NO822098L - DEMODULATOR. - Google Patents

Description

Oppfinnelsen vedrører en anordning for å demodulere The invention relates to a device for demodulating

synkront kodete data. En slik anordning er særlig egnet for dekoding av utsignalene fra akselerometer, gyroskop og lik-nende, hvis utsignaler er modulerte signaler med undertrykt bærebølgeamplitude. Innsignalet til et slikt instrument, vanligvis en stabil tilstandsfunksjon, multipliseres med bærebølgesignalet. Dette gir en utsignal-funksjon med den allmenne formen: synchronously encoded data. Such a device is particularly suitable for decoding the output signals from accelerometers, gyroscopes and the like, whose output signals are modulated signals with suppressed carrier wave amplitude. The input signal to such an instrument, usually a steady state function, is multiplied by the carrier signal. This gives an output function with the general form:

hvor D er det modulerte signalet, where D is the modulated signal,

A er forstyrrelsens amplitude,A is the amplitude of the disturbance,

w er modulasjonsfrekvensen, ogw is the modulation frequency, and

9 er fasevinkelen.9 is the phase angle.

For å gjenvinne inngangsinformasjonen, demoduleres ut-gangssignalet ved multiplisering med en passende demodule-ringsfunksjon. To recover the input information, the output signal is demodulated by multiplying with a suitable demodulation function.

Det brukes nå koblingsdemodulatorer for å utføre multi-plikasjonsprosessen. En koblingsåemodulator eller "switch-ingsdemodulator" er intet annet enn en enkel omkoblingsbry-ter med en "til"-tilstand og en "fra"-tilstand. Koblingsde-modulatorens funksjon kan gjengis med ei firkantbølge. Den reagerer på et signal ved den ønskete grunntonefrekvensen, liksom på enhver odde overtone av grunntonefrekvensen som kan foreligge. Det vanlige hjelpemiddel for å avhjelpe over-tonesvar er bruk av et lavpass- eller båndpassfilter. For mange formål gir et slikt filter tilfredsstillende resultat. Link demodulators are now used to perform the multiplication process. A switching demodulator is nothing more than a simple toggle switch with an "on" state and an "off" state. The function of the coupling demodulator can be reproduced with a square wave. It responds to a signal at the desired fundamental frequency, as well as to any odd harmonic of the fundamental frequency that may be present. The usual aid to remedy overtone response is the use of a low-pass or band-pass filter. For many purposes, such a filter gives satisfactory results.

Ved roterende utstyr, så som akselerometere, skaper lager og andre faktorer overtoner som kan ha betydelig stør-relse og vise seg i instrumentets utsignal. Disse overtoner er maskert til grunntonefrekvensen (rotasjonsfrekvensen), hvilket endrer størrelsen på den ønskete grunntonekomponenten og gir dermed et falskt utsignal. En nærliggende løsning på dette problem er å filtrere bort overtonene. Imidlertid innfører et filter med evne til å redusere overtonene til et akseptabelt nivå en betydelig grad av faseforskyvning. Ved et instrument med bare en inngangsakse er signalfasevinkelen ikke særlig kritisk, siden fasefeil påvirker utsignalet fra instrumentet i forhold til cosinus for feilvinkel. Ved et instrument som har to vinkelrette inngangsakser med et felles signal, påvirker imidlertid fasefeil instrumentets utsignal som en tilsynelatende rotasjon av avfølingsaksene. In the case of rotating equipment, such as accelerometers, bearings and other factors create overtones which can be of considerable magnitude and appear in the instrument's output signal. These harmonics are masked to the fundamental frequency (rotational frequency), which changes the size of the desired fundamental component and thus produces a false output signal. A close solution to this problem is to filter out the harmonics. However, a filter capable of reducing the harmonics to an acceptable level introduces a significant amount of phase shift. In the case of an instrument with only one input axis, the signal phase angle is not particularly critical, since phase errors affect the output signal from the instrument in relation to the cosine of the error angle. However, in the case of an instrument that has two perpendicular input axes with a common signal, phase errors affect the instrument's output signal as an apparent rotation of the sensing axes.

Brukeren av instrumentet stilles dermed overfor et di-lemma. På den ene siden fører nærværet av betydelige overtoner av høyere ordenstall til feil, dersom de ikke filtreres bort. På den annen side gir filtreringen faseforskyvning, som også kan resultere i feil. Det foreslås derfor å utvikle en demodulator som ikke produserer betydelige overtoner ved ét vilkårlig n:te ordenstall. Eksempelvis kan man eliminere de tredje, femte, sjuende og niende overtonene. Deretter kan et filter brukes for overtoner over dette nivå. Utformingen av et filter for å redusere den ellevte overtonen med femti dB er betydelig mindre vanskelig enn for et som kreves for å redusere den tredje overtonen med seksti dB. Det første gir minimal faseforskyvning og betydelig mindre feil vil i sin tur opptre i utsignalet. The user of the instrument is thus faced with a dilemma. On the one hand, the presence of significant harmonics of higher orders leads to errors, if they are not filtered out. On the other hand, the filtering produces a phase shift, which can also result in errors. It is therefore proposed to develop a demodulator that does not produce significant harmonics at an arbitrary nth order number. For example, you can eliminate the third, fifth, seventh and ninth overtones. A filter can then be used for harmonics above this level. The design of a filter to reduce the eleventh harmonic by fifty dB is considerably less difficult than that required to reduce the third harmonic by sixty dB. The first gives minimal phase shift and significantly less error will in turn appear in the output signal.

Ifølge oppfinnelsen er det skapt en koblingsdemodulator som styres av en funksjonsgenerator synkronisert med inn-gangssignalet. I en foretrukket utførelsesform danner funksjonsgeneratoren en pulsbreddemodulert ekvivalent til en fir-kantbølgefunksjon som mangler minst en av overtonene over grunntonekomponenten. Ei faselåst sløyfe synkroniserer funksjonsgeneratoren med instrumentets rotasjonshastighet. According to the invention, a coupling demodulator has been created which is controlled by a function generator synchronized with the input signal. In a preferred embodiment, the function generator forms a pulse width modulated equivalent of a square wave function that lacks at least one of the overtones above the fundamental component. A phase-locked loop synchronizes the function generator with the instrument's rotation speed.

Oppfinnelsen omfatter også en framgangsmåte for demodulering som kan gjennomføres med dette apparatet. The invention also includes a procedure for demodulation which can be carried out with this apparatus.

For å lette forståelsen av oppfinnelsen vises det til beskrivelsen nedenfor, hvor det er henvist til tegningen. To facilitate the understanding of the invention, reference is made to the description below, where reference is made to the drawing.

I tegningen er det vist et blokkskjema for en utfør-elsesform for en demodulator ifølge oppfinnelsen. The drawing shows a block diagram for an embodiment of a demodulator according to the invention.

Koblingsdemodulatoren multipliserer sitt innsignal med pluss eller minus en. Dette er ensbetydende med å multiplise-re innsignalet med grunnfrekvensen, på samme måte som med odde overtoner av denne frekvensen. Multipliseringsfunksjonen er den firkantbølge som kan representeres av følgende sum: The switching demodulator multiplies its input signal by plus or minus one. This is equivalent to multiplying the input signal by the fundamental frequency, in the same way as with odd harmonics of this frequency. The multiplying function is the square wave that can be represented by the following sum:

Denne summen kan utvikles for å vise de enkelte kompo-nenter i serien: This sum can be developed to show the individual components in the series:

Disse sammenhengene viser at bryteren reagerer på odde overtoner av innsignalet. Der det forekommer mye sus, blir overtonekomponentene betydningsfulle. Når disse overtoner be-handles maskeres de til grunnfrekvens-komponenten og gir en feil. Om det brukes et vanlig lavpass- eller båndpassfilter, resulterer den faseforskyvning som innføres av filteret i en feil som er ekvivalent med den fysiske rotasjon av instrumentet. These correlations show that the switch reacts to odd harmonics of the input signal. Where a lot of hiss occurs, the overtone components become significant. When these harmonics are processed, they are masked to the fundamental frequency component and produce an error. If a conventional low-pass or band-pass filter is used, the phase shift introduced by the filter results in an error equivalent to the physical rotation of the instrument.

For å overvinne dette problemet foreslås at man driver koblingsdemodulatoren på en slik måte at visse av de forstyr-rende overtonene elimineres. Istedenfor å koble demodulatoren ved grunnfrekvensen, noe som gir en karakteristikk som i likningene 2 og 3, drives demodulatoren ved en mye høyere hastighet og på en måte som får den til å være ufølsom for de uønskete odde ^overtoner. To overcome this problem, it is proposed to operate the switching demodulator in such a way that certain of the disturbing harmonics are eliminated. Instead of switching the demodulator at the fundamental frequency, which gives a characteristic as in equations 2 and 3, the demodulator is operated at a much higher speed and in a way that causes it to be insensitive to the unwanted odd harmonics.

Særlig brukes en firkantbølge som mangler visse overtoner av lavere ordenstall, for demoduleringen. Overtonene av høyere ordenstall kan da filtreres bort på vanlig måte, uten at det skaper betydelig faseforskyvning. In particular, a square wave that lacks certain lower order harmonics is used for the demodulation. The harmonics of higher order numbers can then be filtered out in the usual way, without creating a significant phase shift.

Likningen for den ønskete funksjonen avledes på følgen-de måte. Siden hver kvadrant av en symmetrisk periodisk funksjon er et speilbilde av de øvrige tre, så trenger man bare konsentrere seg om en kvadrant. For en ren firkantbølge med en amplitude på + 1, blir likningen for amplituden i den første kvadranten helt enkelt: The equation for the desired function is derived in the following way. Since each quadrant of a symmetric periodic function is a mirror image of the other three, one only needs to concentrate on one quadrant. For a pure square wave with an amplitude of + 1, the equation for the amplitude in the first quadrant simply becomes:

Uttrykket for ei firkantbølge, som mangler visse overtoner av lavere ordenstall og som starter med den tredje fra likningene 2 og 4, er: The expression for a square wave, which lacks certain lower-order harmonics and which starts with the third from equations 2 and 4, is:

hvor M er antallet overtoner som skal elimineres. where M is the number of harmonics to be eliminated.

Siden bryteren er en binær anordning, må hver koblingsfunksjon også være av binær natur. Dersom amplituden er en konstant, så er det bare den andre faktoren som kan variere pulsens lengde. Følgelig er den koblingsfunksjonen som brukes den pulsbreddemodulerte ekvivalenten til firkantbølge-funksjonen, minus de uønskete overtoner med lavere ordenstall. For å utvikle funksjonen, er det først nødvendig å vel-ge en prøvehastighet, som er identisk med den nevnte koblingshastigheten. Denne hastigheten avhenger identisk med den tidligere nevnte koblingshastigheten. Denne hastighet er direkte avhengig av det antall overtoner man ønsker å eliminere, og for en halv periode er den ideelt sett lik den lav-este felles nevner for de overtonetall som skal elimineres. For eksempelvis å eliminere den tredje, femte, sjuende og niende overtonen, skulle en hel periode deles i 630 deler (2x3x5x7x3). (Praktiske hensyn kan gjøre at man velger et noe annet antall deler, så som 512.) Since the switch is a binary device, each switching function must also be binary in nature. If the amplitude is a constant, then only the second factor can vary the length of the pulse. Consequently, the switching function used is the pulse width modulated equivalent of the square wave function, minus the unwanted lower order harmonics. In order to develop the function, it is first necessary to select a sample speed, which is identical to the mentioned switching speed. This speed depends identically to the previously mentioned switching speed. This speed is directly dependent on the number of harmonics one wishes to eliminate, and for half a period it is ideally equal to the lowest common denominator of the harmonic numbers to be eliminated. For example, to eliminate the third, fifth, seventh and ninth overtones, a whole period had to be divided into 630 parts (2x3x5x7x3). (Practical considerations may mean that one chooses a somewhat different number of parts, such as 512.)

For å omvandle den modifiserte funksjonen, likning 5, til en pulsbreddemodulert ekvivalent, sammenliknes integral-et av den ønskete funksjonen fra 0 til tt/2 med en sum av pulsene. Den første pulsen for det første .intervallet velges vilkårlig til å være pluss en. Funksjonen integreres fra null til ekvivalentvinkelen (n x Tr/2) og en sammenlikning foretas. Dersom funksjonens integral er større enn summen av pulsene ved noe gitt punkt, blir neste puls positiv, dersom summen av pulsene ved en spesiell vinkel er større enn inte-gralet for den ønskete funksjonen, blir neste puls negativ. Denne sammenlikningsprosess gjentas for hvert suksessivt intervall fra null til 90°, slik at en kvadrant fullføres. Den resulterende funksjonen kan tilpasses over de gjenståen-de tre kvadrantene av perioden, siden disse kvadrantene er speilbilder av den første. To convert the modified function, equation 5, into a pulse width modulated equivalent, the integral of the desired function from 0 to tt/2 is compared to a sum of the pulses. The first pulse for the first .interval is arbitrarily chosen to be plus one. The function is integrated from zero to the equivalent angle (n x Tr/2) and a comparison is made. If the integral of the function is greater than the sum of the pulses at any given point, the next pulse becomes positive, if the sum of the pulses at a particular angle is greater than the integral for the desired function, the next pulse becomes negative. This comparison process is repeated for each successive interval from zero to 90°, thus completing a quadrant. The resulting function can be fitted over the remaining three quadrants of the period, since these quadrants are mirror images of the first.

Det koblingsmønster som er avledet på denne måten brukes for å drive koblingsdemodulatoren fasesynkront med instrumentets utsignal. Siden denne funksjonen ikke inneholder overtoner av lavere ordenstall, vil hvert innsignal til koblingsdemodulatoren ved slike frekvenser teoretisk undertryk-kes . The switching pattern derived in this way is used to drive the switching demodulator in phase synchronism with the instrument output. Since this function does not contain harmonics of lower order numbers, every input signal to the switching demodulator at such frequencies will theoretically be suppressed.

\En praktisk realisering av apparatet illustreres i fig. 1. Instrumentet 10 danner et utsignal, som demoduleres av en koblingsdemodulator 12. Den koblingsfunksjon som er utledet ovenfor er digital og kan lagres i en hukommelse (ROM) 14 eller et annet passende lager med tilstrekkelig ka-pasitet og utlesing synkront med innsignalet til koblingsdemodulatoren. Hukommelsens størrelse bestemmes helt enkelt av den samplingshastighet som er valgt tidligere. Alt som kreves på dette punkt er en måte for å synkronisere dannel-sen av koblingsfunksjonen med instrumentet. Ei faselåst sløy-fe 16 kan godt utføre denne funksjonen. Den faselåste sløy-fa 16 mottar et synkroniseringssignal på en ledning 18, hvilket signal tilføres til en fasekomparator 20, som driver en spenningsstyrt oscillator 22 på en den vanlige måten for ei faselåst sløyfe. Utsignalet fra den spenningsstyrte oscillatoren 22 tilføres til en rekner 24, som har den doble funksjon å virke som frekvensdeler og adressegenerator. Et utsignal fra rekneren 24 føres til en referanseinngang 26 til fasekomparatoren 20. Denne tilbakekoblingsledningen 28 gjør den faselåste sløyfa 16 fullstendig. Utsignalet fra den faselåste sløyfa 30 foreligger i digital form og skaffer tilveie adressen for hukommelsen. I drift synkroniseres den spenningsstyrte oscillatoren 22 med synkroniseringssignalet på lednin-gen 18. Rekneren 24 arbeider i sin tur synkront med den spenningsstyrte oscillatoren 22 for å gi en variabel adresse fra 1 til N, som er synkronisert med instrumentet 10. Utsignalet \A practical implementation of the device is illustrated in fig. 1. The instrument 10 forms an output signal, which is demodulated by a coupling demodulator 12. The coupling function derived above is digital and can be stored in a memory (ROM) 14 or other suitable storage of sufficient capacity and readout synchronously with the input signal to the coupling demodulator . The size of the memory is simply determined by the sampling rate selected earlier. All that is required at this point is a way to synchronize the generation of the coupling function with the instrument. A phase-locked loop fe 16 can well perform this function. The phase-locked loop 16 receives a synchronization signal on a line 18, which signal is fed to a phase comparator 20, which drives a voltage-controlled oscillator 22 in the usual way for a phase-locked loop. The output signal from the voltage-controlled oscillator 22 is supplied to a calculator 24, which has the dual function of acting as frequency divider and address generator. An output signal from the counter 24 is fed to a reference input 26 of the phase comparator 20. This feedback line 28 completes the phase-locked loop 16. The output signal from the phase-locked loop 30 is in digital form and provides the address for the memory. In operation, the voltage-controlled oscillator 22 is synchronized with the synchronization signal on the wire 18. The calculator 24 in turn works synchronously with the voltage-controlled oscillator 22 to provide a variable address from 1 to N, which is synchronized with the instrument 10. The output signal

fra hukommelsen 14, som ei* den pulsbreddemodulerte ekvivalenten til koblingsfunksjonen, låses således til instrumentet 10 og gir et lav overtone-utsignal fra koblingsdemodulatoren 12. Endelig kan et enkelt lavpassfilter (ikke vist) tilkobles for å fjerne overtoner med høyere ordenstall. from the memory 14, which is the pulse-width modulated equivalent of the switching function, is thus latched to the instrument 10 and provides a low harmonic output signal from the switching demodulator 12. Finally, a simple low-pass filter (not shown) can be connected to remove higher-order harmonics.

Claims (9)

1. Demodulator for synkron demodulering av rotasjonskodet informasjon med en momentan fasevinkél, karakterisert ved at den omfatter: et koblingsorgan (12) og et styreorgan for å styre koblingsorganet, idet styreorganet omfatter en funksjonsgenerator (14) som kan utvikle en1. Demodulator for synchronous demodulation of rotationally coded information with an instantaneous phase angle, characterized in that it comprises: a switching device (12) and a control device for controlling the switching device, the control device comprising a function generator (14) which can develop a styrefunksjon, idet koblingsorganet (12) kobler i samsvar med denne styrefunksjonen, og hvor styrefunksjonen er en firkantbølgefunksjon, som har en grunntonekomponent og en uendelig rekke odde overtoner av grunntonekomponenten, med unntak av minst en av de nevnte odde overtoner.control function, in that the switching element (12) switches in accordance with this control function, and where the control function is a square wave function, which has a fundamental component and an infinite number of odd harmonics of the fundamental component, with the exception of at least one of the mentioned odd harmonics. 2. Demodulator i samsvar med krav 1, kara k t e risert ved at den styrende funksjonen er den pulsbreddemodulerte ekvivalenten til firkantbølgefunksjonen. 2. Demodulator in accordance with claim 1, characterized in that the controlling function is the pulse width modulated equivalent of the square wave function. 3. Demodulator i samsvar med krav 1 eller 2, karakterisert ved at koblingsorganet omfatter en koblingsdemodulator (12). 3. Demodulator in accordance with claim 1 or 2, characterized in that the coupling means comprises a coupling demodulator (12). 4. Demodulator i samsvar med et av kravene 1-3, karakterisert ved at styreorganet videre omfatter et synkroniseringsorgan (16) for fasesynkronisering av funksjonsgeneratoren (14) med den nevnte momentane fase-vinkel. 4. Demodulator in accordance with one of claims 1-3, characterized in that the control device further comprises a synchronization device (16) for phase synchronization of the function generator (14) with the aforementioned instantaneous phase angle. 5. Demodulator i samsvar med et av kravene 1-4, karakterisert vedat funksjonsgeneratoren omfatter en adresserbar hukommelse (14), hvor den styrende funksjonen er lagret, idet den adresserbare hukommelsen (14) reagerer på synkroniseringsorganet (16). 5. Demodulator in accordance with one of claims 1-4, characterized in that the function generator comprises an addressable memory (14), where the controlling function is stored, the addressable memory (14) reacting to the synchronizing device (16). 6. Demodulator i samsvar méd et av kravene 1-5, karakterisert ved at synkroniseringsorganet omfatter ei faselåst sløyfe (16). 6. Demodulator in accordance with one of claims 1-5, characterized in that the synchronizing device comprises a phase-locked loop (16). 7. Demodulator i samsvar med et av kravene 1-6, karakterisert ved at den første i den uendelige rekke av odde overtoner er eliminert fra firkantbølge-funks jonen. 7. Demodulator in accordance with one of claims 1-6, characterized in that the first in the infinite series of odd harmonics is eliminated from the square wave function. 8. Demodulator i samsvar med et av kravene 1-6, karakterisert ved at de første fire i den nevnte uendelige rekke av odde overtoner er eliminert fra firkantbølge-funksjonen. 8. Demodulator in accordance with one of claims 1-6, characterized in that the first four in the aforementioned infinite series of odd harmonics are eliminated from the square wave function. 9. Framgangsmåte for å demodulere rotasjonskodet informasjon, karakterisert ved at den omfatter utviklingen av en firkantbølge-funksjon med en grunntonekomponent og en uendelig rekke odde overtoner av denne grunntonekomponenten, med unntak av minst en av de odde overtoner, fasesynkronisering av firkantebølge-funksjonen med den rotasjonskodete informasjonen og multiplisering av den rotasjonskodete informasjonen med firkantbølge-funksjonen,9. Method for demodulating rotationally coded information, characterized in that it comprises the development of a square wave function with a fundamental tone component and an infinite series of odd harmonics of this fundamental tone component, with the exception of at least one of the odd harmonics, phase synchronization of the square wave function with the the rotation coded information and multiplying the rotation coded information with the square wave function,