JPH02177746A - Carrier recovery circuit - Google Patents
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- JPH02177746A JPH02177746A JP63332403A JP33240388A JPH02177746A JP H02177746 A JPH02177746 A JP H02177746A JP 63332403 A JP63332403 A JP 63332403A JP 33240388 A JP33240388 A JP 33240388A JP H02177746 A JPH02177746 A JP H02177746A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
無線装置の同期検波型復調器で使用する搬送波再生回路
に関し、
広い周波数引き込み範囲を持ち、且つ速やかに位相同期
が確立できる様にすることを目的とし、自動周波数制御
ループと位相同期ループとが縦続接続された搬送波再生
回路において、該復調データの状態からデータが正しく
復調されているか否かを定められたデータ長毎に判定し
５判定結果に対応してスイープ制御信号の送出、または
送出断を行う同期判定器と、該スイープ制御信号が入力
する度に該自動周波数制御ループの中心周波数を予め定
められた周波数にシフトさせるスイープ信号を該第１の
電圧制御発振器に送出するが、該スイープ制御信号が入
力断になった時は断直前のスイープ信号をそのまま送出
するスイープ信号発生手段（５）とを付加する様に構成
する。[Detailed Description of the Invention] [Summary] The purpose of this invention is to provide a carrier regeneration circuit used in a synchronous detection demodulator of a wireless device, which has a wide frequency pull-in range and can quickly establish phase synchronization. In a carrier regeneration circuit in which a frequency control loop and a phase-locked loop are connected in cascade, it is determined from the state of the demodulated data whether the data is correctly demodulated or not for each predetermined data length, and in response to the 5 determination results. a synchronization determiner that sends out or stops sending a sweep control signal; and a synchronization determiner that sends out or stops sending a sweep control signal; The control oscillator is sent to the control oscillator, but when the input of the sweep control signal is cut off, a sweep signal generating means (5) is added which sends out the sweep signal immediately before the cutoff as it is.
本発明は無線装置の同期検波型復調器で使用する搬送波
再生回路に関するものである。The present invention relates to a carrier recovery circuit used in a synchronous detection demodulator of a wireless device.
一般に、無線装置の復調器で同期検波するためには受信
信号から搬送波を再生しなければならない。例えば送信
局発信号や受信局発信号の周波数偏差（局部発振器の安
定度により決まる）および衛星上の発振器の安定度によ
る周波数偏差が合計して±３０ ＫＨｚ、伝送されるデ
ィジタル信号の伝送速度が１２０にボーの場合には、中
心周波数が±３０ ＫＨｚの偏差を持つ帯域幅が１２０
ＫＨｚの受信信号が復調器に入力することになる。Generally, in order to perform coherent detection with a demodulator of a wireless device, a carrier wave must be recovered from a received signal. For example, the total frequency deviation of the transmitting station oscillator signal and receiving station oscillator signal (determined by the stability of the local oscillator) and the frequency deviation due to the stability of the oscillator on the satellite is ±30 kHz, and the transmission speed of the transmitted digital signal is In the case of 120 baud, the center frequency has a bandwidth of 120 kHz with a deviation of ±30 KHz.
The KHz received signal will be input to the demodulator.
即ち、ボーレートが低い時には復調器の搬送波再生回路
として再生しなければならない周波数範囲が相対的に広
く１時には周波数偏差が受信信号の帯域幅程度まで要求
されることがあるので、広い周波数引き込み範囲を持ち
、且つ速やかに位相同期が確立できる様にすることが必
要である。That is, when the baud rate is low, the frequency range that must be reproduced by the demodulator's carrier wave recovery circuit is relatively wide, and at one time the frequency deviation may be required to be as large as the bandwidth of the received signal, so a wide frequency pull-in range is required. It is necessary to be able to maintain and quickly establish phase synchronization.
従来例の主なものは第４図に示すスイープトラック型位
相同期ループと第６図に示す自動周波数制御ループと位
相同期ループとの従続接続の２種類があるので、これら
の動作を以下に説明する。There are two main types of conventional examples: the sweep track type phase-locked loop shown in Figure 4, and the automatic frequency control loop and the cascade connection of the phase-locked loop shown in Figure 6.The operations of these are described below. explain.
尚、第４図は従来例のブロック図、第５図は第４図中の
スイープ信号発生器ブロック図、第６図は別の従来例の
ブロック図、第７図は第６図中の周波数弁別器動作説明
図を示す。4 is a block diagram of the conventional example, FIG. 5 is a block diagram of the sweep signal generator in FIG. 4, FIG. 6 is a block diagram of another conventional example, and FIG. 7 is a frequency diagram of the conventional example. An explanatory diagram of the discriminator operation is shown.
（ａ） スイープトラック型位相同期ループ（第４図
。(a) Sweep-track phase-locked loop (Fig. 4).
第５図参照）、。(See Figure 5).
例えば、上記の様に１２０ ＫＨｚの帯域幅を持ち。For example, as mentioned above, it has a bandwidth of 120 KHz.
±３０にＨｚの周波数偏差を有する信号が人力する。A signal with a frequency deviation of ±30 Hz is generated manually.
位相比較器１１は電圧制御発振器（以下、 ＶＣＯと省
略する）１３の出力を用いて入力信号を検波して復調デ
ータと位相差に対応する信号（以下１位相差信号と云う
）を取り出す。位相差信号はループフィルタＦ ｒ （
ｓ） １２で雑音成分が除去されてｖＣＯの制御信号と
なる。この制御信号は加算器１４を介してＶＣＯ１３に
加えられ１位相差が平均的にＯになる様に発振周波数が
制御される。The phase comparator 11 detects the input signal using the output of the voltage controlled oscillator (hereinafter abbreviated as VCO) 13 and extracts demodulated data and a signal corresponding to the phase difference (hereinafter referred to as 1 phase difference signal). The phase difference signal is passed through a loop filter F r (
s) At step 12, the noise component is removed and the signal becomes a vCO control signal. This control signal is applied to the VCO 13 via the adder 14, and the oscillation frequency is controlled so that one phase difference becomes O on average.
ここで１位相比較器１１．ループフィルタ１２． ＶＣ
Ｏ１３による位相同期ループの周波数引き込み範囲Ｆ１
は入力信号の帯域幅に比べて非常に狭く１例えば帯域
幅の１７６０程度しかない、そこで、この範囲を広げる
には位相同期ループの中心周波数をスイープしなければ
ならないが、スイープの周波数ステップ幅は位相同期ル
ープの周波数引き込み範囲以下にしなければならない、
今、要求される周波数引き込み範囲が信号の帯域と同じ
とすれば。Here, 1 phase comparator 11. Loop filter 12. VC
Frequency pull range F1 of phase locked loop by O13
is very narrow compared to the input signal bandwidth1, for example, only about 1760 of the bandwidth.Therefore, to widen this range, the center frequency of the phase-locked loop must be swept, but the frequency step width of the sweep is Must be below the frequency pull range of the phase-locked loop,
Now, if the required frequency pull-in range is the same as the signal band.
６０ステップ程度が必要となる。Approximately 60 steps are required.
さて、上記の様に位相比較器１１で取り出された復調デ
ータは同期判定器１５に加えられ、ここで復調データの
状態からデータが正しく復調されているか否かをバース
トデータなら数バースト毎に。Now, as mentioned above, the demodulated data extracted by the phase comparator 11 is applied to the synchronization determiner 15, which checks from the state of the demodulated data whether or not the data is correctly demodulated every few bursts if it is burst data.
連続データなら決められたデータ長毎に判定する。If it is continuous data, judgment is made for each determined data length.
即ち、バーストデータの場合にはバースト信号毎に挿入
されているユニークワードＵＷが連続して所定回数検出
できれば同期確立と判定するが。That is, in the case of burst data, it is determined that synchronization has been established if the unique word UW inserted in each burst signal can be detected a predetermined number of times in succession.
検出できなかった時は同期未確立と判定する。If it cannot be detected, it is determined that synchronization has not been established.
また、連続データの場合には誤り訂正用復号器（例えば
、とタビ復号器）から復号不可の信号が出力されれば同
期未確立と判定する。尚、この判定は上記のスイープの
各ステップ毎に行われる。Furthermore, in the case of continuous data, if a signal indicating that decoding is not possible is output from an error correction decoder (for example, a Tobi decoder), it is determined that synchronization has not been established. Note that this determination is performed for each step of the sweep described above.
そして、同期未確立の時は判定ごとにスイープ制御信号
の送出、同期確立の時はスイープ制御信号の送出断を行
う。Then, when synchronization is not established, a sweep control signal is sent for each determination, and when synchronization is established, transmission of the sweep control signal is stopped.
スイープ信号発生器１６はスイープ制御信号が入力する
度に第５図（ａ）に示すセレクタ１６１が入力電圧を１
例えばＶ、→Ｖｌ＋Δと切り替えて、あるい第５図℃）
に示す積分器を１回動作させてＶにΔを加えたＶ＋Δと
して加算器１４を介してＶＣＯ１３に加えて発振周波数
を次のステップの中心にシフトする。The sweep signal generator 16 changes the input voltage to 1 every time a sweep control signal is input.
For example, switch to V, → Vl + Δ, or (Fig. 5 °C)
The integrator shown in FIG. 1 is operated once to obtain V+Δ, which is obtained by adding Δ to V, and is applied to the VCO 13 via the adder 14 to shift the oscillation frequency to the center of the next step.
そして、ループフィルタ１２からの制御信号によりシフ
トした周波数を中心にして発振周波数が士の方向Ｇ、：
変化する。尚、スイープ制御信号の入力が断になった時
は断点前の入力電圧がそのまま印加される。Then, the direction G in which the oscillation frequency is centered around the frequency shifted by the control signal from the loop filter 12:
Change. Note that when the input of the sweep control signal is cut off, the input voltage before the cutoff point is applied as is.
今、あるステップで位相同期ループが動作して同期判定
が行われるまでの時間を１とすると、６０ステツプ全て
について同期判定を行う場合には同期確立までに必要な
時間Ｔ、は
ｒ、＝６０ ｔｔ ・・・・（１）となる。Now, if we assume that the time it takes for a phase-locked loop to operate and synchronization determination to be made at a certain step is 1, then if synchronization determination is to be made for all 60 steps, the time T required to establish synchronization is r, = 60. tt...(1).
（ｂ） 自動周波数制御ループと位相同期ループとの
縦続接続（第６図、第７図参照）
第６図において、例えば４相位相変調波（以下。(b) Cascade connection of automatic frequency control loop and phase-locked loop (see FIGS. 6 and 7) In FIG.
４相ＰＳＫと省略する）が入力すると直交検波器２１゜
２３でＶＣＯ２６の出力を用いて直交検波されてＩ ｃ
ｈおよびＱ ｃｈの検波信号が取り出される。この検波
信号は低域通過フィルタ２２．２４で高周波成分が除去
され、４逓倍器２７で４逓倍された後２周波数弁別器２
８で入力の４相ＰＳＫ信号とＶＣＯ２６の出力の周波数
差に対応する周波数差信号が検出される。(abbreviated as 4-phase PSK) is input, it is quadrature detected by the quadrature detector 21 and 23 using the output of the VCO 26, and I c
h and Q ch detection signals are extracted. This detected signal is filtered by low-pass filters 22 and 24 to remove high frequency components, multiplied by 4 by 4 multiplier 27, and then passed to 2-frequency discriminator 2.
8, a frequency difference signal corresponding to the frequency difference between the input 4-phase PSK signal and the output of the VCO 26 is detected.
この周波数差信号はループフィルタ２９を介して雑音成
分が除去されて制御信号としてＶＣＯ２６に加えられる
ので、周波数差が平均してＯとなる様にＶＣＯ２６の発
振周波数が制御される。尚、２５は９０度移相器である
。The noise component of this frequency difference signal is removed through the loop filter 29 and added to the VCO 26 as a control signal, so the oscillation frequency of the VCO 26 is controlled so that the frequency difference becomes O on average. Note that 25 is a 90 degree phase shifter.
尚、周波数弁別器２８は第７図（ａ）に示す様な構成（
−例）になっている。図中、２８１．２８３は遅延回路
、 ２８２．２８４は乗算器、２８５は加算器である。Incidentally, the frequency discriminator 28 has a configuration as shown in FIG. 7(a) (
-Example). In the figure, 281.283 is a delay circuit, 282.284 is a multiplier, and 285 is an adder.
今、Ｉ ｃｈおよびＱ ｃｈの検波信号をそれぞれｃｏ
ｓωｔ 、 ｓｉｎωｔとし、これらの検波信号が第７
図（ａ）に人力すると第７図［有］）に示す様な周波数
弁別特性が得られ、 −（１／２Ｔ）〜＋（１／２Ｔ）
の間の周波数偏差は理想的には全てＯの点に圧縮される
。即ち１、自動周波数制御ループの周波数引き込み範囲
を示す。尚、ωは角周波数偏差５Ｔは遅延時間を示し。Now, the detection signals of I ch and Q ch are co
sωt and sinωt, and these detected signals are the seventh
When Figure (a) is manually applied, the frequency discrimination characteristics shown in Figure 7 [Exist]) are obtained, and -(1/2T) to +(1/2T)
Ideally, all frequency deviations between them are compressed to point O. That is, 1 indicates the frequency pull-in range of the automatic frequency control loop. Note that ω indicates the angular frequency deviation 5T indicates the delay time.
振幅は１としである。The amplitude is set to 1.
さて、Ｉ ｃｈ、Ｑ ｃｈの検波信号は自動周波数制御
ループ（以下、 ＡＦＣループと省略する）で除去でき
なかった残留周波数偏差を持っているので位相回転部分
３１でＶＣＯ３４の出力の位相だけ土６記２つの検波出
力の位相を回転させて復調データとして出力すると共に
２位相差検出器３２で位相差信号を取り出し、これが平
均してＯになる様にループフィルタ３３を介してＶＣＯ
３４の発振周波数を制御する。Now, since the detected signals of I ch and Q ch have a residual frequency deviation that could not be removed by the automatic frequency control loop (hereinafter abbreviated as AFC loop), the phase rotation section 31 rotates only the phase of the output of the VCO 34. The phases of the two detection outputs are rotated and output as demodulated data, and a phase difference signal is taken out by a two-phase difference detector 32, which is passed through a loop filter 33 to a VCO so that the average becomes O.
34 oscillation frequencies are controlled.
即ち、伽）項の構成では位相同期ループの前にＡＦＣル
ープ２を置くことにより、入力信号の周波数偏差の大部
分を吸収し１位相同期ループ３でＡＦＣループ２の残留
周波数偏差および位相差を引き込む様にしたものである
。In other words, in the configuration in item (3), most of the frequency deviation of the input signal is absorbed by placing the AFC loop 2 before the phase-locked loop, and the residual frequency deviation and phase difference of the AFC loop 2 are absorbed by the first phase-locked loop 3. It was designed to draw you in.
位相同期ループ３が引き込む残留周波数偏差はＡＦＣル
ープ２の精度に依存するが１通常は入力周波数の１／１
０以下に抑えることができて位相同期ルブの周波数引き
込み範囲内に入れることができる。The residual frequency deviation introduced by the phase-locked loop 3 depends on the accuracy of the AFC loop 2, but is usually 1/1 of the input frequency.
It can be suppressed to 0 or less and can be placed within the frequency pull-in range of the phase-locked lubricant.
そこで、入力信号の周波数偏差がＡＦＣループの引き込
み範囲内にあれば７位相同期確立までに要する時間Ｔ２
はＡＦＣループが周波数偏差を引き込む時間ｔ２と１位
相同期ループが位相同期を確立するまでの時間の和とな
る。後者の時間は（ａ）項のｔｌ程度であるから
Ｔｚ’ｉ ｔｚ ＋ ｔｔ ・” （２）となる。Therefore, if the frequency deviation of the input signal is within the pull-in range of the AFC loop, the time required to establish phase synchronization is T2.
is the sum of the time t2 for the AFC loop to draw in the frequency deviation and the time for one phase-locked loop to establish phase locking. Since the latter time is about tl in term (a), it becomes Tz'i tz + tt .'' (2).
ここで、（ａ）項のスイープトラック型位相同期ループ
における同期判定に１０’シンボル程度が必要とすると
（１）式より
Ｔ、−６ＸＩＯ’シンボル・・・（３）となり、シンボ
ルレートを１２０にボーとすると＋ ＴＩは約５００秒
も必要となり、同期確立までに長い時間が必要である。Here, if approximately 10' symbols are required for synchronization determination in the sweep track type phase-locked loop in item (a), then from equation (1), T, -6XIO' symbols...(3), and the symbol rate is set to 120. In the case of baud, +TI requires about 500 seconds, and it takes a long time to establish synchronization.
尚、この１０ｂ と云うシンボル数はビタビ復号器を用
いて同期判定する際に必要であると考えられている数で
ある。Note that this number of symbols, 10b, is considered to be necessary when determining synchronization using a Viterbi decoder.
次に、（５）項のＡＦＣループによる周波数引き込みに
要する時間は次の様になる。Next, the time required for frequency acquisition by the AFC loop in item (5) is as follows.
シンボルレートが１２０にボーの時にＡＦＣループ２の
ループフィルタ２９のカットオフ周波数を１例えば１０
Ｈｚ程度とする。そこで、ＡＦＣループの自然周波数ω
１も１０Ｈｚのオーダであり、これがＡＦＣループの応
答速度となる。When the symbol rate is 120 baud, the cutoff frequency of the loop filter 29 of AFC loop 2 is set to 1, for example 10.
The frequency should be about Hz. Therefore, the natural frequency ω of the AFC loop
1 is also on the order of 10 Hz, which is the response speed of the AFC loop.
これにより、ループの時定数は０．１秒程度であるから
へＦＣループの周波数引き込み時間は雑音および自然周
波数の推定の不足分を含めて時定数の１０倍とすると１
秒程度になる。即ち、ｔ２は１２０×１０３ シンボル
程度であるから
Ｔｚ’ｉ１．２ ＸＩＯ’ ＋１０’シンボル ・・（
４）となり、（３）式に比べて十分短い。As a result, since the time constant of the loop is about 0.1 seconds, the frequency pull-in time of the FC loop is 10 times the time constant, including noise and the shortfall in estimation of the natural frequency.
It will be about seconds. That is, since t2 is about 120×103 symbols, Tz'i1.2 XIO' + 10' symbols...(
4), which is sufficiently shorter than equation (3).
さて、第６図の周波数弁別器２８は第７図（ｂ）に示す
様な周波数特性を持っているが、第７図（ｂ）の横軸は
４逓倍された後の周波数偏差である。そこで。Now, the frequency discriminator 28 in FIG. 6 has a frequency characteristic as shown in FIG. 7(b), and the horizontal axis in FIG. 7(b) is the frequency deviation after being multiplied by four. Therefore.
元の周波数に変換するとＡＦＣループの引き込み範囲は
−（１／ＢＴ） 〜＋（１／８Ｔ） ・ ・
・（５）となる。When converted to the original frequency, the AFC loop pull-in range is -(1/BT) to +(1/8T) ・ ・
・It becomes (5).
ここで、Ｔを１シンボルとすると
±（シンボルレート）／８ ・・・（６）がＡＦＣル
ープの引き込み範囲となるが、シンボルレートは上記の
様にほぼ信号の帯域幅に等しいから信号の帯域幅の１／
４程度しかなく、このＡＦＣループだけでは信号の帯域
幅程度の周波数引き込み範囲を実現することが困難であ
る。Here, if T is one symbol, ±(symbol rate)/8 (6) is the pull-in range of the AFC loop, but since the symbol rate is approximately equal to the signal bandwidth as described above, the signal bandwidth is 1/ of width
There are only about 4, and it is difficult to realize a frequency pull-in range comparable to the signal bandwidth using only this AFC loop.
即ち、スイープトラック型位相同期ループは同期確立ま
でに長い時間が必要であり、 ＡＦＣループと位相同期
ループの縦続接続は周波数引き込み範囲が狭いと云う問
題がある。That is, the sweep track type phase-locked loop requires a long time to establish synchronization, and the cascade connection of the AFC loop and the phase-locked loop has the problem that the frequency pull-in range is narrow.
本発明は広い周波数引き込み範囲を持ち、且つ速やかに
位相同期が確立できる様にすることを目的とする。An object of the present invention is to have a wide frequency pull-in range and to be able to quickly establish phase synchronization.
〔課題を解決する為の手段］ 第１図は本発明の原理ブロック図を示す。[Means to solve problems] FIG. 1 shows a block diagram of the principle of the present invention.
図中、２は第１の電圧制御発振器（２６）の出力を用い
て入力信号から検波信号を取り出すと共に。In the figure, 2 extracts a detected signal from the input signal using the output of the first voltage controlled oscillator (26).
該出力と入力信号との周波数差が平均して０になる様に
該第１の電圧制御発振器の発振周波数を制御する自動周
波数制御ル二プで、３は入力した該検波信号と第２の電
圧制御発振器の出力との位相差が平均して０になる様に
該第２の電圧制御発振器の発振周波数を制御して復調デ
ータを取り出す位相同期ループである。3 is an automatic frequency control loop that controls the oscillation frequency of the first voltage controlled oscillator so that the frequency difference between the output and the input signal becomes 0 on average; This is a phase locked loop that extracts demodulated data by controlling the oscillation frequency of the second voltage controlled oscillator so that the phase difference with the output of the voltage controlled oscillator becomes 0 on average.
また、４は復調データの状態からデータが正しく復調さ
れているか否かを定められたデータ長毎に判定し９判定
結果に対応してスイープ制御信号の送出、または送出断
を行う同期判定器で、５は該スイープ制御信号が入力す
る度に該自動周波数制御ループの中心周波数を予め定め
られた周波数にシフトさせるスイープ信号を該第１の電
圧制御発振器に送出するが、該スイープ制御信号が入力
断になった時は断直前のスイープ信号をそのまま送出す
るスイープ信号発生手段である。4 is a synchronization determiner that determines whether the data is correctly demodulated or not based on the state of the demodulated data for each predetermined data length, and transmits or interrupts the transmission of a sweep control signal in response to the determination result. , 5 sends to the first voltage controlled oscillator a sweep signal that shifts the center frequency of the automatic frequency control loop to a predetermined frequency every time the sweep control signal is input. When there is a disconnection, the sweep signal generating means sends out the sweep signal immediately before the disconnection as it is.
本発明は搬送波再生回路が引き込まなければならない周
波数引き込み範囲を複数範囲に分割し。The present invention divides the frequency acquisition range into which the carrier wave regeneration circuit must acquire into a plurality of ranges.
同期判定器４からのスイープ制御信号がスイープ信号発
生手段５に入力する度にＡＦＣループの中心周波数をシ
フトして対応する分割範囲の中心周波数に一致させるこ
とにより、所要引き込み範囲全域を容易にカバーするこ
るができる様にした。Every time the sweep control signal from the synchronization determiner 4 is input to the sweep signal generating means 5, the center frequency of the AFC loop is shifted to match the center frequency of the corresponding divided range, thereby easily covering the entire required pull-in range. I made it possible to move.
この時、位相同期確立に必要な時間Ｔ、は（分割数）
ＸＴ、となる。尚、分割範囲は靜Ｃループの周波数引き
込み範囲よりも少し狭＜シ、各中心周波数に対する引き
込み範囲が重なり合う様にした方が、引き込みがより確
実なものになるものと考えられる。At this time, the time T required to establish phase synchronization is (number of divisions)
It becomes XT. Note that the division range is a little narrower than the frequency pull-in range of the silent C loop, and it is thought that the pull-in will be more reliable if the pull-in ranges for each center frequency overlap.
第２図は本発明の実施例のブロック図、第３図は第２図
の動作説明図を示す。FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is an explanatory diagram of the operation of FIG. 2.
ここで、直交検波器２１．２３．低域通過フィルタ２２
、２４．９０度移相器２５． ＶＣＯ２６，４逓倍器２
７、周波数弁別器２８．ループフィルタ２９は自動周波
数制御ループ２の構成部分、位相回転部３１１位相差検
出部３２．ループフィルタ３３． ＶＣＯ３４は位相同
期ループ３の構成部分、スイープ信号発生器５１．加算
器５２はスイープ信号発生手段５の構成部分を示す。Here, the quadrature detectors 21, 23 . Low pass filter 22
, 24.90 degree phase shifter 25. VCO26, 4 multiplier 2
7. Frequency discriminator 28. The loop filter 29 is a component of the automatic frequency control loop 2, and includes a phase rotation section 311, a phase difference detection section 32. Loop filter 33. The VCO 34 is a component of the phase-locked loop 3, and the sweep signal generator 51. Adder 52 represents a component of sweep signal generating means 5.
以下、第３図を参照して第２図の動作を説明する。The operation shown in FIG. 2 will be explained below with reference to FIG.
先ず、第３図に示す様に即送波再生回路の周波数引き込
み範囲ｆＬ−ｆイをカバーする様にＡＦＣループの中心
周波数を１例えばｆ１〜ｆ、まで選ぶ。First, as shown in FIG. 3, the center frequency of the AFC loop is selected from 1 to f, for example, so as to cover the frequency pull-in range fL-f of the immediate transmission regeneration circuit.
そして、それぞれの中心周波数におけるＡＦＣループの
周波数引き込み範囲はほぼ±Ｆ２とし１両端で多少重複
している。The frequency pull-in range of the AFC loop at each center frequency is approximately ±F2, with some overlap at both ends.
一方、スイープ信号発生器５１は同期判定器４からのス
イープ制御信号が入力する度にＡＦＣループの中心周波
数がｆ Ｉ＝ ｆ ｓの中の対応する中心周波数になる
様なスイープ電圧を加算器５２に送出するが。On the other hand, the sweep signal generator 51 applies a sweep voltage to the adder 52 so that the center frequency of the AFC loop becomes the corresponding center frequency in f I = f s every time the sweep control signal from the synchronization determiner 4 is input. I will send it to .
この加算器にはループフィルタ２９を通った制御信号も
加えられるので重畳されてＶＣＯ２６に加えられる。Since the control signal that has passed through the loop filter 29 is also added to this adder, it is superimposed and added to the VCO 26.
そこで、ＡＦＣループは１例えば周波数ｆ、を中心にし
て引き込み動作を行うが、入力信号との周波数差が周波
数引き込み範囲内にあれば周波数差が平均して０となり
１位相同期が取れるので同期判定器４はスイープ制御信
号の送出を断にする。これにより、スイープ信号発生器
５１はスイープ制御信号断直前のスイープ信号を引き続
き送出する。Therefore, the AFC loop performs a pull-in operation centered on 1, for example, frequency f, but if the frequency difference with the input signal is within the frequency pull-in range, the frequency difference averages out to 0 and 1 phase synchronization can be achieved, so synchronization is determined. The device 4 stops sending the sweep control signal. As a result, the sweep signal generator 51 continues to send out the sweep signal immediately before the sweep control signal was cut off.
しかし、周波数差が周波数引き込み範囲外であれば再び
スイープ制御信号が送出され、 ＡＦＣルフの中心周波
数はｆ４にシフトして上記と同じ動作を繰り返す。However, if the frequency difference is outside the frequency pull-in range, the sweep control signal is sent out again, the center frequency of the AFC loop is shifted to f4, and the same operation as above is repeated.
ここで、第３図の様に周波数引き込み範囲ｒＬ〜ｆ、Ｉ
を５ステツプでカバーさせると、１つのステップにおけ
るＡＦＣループの位相同期確立１判定に要する時間はＴ
２に等しい。そこで、全周波数引き込み範囲（ｂ ＝
ｆＨ）をスイープして位相同期確立に必要な時間Ｔ、は
Ｔ、−５ｒｔ崎６ Ｘｌ０６ シンボルとなり、（３）
式に比べて約１７１０程度短縮される。Here, as shown in Fig. 3, the frequency pull-in range rL to f, I
If this is covered in 5 steps, the time required to determine whether phase synchronization of the AFC loop is established in one step is T.
Equal to 2. Therefore, the total frequency pull-in range (b =
The time T required to sweep fH) and establish phase synchronization is T, -5rtsaki6Xl06 symbol, (3)
This is about 1710 times shorter than the formula.
即ち、広い周波数引き込み範囲を持ち、且つ速やかに位
相同期が確立できる。That is, it has a wide frequency pull-in range and can quickly establish phase synchronization.
以上詳細に説明した様に本発明によれば、広い周波数引
き込み範囲を持ち、且つ速やかに位相同期が確立できる
と云う効果がある。As described in detail above, the present invention has the advantage of having a wide frequency pull-in range and quickly establishing phase synchronization.
第１図は本発明の原理ブロック図、
第２図は本発明の実施例のブロック図、第３図は第２図
の動作説明図、
第４図は従来例のブロック図、
第５図は第４図中のスイープ信号発生器のブロック図、
第６図は別の従来例のブロック図、
第７図は第６図中の周波数弁別器動作説明図を示す。
図において、
２は自動周波数制御ループ、
３ば位相同期ループ、
４は同期判定器、
５はスイープ信号発生手段を示す。
不発日月の７４層理ブロック図
第１図
フロ２１２１／７ 重力作１之日月 図昂３図
イ見禾イク１ｎブロッ２図
＄ ４ 図Fig. 1 is a block diagram of the principle of the present invention, Fig. 2 is a block diagram of an embodiment of the invention, Fig. 3 is an explanatory diagram of the operation of Fig. 2, Fig. 4 is a block diagram of a conventional example, and Fig. 5 is a block diagram of an embodiment of the present invention. A block diagram of the sweep signal generator in FIG. 4, FIG. 6 is a block diagram of another conventional example, and FIG. 7 is an explanatory diagram of the operation of the frequency discriminator in FIG. 6. In the figure, 2 is an automatic frequency control loop, 3 is a phase locked loop, 4 is a synchronization determiner, and 5 is a sweep signal generating means. Unexploded Sun Moon's 74 layered block diagram Figure 1 Flow 2121/7 Gravity work 1 Sun Moon Figure 3 Figure I Kenhe Iku 1n Block Figure 2 $ 4 Figure
Claims (1)
号から検波信号を取り出すと共に、該出力と入力信号と
の周波数差が平均して０になる様に該第１の電圧制御発
振器の発振周波数を制御する自動周波数制御ループ（２
）と、 入力した該検波信号と第２の電圧制御発振器（３４）の
出力との位相差が平均して０になる様に該第２の電圧制
御発振器の発振周波数を制御して復調データを取り出す
位相同期ループ（３）とを有する搬送波再生回路におい
て、 該復調データの状態からデータが正しく復調されている
か否かを定められたデータ長毎に判定し、判定結果に対
応してスイープ制御信号の送出、または送出断を行う同
期判定器（４）と、 該スイープ制御信号が入力する度に該自動周波数制御ル
ープの中心周波数を予め定められた周波数にシフトさせ
るスイープ信号を該第１の電圧制御発振器（２６）に送
出するが、 該スイープ制御信号が入力断になった時は断直前のスイ
ープ信号をそのまま送出するスイープ信号発生手段（５
）とを付加することを特徴とする搬送波再生回路。[Claims] A detected signal is extracted from the input signal using the output of the first voltage controlled oscillator (26), and the first voltage controlled oscillator (26) Automatic frequency control loop (2) that controls the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator
) and demodulated data by controlling the oscillation frequency of the second voltage controlled oscillator so that the phase difference between the input detection signal and the output of the second voltage controlled oscillator (34) becomes 0 on average. In a carrier wave recovery circuit having a phase-locked loop (3) for extracting, it is determined from the state of the demodulated data whether the data is correctly demodulated or not for each predetermined data length, and a sweep control signal is generated in response to the determination result. a synchronization determiner (4) that sends out or stops sending out a signal; and a synchronization determiner (4) that sends out or stops sending out a sweep signal that shifts the center frequency of the automatic frequency control loop to a predetermined frequency every time the sweep control signal is input to the first voltage. The sweep signal generating means (5) sends the sweep signal to the control oscillator (26), but when the sweep control signal is cut off, the sweep signal generated just before the cutoff is sent as is.
).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63332403A JPH02177746A (en) | 1988-12-28 | 1988-12-28 | Carrier recovery circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63332403A JPH02177746A (en) | 1988-12-28 | 1988-12-28 | Carrier recovery circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02177746A true JPH02177746A (en) | 1990-07-10 |
Family
ID=18254580
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63332403A Pending JPH02177746A (en) | 1988-12-28 | 1988-12-28 | Carrier recovery circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02177746A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007288343A (en) * | 2006-04-13 | 2007-11-01 | Mitsubishi Electric Corp | Automatic frequency controller |
| JP2011244300A (en) * | 2010-05-20 | 2011-12-01 | Nec Corp | Phase detector, demodulator, and phase detection method |
-
1988
- 1988-12-28 JP JP63332403A patent/JPH02177746A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007288343A (en) * | 2006-04-13 | 2007-11-01 | Mitsubishi Electric Corp | Automatic frequency controller |
| JP2011244300A (en) * | 2010-05-20 | 2011-12-01 | Nec Corp | Phase detector, demodulator, and phase detection method |
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