NO172417B - Mikroboelgeforsinkelseskrets - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en mikrobølgekrets av den art som angitt i innledningen til krav 1.

Fagmannen på området vil vite at det er fordelaktig med monolittisk teknologi på galliumarsenid (GaAs) for mikro-bølgeanvendelser.

Det er imidlertid et probieni med forsinkelseslinjer: For å tilveiebringe ekvivalenten til en transmisjonslinje i .ift med en lengde på omkring 1 cm og en impedans på 50 ohm ville det nødvendige arealet til GaAs være omkring 1 mm2 .

En slik forsinkelseslinje er ikke tilstrekkelig siden forholdet mellom det anvendte arealet til GaAs og lengden til den ekvivalente transmisjonslinjen i luft er svært høy. Disse teknologiske problemene gjør det vanskelig og dyrt å tilveiebringe en slik funksjon på et GaAs substrat.

US-patent nr. 2 702 372 samt JP patentpublikasjon

nr. 52-28839 viser forsinkelseslinjer som innbefatter minst ett to-portsnettverk av "M-utledet" seksjonstypen forbundet som et allpassfilter og med et faseforhold som er en lineær frekvensfunksjon av den art som angitt i innledningen til krav 1.

Formålet med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en forsinkelseskrets av den ovenfor nevnte art som løser ovenfornevnte problemer, og dette tilveiebringes ved hjelp av en krets av den innledningsvis nevnte art hvis karakte-ristiske trekk fremgår av krav 1. Ytterligere trekk ved oppfinnelsen fremgår av de øvrige uselvstendige kravene.

Foreliggende oppfinnelse tilveiebringer en mikrobølge-forsinkelseskrets. Ifølge en generell definisjon av oppfinnelsen innbefatter den i det minste et to-ports nettverk av "M-utledet" seksjonstypen, tilkoblet som et all-passfilter og med et faseforhold som er en lineær funksjon av frekvensen. Uttrykket "all-pass" anvendes her i forhold til mikrofrek-venser for å betegne et kretsvis passbånd strekker seg over minst omkring 10 gigahertz (GHz).

To-ports nettverket har nærmere bestemt samme speil impedans ved sitt innløp og sitt utløp, og impedansen er i det vesentlige lik 50 ohm.

Uttrykket "M-utledet seksjon" er anvendt her som å betegne en broført T-seksjon som definert ovenfor, og enhver elektrisk ekvivalent dertil.

For å ha et faseforhold som er lineært som en funksjon av frekvensen må i praksis kvotienten til den felles induktansen M delt av summen av induktansen L og fellesinduktansen M ligge mellom + 0,2 og + 0,4, og ligger fortrinnsvis mellom omkring + 0,27 og + 0,34.

Fortrinnsvis ligger nevnte forhold mellom + 0,30 og + 0,33.

Kretsen ifølge foreliggende oppfinnelse kan anvendes for å danne transmisjonslinjer som er programmerbare i lengden. Ifølge et ytterligere karakteristisk trekk ved oppfinnelsen er to-portnettverket montert for å kunne kobles parallelt med en direkte bane som i hovedsaken utgjør en kortslutning.

I praksis er kretsen ifølge oppfinnelsen utført i monolittisk teknologi på galliumarsenidsubstrat.

Når sammenlignet med konvensjonelle (50 ohm) transmisjonslinjer fremstilt på et GaAs substrat har denne spesielle avsetningen av vesentlige komponentdeler til en krets i samsvar med oppfinnelsen fordelen med at den reduserer en faktor omkring ti forholdet mellom det nødvendige GaAs arealet for å fremstille en slik transmisjonslinje og lengden til de ekvivalente transmisjonslinjer i luft.

Ifølge et annet karakteristisk trekk ved kretsen ifølge oppfinnelsen innbefattet den flere seksjoner fordelt rundt et felles jordplan og forbundet i serie.

Dette gjør det mulig å tilveiebringe transmisjonslinjer med større lengde.

I det påfølgende skal oppfinnelsen beskrives nærmere ved hjelp av eksempler med henvisning til medfølgende tegninger, hvor: Fig. 1 viser et diagram av en element-M-utledet seksjon som er avsluttet ved sin innløps- og utløpsende på sin speilimpedans og som kan nyttes i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 2 viser elementseksjonen på fig. 1 ved hvilken en seriekondensator er blitt tillagt og er anvendbar i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 3 og 4 viser to diagrammer av forskjellige ekvivalenter til seksjonen på fig. 2. Fig. 5 viser en kurve over variasjonen av en variabel som er proporsjonal med forsinkelsen frembrakt av kretsen opptegnet som en funksjon av en annen variabel som er proporsjonal med frekvensen, for forskjellige verdier til en variabel som er proporsjonal med kvotientene til felles induktans (M) delt med summen av felles induktans (M) og induktansen (L). Fig. 6 viser en kurve over forsinkelsesvariasjonen til kretsen som en funksjon av frekvensen på forskjellige verdier til to ganger summen av induktansen (L) og den felles induktansen (M). Fig. 7 viser et planriss av strukturen til en krets i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 8 viser et snitt gjennom strukturen til en av induktorene til en seksjon. Fig. 9 viser et snitt gjennom metall-isolator-metallstrukturen til en kondensator. Fig. 10 viser et snitt gjennom jordplanstrukturen til en seksjon. Fig. 11 viser en kurve over variasjonen i tap (både transmi-sjonstap og refleksjonstap) som en funksjon av frekvensen til en krets i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 12 viser en kurve over variasjon i faseforskyvningen til en krets i samsvar med oppfinnelsen som en funksjon av frekvensen. Fig. 13 viser en spesiell avsetning av ni seksjoner fordelt rundt et felles jordplan i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 14 viser et diagram over koblinger som kan bli anvendt på en transmisjonslinje av programmerbar lengde i samsvar med oppfinnelsen.

På fig. 1 betegner henvisningstallet 2 et to-ports nettverk av M-utledet seksjonstype. Seksjonen 2 er i form av en T og innbefatter en kondensator som definerer stammen til T'en sammen med to induktorer L som har samme induktans og forbundet i serie for å danne armene til T'en. De to induktorene L har en felles induktans lik M.

Når flere seksjoner 2 er satt sammen i kaskade for å danne 50 ohms transmisjonslinjer, er hver seksjon avsluttet både ved sin innløpsende og sin utløpsende ved hjelp av sin egen speilimpedans We og Ws henholdsvis.

En speilimpedans er en impedans som blir anvendt som en avslutningslast, f.eks. ved utløpet til to-portnettverk for å tilveiebringe samme impedans ved innløpet til nettverket.

Oppstrøms-(innløp) og nedstrøms-(utløp) avslutninger på speilimpedansene for seksjon 2 tjener således til å tilveiebringe en innløps-utløpsimpedanstilpasning.

På fig. 2 har to-portnettverket 4 samme komponenter som seksjon 2 beskrevet med henvisning til fig. 1, sammen med en ytterligere seriekapasitans C]_. Seriekapasitansen C^ er brokoblet over de to induktansene L.

På fig. 3 betegner henvisningstallet 6 et to-ports nettverk som er ekvivalent, men forskjellig fra to-portsnettverket på fig. 2.

Seksjon 6 innbefatter to induktorer som sammen gir en serieinduktans som er ekvivalent med , en seriekapasitans ekvivalent med C^ er brokoblet over de to induktorene som gir den ekvivalente serieinduktansen for , idet der også er en ekvivalent parallellkapasitans C2 og en ekvivalent parallell-induktans L2. De to induktorene som har en ekvivalent serieinduktans L^ har en felles induktans M, som også definerer ekvivalentparallellinduktansen L2. Fellesinduktansen M mellom to induktorer som gir ekvivalent serieinduktans er derfor lik i absolutt verdi med den ekvivalente parallellinduktansen L2.

På fig. 4 betegner henvisningstallet 8 et to-portsnettverk med samme komponenter som to-portnettverket 6 beskrevet med henvisning til fig. 3, men ved en annen anbringelse.

To-portsnettverket 8 innbefatter:

To gjennomgående seriegrener Za som hver innbefatter en parallell forbindelse av en induktans lik en-halv av ekvivalentserieinduktansen L^ og en kapasitans lik to ganger ekvivalentseriekapasitansen , og

to kryssede seriegrener Z^ som hver innbefatter en serie-forbindelse av en induktans lik summen av en halvdel av den ekvivalente serieinduktansen L^ og to ganger den ekvivalente parallellinduktansen L2, sammen med en kapasitans lik en halvdel av ekvivalentparallellkapasitansen C2.

En slik seksjon 8 gir et all-passfilter som har et faseforhold som er lineært som en funksjon av frekvensen som gjør at den tilfredsstiller forholdet:

når avsluttet på sin spei1impedans, dvs. Za x Z^ = 50 ohm.

Seksjon 8 kan imidlertid ikke bli gjort i praksis ved å anvende passive, lineære komponenter. Den vesentlige karakteristikken ved oppfinnelsen er å overføre forholdet til seksjon 8 til ekvivalentseksjonen 4 hvis komponenter kan realiseres i praksis og å utnytte faseforholdet med seksjon 4 hvis variasjon som en funksjon av frekvensen viser en lineær egenskap slik at den lineære egenskapen kan bli anvendt for å danne transmisjonslinjer for mikrobølgeanalogsignaler ved frekvenser på omkring f.eks. 2 GHz til 20 GHz.

For seksjon 4 blir forholdet som skal bli tilfredsstillet som følgende:

hvor Li = 2(L + M) og L2 = -M.

Faseforskyvningen D til signalet mellom innløps- og utløps-seksjonen 4 beskrevet med henvisning til fig. 2 tilfredsstiller dette uttrykket:

hvor u = -2M/(L + M) og xk = 2nf v/(L + M) • C2

og f er frekvensen til de sendte signalene.

Undersøkelse av variasjonen i faseforskyvningen som en funksjon av frekvensen gjør det mulig å etablere et faseforhold (lov) som er en lineær funksjon av frekvensen i en seksjon i samsvar med oppfinnelsen.

Fig. 5 viser variasjoner av en variabel som er proporsjonal med seksjonsforsinkelsen som en funksjon av en variabel som er proporsjonal med frekvensen. Disse variasjonene er gitt for flere forskjellige verdier til en variabel u som er proporsjonal med kvotienten til den felles induktansen M delt med summen av induktansen L og den felles induktansen M.

Forholdet d©/dxk (som er proporsjonalt med dG/dw, hvor w er vinkelfrekvensen til det sendte signalet, og som er følgelig proporsjonal med forsinkelsen D) er opptegnet langs Y-aksen.

Uttrykket xk som er proporsjonalt med frekvensen er opptegnet langs X-aksen.

Det skal bemerkes at for u som ligger mellom -0,6 og -0,65 er variasjonen til dG/dxk konstant og opp til en verdi for xk lik 1.

Variasjonen i faseforskyvningen er således konstant opp til xk = 1, dvs. opp til en sperrefrekvens wc for hvilken:

Fig. 6 viser variasjoner i forsinkelsen D som en funksjon av frekvensen. Denne variasjonen er gitt for forskjellige verdier for L^ ved u = -0,65.

Forsinkelsen D er opptegnet på Y-aksen i picosekunder og frekvensen er opptegnet langs X-aksen i gigahertz.

Det skal bemerkes at for en ekvivalent serieinduktans L^ som ligger mellom 0,25 og 0,5 nanohenry (nH) er variasjonen i forsinkelsen D som en funksjon av frekvensen konstant over frekvensområdet 2 GHz til 20 GHz.

Ut fra resultatet til kurvene vist på fig. 5 og 6 etableres et lineært faseforhold som en funksjon av frekvensen

(u = -0,65, Li = 2(L + M) = 0,35 nanohenry (nH), frekvens 2 GHz til 22 GHz). Dette f asef orholdet, som er en funksjon av frekvensen, gjør det mulig å bruke fig. 2, seksjon 4, for dannelse av et bredbåndet all-passfilter.

Fig. 7 viser strukturen til seksjon 4 som beskrevet med henvisning til fig. 2.

Her er vist et innløp 10 og et utløp 12 ved en avstand fra hverandre. Ved innløpet 10 og utløpet 12 er en spiral 14 som strekker seg spesielt og fortrinnsvis over en og tre fjerdedel av en vinding. Den ytre vindingen 16 til spiralen 14 strekker seg fra innløpet 10 til et midtpunkt 22 og utgjør den første induktor L som danner en av armene til T'en til den brokoblede T-seksjonen 4.

Den indre vindingen 18 til spiralen 14 strekker seg fra midtpunktet 22 til utløpet 12 og utgjør den andre induktoren L som danner den andre armen til T til den brokoblede T-seksjonen 4.

De to vindingene 16 og 18 har felles induktans M.

For å tilveiebringe et lineært faseforhold er fortrinnsvis størrelsen på de to vindingene 16 og 18 slik at forholdet u som er lik minus to ganger kvotienten til fellesinduktansen M delt med summen av induktansen L og f ellesinduktansen M lik-0,65. Med andre ord er størrelsen på de to viklingene 16 og 18 slik at kvotienten til den felles induktansen M delt med summen av induktansen L og den felles induktansen M er lik omkring +0,325.

Spiralen 14 er forbundet parallelt med en kondensator 20 av metall-isolator-metallstruktur som beskrevet nedenfor. Kondensatoren 20 består av ekvivalentseriekapasitansen C^ til kretsen i samsvar med oppfinnelsen.

Midtpunktet 22 til spiralen 14 er forbundet via en annen kondensator 24 til metall-isolator-metallstrukturen som beskrevet nedenfor med en jordplate 26.

Kondensatoren 24 utgjør ekvivalentparallellkapasitansen C2 til kretsen i samsvar med oppfinnelsen.

Bredden til både innløpet 10 og utløpet 12 er fortrinnsvis omkring 180 jjm og spiralen og jordplanlengden er omkring 360 jjm. Strukturen til denne seksjonen opptar derfor et GaAs-areal på omkring 0,06 mm<2> for en ekvivalent luftmengde på omkring 6 mm.

Ekvivalentserieinduktansen L^ som er lik 2(L + M) har en verdi på omkring 0,35 nH.

Fig. 8 viser et tverrsnitt gjennom vindingen 16 til spiralen 14.

Strukturen til vindingen 16 består f.eks. av et første sjikt 101 med GaAs med en tykkelse på omkring 100 \ im. Et annet sjikt 102 av f.eks. silisiumnitrid (Si3N4) er avsatt til en tykkelse på omkring 0,65 jjm på det første sjiktet 101. Et toppmetallsjikt 104 dekker f.eks. sjiktet 102.

Tykkelsen på metallsj iktet 104 er på omkring 1 til 2,5 jjm.

Fig. 9 viser strukturen til serieekvivalentkapasitansen Cj_.

Metall-isolator-metallstrukturen til kondensatoren 20 er som følgende: Et første eller "bunn" metallsjikt 106 er avsatt på det første sjiktet 101 til GaAs-substratet. Materialet som utgjør metallsjiktet 106 kan f. eks. være gull og er omkring 1 pm tykt. Enheten som utgjør sjiktene 101 og 106 er dekket av et sjikt 102 med dielektrikum slik som 813X4. Et hulrom er gjort i sjiktet 102 for å tilveiebringe en såkalt "top via" overføring T. Et "top" sjikt med metall 104 dekker til slutt enheten som utgjør sjiktene 101, 106 og 102 og også fyller denne hule T'en. Overførings-T'en tjener til å forbinde "top" metallet med "bunn" metallet.

Sjiktet 104 er ikke jevnt siden det er avbrutt for å definere en sone C hvor sjiktet 102 ikke er dekket av sjiktet 104.

Den første platen til kondensatoren 20 er definert av sjiktet 104 og dens andre plate er definert av sjiktet 106. Den dielektriske delen til kapasitansen C^ er definert av sjiktet 102.

Kapasitansen C^ er proporsjonal med den dielektriske konstanten til sjiktet 102 og med arealet som er laglagt mellom to metallsjikt 104 og 106 og er inverst proporsjonal med tykkelsen på sjiktet Sis^.

Sjiktene 106, 102 og 104 er avsatt ved hjelp av teknikker som er velkjente for fagmannen på området, f.eks. ved kjemisk dampfaseavsetning. Formen på sjiktet 104 blir tilveiebrakt ved teknikker som er velkjente for fagmannen, f.eks. ved fotolitografisk teknikk som anvender masker og etsing. Sjiktet 106 som utgjør bunnmetallet er vist skyggelagt på fig. 7.

Fig. 10 viser seksjonsstrukturen til jordingsplanet 26. Kondensatoren 24 anordnet mellom midtpunktet 22 og jordingsplanet 26 er representert av enhetene G og H. Kondensatoren C2 har samme struktur som kondensatoren , dvs. en metall-isolator-metallstruktur. Den første platen til kondensatoren C2 er definert av sjiktet 104, mens den andre platen til kondensatoren C2 er definert av sjiktet 106. Sjiktet 102 definerer den dielektriske delen av kondensatoren 24.

Jordplanet representert av enheten D og E strekker seg til kondensatoren 24. Jordplanet 26 innbefatter et bunnmetall-sjikt 106 på et sjikt 101 til GaÅs-substratet. Sjiktet 106 strekker seg over hele lengden til jordplanet 26. Et hull 28 er gjort gjennom sjiktet 101 etter at alle de øvre sjiktene har blitt avsatt. Et sjikt 108 av metall ble til slutt avsatt på sjiktet 101 og fyller hullet 28 slik at jorden på bunnplanet til kretsen når topplanet.

Fig. 11 viser seksjonstap som en funksjon av frekvensen.

Tapet er opptegnet i decibel (dB) langs Y-aksen og frekvensen i GHz er opptegnet langs X-aksen. Tapene er på grunn av dårlig speilimpedanstilpasning og på grunn av materialresi-stansen fra hvilken induktoren er fremstilt. Dette resultatet er svært nyttig for å tilveiebringe seksjonens lineære faseforhold. Denne simuleringen ble utført på en seksjon hvis kondensator hadde følgende kapasitanser: C2 = 440 IO-<15> F og Ci = 40 10~<15> F og med et 15 pm gap mellom første vinding 16 og andre vinding 18.

Det skal bemerkes at der er mindre enn 1 dB ved trans-misjonstap opp til 22 GHz, dvs. at det virkelig er tilveiebrakt en all-passfilterfunksjon.

Fig. 12 viser endringen i faseforskyvning gjennom seksjonen som en funksjon av frekvensen.

Faseforskyvning er opptegnet i grader langs Y-aksen og frekvensen er opptegnet i GHz langs X-aksen. Over frekvensområdet 2 GHz til 22 GHz varierer den ekvivalente lengden i luft fra 6,3 mm til 6,5 mm. Denne kurven indikerer at faseforholdet er virkelig lineært. Ved hjelp av oppfinnelsen kan et GaAs-areal på 0,1 mm<2> tilveiebringe en transmisjonslinje ekvivalent med en linje i luft som har en lengde i størrelsesorden 1 cm, og det spares derved en svært stor del av rom på opptil omkring 10 ganger sammenlignet med kon-vensjonelt utførte transmisjonslinjer.

Fig. 13 viser en kaskade av flere seksjoner 4 av typen beskrevet med henvisning til fig. 7. Denne kaskaden er gjort mulig ved hjelp av speilimpedanstilpasning. Fig. 13 viser ni seksjoner 4 forbundet i serie. Disse seksjonene 4 er fordelt rundt et felles jordplan 26. Avsetning av ni seksjoner 4 opptar et totalareal på 800 x 600 pm. En slik avsetning av ni seksjoner 4 gjør det mulig å tilveiebringe en transmisjonslinje hvis ekvivalente lengde i luft er 5 cm. Avsetningsplanet med ni seksjoner tilveiebringes ved å bruke datamaskinhjulpet konstruksjonsverktøy (CAD).

På fig. 14 viser henvisningstallet 30 flere seksjoner 4 forbundet i serie som beskrevet med henvisning til fig. 13, som derved definerer en del av forsinkelseslinjen hvis lengde er proporsjonal med antall seksjoner 4. Seksjonene 4 er koblet ved hjelp av felteffekttransistorer. Dette antallet 30 med forsinkelseslinjer er forbundet via transistorene 32 og 34 med innløpet E til forsinkelseslinjen som et hele og via transistoren 36 og 38 med utløpet S til forsinkelseslinjen som et hele. Transistoren 32 og 38 er serieforbundet, dvs. deres kilder er forbundet méd deres sluker under styring av portene som mottar en spenning V for å styre transistorkoblingen. Når spenningen V tilføres porten til en transistor, f.eks. er lik -9 volt, er transistoren ekvivalent med en kapasitans CQff, som betyr at transistoren er i sin av-tilstand, mens derimot når spenningen V tilføres porten av transistoren er lik 0 volt, blir transistoren ekvivalent med en motstand Ron, dvs. transistoren er i sin ledende tilstand.

Transistoren 34 og 36 er parallell-forbundet, dvs. deres kilder eller deres sluker er forbundet med jord. Deres porter mottar en spenning V som styrer transistorkoblingen. Når spenningen V tilført porten til en av disse transistorene er lik -9 volt, er således transistoren ekvivalent med sin kapasitans CQff, som derved setter transistoren i sin av-tilstand, mens når spenningen er lik 0 volt blir transistoren ekvivalent med resistansen Eon, som derved setter transistoren i en på-tilstand.

Når transistorene 32 og 34 er på og transistorene 36, 38 og 40 er av, går transmisjonssignalet fra innløpet E til forsinkelseslinjen via samlingen 30 med seksjoner 4 og når således utløpet S til forsinkelseslinjen. Når transistorene 36, 38 og 40 er på mens transistorene 32 og 34 er av, går transmisjonssignalet derimot fra innløpet E via på-transistoren 40 til utløpet S til forsinkelseslinjen (uten å passere gjennom samlingen 30).

Claims (9)

1. Mikrobølgeforsinkelseskrets, innbefattende minst ett to-portsnettverk av "M-utledet" seksjonstypen forbundet som et all-passfilter og med et faseforhold som er en lineær frekvensfunksjon, idet to-portsnettverket består av en brokoblet T-seksjon, karakterisert ved at den innbefatter to induktorer med samme induktans L forbundet i serie for å danne de to armene til T'en og med en felles induktans M, en kondensator som definerer stammen til T'en og har en kapasitans C2f og en annen kondensator som utgjør broen og har en kapasitans , og at strukturplanet innbefatter i det minste en elementseksjon som mellom et innløp og et utløp, som er anbrakt ved en avstand derfra, er dannet av en spiral forbundet parallelt med en kondensator av metall-isolator-metallstruktur med midtpunktet til spiralen forbundet via en annen kondensator til metallisolator-metallstrukturen med et jordplan.

2. Krets ifølge krav 1, karakterisert ved at to-portsnettverket har samme speilimpedans som sitt innløp og ved sitt utløp og at impedansen er i det vesentlige lik 50 ohm.

3. Krets ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at to-portsnettverket tilfredsstiller i hovedsaken forholdet:

4. Krets ifølge krav 1, karakterisert ved at kvotienten til fellesinduktansen M delt med summen av induktansen L og fellesinduktansen M ligger mellom +0,2 og +0,4 og ligger fortrinnsvis mellom omkring +0,27 og +0,34.

5. Krets ifølge krav 4, karakterisert ved at kvotienten ligger mellom +0,30 og +0,33.

6. Krets ifølge krav 1, karakterisert ved at to-portsnettverket er montert for å bli koblbart parallelt med en rett bane som i det vesentlige utgjør en kortslutning.

7. Krets ifølge krav 1, karakterisert ved at den blir fremstilt ved å anvende monolittisk teknologi på et galliumarsenidsubstrat.

8. Krets ifølge krav 1, karakterisert ved at spiralen strekker seg over en og tre fjerdedels vinding.

9. Krets ifølge krav 1, karakterisert ved at den innbefatter flere seksjoner fordelt rundt et felles jordplan og forbundet i serie.