NO162049B - Stroemforsyning. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår strømforsyning med en effekttransistor som angitt i innledningen til krav 1.

Spenningsregulerende strømforsyninger genererer en eller flere utgangslikestrømsspenninger for en gitt last

innenfor bestemte grenser. Strømforsyninger av typen enkle resistive serier og/eller shunt-regulerende ble ofte benyttet ved svært ineffektive reguleringsteknikker. Inntil

"low forward drop transistors" for høye strømmer ble tilgjengelig, ble disse serier eller shunt-resistive regu-leringssystemene i alminnelig anvendt opptil energinivåer på 1000 W.

For å forbedre strømforsyningenes virkningsgrad ble strøm-forsyninger j.v brytermodustypen utviklet. Strømforsyninger av bryterregulatortypen oppnår f.eks. høyere virkningsgrader ved å inkorporere de svært virksomme bryteranordningene for periodisk å kople inngangsenergi til et midlertid reak-tivt lagringselement som igjen tilveiebringer relativt konstant energi til en systembelastning. I stedet for å ab-sorbere spenningsforskjellen mellom inngangen og den ønskede utgangen med et energispredningselement, er lavimpedans-transistorbryteren brakt til å åpne og lukke periodisk mellom inngang og utgang. Bryterutgangen varierer mellom tilnærmet 0 volt og inngangsspenningen. Det reaktive energilagrings-elementet tilveiebringer gjennomsnittet eller likestrøms-verdien for denne inngangen.

En likestørm/likestrømsomformer virker som en likestrøms-transformator for effektivt å tilveiebringe en endring fra et likestrømsspenningsnivå til et annet. Denne omformingen blir i alminnelighet tilveiebrakt ved å benytte effekt-transistorer i brytermodus for å omforme inngangslike-spenningen til en vekselstrømtirkantbølge og så omforme denne firkantbølgen til en høyere eller lavere spennings-amplitude via en transformering ved hjelp av en effekt-transformator. Transformatorens utgangsfirkantbølge blir så likerettet og filtrert for å frembringe et nytt like-strømsspenningsnivå som vanligvis har en høyere eller lavere spenning eller en annen jordreferanse enn inngangslikespen-ningen.

Følgende patenter beskriver tidligere kjente regulerings-systemer: US patentene nr. 3.040.183 (fig. 1), nr. 3.076.135 (fig. 1), nr. 3.174.094 (fig. 1), nr. 3.569.818 (fig. 1) og nr. 4.069.449 (fig. 1).

Se også "Switching and Linearly Powe Supply, Power Converter Design" av Abraham I. Pressman, utgitt av Hayden Book Company, 1977, s. 321-325.

For både bryterregulatorer og likestrøm/likestrømsomformere må effekttransistorbryteren ha en basisdrivkrets for å tilveiebringe bestemte PÅ- og AV-koplingsbølgeformer som krevd av brytertransistorspesifikasjonene. Bipolare brytertransis-torspesifikasjoner krever tre viktige karakteristikker for denne basisdrivkretsen. 1) Stabil tilstand for (likestrøm) PÅ-basisstrømmen skulle være adekvat for å holde transistoren i sterk metting for den høyeste stabile tilstanden for kollektorstrøm-belastningen. Denne basisdrivstrømmen skulle imidlertid ikke øke til over verdiene for de verste tilfellene. 2) Ved innkoplingsøyeblikket skulle basisdrivstrømmen være mye høyere enn den stabile tilstandsverdien, dvs. en basisstrømtoppuls er nødvendig. Basisstrømtopp-pulsen varer i alminnelighet for et par sekunder og tilveiebringer nødvendig kollektorstrøm for å lade kollektorkretskapasitansen og andre transiente kollek-torbelastninger. For brytertransistorene er forholdet mellom basisstrømmen og kollektorstrømmen gitt ved følgende formel:

hvor I er kollektorstrømmen,

c

Bs er mettet ø, og

I_ er basisledestrømmen.

ri

3) Ved øyeblikket for utkopling skulle brytertransistor-basis til emitterspenningen vende polariteten med flere volt for å oppnå den av fremstilleren av transistoren garanterte minimumsbrytertid.

Mens høy stabil tilstandsbasisdrift er i almin nelighet lett

å tilveiebringe oppnår ikke de tidligere enkleste likestrøms-basisdrivsystemene basisstrømtoppen eller den nødvendige basis til >_mitterdrivsperrespenning for optimal bryter-transistordrift. Etablering av slik basisstrømtopp og sperre-basisdrivstrøm er forholdsvis dyr med hensyn til komponenter og krever stort rom enn tidligere kjente teknikker.

En tidligere kjent teknikk for å tilveiebringe basissperre-drivstrøm benytter en koplingstransformator i basisdrivkretsen med en slik lav magnetiseringsinduktans at dens kjerne absorberer adekvat energi fra drivkilden i løpet av PÅ-tiden og anvender den i løpet av AV-tiden for å tilveiebringe basissperredrivstrøm for hurtig utkopling.

Basissperredrivstrøm gjennom transformatorkopling har flere ulemper. Koplingstransformatorer arbeider f.eks. best når de blir tilført firkantbølge eller sinusbølgeinngangssignaler med en jevn arbeidsperiode. Tilbakestilling av kjernen med ikke-symmetrisk bølgeform krever mer komplisert teknikk. Selv om ikke-symmetriske bølgeformer er sannsynlig ved bryterregulatorer hvor perioden til basisdrivsignalet kan variere avhengig av den ikke-regulerte inngangsspenningen og belastningsspenningen.

En andre ulempe ved basissperredrift gjennom transformatorkopling er at et stabilt tilstands(likestrøm) PÅ- eller

AV-basisdrivsignal ikke kan bli tilført brytertransistoren gjennom koplingstransformatoren uten bruk av kompliserte 2-fasesystemer. Denne ulempen er spesielt uønsket ved en spenningsregulator idet der er situasjoner hvor det kan være nødvendig å ha en brytertransistor i dens PÅ-tilstand for en vesentlig tidsperiode eller i dens AV-tilstand for en vesentlig tidsperiode.

En tredje ulempe ved transformatorer som basissperredriv-mekanisme er at transformatorene er kundekomponenter som er dyre å spesifisere, konstruere og fremstille.

Foreliggende oppfinnelse overvinner i hovedsaken ulempene ved tidligere kjente anordninger ved hjelp av en strømfor-syning av den innledningsvis nevnte art hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1. Ytterligere trekk ved oppfinnelsen fremgår av de øvrige kravene.

Oppfinnelsen skal nå beskrives nærmere under henvisning til tegningene, hvor: Fig. 1 viser et skjematisk diagram av en første utTørelses-form av foreliggende oppfinnelse. Fig. 2 viser et skjematisk diagram av en andre utførelses-form av foreliggende oppfinnelse. Fig. 3 viser et skjematisk diagram av en tredje utførelses-form av foreliggende oppfinnelse. Fig. 4 viser et skjematisk diagram av en fjerde utførelses-form av foreliggende oppfinnelse. Fig. 1 til 4 viser variasjoner ved forbedret basisdrivkrets ifølge foreliggende oppfinnelse. Som beskrevet nærmere nedenfor innbefatter hver utførelsesform en første bryter som tilfører lededrivstrøm til brytertransistorens basis og en andre bryter som tilfører basissperredrivstrøm til brytertransistoren. De fleste utførelsesformene har også strøm-reguleringskrets for å gjøre virkningene av variasjonene i linjespenningen og andre toleranser til et minimum.

På fig. 1 er den forbedrede effektbryterdrivkretsen ifølge foreliggende oppfinnelse vist med henvisningstallet 10 i en krets som innbefatter en effektbrytertransistor Q9 av Darlington-typen, hvis emitter er forbundet med en uregulert linjebpenning VL. En motstand R9 er koplet inn mellom transistorens Q9 basis og forsyningslinjespenningen VT Li. Motstnaden R9 i parallell med motstandene R12 pluss R13 tilveiebringer en stabil AV-forspenningstilstand for transistoren Q9. Utgangen til brytertransistoren Q9 er ved forbindelsen mellom en diode CR9 og induktor L9. Induktoren L9 integrerer utgangen til brytertransistoren Q9. Dioden CR9 virker som en tilbakeløpsdiode og sørger for en lede-bane for induktoren L9 når transistoren Q9 sperres. En kondensator CL og en belastningsmotstand R^ er koplet mellom induktoren L9 og jord. Kondensatoren CL sørger for høyfrekvensavkopling mellom lasten R^ og induktoren L9.

Spenningsavfølingskretsen 16 og komparatoren 18 er vist i blokkdiagramform for å betone at disse kretsene i alminnelighet kan være anordnet i en strømforsyning av bryterregulatortypen og er ikke en del av oppfinnelsen. Disse kretsene er av velkjent type for fagmannen på området. Enkelhetene ved disse er ikke nødvendig for å forestå foreliggende oppfinnelse .

Når denne avfølte utgangsspenningen fra spenningsavfølings-kretsen 16 overskrider komparatorreferansespenningen ^ refr blir utgangen fra komparatoren 18 lav og slår PÅ FET transistoren 03. Transistorens Q3 er forbundet med transistorens Q2 emitter over motstanden R2 og R3. Transistorens Q2 basis er for-spent med +5V via motstanden RIO ved hjelp av en uavhengig strømforsyning, ikke vist. En kondensator C9 shunter uønskede vekselstrømsignaler fra transistorens Q2 basis til jord.

Mellom transistorene Q2 og Q3 er forbundet motstandene R2

og R3 med kondensatoren C2 parallelt med motstanden R3. Transistorens Q2 kollektor er knyttet til transistorens Q9 basis gjennom en zener-diode CRl og en andre diode CR2.

En kondensator Cl er forbundet parallelt med zener-dioden CRl.

Oppfinnelsen innbefatter en tredje transistor Ql for til-veiebringelse av et revers basisdrev for transistoren Q9 . Ved utførelsesformen på fig. 1 er transistoren Ql en FET med dens sluk forbundet med den uregulerte linjespenningen VT, dens kilde forbundet med knutepunktet til kondensatoren Cl, zener-dioden CRl og dioden CR2 og dens styreelektrode er forbundet med transistorens Ql kollektor og forbindelsen mellom transistorens Q9 basis, kondensatoren Cl og zener-dioden CRl.

Når linjespenningen V^ er tilstede, blir +5 volt regulert strømforsyning tilveiebrakt som aktiverer transistoren Q2. Under antagelse av at transistoren Q9 til å begynne med er

i AV-tilstanden, er dens utgang lav. Der vil ikke være noen strøm som flyter gjennom induktoren L9 og ikke noe spenningsfall over lastmotstanden RI. Spenningsavfølingskret-sens 16 utgang vil være under VREF slik at komparator-utgangen vil være høy. Den høye utgangen gjør at transistoren Q3 leder, som igjen gjør transistoren Q2 ledende, diodene CRl og CR2 og transistoren Q9. Til å begynne med er således en strømbane tilveiebrakt mellom transistorens Q9 basis og jord gjennom diodene CRl og CR2, transistoren Q2, motstan-

den R2, kondensatoren C2 og transistoren Q3. Når kondensatoren C2 er fullstendig oppladet, er strømbanen gjennom motstanden R2 og R3 i serie i stedet for gjennom motstanden R2 alene.

Kondensatoren C2 tilveiebringer transistorens Q2 basisstrøm-topp for en hurtig innkopling. Motstanden R2 tjener til å begrense transistorens Q9 basislededrivtoppstrøm i løpet av begynnelsesinnkoplingen. Kondensatoren C2 og motstanden R2 og R3 tilveiebringer forholdet to til en for transistoren Q9's basisstrøm-topp ved at startstrømmen gjennom motstanden R2 er to ganger stabiltilstandsstrømmen gjennom motstanden R2 for komponent-verdiene gitt i tabell I.

Ved innkoplingsøyeblikket av transistoren Q9 er dens basis-strøm etablert ved hjelp av motstanden R2. Transistorens Q9 startbasisstrøm er tilnærmet:

Etter at kondensatoren C2 er fullstendig ladet, er transistorens Q9 basisstrøm tilnærmet:

For den foretrukne utførelsesformen med komponentene i tabell I, pulser transistorens Q9 basisstrøm til omkring to ganger dens stabile tilsbandsverdi og denne toppen varer omkring 2 mikrosekunder.

Denne toppulsen tillater den hurtigste innkoplingen av transistoren Q9 i løpet av overgangsperioden, mens basis-drivstrømmen minimaliseres i løpet av stabiltilstands-betingelsene til et strømnivå adekvat til å holde effekt-brytertransistoren Q9 i den mettede PÅ-tilstanden.

Innkoplingstoppulsen overlagret regulatorens innkoplings-stabile tilstandsstrøm er generelt en foretrukket karakte-ristikk. Denne transistorens Q9 basisstrømtoppuls hjelper til å lade ut kretskapasitansen ved transistorens Q9 kollektor. Også denne transistorens Q9 basisstrømtoppuls sørger for nødvendig øket basisdrivstrøm nødvendig for hurtig fjerning av den lagrede gjenvinningsladningen til dioden CR9. Dersom dioden CR9 er en hurtig gjenvinnings-diode, er 2 mikrosekundsperioden mer enn adekvat.

I løpet av transistorens Q9 PÅ-tilstand, holder spenningsfallet over dioden CR2 transistoren Ql sperret. Det skal bemerkes at i løpet av denne transistors Ql AV-tilstand,

er ikke strømmen gjennom motstanden R9 bortkastet på grunn av at den hjelper til å holde transistoren Q9 ledende,

dvs. i PÅ-tilstand.

Med ledebasisdriften tilført transistoren Q9 slås transistoren Q9 på, og utgangen ved VQ begynner å stige. Når den når den forutbestemte terskelen, blir komparatoren 18 lav som slår transistoren Q3 av. AV-tilstanden til transistoren Q3 slår av transistoren Q2 og dioden Cr2. Når dioden CR2 sperrer, dvs. går av, blir transistoren Ql ledende.

Transistoren Ql er en "boot strapped"-spenningsfølger.

Det skal bemerkes at motstanden RI er forbundet med kondensatoren Cl slik at spenningen over motstanden RI forblir konstant når transistoren Ql går inn i metning, dvs. "boot strapping". Denne "boot strapped"-forbindelsen tillater at transistoren Ql tilfører høytoppsstrømmer ved minimal spenningsfall. Nesten all spenningen over kondensatoren Cl er derfor tilgjengelig som en forspenningssperrepuls

til transistoren Q9. Dersom zener-dioden CRl er f.eks.

en 4,3 volts zener-diode, så vil transistoren Q9 være sperreforspent ved nesten 4 volt. En 4 volts sperrefor-spenning er anbefalt ved transistoren Q9 av transistor-fremstilleren MOTOROLA (2N6287) for å sikre den anbefalte AV-bryterkarakteristikken.

Transistoren Q9 revers forspennes således uten bruk av en basisdrivtransformator.

Siden det ikke er noen likestrømsbane for transistoren Ql gjennom emitterbasisforbindelsen til transistoren Q9, kan ikke transistoren Ql tilveiebringe et stabilt AV-tilstands-signal for brytertransistoren Q9. Den .stabile AV-tilstands-drivstrømmen for transistoren Q9 blir tilveiebrakt ved nivå-hevemotstanden R9 parallelt med motstanden R12 og R13.

Da transistoren Q9 sperres, begynner utgangen ved VQ å gå nedover inntil den er under terskelen, hvorved transistoren Q9 igjen blir ledende for å reaktivere transistoren Q3.

I løpet a» AV-tilstanden blir kondensatoren C2 ladet på nytt gjennom motstanden R3. Når transistoren Q3 blir ledende, blir kondensatoren Cl ladet ved hjelp av strømmen fra transistoren Q2.

Tabellen I nedenfor viser typiske spesifikasjoner for utførelsesformen på fig. 1.

Halvlederkretskomponenter for foreliggende oppfinnelse er lagervare fra slike fremstillere som MOTOROLA Inc. og Siliconics Inc. En fagmann på området vil vite at VMOS

FET transistor Ql (fig. 1) til foreliggende oppfinnelse

fra Siliconics kan bli erstattet av andre bryterinnretninger, f.eks. en bipolar brytertransistor (2N5682) eller silisium-styrt likeretter (2N2324).

Fig. 2 viser en lavlinjespenningsvariasjon av utførelses-formen på fig. 1. Felteffekttransistoren Ql på fig. 1 er blitt erstattet av en bipolar PNP-transistor Ql (2N5680)

på fig. 2. Motstanden Ri har blitt redusert fra 360 ohm til 100 ohm. Ved denne utførelsesformen er motstanden Ri dessuten forbundet med V Li i stedet for transistorens Q9 basis. Kollekteren til transistoren Ql er forbundet med forbindelsespunktet mellom kondensatoren Cl, dioden CR2

og transistoren Q2. Zener-dioden CRl på fig. 1 er blitt erstattet av en vanlig diode (1N4942). Ved denne utførelses-formen på fig. 2 har transistoren Q3 på fig. 1 blitt erstattet med et integrert kretsdrivtrinn (også kalt driver) Ul (SN55452) som har to invertere 20 og 22. Driveren Ul utgjør således første bryterinnretning.

Utførelsesformen på fig. 2 har også en fjerde transistor

Q4, hvis basis er forbundet med transistorens Q2 basis,

dens kollektor er forbundet med transistorens Ql basis og dens emitter er forbundet med motstanden R5. Den andre enden av motstanden R5 er forbundet med et knutepunkt mellom dioden Cr3 og en kondensator C6. Diodens CR3 katode er forbundet med transistorens Q4 basis. Kondensatoren C6

er forbundet med driverens Ul inverter 22 utgang. En motstand R4 er koplet mellom transistorens Q4 basis og driverens Ul utgang.

Spesifikasjonene for utførelsesformen på fig. 2 er de samme som de for utførelsesformen på fig. 1 med unntak av de vist i tabell II nedenfor.

Når linjespenningen V T er tilstede, blir den +5V regulerte strømforsyningen brakt til å aktivere transistoren Q2 og komparatoren 18. Under antagelse av at transistoren Q9

til å begynne med er sperret, avføler komparatoren 18 en spenning som er under referansespenningen. Som folge derav slår den på driveren Ul. Når driveren Ul er på, går inverteren 2 0 til et lavt nivå som derved tillater strømmen å flyte gjennom kollektorbanen til transistor Q2 fra transistorens Q9 basis til jord. Når inverteren 20 går til et lavt nivå, går inverteren 22 til et høyt nivå for å gjen-lagre ladningen på kondensatoren C6 via strømsløyfen gjennom dioden CR3, kondensatoren C6 og motstanden R4. Transistoren Q9 mener således å lede, dvs. den slås på, og komparatoren 18 begynner å avføle en stigende spenning.

Når den avfølte spenningen overskrider komparatorens 18 referanse, slår komparatoren 18 av driveren Ul som bevirker at inverteren 20 går til et høyt nivå. Dette slår av transistoren Q2. Når inverteren 20 går til et høyt nivå, går inverteren 22 til et lavt nivå. Når inverteren 22

sin utgang går til et lavt nivå, flyter en strømpuls i emitteren til transistoren Q4 og basisen til transistoren Ql i omkring 2 mikrosekunder (ved benyttelse av komponent-verdiene vist i tabell II) når kondensatoren C6 lades.

Basisstrømpulsen ved transistorens Ql basis bevirker at transistorens Ql kollektor går fra en sperret tilstand til en svært kraftig mettet tilstand for en varighet av 2 mikrosekunder til basisstrømpulsen. Denne mettingen av transistoren Ql reverserer basisemitterspenningen til transistoren Q9 med omkring 1,4 volt. 1,4 volt er spenningsladningen som finnes på kondensatoren Cl på grunn av den tidligere PÅ-perioden til transistoren Q9.

Denne 2 mikrosekunder lange forspennings-AV-pulsen er mer enn tilstrekkelig periode for å slå av transistoren Q9 (2N6287) spesifisert i tabell II. Denne 2 mikrosekunders perioden kan bli justert til å være lengre eller kortere for å tilpasses forskjellige transistortyper ved endring av (R5)(C2)-tidskonstanten. Når en gang AV-tilstanden blir transistoren Q9 fastholdt ved hjelp av motstanden R9 parallelt med motstanden R12 pluss motstanden R13.

Ved begynnelsen av neste PÅ-periode for transistoren Q9

går inverteren 20 til et lavt nivå. Transistorers Q9 inn-koplingstoppuls blir generert av R3.C2-tidskonstanten og strømmen begrenses av motstanden R2 på samme måte som tidligere er beskrevet for fig. 1. Dette fullfører en cyklus-operasjon for utførelsesformen på fig. 2.

Utførelsesformen på fig. 3 viser en forbedret basisdrivkrets 10 ifølge foreliggende oppfinnelse tilpasset for NPN-transistorer. Ved denne utførelsesformen er brytertransistorens Q9 kollektor forbundet med en kilde for uregulert linjespenning V^ gjennom primærviklingen til en likestrøm/ likestrømomformertransformator T^. Likestrøm/likestrøm-oraformeren 19 (ved dens inngangstransformator T1) er vist i blokkdiagram for å betone at denne kretsen kan være enhver firkantbølgedriver likestrøm/likestrømsomformer og således ikke er en del av foreliggende oppfinnelse. Detaljer ved likestrøm/likestrømsomformerkretsen unntatt inngangstrans-formatoren er således ikke nødvendig for forståelsen av foreliggende oppfinnelse.

Linjenspenningen VL slår på forspenningsforsyningen og tilveiebringer strøm til driverne UIO og U100. Når firkant-bølgeinngangen går til et høyt nivå, går driveren UIO til et lavt nivå og slår av transistoren Q3. Strømgeneratorene Ql og Q2 blir slått på. Motstanden Ri etablerer amplituden til stabil tilstanden for transistorens Ql PÅ-strøm. Zener-dioden CRl etablerer PÅ-basisspenningen på transistoren Q2. Motstanden R5 øker PÅ-spenningssignalet til transistoren Q3 ved å unngå det lille VBE (AV)-fallet til transistoren Ql. Dette tillater anvendelse av +5 volt strømfor-syningssystem ved basisen til transistoren Ql, mens det tilveiebringes tilstrekkelig portsignaldrev for transistoren Q3 .

Transistoren Q2 tilveiebringer ledebasisdrivinq for transistoren Q9. Komponentene Cl, R2 og R3 og Q2 virker som beskrevet ovenfor med henvisning til fig. 1, dvs. konstant strømregulering, forbiføring for hurtig innkopling og stabil-tilstandsdrivstrøm alltid for transistoren Q9. Motstandene RI og R3 virker også som parasitt oscillasjonsundertrykkere for lineærforsterkerne henholdsvis Ql og Q2. Motstanden R4 spreder kollektorlekkasjestrømmen til transistoren Q2. Motstanden R4 forhindrer således transistoren Q2 fra å slå seg selv på, når den skulle være av.

Når porten til transistoren Q3 går til et høyt nivå, slås transistoren Q3 på og starter desaktiveringen av transistoren Q9 og Q2. Størstedelen av spenningen over kondensatoren C2 blir tilført som sperrebasisdriving for transistoren Q9. Ved utførelsesformen ifølge denne figuren er den stabile tilstanden for AV-betingelsene ikke nødvendig på grunn av at inngangssignalet er en stabil tilstandsfirkant-bølge, dvs. i en såkalt stasjonær firkantbølge. Stabil-tilstanden AV blir tilveiebrakt (selv om ikke nødvendig)

ved hjelp av motstanden R9 parallelt med motstanden R12 pluss motstanden R13 for å tilveiebringe en lav nok resi-stanse mellom basis og emitter for å holde transistoren av selv ved de høyeste driftstemepraturer.

Det skal bemerkes at kretsen på fig. 3 kan være tilpasset for en regulert VL (dvs. i stedet for uregulert v-^) ved å fjerne transistoren Ql, motstanden R5, motstanden RIO og kondensatoren C9 og ved å forbinde motstanden Ri med zener-dioden CRl. Basisdrivkretsen 12 er identisk i konstruksjon og drift med den til basisdrivkretsen 10. Siden dens inngang er invertert ved hjelp av inverteren U100, driver den transistoren Q90 slik at Q90 er på når transistoren Q9 er av og motsatt. Dette tilveiebringer en mottakt inngang for transformatoren T^ til likestrøm/likestrøm-omforrneren 19.

Typiske spesifikasjoner for utførelsesformen på fig. 3

er vist i tabell III nedenfor.

Den fjerde utførelsesformen vist på fig. 4 er foretrukket for lavere antall deler og mindre deler enn på fig. 1.

Dens konstruksjon ligner den på fig. 1. Det finnes imidlertid et antall unntagelser. Motstanden R9 på fig. 1 har f.eks. blitt erstattet av dioder CR15 og CR20 for å vise en alternativ mekanisme som forhindrer overskridelse av den maksimale basis-emitter-sperreverdi for transistoren Q9. Transistorene Q2 og Q3 på fig. 1 er blitt erstattet

av en enkel FET-transistor Q5. Denne transistoren tilveiebringer både strømregulering og bryting. Den innbefatter motstandene R5 og R3 ved forbindelsen fra kilde til jord. Motstandene R2, R7 og RIO er forbundet i serie mellom styreelektroden til transistoren Q2 og den regulerte +5V strømforsyningen. Kondensatoren C9 er koplet mellom knutepunktet mellom motstandene RIO og R7 og jord. Komparatoren 18 er forbundet med knutepunktet mellom motstanden R2 og motstanden R7. Kondensatoren C2 forbiføres motstanden R3 til jord for å tilveiebringe transient-påstrøm-toppen for transistoren Q9 som beskrevet for fig. 1. Komparatoren 18 driver transistoren Q2 gjennom motstanden R2. Komparatoren driver også forsterkeren Ul. Forsterkeren Ul driver igjen forbindelsen mellom kondensatoren C2, motstanden R3 og motstanden R5 via strømbegrensermotstanden R4.

Typiske parametrer for utførelsesformen på fig. 4 er vist i tabell IV nedenfor.

Kretsen som beskrevet i fig. 4 og nærmere spesifisert i tabell IV er konstruert for en uregulert linjespenning på omkring +28 volt. Valget av forskjellige komponenter for transistorene Q2, Q9 og dioden CR9 vil tilveiebringe høyere linjespenning eller strømbehandlingskapasitet uten endring av oppfinnelsen.

Ved drift er kretsen til å begynne med av. uår linjespenningen blir tilført, blir forspenningen og referanse-spenningene tilført og komparatoren 18 slås på. Den avføler umiddelbart at utgangsspenningen er ved et lavt nivå og slår på transistoren Q5. Når transistoren Q2 slås på, blir ledebasisdnvstrøm tilveiebrakt for transistoren Q9 gjennom zener-dioden CRl, dioden CR2, motstanden R5 og kondensatoren C2 parallelt med motstanden R3. Driveren Ul er av, dens utgang er ved et høyt nivå.

Ved øyeblikket hvor transistoren Q9 slås på, pulses basis-drivstrømamplituden til omkring 3,5 ganger dens stasjonære amplitude. (Denne basisstrømtoppulsen varer omkring 2 mikrosekunder dersom komponentverdien spesifisert i tabellen IV er benyttet.) Basisdrivlederstrømmen for toppulsen og stasjonæramplituden blir innstilt ved hjelp av motstandene R3, R5 og kondensatoren C2 og amplituden til den regulerte bussen (+5 volt). Toppulsens tidskonstant er lik C2 ganger parallellkombinasjonen bestående av motstanden R3 og R5. Forholdet mellom toppulsstrøirunen og stasjonærstrømmen blir innstilt ved hjelp av forholdet mellom motstanden R5 og motstandene (R5 + R3). Det skal bemerkes at transistoren Q2 er en strømgenerator i lineær modus (aktivt område)

som sender toppulsen og stasjonærstrømmene til basisene til transistoren 09 via diodene CRl og CR2.

Toppulsen overlagret stasjonærstrømmen eller den såkalte stabiltilstandsstrammen er en generell fortrukket karak-teristikk som tidligere nevnt. Transistorens Q9 basis-toppstrømpuls hjelper til å lade ut kretskapasitansen ved transistorens Q9 kollektor så vel som å tilveiebringe startdrev for hurtig å fjerne gjenoppladning av CR9 som tidligere beskrevet med henvisning til fig. 1.

Diodene CRl, CR2 og transistorene Q2 og Q9 er på i løpet

av den stasjonære PÅ-tilstanden. Transistoren Ql blir fastholdt ved hjelp av spenningsfallet over dioden CR2. Transistoren Q2 tilveiebringer strømregulering for å minima-lisere virkningen av støy eller variasjoner i linjespenningen VL eller variasjoner i <vB>E<gg/><v>cr1°9 VCR2" Strømgenera-toren Q2 er elektrisk ekvivalent med den flytende sekundær-viklingen til tidligere transformatorkoplingskonstruksjoner.

Da utgangsspenningen overskrider referanseterskelen VREF, slår komparatoren 18 av transistoren Q2 og den slår også

på forsterkeren Ul. Forsterkeren Ul lader hurtig ut kondensatoren C2 slik at dens spenning blir innstilt til omkring null for å være klar for den neste transistors Q2 på-cyklus. Som beskrevet ovenfor med henvisning til fig. 1 blir fallet over dioden CR2 fjernet og transistoren Ql slått på når transistoren Q2 går av. Dette tilfører spenningen over kondensatoren Cl som basissperredrev for transistoren Q9. Diodene CR15 og CR20 forhindrer sperrefor-spenning fra å overskride den maksimale forspenningssperre-verdien for transistoren Q9.

Det skal bemerkes at styreelektrodemotstanden RI er forbundet med kondensatoren Cl og ikke . Transistorers Ql styreelektrode til kildespenning er "boot strapped" med spenningen over kondensatoren Cl. Denne "boot strapping" tillater at transistoren Q2 å være mettet lengre for å holde basis-emitter-sperrespenningen til transistoren Q9 lik størrelsen på den lagrede spenningen over kondensatoren Cl. I løpet av den stasjonære AV-tilstanden reduseres spenningen over kondensatoren Cl langsomt til null via de interne basis-motstandene til transistoren Q9, dvs. motstandene R12 og R13. Disse motstandene holder transistoren Q9 av i løpet av dens stasjonære AV-tilstand. Dersom transistoren Q9 ikke hadde hatt indre motstander eller dersom svært høye temperaturoperasjoner blir vurdert, ville en ytre motstand måtte bli tillagt fra transistorens Q9 basis til .

I løpet av neste PÅ-cyklus blir spenningen over kondensatoren Cl hurtig ladet på nytt ved hjelp av strømmen gjennom transistoren Q2 og kondensatorens Cl spenning blir klemt av av zener-dioden CRl.

Bruken av forsterkeren Ul i utførelsesformen på fig. 4 tilveiebringer et ytterligere trekk som kan være nyttig ved noen anvendelser. Uten forsterkeren Ul må spenningen over kondensatoren Cl bli lagret på nytt til nesten null ved virkningen av tidskonstanten C2.R3. Med forsterkeren Ul i kretsen blir spenningen over kondensatoren C2 lagret på nytt til nesten null ved en mye hurtigere tidskonstant C2.R4. Dette trekket tillater likestrømsrelagring av kondensatoren C2 for svært høye transistorers Q9 arbeidscykluser. Den hurtige relagringen er et svært nyttig trekk for noen anvendelser, men dersom det ikke er nødvendig, kan forsterkerne Ul og motstanden R4 bli eliminert fra kretsen.

Foreliggende oppfinnelse er således blitt beskrevet med henvisning til bestemte utførelsesformer. Det skal imidlertid bemerkes at modifikasjoner av oppfinnelsen kan bli gjort for fagmannen på området. En typisk modifikasjon innbefatter erstatningen av de forskjellige typer transistorer for de forskjellige utførelsesformene. Som nevnt ovenfor kan oppfinnelsen bli modifisert ved å tilpasse til linjespenning, enten regulert eller uregulert ved nivåer høyere eller lavere enn de nevnte.

Claims (3)

1. Strømforsyning med en effekttransistor (Q9) med en basis-terminal, en emitterterminal forbundet med den første terminal til en ikke-regulert strømforsyning (VL) og en kollektorterminal forbundet med den andre terminal til strømforsyningen over en last (RL) og til en spennings-avf øl ingskrets (16), og en krets for å danne forspennings-drivtrinn i lede- og sperreretningen for effekttransistoren, karakterisert ved en første bryterinnretning (Q3/U;l) i serie med en strømregulerende krets (R2, R3, C2) for selektiv lukking av en strømbane mellom basisterminalen til effekttransistoren (Q9) og den andre terminalen til spenningskilden for å danne et forspennings-drivtrinn i lederetningen, en andre bryterinnretning (Q^) for selektiv lukking av en strømbane mellom basisterminalen til effekttransistoren (Q9) °g den første terminalen til strømforsyningen for å danne et forspennings-drivtrinn i sperreretningen, en parallellkoblet kombinasjon av et spennings-fallelement (CRl) og en kondensator (Cl) i nevnte strømbaner til basisterminalen til effekttransistoren (Qg), og en komparator (18) for å sammenligne utgangen til den spenningsavfølende kretsen (16) med en referansespenning (VREF) og for selektiv lukking av nevnte to bryterinnretninger ( Q3/ U1 og Qx).

2. Strømforsyning ifølge krav 1, karakterisert ved at den andre bryterinnretningen ( Q-^) er anordnet for å bli aktivert ved fravær av strøm i nevnte strømbane.

3. Strømforsyning ifølge krav 1, karakterisert ved at den strømregulerende krets innbefatter en motstand (R3) og en kondensator (C2) i parallell.