e no qual o número de vezes é três.

8. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o segundo número de símbolos predeterminado é 48.

9. Método, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de que o primeiro número de símbolos predeterminado é 12 0, e no qual o número de vezes é seis.

10. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o número de vezes é baseado em um número de símbolos de código no quadro de símbolos de código.

11. Equipamento transmissor, compreendendo: um intercalador (506 a-d) configurado para intercalar um quadro de símbolos de código para produzir uma sequência de símbolos intercalados possuindo um primeiro número de símbolos predeterminado; e um repetidor (510a-d) configurado para repetir a sequência de símbolos intercalados um número de vezes e para repetir (508a-c) um subconjunto da sequência de símbolos intercalados, em que o subconjunto possui um segundo número de símbolos predeterminado, e em que o segundo número de símbolos predeterminado é menor que o primeiro número de símbolos predeterminado; e o equipamento caracterizado pelo fato de que o segundo número de símbolos predeterminado é baseado no número de símbolos de código no quadro de símbolos de código.

12. Equipamento, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o primeiro número de símbolos predeterminado é 216.

13. Equipamento, de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo fato de que o segundo número de símbolos predeterminado é 120.

14. Equipamento, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o primeiro número de símbolos predeterminado é 120.

15. Equipamento, de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de que o segundo número de símbolos predeterminado é 48.

16. Equipamento, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o segundo número de símbolos predeterminado é 120.

17. Equipamento, de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de que o primeiro número de símbolos predeterminado é 216, e no qual o número de vezes é três.

18. Equipamento, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o segundo número de símbolos predeterminado é 48.

19. Equipamento, de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de que o primeiro número de símbolos predeterminado é 120, e no qual o número de vezes é seis.

20. Equipamento, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o número de vezes é baseado em um número de símbolos de código no quadro de símbolos de código.