NO325773B1 - Sendereffektregulering i et hastighetsstyrt kommunikasjonsnett - Google Patents

Description

Oppfinnelsen bakgrunn

I. Oppfinnelsens tekniske område

Denne oppfinnelse gjelder kommunikasjon. Nærmere bestemt en ny og bedre fremgangsmåte og et tilhørende apparat for å utføre sendereffektregulering i et trådløst kommunikasjonsnett, særlig et som selv er underlagt styring av overføringshastigheten.

II. Gjennomgåelse av den kjente teknikk

Bruken av kodedelt multippelaksess (CDMA) som modulasjonsteknikk er en av flere teknikker for å lette kommunikasjon hvor et stort antall systembrukere er tilkoplet. Andre tilsvarende multippelaksessystemteknikker så som tidsdelt (TDMA) og frekvensdelt (FDMA) er også kjent, men det har vist seg at CDMA har betydelige fordeler over disse andre modulasjonsteknikker. Bruken av CDMA-teknikk i et multippelaksessystem for kommunikasjon er allerede beskrevet i vårt US patent 4 901 307 med tittel "Spread spectrum multiple access communication system using satellite or terrestrial repeaters". Bruken av CDMA-teknikk i et tilsvarende system er også vist og beskrevet i vårt US 5 103 459 med tittel "System and method for generating signal waveforms in a CDMA cellular telephone system".

CDMA er ut fra sitt prinsipp et bredbåndskonsept hvor signaler blir fordelt over et frekvensområde ved at signalenergien spres. Av denne grunn vil frekvensselektiv over-føringssvekking eller fading bare få mindre påvirkning, siden signalene dekker en større båndbredde. Signalveidiversitet og diversitet i rommet oppnås ved å la de enkelte sig-nalveier til en mobil brukerstasjon passere to eller flere basestasjoner i kommunikasjonsnettet, ved at signalene følger forskjellige overføringsveier. Videre kan slik spredning av signaloverføringen finne sted ved å utnytte spektralspredeprosessering ved å la et signal som ankommer med sin tilhørende utbredelsesforsinkelse likevel mottas og prosesseres separat. Eksempler på signalveidiversitet er vist i vårt US 5 101 501 med tittel "Method and system for providing a soft handoff in communications in a CDMA cellular telephone system" og US 5 109 390 med tittel "Diversity receiver in a CDMA cellular telephone system".

En fremgangsmåte for overføring av tale i digitale kommunikasjonssystemer og hvor man får særlige fordeler ved å øke overføringskapasiteten uten at dette går ut over den høye kvalitet ved mottakingen er ved bruk av talekoding med varierende overføringshastig-het. En fremgangsmåte og et apparat for en slik særlig anvendbar talekoder hvor over-føringshastigheten kan endres er beskrevet i detalj i vårt US 5 414 796 med tittel "Variable rate vocoder".

Bruken av en slik koder gir mulighet for overføring av datarammer med maksimal taledatakapasitet når koderen overfører tale ved en maksimal hastighet. Når en mindre hastighet brukes får man overskytende kapasitet i de overførte rammer. En måte å sende ytterligere data i slike rammer med fast størrelse og hvor kilden for disse data for datarammene bruker forskjellig overføringshastighet er beskrevet i detalj i vårt US 5 504 773 med tittel "Method and apparatus for the formatting of data for transmission".

I dette patentskrift beskrives fremgangsmåter og apparater for kombinasjon av data av forskjellig type og fra forskjellige kilder, for innordning i en dataramme for sending.

I rammer som inneholder mindre data en den gitte kapasitet tilsier kan effektforbruket reduseres ved å utføre portstyring i en transmisjonsforsterker slik at bare deler av rammen som inneholder data blir send. Videre kan meldingskollisjoner i et kommunikasjonssystem reduseres dersom de aktuelle data legges inn i rammer i samsvar med en forhåndsbestemt kvasistøyprosess (PN-prosess), og en fremgangsmåte og et apparat for portstyring av transmisjon og for å legge inn data på bestemte måter i rammene er vist i vårt US 5 659 569 med tittel "Data burst randomizer".

En brukbar måte for effektregulering i en mobil radiostasjon (som kan være en mobiltelefon) i et kommunikasjonsnett er å overvåke effekten (signalnivået) av de mottatte signaler fra en trådløs kommunikasjonsinnretning i en basestasjon og i respons på dette registrerte nivå vil denne basestasjon sende effektreguleringssifre til innretningen ved regelmessige intervaller. En fremgangsmåte og et apparat for regulering av sendereffekt på denne måte er beskrevet i vårt US 5 056 109 med tittel "Method and apparatus for controlling transmission power in a CDMA cellular mobile telephone system".

I et kommunikasjonssystem som tilveiebringer data ved. hjelp av et modulasjonsformat av kategori QPSK (Icvadlraturfaseforskyvningsnøkling) kan meget an-vendelig informasjon oppnås ved å ta vektorproduktet av I- og Q-komponenten i QPSK-signalet. Kjenner man den relative fase for disse komponenter kan man grovt bestemme hastig-heten av innretningen under dennes forflytting i kommunikasjonsnettet, i forhold til basestasjonen som jo er stasjonær. En beskrivelse av en krets for å bestemme dette vektorprodukt for komponentene i slik modulasjon i et kommunikasjonsnett er vist i vårt US 5 506 865 med tittel "Pilot carrier dot product circuit".

Det har vært et økende behov for trådløse kommunikasjonssystemer som kan over-føre digital informasjon ved store overføringshastigheter eller takter. En måte å få til dette på fra en trådløs kommunikasjonsinnretning som kan være en forflyttbar radiostasjon, til en sentral basestasjon er å la innretningen sende de data ved å bruke CDMA. En måte som er foreslått for å la en slik innretning sende informasjon ved hjelp av et mindre sett ortogonalkanaler er beskrevet i vår patentsøknad USSN 08/886,604 med tittel "High data rate CDMA wireless communication system".

I denne patentsøknad beskrives et system hvor et pilotsignal sendes via en returkanal (kanalen fra innretningen som gjerne er forflyttbar i kommunikasjonsnettet, til basestasjonen) for å etablere koherent demodulasjon av signalene i denne returkanal, i basestasjonen. Ved bruk av pilotsignaldata på denne måte kan koherent prosessering utføres i basestasjonen ved å bestemme og fjerne faseforskyvningen i returkanalsignalet. Også pilotdata kan brukes for optimal veining flerveissignaler som Inottas ved forskjellig tidsforsinkelse før disse signaler blir kombinert i en såkalt rakemottaker. Når først faseforskyvningen er fjernet og flerveissignalene veid på riktig måte kan de kombineres for å redusere den effekt returkanalsignalene må sendes med for likevel å kunne mottas og bli behandlet riktig. En slik reduksjon i den påkrevde mottakingseffekt tillater større over-føringshastigheter ved samme grad av prosessering, eller motsatt vil interferensen mellom et sett returkanalsignaler reduseres.

Selv om en viss tilleggseffekt vil være nødvendig for å sende pilotsignaler i det hele tatt vil de høyere overføringshastigheter som man kan bruke gi den fordel ved at forholdet mellom pilotsignaleffekten og totaleffekten for signalene i returkanalen blir mindre enn det forhold man får når digital tale overføres ved lavere takt eller overføringshastighet. Innenfor en høyhastighets CDMA-konfigurasjon vil nytteforholdet Eb/N0 få en gevinst ved bruk av koherent returkanalprosessering, og denne gevinst overstiger den ytterligere sendereffekt som trengs for å overføre pilotdata fra hver innretning eller mobil radiostasjon.

Når imidlertid overføringshastigheten er relativt lav vil en kontinuerlig sending av pilotsignaler via returkanalen inneholde mer energi i forhold til datasignalet. Ved slike lave overføringshastigheter blir fordelene med koherent demodulasjon og redusert interferens ved kontinuerlig sending i returkanalen opphevet ved reduksjonen i taletid og sys-temkapasitet i enkelte visse anvendelser.

Kort gjennomgåelse av oppfinnelsen

I følge oppfinnelsen, løses de overnevnte problemer ved en fremgangsmåte angitt i krav 1 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet.

Denne oppfinnelse går ut på en ny og antatt forbedret fremgangsmåte for å regulere sendereffekten, det vil si holde kontroll med transmisjonsenergien i et kommunikasjonsnett hvor overføringshastigheten for data kan varieres og hvor man ved portstyring kan fjerne eller fase ut enkelte deler av en ramme på forhåndsbestemt og forutsigbar måte. Særlig går oppfinnelsen ut på en fremgangsmåte og et apparat som identifiserer kommandoer for lukketsløyferegulering av sendereffekten, nemlig kommandoer som er frembrakt feilaktig, basert på deler av en ramme som allerede er portstyrt. Disse kommandoer blir ifølge oppfinnelsen ignorert. I en alternativ utførelse vil det være slik at hvis identifikasjonen av disse feilaktige kommandoer finner sted etter at responsmålinger er utført, vil senderstasjonen i respons sette senderenergien tilbake til den tilstand den ville hatt dersom disse kommandoer allerede var identifisert før responsen.

Kort gjennomgåelse av tegningene

De enkelte trekk ved oppfinnelsen og mål og fordeler med denne vil fremgå av detaljbeskrivelsen nedenfor, idet denne støttes av tegningene hvor samme henvisningstall kan gå igjen fra figur til figur, og hvor: Fig. 1 viser et blokkskjema over en typisk utførelse av oppfinnelsens transmisjonssystem i form av en utførelse av en trådløs kommunikasjonsinnretning 50, i beskrivelsen også kalt en brukerstasjon eller et apparat for trådløs kommunikasjon, fig. 2 viser et blokkskjema over en typisk modulator 26 tilhørende apparatet 50 på fig. 1, fig. 3A-G illustrerer den energi som brukes for å sende rammer t med forskjellig overføringshastig-het for fire forskjellige slike og dessuten fire forskjellige utgaver for å sende ved 1/8 takt, fig. 4 viser et blokkskjema over valgte deler av en basestasjon 400, fig. 5 viser den nærmere oppbygging av en typisk demodulasjonskjede i en demodulator 404 på fig. 4, fig. 6 viser et blokkskjema over måling av et signal/støyforhold, fig. 7 viser et mottakersubsystem tilhørende den fjerntliggende stasjon som også kalles den trådløse innretning eller en mobil stasjon 50, og fig. 8 viser videre hvordan effektreguleringssifferstrømmen kan være, i forskjellige utførelser.

Detaljbeskrivelse av foretrukne utførelser

Fig. 1 viser således et blokkskjema over et typisk apparat 50 for trådløs kommunikasjon, ifølge oppfinnelsen. De fremgangsmåter som gjennomgås nedenfor kan naturligvis også gjelde transmisjon fra en sentral basestasjon (ikke vist), men apparatet 50 skal her beskrives som tilhørende en forflyttbar enhet. Det er videre klart at forskjellige av de funksjonsblokker som er vist på fig. 1 kan være utelatt i andre versjoner, men de blokker som er vist på fig. 1 tilsvarer en høyaktuell utførelse i samsvar med TIA/EIA-standarden IS-95C, også kalt IC-2000. Andre utførelser av oppfinnelsen vil være mer hensiktsmessige for andre standarder, og her skal nevnes standardene bredbånds CDMA (WCDMA) slik det er foreslått av standardutgiverne ETSI og ARIB. Det er videre innlysende at grunnet den utstrakte likhet mellom returkanalmodulasjonen i henhold til standardene WCDMA og returkanalmodulasjonen i henhold til standarden IS-95C vil en utvidelse av oppfinnelsen til å gjelde også standardene WCDMA være enkel å foreta eller tenke seg.

I eksemplet vist på fig. 1 sender apparatet 50 informasjon via flere distinkte infor-masjonskanaler som skilles fra hverandre ved hjelp av korte ortogonale spredesekvenser, slik det allerede er beskrevet i vårt USSN 08/886,604. Fem separate kodekanaler brukes for sendingene: 1) en første supplementærkanal 38, 2) en tidsmultiplekskanal 40 for pilotsignaler og effektreguleringskommandoer (symboler), 3) en dedikert styrekanal 42,4) en andre supplementærkanal 44 og 5) en fundamentalkanal 46. Kanalene 38 og 44 fører informasjon på digital form (data) som overskrider fundamentalkanalens 46 kapasitet, så som faksimile, multimediaoverføringer, video, e-postmeldinger eller andre former for digitaloverføring. Den multipleksorganiserte kanal for kanalen 40 fører sine pilotsymboler for å tillate koherent demodulasjon av informasjonen i kanalene ved sendingene fra basestasjonen, og effektreguleringssifre for å styre sendereffekten i denne eller i flere basestasjoner som står i kommunikasjon med det trådløse kommunikasjonsapparat 50. Styrekanalen 42 fører styreinformasjon til basestasjonen så som driftsmodi for apparatet 50, hvilken over-føringskapasitet dette apparat har og annen nødvendig signalinformasjon. I fundamentalkanalen 46 føres primærinformasjon (nyttedata) fra apparatet 50 til basestasjonen. Gjelder det taletransmisjon, fører denne fundamentalkanal 46 den aktuelle tale på digital form.

Supplementærkanalene 38 og 44 fører kodede signaler som behandles for transmisjonen ved hjelp av ikke viste kretser, men er koplet til en vist modulator 26. Effektreguleringssifrene går til en repetisjonsgenerator 22 som sørger for repetisjon av disse sifre før de samlet overføres til det viste multiplekstrinn 24 (MUX). I multiplekstrinnet 24 tidsmultipleksbehandles de resterende eller reserveinnsatte effektreguleringssifre med pilotsymboler og overføres via tidsmultiplekskanalen 40 til modulatoren 26.

En meldingsgenerator 12 frembringer de nødvendige styreinformasjonsmeldinger og overfører disse til en CRC- og sluttsiffergenerator 14, idet CRC står for syklisk redundanskontroll. Denne generator 14 legger inn kontrollsifre for syklisk redundans, nemlig såkalte paritetssifre som brukes til å kontrollere nøyaktigheten av dekodingen i basestasjonen, og generatoren legger videre inn et forhåndsbestemt sett sluttsifre (halesifre) til styremeldingen for å klare (slette) dekoderens lager i basestasjonens subsystem som tar seg av mottakingen. Meldingen går deretter til en koder 16 som frembringer foroverfeilkorreksjonskoding (FEC) for styremeldingen. De kodede symboler videreføres til en repetisjonsgenerator 20 som gjentar de kodede symboler for å gi ytterligere tidsdiversitet ved transmisjonen. Etter repetisjonen i generatoren 20 vil enkelte symboler punkteres i henhold til et eller annet forhåndsbestemt punkteringsmønster, ved hjelp av det viste punkteringselement 19, slik at det blir et gitt antall symboler i rammen. Symbolene går deretter til en innfeller 18 som omorganiserer symbolene i samsvar med et forhåndsbestemt innfellingsformat. Symbolene etter innfellingen går til styrekanalen 42 og deretter til modulatoren 26.

En datakilde 1 for innstillbar overføringshastighet frembringer data for bestemte overføringshastigheter, og i eksemplet er denne kilde 1 en talekoder så som beskrevet i US 5 414 796 nevnt ovenfor. Talekodere som kan variere taletakten eller overføringshastig-heten er populære innenfor trådløs kommunikasjon siden de gir mulighet for å øke batterilevetiden i batteridrevne apparater og dessuten øke kapasiteten uten at dette har særlig betydning for mottakingen av talen, ved at denne oppfattes ubetydelig degradert. HA har kodifisert de mest populære talekodere i så henseende i standarder så som interimstandarden IS-96 og IS-733. Talekodere av denne type koder talesignalerie ved fire forskjellige takter eller overføringshastigheter, benevnt full takt, halv takt, kvart takt og åttendedels takt, i avhengighet av nivået på taleaktiviteten. Den valgte takt angir antallet sifre som brukes til å kode en ramme med tale og varierer fra ramme til ramme. Full takt bruker et forhåndsbestemt maksimalt antall sifre for koding av rammen, halv takt bruker halvparten av dette, kvart takt fjerdedelen og åttendedels takt en åttendedel av dette forhåndsbestemte maksimale antall sifre.

Datakilden 1 frembringer den kodede taleramme til generatoren 2 som deretter legger inn kontrollsifre for kontroll av nøyaktigheten av dekodingen i basestasjonen og dessuten et forhåndsbestemt sett sluttsifre til styremeldingen for å slette lageret i basestasjonens dekoderen. Rammen går deretter til en koder 4 som frembringer foroverfeilkorreksjonskoding (FEC) for styremeldingen. De kodede symboler videreføres til en repetisjonsgenerator 8 som gjentar de kodede symboler for å gi ytterligere tidsdiversitet ved transmisjonen. Etter repetisjonen i generatoren vil enkelte symboler 9 punkteres i henhold til et eller annet forhåndsbestemt punkteringsmønster slik at det blir et gitt antall symboler i rammen. Symbolene går deretter til en innfeller 6 som omorganiserer symbolene i samsvar med et forhåndsbestemt innfellingsformat. Symbolene etter innfellingen går til styrekanalen 46 og deretter til modulatoren 26.

I eksemplet sørger modulatoren 26 for modulasjon av signalene i datakanalene i samsvar med et CDMA-modulasjonsformat og overfører den modulerte informasjon til en sender 28 for forsterkning og filtrering av signalene og videreføring via en dupleksenhet 30 for sending ut gjennom antennen 32.

I eksemplet sender kilden 1 et signal som angir hvilken takt de kodede rammer skal ha, til styreprosessoren 36, og i respons på denne indikasjon på overføringshastighet eller takt viderefører prosessoren 36 styresignalet til senderen 28 for å angi hvilken sendereffekt som skal brukes for sendingene.

I standardene IS-95 og signaler benevnt cdma2000 deles en standardisert 20 ms ramme opp i seksten sett med like antall symboler, idet disse kalles effektreguleringsgrupper. Referansen til effektreguleringen baseres på det faktum at det for hver slik gruppe i mottakeren mottas en ramme som frembringer en effektreguleringskommando i respons på en bestemmelse av i hvilken grad det mottatte returkanalsignal er tilstrekkelig sterkt i basestasjonen.

Fig. 3A-3C illustrerer hvilken transmisjonsenergi som brukes som funksjon av tiden (i effektreguleringsgruppene PCG) for tre sendinger, nemlig ved full takt, halv takt og kvart takt. I tillegg viser fig. 3D-3G fire separate alternative utførelser for sending ved en åttendedels takt rammer hvor halvparten av tiden ikke har noen senderenergi. Siden det altså er en stor grad av reserve innført i rammene som ikke kjøres ved full takt kan energien som symbolene sendes ved reduseres i proporsjonalitet med mengden ytterligere reserver i rammen.

På fig. 3A vises at det for en fulltakts ramme 300 blir sendt effektreguleringsgrupper (PC0-PC15) ved energien E. For enkelhets skyld illustreres samtlige rammer som sendte ved samme energi for hele rammens varighet. Det er innlysende at energien imidlertid vil variere over rammens utstrekning, og det som er skissert på fig. 3 kan regnes å være basislinjeenergien som rammene ville blitt sendt ved når man ikke hadde noen eksterne virkninger. I eksemplet gir fjerntliggende stasjon som i dette tilfelle er apparatet 50 respons overfor effektreguleringskommandoene i lukket sløyfe fra basestasjonen og fra tilsvarende kommandoer i lukket sløyfe internt genererte, basert på de mottatte foroverkanalsignalene. Responsene på effektreguleringsalgoritmene vil forårsake at senderenergien kommer til å variere over rammens varighet.

På fig. 3B vises for halvtakts rammer 302 hvordan energien er lik halvparten av det forhåndsbestemte maksimale nivå, nemlig E/2. Dette angis på fig. 3B. Innfellingsstrukturen er slik at denne sørger for fordeling av de gjentatte symboler over rammen på slik måte at man får maksimal tidsdiversitet.

På fig. 3C vises tilsvarende situasjon for kvarttakts overføring av rammer 304, ved at senderenergien her tilnærmet er E/4.

I eksemplet vil pilotsignalene sendes ut kontinuerlig under overføringen av disse tre taktarter full takt, halv takt og kvart takt, men på fig. 3D-3G vises hvordan senderen 28 portstyrer sendingene for halvparten av rammen. I den foretrukne utførelse vil også pilotkanalen portstyres for å redusere batteriforbruket og øke returkanalkapasiteten under perioder hvor trafikkanalens sendinger er slått av. I alle de viste utførelser sendes rammene ved 50 % nytteforhold hvor halvparten av tiden ingen energi brukes. Under de perioder hvor rammen blir sendt skaleres videre energien til tilnærmet den energi som trengs for over-føring av en kvarttakts ramme (E/4). Oppfinnelsen gjelder også ekstensiv simulering hvor det bestemmes at den gjennomsnittlige middelverdi eller basislinjeenergi som 1/8 takts rammer bør sendes ved for hver av de alternative utførelser vil gjelde for energien for slike 1/8 rammer, etter beregning for å bringe batteribesparelsen til et maksimum og samtidig returkanalkapasiteten, samtidig med at et gitt pålitelighetsnivå opprettholdes for sendingene.

I den første utførelse som er vist på fig. 3D sendes rammen slik at den slås av ved portstyring ved alternering ved 1.25 ms intervaller, og følgelig portstyres senderen 28 slik at den slås av de første 1,25 ms. Den andre effektreguleringsgruppe (PCG1) sendes deretter med energien El i løpet av de neste 1.25 ms. Den tredje gruppe PCG2 slås av, og slik fortsettes ved at alle PCG med odde besifring sendes, mens alle PCG med like besifring slås av. Punktermgsstrukturen vraker halvparten av de repeterte symboler og tilveiebringer tilnærmet fire versjoner av hvert av dem. I den foretrukne første utførelse sendes symbolene ved en gjennomsnittlig eller basislinjerelatert energi på 0,385 E. I den foretrukne utførelse utføres portstyringen av senderen 28 slik at de siste deler av rammen ikke slås av, og dette foretrekkes siden det muliggjør meningsfylte lukkede effektreguleringskommandoer for sending av den mottakende basestasjon slik at denne kan assistere ved pålitelig sending av den etterfølgende ramme.

I den andre utførelse som er den foretrukne ifølge oppfinnelsen og som er vist på fig. 3E sendes rammen slik at den slås av vekselvis ved 2,5 ms intervaller, og den fremgangsmåte som er illustrert på fig. 3E representerer således den foretrukne utførelse siden den fører til optimal batteribesparelse og best mulig returkanalkapasitet. I løpet av de første 2,5 ms (PCGO og PCG1) slås senderen 28 av, og deretter slås den på for de neste 2,5 ms (PCG2 og PCG3) etc. I denne utførelse er det påslag under PCG med besifring 2,3,6,7,10, 11, 14 og 15, mens det er avslag under PCG med besifring 0, 1, 4, 5, 8, 9, 12 og 13. Den punkterte struktur er slik at den lager nøyaktig halvparten av de gjentatte symboler under avslagsperiodene. I denne foretrukne utførelse sendes symbolene ved en gjennomsnittlig energi på 0,32 E.

I den tredje utførelse som er vist på fig. 3F sendes rammen slik at den slås av ved 5,0 ms intervaller og deretter på igjen. I løpet av det første slike intervall (PCG0-PCG3) slås senderen 28 av, og deretter slås den på i de neste intervaller PCG4, 5,6, og 7 etc. I denne ut-førelse sendes altså i PCG med besifringen 4, 5, 6, 7, 12, 13, 14 og 15, mens PCG med besifringen 0,1,2, 3, 8, 9,10 og 11 fører til avslag. Den punkterte struktur er slik at akkurat halvparten av de gjentatte symboler blir vraket under avslaget. I den foretrukne tredje ut-førelse får også den gjennomsnittlige sendereffekt verdien 0,32 E.

I den fjerde utførelse som er vist på fig. 3G sendes rammen slik at den slås av i løpet av de første 10 ms, og i det neste 10 ms intervaller PCG8-15 foregår sending. I denne utførelse blir det altså sending i PCG med besifringen 8-15, mens det er avslag i PCG med besifringen 0-7. Innfellmgsstrukturen er slik at akkurat halvparten av de gjentatte symboler vrakes under avslagsperioden, som tidligere. I denne foretrukne utførelse blir den gjennomsnittlige signaleffekt 0,335 E.

Fig. 2 viser et funksjonsblokkskjema over en typisk utførelse av modulatoren 26 vist på fig. 1. De første tilleggsdata overføres via supplementærkanalen 38 til et multiplikasjonsledd 52 som danner et spredeelement og som dekker disse supple-mentærkanaldata i samsvar med en forhåndsbestemt spredesekvens. I eksemplet sørger leddet 52 for spredning av de aktuelle data i kanalen ved hjelp av en kort Walsh-sekvens De spredte data videreføres til en forsterker 54 for innregulering av forsterkningen i kanalen i forhold til energien i pilot- og effektreguleringssymbolene. De forsterkede data går videre til en første inngang på et summeringsledd 56. Pilot- og effektreguleringssymbolene føres etter summeringen eller multipleksbehandlingen via tidsmultiplekskanalen 40 til en andre summeringsinngang på samme summeringsledd 56.

Styrekanaldata går via styrekanalen 42 til multiplikasjonsleddet 58 som sørger for spredefunksjon ved dekking av de tilførte data i henhold til en forhåndsbestemt spredesekvens som i eksemplet er en kort Walsh-sekvens (++++++++ ). De spredte data går som før til et forsterker 60 for innregulering av forsterkningen og energien av pilot-og effektreguleringssymbolene, og deretter føres til en tredje summeringsinngang på summeringsleddet 56.

Summeringsleddet 56 summerer de effektregulerte styredatasymboler, de tilsvarende supplementærkanalsymboler og de tidsmultipleksbehandlede pilot- og effektre-guleringssymboler og viderefører summen til en første inngang på en etterfølgende multiplikator 72 og en første inngang på en tilsvarende multiplikator 78.

Den andre supplementærkanal 44 fører tilleggsdata til et spredeelement i form av et multiplikasjonsledd 62 som dekker disse data i samsvar med en forhåndsbestemt spredesekvens som i eksemplet er en kort Walsh-sekvens (++--). Resultatet går til en forsterker 64 for innregulering av forsterkningen, og deretter overføres de forsterkede data til en første summeringsinngang på et summeringsledd 66.

Data i fundamentalkanalen går via denne (kanalen 46) til et spredeelement som er i form av et multiplikasjonsledd 68 for dekking av disse data i samsvar med et forhåndsbestemt spredeskjema som her er en kort Walsh-sekvens (i i i i—++++—). Disse sprededata går til en forsterker 70 for innregulering av forsterkningen og videre til en andre inngang på summeringsleddet 66.

Summeringsleddet 66 sørger for summering av de forsterkningsregulerte datasym-boler i den andre supplementærkanal 44 og de tilsvarende symboler fundamentalkanalen 46 og fører summen til en første inngang på en multiplikator 74 og en første inngang på en tilsvarende multiplikator 76.

I den typiske utførelse brukes en kvasistøyspredning for to forskjellige korte PN-sekvenser ( PNi og PNq) for å spre de aktuelle data, og i dette eksempel multipliseres disse sekvenser PNi og PNq med en lang PN-kode for å gi ytterligere privatisering. Genereringen av kvasistøysekvenser er velkjent innenfor teknikken og beskrevet i detalj i vårt US 5 103 459. En lang PN-sekvens går til en første inngang på multiplikasjonsledd 80 og 82 for henholdsvis I- og Q-komponenten av signalene og den korte PN-sekvens PNi går til en andre inngang på dette multiplikasjonsledd 80, mens den korte PN-sekvens PNq går til en andre inngang på multiplikasjonsleddet 82.

Den resulterende PN-sekvens fra multiplikasjonsleddet 80 går til en andre inngang henholdsvis multiplikatorene 72 og 74, mens den resulterende PN-sekvens fra multiplikasjonsleddet 82 går til den andre inngang på henholdsvis multiplikatorene 76 og 98. Produktsekvensen fra multiplikatoren 72 går til summeringsinngangen på et subtraksjonsledd 84, mens produktsekvensen fra multiplikatoren 74 går til en første summeringsinngang på et summeringsledd 86. Produktsekvensen fra multiplikatoren 76 går til subtraksjonsinngangen på subtraksjonsleddet 84, mens den tilsvarende sekvens fra multiplikatoren 78 går til den andre summeringsinngang på summeringsleddet 86.

Differansesekvensen fra subtraksjonsleddet 84 går til et basisbåndfilter 88 som utfører den nødvendige filtrering og viderefører sekvensen i filtrert stand til en forsterker 92 for innregulering av signalforsterkningen og videreformidling av signalene til et multiplikasjonsledd 96 i form av et opptransponeringstrinn. Dette trinn opptransponerer de forsterkningsregulerte signaler i samsvar med et QPSK-modulasjonsformat og formidler signalene til en første inngang på det viste sluttsummeringsledd 100.

Summesekvensen fra summeringsleddet 86 går likeledes til et basisbåndfilter 90 som utfører den nødvendige filtrering og viderefører sekvensen i filtrert stand til en forsterker 94 for innregulering av signalforsterkningen og videreformidling av signalene til et multiplikasjonsledd 98 i form av et opptransponeringstrinn. Dette trinn opptransponerer de forsterkningsregulerte signaler i samsvar med et QPSK-modulasjonsformat og formidler signalene til en første inngang på det viste sluttsummeringsledd 100. Sluttsummeringsleddet 100 brukes til å summere de to QPSK-modulerte signaler og viderefører resultatet til senderen 28.

Fig. 4 viser et blokkskjema av valgte deler av en basestasjon 400 som arbeider i samsvar med oppfinnelsen. Høyfrekvenssignaler i returkanalen fra det trådløse kommunikasjonsapparat 50 (fig. 1) mottas i mottakerens inngangstrinn 402, nedtransponeres til basisbåndfrekvens i samsvar med et QPSK-demodulasjonsformat i eksemplet, og demoduleres i en demodulator 404, idet denne er videre beskrevet og vist på fig. 5.

De demodulerte signaler går til en akkumulator 405 som oppsummerer sym-bolenergiene for de redundant overførte effektreguleringsgrupper (PCG) av symboler. Energien relatert til disse symboler går til en innfellingsopphever 406 som omstrukturerer symbolene i henhold til et gitt format. Disse symboler går deretter til en dekoder 408 for dekoding av dem og for å komme frem til et estimat av den sendte ramme. Dette estimat går til en CRC-krets 410 hvor nøyaktigheten av rammeestimatet vurderes ut fra de CRC-sifre som er lagt inn rammen.

I eksemplet utfører basestasjonen 404 såkalt blinddekoding av returkanalens signaler, idet dette innebærer en dekoding av data ved varierende overføringshastigheter og hvor det i mottakeren ikke på forhånd er informasjon om denne hastighet. I eksemplet akkumulerer, opphever og dekoder basestasjonen 400 de innkommende data i samsvar med hver mulig hypotese for takten eller overføringshastigheten. Den ramme som blir valgt som å passe til det beste estimat baseres på metriske kvalitetsverdier så som symbolfeil-hyppigheten, CRC-sifrene og en metrisk verdi for en såkalt Yamamoto-størrelse.

De demodulerte symboler kommer også fra demodulatoren 404 til en SNR-kalkulator 412, idet SNR naturligvis står for signal/støyforholdet. I eksemplet sørger denne kalkulator 412 for estimering av dette forhold for de mottatte returkanalsignaler. Fagfolk vil innse at også andre signalkvalitetsstørrelser så som effekten av de mottatte signaler (signalnivået) kan brukes som basis for sendereffektreguleringen for signalene i returkanalen.

Den metriske signalkvalitetsverdi fra kalkulatoren 412 overføres til en komparator 414 hvor signalkvalitetsverdien sammenliknes med en terskelverdi. Denne verdi kan være fast eller variabel. I den foretrukne utførelse kontrolleres terskelen av en ytre sløyfeprosess som varierer den, slik at man får et ønsket pålitelighetsnivå ved mottakingen av returkanalens signal.

Et signal som angir resultatet av sammenlikningen fører til den viste generator 416 for effektreguleringskommandoer. I eksemplet og når signalkvalitetsverdien er mindre enn terskelverdien sendes en "0", mens når verdien overstiger terskelen sendes en "1".

I eksemplet multipleksbehandles disse effektreguleringskommandoer sammen med de foroverdedikerte trafikkdata. Kommandoene går til den viste multipleksenhet 418 for kombinasjon som angitt, i forhåndsbestemte steder. De kombinerte kommandoer og de aktuelle trafikkdata for hver fjerntliggende stasjon i kommunikasjon med en basestasjon 400, så vel som pilotkanalen og overordnede kanaler blir modulert i en modulator 420, og i eksemplet skjer denne modulasjon av signalene i trafikkanalen på samme måte som modulasjonen i fundamentalkanalen i returforbindelsen. I eksemplet er foroverkanalen beregnet for CDMA-signaler som er modulert i samsvar med standarden cdma2000 I TU Candidate, og de modulerte data videreføres til den viste sender 422 for opptransponering, forsterkning og endelig filtrering før sending til den fjerntliggende stasjon 50.

Fig. 5 viser et utvidet blokkskjema over en typisk enkel demodulasjonskjede tilhørende demodulatoren 404, og i eksemplet har denne en slik kjede for hver informa-sjonskanal. Demodulatoren utfører kompleks demodulasjon av signaler som er modulerte i modulatoren 26 ifølge oppfinnelsen og vist på fig. 1. Som tidligere beskrevet utføres i inngangstrinnet 402 en nedtransponering av de mottatte høyfrekvenssignaler i returkanalen, slik at informasjonen blir liggende ved basisfrekvenser, og samtidig frembringes I- og Q-basisbåndsignaler. Samleren 502 og 504 sørger for omgjøring av den spredefunksjon som ble tillagt I- og Q-signalene, ved hjelp av PNi-sekvensen illustrert på fig. 2, og tilsvarende utfører samlere 514 og 516 det samme for Q- og I-signalene ved å bruke PNQ-sekvensen illustrert på fig. 2. Utgangen fra samlerne 510 og 512 kombineres i et summeringsledd 518, og utgangen fra samleren 516 trekkes fra utgangen fra samleren 512 i det tilsvarende subtraksjonsledd 520.

De respektive utganger fra leddene 518 og 520 Walsh-avdekkes deretter i Walsh-avdekkere 522 og 524 ved hjelp av samme Walsh-kode som ble brukt til å dekke signalene i den bestemte kanal av interesse, se fig. 2. De enkelte utganger fra avdekkerne 522 og 524 summeres deretter over et Walsh-symbol ved hjelp av akkumulatorer 530 og 532.

De respektive utganger fra leddene 518 og 520 summeres også over et Walsh-symbol av akkumulatorene 526 og 528, og disses utganger går deretter til pilotfiltre 534 og 536 som frembringer et estimat over kanalbetingelsene eller -forholdene ved å bestemme den estimerte forsterkning og fase for de aktuelle pilotsignaldata i tidsmultiplekskanalen 40 (se fig. 1). Utgangen fra filteret 534 blir deretter kompleksmultiplisert i de respektive utganger på akkumulatorene 530 og 532 i komplekse multiplikatorer 542 og 544. Utgangen fra multiplikatoren 542 summeres deretter med utgangen fra multiplikatoren 538 i et summeringsledd 546. Utgangen fra multiplikatoren 544 trekkes fra utgangen fra multiplikatoren 540 i et subtraksjonsledd 548. Endelig blir utgangene fra summeringsleddet 546 og subtraksjonsleddet 548 kombinert i et sluttsummeringsledd 550 for å frembringe det demodulerte signal av interesse for akkumulatoren 405.

Fig. 6 viser et typisk apparat for måling av signal/støyforholdet. I eksemplet og for å kunne estimere støyen som ligger overlagret de mottatte signaler estimeres energivariansen, nemlig en statistisk verdi, for de mottatte signaler i returkanalen. De demodulerte pilotsymboler før pilotfiltreringen, nemlig utgangen fra summeringsleddene

526 og 528 går til en variansprosessor 600. Signalenergien estimeres som summen av kvadratene av de demodulerte og filtrerte mottatte pilotsymboler fra pilotfiltrene 534 og 536. Den estimerte støyenergi fra variansprosessoren 600 og signalenergien fra energikalkulatoren 602 går til et deleledd 604. Signalenergien normaliseres av den estimerte støyenergi og føres i eksemplet som den metriske signalkvalitetsverdi til komparatoren 414. Andre måter å beregne signal/støyforholdet på er også velkjente innenfor teknikken og vil ligge innenfor oppfinnelsens ramme.

Fig. 7 viser et mottakersubsystem i stasjonen 50, og det fremgår at foroverkanalsig-nalet mottas og håndteres via en dupleksenhet 30 og videreføres til en mottaker 700. Denne sørger for nedtransponering, forsterkning og filtrering av det mottatte signal. I eksemplet nedtransponerer mottakeren 700 signalet i samsvar med et QPSK-demodulasjonsformat.

De mottatte signalkomponenter (den faseriktige komponent og kvadraturfase-komponenten, I henholdsvis Q) går til en demodulator 702 som i eksemplet arbeider som beskrevet i forbindelse med gjennomgåelsen ay demodulatoren 404. De modulerte symboler går til en demultipleksenhet 704 som skiller ut returkanalens effektreguleringskommandoer fra trafikkdatasymbolene. Disse symboler går til en innfellingsopphever 706 som omstrukturerer de demodulerte trafikksymboler i samsvar med et forhåndsbestemt omstruktu-reringsformat. De omstrukturerte symboler går deretter til en dekoder 708 for dekoding.

Effektreguleringskommandoene går til en effektreguleringsprosessor 710, og i eksemplet vil deler av rammene fases ut ved gjenkjenning av mønsteret for effektreguleringskommandoene som blir sendt ut i respons på rammer som er portstyrt ved 1/8 takt. I basestasjonen 400 beregnes signalenergien og blir normalisert og sammenliknet med en terskelverdi. Basert på denne sammenlikning genereres returkanalens effektreguleringskommandoer, men under de deler av rammen som er faset ut blir disse kommandoer fra basestasjonen 400 ikke basert på signalenergien i de utfasede deler av rammene ved 1/8 takt og vil alltid indikere en anmodning om at senderen skal øke sendereffekten (transmisjonsenergien) ved å sende en oppreguleringskommando (UP) eller kommandoen ni ii

I den første utførelse som er vist på fig. 3D sendes rammen slik at den utfases alternativt ved 1.25 ms intervaller, og senderen 28 blir da først utfaset de første 1,25 ms. Den andre effektreguleringsgruppe (PCG1) sendes deretter med energien El i løpet av de neste 1.25 ms. Tilsvarende utfases den tredje gruppe PCG2, og i denne utførelse vil alle PCG med oddetall sendes (1-15), mens de med partall (0-14) blir utfaset.

I respons på mottakingen av rammer som på denne måte er portstyrt og har takten 1/8, med dette format genererer basestasjonen 400 en effektreguleringssifferstrøm som er illustrert på fig. 8A. I respons på de liketallige effektreguleringsgrupper for rammen som portstyres slik at disse grupper utfases vil basestasjonen 400 sende kommandoer som anmoder den fjerntliggende stasjon (mobiltelefonen) om å øke sendereffekten, illustrert som kommandoer "1". I respons på de påslåtte effektreguleringsgrupper i rammen vil basestasjonen 400 sende meningsfylte kommandoer som anmoder stasjonen om enten å øke eller redusere senderenergien, illustrert som kommandoer "1/0".

I den andre utførelse som er foretrukket og vist på fig. 3E sendes rammen slik at det er vekslende 2,5 ms intervaller som sendes og utfases. Sendermåten vist der viser altså den foretrukne utførelse siden den fører til optimal batteribesparelse og best mulig returkanalkapasitet. I de første 2,5 ms (PCGO og PCG1) slås senderen 28 av, og deretter slås den på i de neste 2,5 ms (PCG2 og PCG3) etc. I denne utførelse er det altså påslag ved PCG 2,3,6,7,10,11,14,15, mens det er avslag ved PCG 0,1,4, 5, 8,9,12,13.

I respons på mottakingen av en ramme med samme takt som tidligere og i dette format generer således basestasjonen 400 en sifferstrøm som er vist på fig. 8A, og i respons på effektreguleringsgruppene for den ramme som portstyres (PCG 0, 1,4, 5, 8,9, 12,13) vil basestasjonen sende kommandoer som anmoder den fjerntliggende stasjon om å øke senderenergien ("1 "-kommandoene). I respons på de grupper som slås på (PCG 2, 3, 6, 7, 10, 11, 14, 15) vil stasjonen 400 imidlertid anmode den fjerntliggende stasjon om enten å øke eller redusere senderenergien, slik som tidligere.

I den tredje utførelse som er illustrert på fig. 3F sendes rammen slik at det er 5,0 ms intervaller som avvekslende brukes eller ikke brukes. I løpet av det første slike intervall (PCG0-PCG3) slås senderen 28 av, og i det neste intervall (PCG 4, 5, 6, 7) slås senderen på etc. I denne utførelse sendes altså PCG 4, 5, 6, 7, 12, 13, 14, 15, mens PCG 0, 1, 2, 3, 8, 9, 10,11 er utfaset.

I respons på mottakingen av en ramme med samme takt som tidligere og i dette format generer således basestasjonen 400 eri sifferstrøm som er vist på fig. 8A, og i respons på effektreguleringsgruppene for den ramme som portstyres (PCG 0,1,2,3, 8,9,10,11) vil basestasjonen sende kommandoer som anmoder den fjerntliggende stasjon om å øke senderenergien ("1 "-kommandoene). I respons på de grupper som slås på (PCG 4, 5, 6, 7, 12, 13, 14, 15) vil stasjonen 400 imidlertid anmode den fjerntliggende stasjon om enten å øke eller redusere senderenergien, slik som tidligere.

I den fjerde utførelse som er illustrert på fig. 3G sendes rammen slik at den er slått av (utfaset) i løpet av de første 10 ms, og i de neste 10 ms vil PCG 8-15 sendes. I denne ut-førelse blir altså sendingen utført ved PCG 8, 9, 10, 11, 12, 13, 14, 15, mens PCG 0-7 holdes avslått. Innfellerstrukturen er slik at nøyaktig halvparten av de repeterte symboler under avslagsperiodene blir vraket, i denne utførelse. I den foretrukne andre utførelse blir symbolene sendt ved en gjennomsnittlig eller basislinjerelatert energi på 0,335 E.

I respons på mottakingen av en 1/8 portstyrt ramme i dette format generer basestasjonen 400 en effektreguleringssifferstrøm som er illustrert på fig. 8A. I respons på effektreguleringsgruppene (PCG) for den ramme som slås av ved portstyringen (PCG 0, 1,2, 3, 4, 5, 6, 7) vil basestasjonen 400 sende effektreguleirngskommandoer som anmoder den fjerntliggende stasjon om å øke sin transmisjonsenergi, illustrert som "1 "-kommandoer. I respons på disse PCG for den ramme som er slått på ved portstyringen (PCG 8, 9, 10, 11, 12, 13, 14, 15) vil basestasjonen sende meningsfylte effektreguleringskommandoer som anmoder den fjerntliggende stasjon om enten å øke eller å redusere sin transmisjonsenergi, illustrert som kommandoer "1/0".

I oppfinnelsen vil effektreguleringsprosessoren 710 identifisere e-returkanal-effektreguleringskommandoene som genereres i respons på de portstyrte 1/8 rammer ved representative mønstre i effektreguleringskommandostrømmen. I en foretrukket utførelse brukes også effektreguleringsprosessoren til å utnytte takt- eller overføringshastighetsinfor-masjon fra datakilden 1 for å assistere ved identifikasjonen av feilbeheftede effektreguleringskommandoer.

Effektreguleringskommandoene videreføres til effektreguleringsprosessoren 701 som tilveiebringer de mottatte effektreguleringssifferestimater til et lagerelement 712 og til en effektreguleringskommandogenerator 716.

I den første utførelse av oppfinnelsen tatt med som et eksempel vil effektreguleringsprosessoren innledningsvis gå ut fra at effektreguleringssifrene som mottas ikke ble mottatt i respons på en portstyrt 1/8 takts ramme og vil derfor innregulere senderenergien for returkanalsignalene basert på de styresifferestimater som mottas. Etter et gitt antall slike estimater for den aktuelle ramme ved mottakingen vil lagerelementet 712 imidlertid fremskaffe estimatene til mønstergjenkjenningsmidler 714 som identifiserer effektregu-leringskommandostrømmene basert på de portstyrte 1/8 takts rammer, basert på de karakteristiske mønstre som er registrert på fig. 8A-D.

Dersom de mottatte effektreguleringssifferestimater basert på den aktuelle ramme indikerer at den ramme som ble mottatt i basestasjonen 400 var en portstyrt 1/8 takts ramme vil mønstergjenkjennelsesmidlene 714 tilveiebringe et signal til effektregulerings-kommandogeneratoren 716 for å sperre for innreguleringer av senderenergien ut fra de effektreguleringssifferestimater som ble mottatt for den resterende del av rammen.

I en bedret utførelse tilveiebringer midlene 714 et signal til generatoren 716 for å indikere at det aktuelle sett kommandoer ble generert basert på en slik portstyrt 1/8 takts ramme, og da sender generatoren 716 et signal til senderen 218 for å "gjøre om" økningen av senderenergi, resultatet av de estimater som ble generert basert på de portstyrte 1/8 takts deler av rammen.

I en alternativ utførelse sperres først generatoren 716, og først etter bestemmelse av at rammen som sifferestimatene ble basert på ikke er en 1/8 takts ramme vil generatoren 716 aktiveres på ny. I en tredje forbedret utførelse antas i prosessoren 710 at den ramme som estimatene ble basert på er en slik 1/8 ramme dersom den tidligere ramme som de tidligere estimater ble basert på også var det. Dette følger fra det faktum at pauser i talen vil finne sted i intervaller som varer lenger en varigheten av en enkelt ramme. Når en pause inntreffer i et talesamband, for eksempel ved at man lytter i stedet vil varigheten av en slik pause kunne vare over mange rammeintervaller, og sannsynligheten for at rammen er en 1/8 takts ramme vil derfor være vesentlig større dersom den tidligere ramme også var en slik 1/8 takts ramme. I denne utførelse sperres altså generatoren 716 innledningsvis, og først etter bestemmelsen av at den ramme som de aktuelle estimater for effektreguleirngssifferet som mottas i øyeblikket ikke er en 1/8 takts ramme vil generatoren startes opp på ny.

I en bedret utførelse vil takten for de rammer som sendes av den fjerntliggende stasjon gå til lagerelementet 712, og på denne måte vil denne fjerntliggende stasjon få informasjon om hvor mange flere effektreguleringssifre som skal forventes, basert på portstyrte rammer med takt 1/8, når de første slike rammer er identifisert.

Beskrivelsen ovenfor av foretrukne utførelser er utformet for å la fagfolk få innblikk i oppfinnelsen og forstå denne. Forskjellige modifikasjoner vil være åpenbare, og hovedprinsippene kan brukes for andre utførelser uten bruk av oppfinnerisk virksomhet. Således er oppfinnelsen ikke ment å være begrenset til de utførelser som er vist og beskrevet, men skal tildeles videst mulig dekning, idet begrensningen bare er fastlagt i patentkravene nedenfor.

Claims (7)

1. Fremgangsmåte for sendereffektregulering i et trådløst kommunikasjonsnett, av en fjerntliggende stasjon i nettet, i respons på mottatte effektreguleringskommandoer for regulering i lukket sløyfe, karakterisert ved: a) identifikasjon av de av disse kommandoer som er frembrakt basert på utfasede deler av et returkanalsignal, idet identifikasjonen utføres basert på et forhåndsbestemt mønster av disse kommandoer, og b) regulering av sendereffekten i respons på denne identifikasjon av disse bestemte kommandoer, idet identifikasjonen utføres ved å motta et gitt antall effektreguleringssifferestimater ved å anmode den fjerntliggende stasjon om å øke sendereffekten, der anmodningen er i form av et sett av de mottatte effektreguleringskommandoer for lukket sløyfe, nemlig kommandoer som utgjør vekslende effektreguleringskommandoer.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at identifikasjonen utføres ved å motta et gitt antall effektreguleringssifferestimater ved å anmode den fjerntliggende stasjon om å øke sendereffekten, idet anmodningen er i form av et sett av de mottatte effektreguleringskommandoer for lukket sløyfe, nemlig kommandoer som utgjør vekslende grupper av to effektreguleringskommandoer.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at identifikasjonen utføres ved å motta et gitt antall effektreguleringssifferestimater ved å anmode den fjerntliggende stasjon om å øke sendereffekten, idet anmodningen er i form av et sett av de mottatte effektreguleringskommandoer for lukket sløyfe, nemlig kommandoer som utgjør vekslende grupper av fire effektreguleringskommandoer.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at identifikasjonen utføres ved å motta et gitt antall effektreguleringssifferestimater ved å anmode den fjerntliggende stasjon om å øke sendereffekten, idet anmodningen er i form av et sett av de mottatte effektreguleringskommandoer for lukket sløyfe, nemlig kommandoer som utgjør vekslende grupper av åtte effektreguleringskommandoer.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at reguleringen av sendereffekt i samsvar med identifikasjonstrinnet omfatter sperring av reguleringen av effekten.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at regulering av sendereffekten i samsvar med identifikasjonstrinnet omfatter korreksjon av reguleringen av sendereffekt basert på antallet tidligere reguleringstrinn og i respons på de av de mottatte effektreguleringskommandoer for lukket sløyfe som er frembrakt basert på utfasede deler av et returkanalsignal.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at reguleringen av sendereffekt i samsvar med identifikasjonstrinnet omfatter omaktivering av innreguleringen av sendereffekt.