NL8201914A - DIGITAL TELEVISION SYSTEM. - Google Patents

Description

-·.·· V ‘ -.. ·* \ * i*.- ·. ·· V "- .. · * \ * i *.

VO 3314VO 3314

Betr.: Digitaal televisiestelsel.Subject: Digital television system.

De uitvinding heeft betrekking op een digitaal televisiestelsel, dat compatibel is met de meeste op grote schaal over de gehele wereld toegepaste televisienormen, en op een inrichting voor een eenvoudige transcodering van videosignalen, waarvan met verschillende snelheden 5 steekproeven worden genomen.The invention relates to a digital television system, which is compatible with most of the widely used television standards worldwide, and to a device for simple transcoding of video signals, of which 5 samples are taken at different speeds.

Men heeft verschillende karakteristieken van een over de gehele wereld toe te passen norm voor compatibele digitale televisie beschouwd. Daarbij is vaak voorgesteld, dat een gelijk aantal steekproeven tijdens de totale duur van een horizontale regel bij zowel een stelsel met 525 10 regels en 60 Hz (UTSC) als een stelsel met 625 regels en 50 Hz (PAL·/ SECAM) aanwezig is of eventueel een gelijk aantal steekproeven tijdens het actieve gedeelte van elke regel. Verder gelden voor een dergelijke norm, dat de steekproeffrequentie geschikt is voor stelsels met beperkte bandbreedte, terwijl toch een adekwate resolutie wordt verkrijgen, en 15 heeft zich de vraag voorgedaan of het genormaliseerde stelsel een samengesteld luminantie-chrominantiestelsel zou moeten zijn in tegenstelling met componentstelsels, zoals RGB/ of YIQ-stelsels.Different characteristics of a worldwide applicable standard for compatible digital television have been considered. It has often been suggested that an equal number of samples be present throughout the duration of a horizontal line in both a 525 10 line, 60 Hz (UTSC) system and a 625 line, 50 Hz (PAL / SECAM) system, or optionally an equal number of samples during the active part of each line. Furthermore, for such a standard, the sampling frequency is suitable for limited bandwidth systems while still obtaining adequate resolution, and the question has arisen whether the normalized system should be a composite luminance chrominance system as opposed to component systems, such as RGB / or YIQ systems.

Het is verder gewenst te beschikken over een digitale televisie-norm, welke hiërarchisch is. Een hiërarchisch stelsel is een stelsel, 20 waarin verschillende graderingen of niveaus van detail of dienstverle-' ning op een eenvoudige wijze kunnen worden overgedragen, bijvoorbeeld door filteren en het laten vervallen van steekproeven. Zo kunnen bij een digitaal stelsel signalen met een zeer hoge steekproeffrequentie worden opgewekt, waarbij men een resolutie verkrijgt, die geschikt is voor ge-25 bruik van het cinematype. Een dergelijke resolutie kan 2000 rasteiSin vertikale richting en 2000 televisieregels in horizontale richting omvatten. Televisieproduktie-instellingen kunnen voor opmaakdoeleinden een resolutie wensen, welke groter is dan die van de standaardtelevisie-stelsels, doch kunnen ook wensen gebruik te maken van een uitrusting, 30 welke minder kostbaar is dan die, waarbij men in staat is te werken met informatiefrequenties, welke overeenkomen met een raster van 2000 regels.It is further desirable to have a digital television standard, which is hierarchical. A hierarchical system is a system in which different grades or levels of detail or service can be transferred in a simple manner, for example by filtering and dropping samples. For example, in a digital system, signals with a very high sampling frequency can be generated, yielding a resolution suitable for use with the cinema type. Such a resolution may include 2000 lines in the vertical direction and 2000 television lines in the horizontal direction. Television production institutions may, for formatting purposes, desire a resolution greater than that of standard television systems, but may also wish to use equipment less expensive than that capable of operating at information frequencies, which correspond to a grid of 2000 lines.

Zo kan het zijn, dat de televisieproduktie-instellingen gebruik wensen te maken van een uitrusting, welke in staat is om het tweede niveau van de hiërarchie toe te passen, hetgeen neerkomt op een resolutie van 1000 35 regels. Indien een bandregistratie, die oorspronkelijk tot stand is gebracht met het resolutieniveau van 2000 regels beschikbaar wordt gesteld . * .. ï .For example, the television production institutions may wish to use equipment capable of applying the second level of the hierarchy, which amounts to a resolution of 1000 lines. If a tape recording originally created with the resolution level of 2000 lines is made available. * .. ï.

/ £ f -/ £ f -

FF

- 2 - aan de produktie-instelling, zou door filtering en het laten vervallen van afwisselende steekproeven van elke regel de resolutie worden gereduceerd tot het niveau van 1000 regels. Het volgende niveau in de hiërarchie kan een resolutie van 500 regels zijn, hetgeen kan worden toegepast 5 hij een televisiezendpost voor het opwekken van analoge videosignalen voor overdracht naar huizen. Een hand, welke wordt opgemaakt door een televisieproduktie-instelling, kan door de zendpost worden gebruikt hij een uitrusting, die geschikt is voor een resolutie van 500 lijnen door elke afwisselende steekproef te laten vervallen. De televisiepost kan 10 ook gebruik maken van een hand met een resolutie van 2000 regels, waarbij drie steekproeven uit vier steekproeven vervallen. De volgende stap in de hiërarchie kan van toepassing zijn voor elektronische nieuw-garingskamera’s hij een resolutie van 250 regels, en het daaropvolgende lagere resolutieniveau kan worden gebruikt voor controledoeleinden.- 2 - at the production facility, filtering and dropping alternate samples of each line would reduce the resolution to the 1000 line level. The next level in the hierarchy can be a 500 line resolution, which can be applied to a television broadcasting station for generating analog video signals for transmission to homes. A hand made up by a television production facility may be used by the broadcasting station to provide equipment capable of 500 line resolution by dropping any alternate sample. The television station can also use a hand with a resolution of 2000 lines, with three samples from four samples being dropped. The next step in the hierarchy may apply to new-generation electronic cameras with a 250-line resolution, and the subsequent lower resolution level can be used for auditing purposes.

15 Het is normaal om te verwachten, dat in de Verenigde Staten van15 It is normal to expect that in the United States

Amerika en in andere landen, waarin de HTSC-norm wordt gebruikt, normaliter een uitrusting beschikbaar is om televisiesignalen in samengestelde vorm te verwerken. Het verdient bij een dergelijke uitrusting de voorkeur, dat de steekproeffrequentie een geheel veelvoud van de kleuronder-20 draaggolffrequentie, bijvoorbeeld drie- of vierkeer deze frequentie is (3XSC, ItXSC). Het is waarschijnlijk, dat de wereldnorm voor digitale televisie, wanneer deze tenslotte wordt aangenomen, niet zal zijn gebaseerd op een steekproeffrequentie, die met een kleuronderdraaggolf is vergrendeld. Het is evenwel zeer gewenst, dat met de onderdraaggolf-25 vergrendelde, bemonsterde, samengestelde videosignalen op een eenvoudige wijze kunnen worden getranscodeerd om de eigenschappen van de norm te bezitten, wanneer deze norm wordt geaccepteerd. In alle waarschijnlijkheid zal deze transcodering een interpolatie van de waarden van de steekproeven in de wereldnorm vanuit de waarden van de dichtst naastgelegen 30 steekproeven van het samengestelde IITSC-videosignaal vereisen. Indien de klokfrequenties identiek zijn, zullen de steekproeven natuurlijk identiek zijn en is geen interpolatie nodig. Een nauwkeurige interpolatie is complex en vereist vermenigvuldigingen en optellingen voor elke geïnterpoleerde steekproef. Vermenigvuldigers hebben meer in het bijzonder de 35 neiging om traag te werken en om een werking bij hoge video-informatie-frequenties te verkrijgen is het te verwachten, dat deze inrichtingen duur zijn. Het is zeer gewenst te beschikken over een over de gehele wereld 8201914 -- v i ' f - 3 - toe te passen televisienorm voor digitale videosignalen, die compatibel is tussen de 625/50 en 525/60 normen -wat betreft de steekproeffrequen-tie, welke hiërarchisch is en welke eveneens op een eenvoudige wijze kan worden getranscodeerd uit samengestelde HTSC-videosignalen, waarvan 5 steekproeven worden genomen bij een veelvoud van de onderdraaggolf-frequentie, zonder dat vermenigvuldigers nodig zijn.America and in other countries, where the HTSC standard is used, equipment is normally available to process television signals in composite form. With such equipment, it is preferred that the sampling frequency be an integer multiple of the color under-carrier frequency, for example three or four times this frequency (3XSC, ItXSC). It is likely that the world standard for digital television, when finally adopted, will not be based on a sampling frequency locked with a color subcarrier. However, it is highly desirable that sampled composite video signals locked with the subcarrier 25 be easily transcoded to have the properties of the standard if this standard is accepted. In all probability, this transcoding will require an interpolation of the values of the world standard samples from the values of the closest samples of the composite IITSC video signal. If the clock frequencies are identical, the samples will of course be identical and no interpolation is required. Accurate interpolation is complex and requires multiplications and additions for each interpolated sample. In particular, multipliers tend to run slowly and to achieve operation at high video information frequencies, these devices are expected to be expensive. It is highly desirable to have a worldwide television standard for digital video signals 8201914 - vi 'f - 3 - which is compatible between the 625/50 and 525/60 standards in terms of sampling frequency, which is hierarchical and which can also be easily transcoded from composite HTSC video signals, 5 of which are sampled at a multiple of the subcarrier frequency, without the need for multipliers.

De oorspronkelijke, horizontale regelfrequentie bij de ÏJTSC-norm voor monochrome televisie is 15·75.0 Hz. Bij het aanvaarden van kleuren-stelsels werd de regelfrequentie gewijzigd om te kunnen worden gerela-10 teerd met de geluidonderdraaggolffrequent ie van k,5 MHz. De juiste horizontale regelfrequentie is 1/286 x kt5 MHz, welke de CCIR heeft genormaliseerd tot 1573^,26k + 0,0003# Hz. Meer recent heeft de FCC de kleur-onderdraaggolffrequent ie in megahertz gedefinieerd als het quotiënt 315/88 en is de regelfrequentie 2/U55 maal deze onderdraaggolffrequentie, die 15 "bij benadering 15.73^-,266 bedraagt. Bij de 625/50-norm bedraagt de horizontale regelfrequentie·15· 625 Hz .The original horizontal control frequency for the ITSC standard for monochrome television is 15 · 75.0 Hz. When accepting color systems, the control frequency was changed to be related with the sound carrier frequency of k, 5 MHz. The correct horizontal control frequency is 1/286 x kt5 MHz, which has normalized the CCIR to 1573 ^, 26k + 0.0003 # Hz. More recently, the FCC has defined the color subcarrier frequency ie in megahertz as the quotient 315/88 and the control frequency is 2 / U55 times this subcarrier frequency, which is 15 "approximately 15.73 ^ -. 266. At the 625/50 standard the horizontal control frequency · 15 · 625 Hz.

Het is bekend, dat een normale klokfrequentie van precies 13,5 MHz nauwkeurig 86U steekproeven per horizontale regel in het 625/50-stelsel levert en precies 858 steekproeven per regel in het 525/60-stelsel le-20 vert. Derhalve voorzien steekproeffrequenties van 13*5 MHz (en andere daarmede door veelvouden van 2,25 MHz’gerelateerde steekproeffrequenties) in gehele aantallen steekproeven per regel in de beide stelsels.It is known that a normal clock frequency of exactly 13.5 MHz accurately provides 86U samples per horizontal line in the 625/50 system and exactly 858 samples per line in the 525/60 system. Therefore, sampling frequencies of 13 * 5 MHz (and others therefor by multiples of 2.25 MHz-related sampling frequencies) provide whole numbers of samples per line in both systems.

De duur van de horizontale regel in het 625/50-stelsel bedraagt 6U,00 ^uS en in het 525/60-stelsel bedraagt de duur bij benadering 25 6h,56 jaS. De CCIR-normen voor het 625/50-stelsel voorzien in een actieve regelduur van bij benadering 52 microsec. met een onderdrukkingsduur van 12 microsec. De onderdrukkingsduur volgens de huidige IITSC-kleur-normen bedraagt 10,9 + 0,2 ja£>, doch er zijn voorstellen gedaan om deze normen te wijzigen. Derhalve ligt de onderdrukkingsduur bij het NTSC-30 stelsel niet duidelijk vast. Indien wordt aangenomen, dat de actieve regelduur bij het 525/60-stelsel eveneens 52 ^uS bedraagt, levert de steekproef frequentie van 13,5 MHz 702 steekproeven voor het actieve gedeelte van elke regel. Het aantal steekproeven, dat tijdens het onderdrukkings-gedeelte optreedt, varieert evenwel van 162 bij het 625/50-stelsel tot 35 156 in het 525/60-stelsel. {The duration of the horizontal line in the 625/50 array is 6U, 00 uS and in the 525/60 array, the duration is approximately 6h, 56 jaS. The CCIR standards for the 625/50 system provide an active control time of approximately 52 microseconds. with a suppression time of 12 microsec. The period of suppression under current IITSC color standards is 10.9 + 0.2 yes £>, but proposals have been made to amend these standards. Therefore, the suppression time in the NTSC-30 system is not clearly fixed. Assuming that the active control duration in the 525/60 system is also 52 µS, the sampling frequency of 13.5 MHz provides 702 samples for the active portion of each rule. However, the number of samples that occurs during the blanking portion varies from 162 in the 625/50 system to 35,156 in the 525/60 system. {

Volgens de uitvinding transcodeert het transcodeerstelsel signalen, waarvan steekproeven met een eerste frequentie zijn genomen, in tweede 8201914 i- - i f * ______________________________- ... _________ - · - --- — - h - signalen, die "bij een tweede frequentie worden geklokt. De eerste en tweede frequenties worden zodanig gekozen, dat hun quotiënt de verhouding van gehele getallen is. Dit leidt tot steeds terugkerende blokken van steekproeven met gehele aantallen ingangssteekproeven en nieuwe uit-5 gangssteekproeven. Bij een transcodeerinrichting wordt gebruik gemaakt van. vert ragings element en om achtereenvolgens vertragingssteekproeven van het ingangssignaal te vormen. Aftrekinrichtingen vormen verschilsignalen, die het amplitudeversehil tussen opeenvolgende vertragingssteekproeven voorstellen. Vermenigvuldigers, die met de aftrekinrichtingen zijn gekop-10 peld, vermenigvuldigen de verschilsignalen met een lopend, variabel vermenigvuldiggetal teneinde gewogen verschilsignalen te vormen. De lopende variabele is gerelateerd met de effectieve positie van de nieuwe steekproef, die in een transcodeerblok van steekproeven wordt gevormd.According to the invention, the transcoding system transcodes signals sampled at a first frequency into second 8201914 i- - if * ______________________________- ... _________ - · - --- - - h - signals, which are "at a second frequency". The first and second frequencies are chosen so that their quotient is the integer ratio, resulting in recurring sample blocks with integer input samples and new output samples, using a transcoder. element and to successively form delay samples of the input signal Subtractors form difference signals representing the amplitude difference between successive delay samples Multipliers multiplied by the subtractors multiply the difference signals by a running variable multiplication number to weighted difference numbers to shape. The running variable is related to the effective position of the new sample, which is formed in a sample transcoding block.

De gewogen verschilsignalen worden gesommeerd in een optelinrichting 15 teneinde nieuwe steekproefwaarden te vormen. Bij een voorkeursuitvoeringsvorm volgens de uitvinding wordt de verhouding van de eerste en tweede frequenties zodanig gekozen, dat deze gelijk is aan de verhouding van een geheel getal M en een macht van twee (2r), hetgeen leidt tot blokken steekproeven, waarbij het aantal nieuwe steekproeven gelijk is 20 aan 2 , met het gevolg, dat de vermenigvuldigers van het verschuif- en -opteltype kunnen zijn, hetgeen van voordeel is.The weighted difference signals are summed in an adder 15 to form new sample values. In a preferred embodiment of the invention, the ratio of the first and second frequencies is chosen to be equal to the ratio of an integer M and a power of two (2r), resulting in sample blocks, the number of new samples equals 20 to 2, with the result that the multipliers can be of the shift and addition type, which is advantageous.

De uitvinding zal onderstaand nader worden toegelicht onder verwijzing naar de tekening. Daarbij toont : fig. 1 een blokschema van een televisiestelsel met een digitaal 25 gedeelte volgens de uitvinding; fig.,2 tempeersignalen ter toelichting van bepaalde aspecten van de inrichting volgens fig. 1; fig. 3 een tijddiagram ter toelichting van de relatieve steek-proeftijdstippen bij transcodering vanuit samengestelde NTSC-kleuren-30 televisiesignalen in signalen overeenkomstig de normen van de inrichting volgens fig. 1; fig. U een gegeneraliseerde golfvorm ter toelichting van de fouten, welke zich voordoen bij transcodering door interpolatie in de nieuwe steekproefpunten van de waarden van het signaal, zoals dit oorspronkelijk 35 is bemonsterd; fig. 5 een functioneel blokschema van een uitvoeringsvorm volgens de uitvinding, waarbij transcodering plaats vindt; 8201914 - 5 - ί ' 4 fig. 6 een tempeerdiagram ter toelichting van de relatieve steek-proeftij dstippen bij transcodering vanuit PAL-signalen naar signalen overeenkomstig de normen van de inrichting volgens fig. 1; fig. T een tabel» waarin interpolatieweegfactoren voor PAL-transeo-5 dering zijn aangegeven; fig. 8» 9 en 1Ö gegeneraliseerde golfvormen ter toelichting van de fouten, welke zich voordoen hij transcodering hij interpolatie op een algemene wijze; fig. Hen bloksehema van der, gegeneraliseerde interpolator over-10 eenkamende met de wijze van interpolatie volgens fig. 5; fig. 12 een meer gedetailleerd bloksehema van een gegeneraliseerde interpolator, welke bestemd is voor een versterkte interpolatie van signalen bij een PAL-transcodering van 13,5 MHz; fig. 13 een bloksehema van een digitaal stelsel om een ingangssig-15 naai x te delen door een getal in de vorm van 2r en het resultaat met een lopende variabele p te vermenigvuldigen; fig. 1^ een bloksehema van een gegeneraliseerde interpolator volgens de uitvinding; fig. 15 de n-naar-n'-vertolking voor een bepaalde transcodering; 20 en fig. 16 een bloksehema van een andere uitvoeringsvorm van een n-naar-n'-vertolkingsinrichting.The invention will be explained in more detail below with reference to the drawing. In the drawing: Fig. 1 shows a block diagram of a television system with a digital part according to the invention; Fig. 2 timing signals to explain certain aspects of the device according to Fig. 1; FIG. 3 is a timing chart for explaining the relative pitch-test times when transcoding from composite NTSC color-30 television signals into signals according to the standards of the device of FIG. 1; FIG. U is a generalized waveform explaining the errors that occur with transpolation by interpolation in the new sampling points of the values of the signal, as originally sampled; Fig. 5 is a functional block diagram of an embodiment according to the invention, in which transcoding takes place; 8201914 - 5 - 4 'Fig. 6 shows a timing diagram to illustrate the relative sampling time points when transcoding from PAL signals to signals according to the standards of the device of Fig. 1; FIG. T is a table showing interpolation weighting factors for PAL transeoding; FIGS. 8, 9 and 10 illustrate generalized waveforms to explain the errors that occur in transcoding and interpolating in a general manner; FIG. The block diagram of the generalized interpolator corresponding to the manner of interpolation according to FIG. 5; FIG. 12 is a more detailed block diagram of a generalized interpolator intended for enhanced interpolation of signals with a PAL transcoding of 13.5 MHz; FIG. 13 is a block diagram of a digital system for dividing an input signal x by dividing a number in the form of 2r and multiplying the result by a running variable p; Fig. 1 ^ is a block diagram of a generalized interpolator according to the invention; FIG. 15 is the n-to-n 'interpretation for a given transcoding; 20 and FIG. 16 is a block diagram of another embodiment of an n-to-n 'interpreter.

Fig. 1 toont een stelsel volgens de uitvinding. In fig. 1 worden analoge rode (R), groene (g) en blauwe (B) signalen tezamen met horizon-25 tale synchronisatiesignalen (H) geleverd door een niet-afgebeelde bron, zoals een televisiekamera. Het H-signaal wordt toegevoerd aan· de inscha-kelingang van een teller 150, terwijl de RT, G- en B-signalen op de afzonderlijke lijnen daarvan aan een geschikt anti-alias-voorfilter 10 worden toegevoerd, waar de bandbreedte wordt beperkt teneinde het optreden 30 van aliasés in het uitgangssignaal te beletten. De wat bandbreedte betreft beperkte R-, G- en B-signalen worden toegevoerd aan een analoog-digitaal-cmzetter (ADC) 12, waarin van de afzonderlijke R-» G- en B-sig-nalen steekproeven worden genomen en deze signalen worden gekwantiseerd met een frequentie van 13,5 MHz onder bestuur van een kloksignaal, dat 35 daaraan uit een klokgenerator 1^ wordt toegevoerd. De ADC 12 kan de B-, G- en B-signalen aan de uitgangsklemmen opwekken in de vorm van een aantal evenwijdige kanalen voor elk signaal of als een enkel seriekanaal - 6 - voor elk signaal. Bij de af geteelde uitvoeringsvorm worden voor elk signaal acht· parallelle lijnen gebruikt.Fig. 1 shows a system according to the invention. In Fig. 1, analog red (R), green (g), and blue (B) signals along with horizontal sync (H) signals are provided by an unshown source, such as a television camera. The H signal is applied to the turn-on input of a counter 150, while the RT, G and B signals on the separate lines thereof are applied to a suitable anti-alias pre-filter 10, where bandwidth is limited in order to prevent the occurrence of aliases in the output signal. The bandwidth-limited R, G and B signals are fed to an analog-digital-converter (ADC) 12, in which samples are taken from the individual R »G and B signals and these signals are quantized at a frequency of 13.5 MHz under the control of a clock signal which is fed therefrom from a clock generator 11. The ADC 12 can generate the B, G and B signals at the output terminals in the form of a number of parallel channels for each signal or as a single series channel - 6 - for each signal. In the reproduced embodiment, eight parallel lines are used for each signal.

De signalen worden uit de ADC 12 toegevoerd aan een poort 16, welke door een flip-flop 18 kan worden ingeschakeld om het mogelijk te maken, 5 dat steekproeven worden verder gevoerd of welke poort het passeren van steekproeven naar een verdere digitale signaalverwerker, weergegeven als een rechthoek 20, kan beletten. De digitale signaalverwerkende inrichting 20 maakt geen deel uit van de uitvinding en vervult een functie, die bij voorkeur in een digitale modus moet worden uitgevoerd. Zo kan de 10 digitale signaal-verwerkende inrichting bijvoorbeeld voorzien in een bandregistratie, een bandopmaak, een kleurbesturing of kleurmenging of een ander speciaal effect. Verder kan de digitale signaal-verwerkende inrichting eenvoudig bestaan uit een transmissiekanaal, waarover de digitale signalen naar een verwijderde plaats worden gezonden. Ba de sig-15 naalverwerking behoeven de signalen niet langer in digitale vorm te zijn en worden zij derhalve toegevoerd aan een digitaal-analoog-amzetter (DAC) 22, waarin kwasi-analoge steekproeven worden opgewekt. De daardoor gevormde, kwasi-analoge signalen worden toegevoerd aan een egalisatie-filter 2k voor filtering of afvlakking teneinde geschikte, analoge vi-20 deosignalen te verschaffen.The signals are fed from the ADC 12 to a port 16, which can be turned on by a flip-flop 18 to allow sampling to continue or sampling to a further digital signal processor, shown as a rectangle 20, can prevent. The digital signal processing device 20 is not part of the invention and performs a function, which should preferably be performed in a digital mode. For example, the digital signal processing device can provide, for example, a tape recording, a tape layout, a color control or color mixing or other special effect. Furthermore, the digital signal processing device can simply consist of a transmission channel over which the digital signals are sent to a remote location. After the signal processing, the signals no longer need to be in digital form and are, therefore, fed to a digital-analog converter (DAC) 22, in which quasi-analog samples are generated. The quasi-analog signals formed thereby are applied to an equalization filter 2k for filtering or smoothing to provide suitable analog video signals.

Volgens -de uitvinding wordt de poort 16 in werking gesteld om de actieve regel te definiëren en zodanig bestuurd, dat precies 70h steekproeven tijdens elke actieve regel door de digitale signaalprocessor 20 kunnen bewegen. De vereiste tijdregeling wordt verkregen door een flip-25 flop (FF)18, een teller 150 en een teller 70k. H-synchronisatiesignalen 20k, welke het begin van elke horizontale regel bepalen, worden toegevoerd aan de inschakelingang van de teller 150 aan een andere ingang waarvan kloksignalen van 13,5 MHz uit de generator 1k worden toegevoerd. De teller 150 telt 150 klok- of steekproefpulsen en levert aan het eind 30 van dit tijdinterval een uitgangspuls, die aan de terugstelingang van de teller 150, de inschakelingangsklem van de teller 70k en de instelin-gangsklem van FF 18 wordt toegevoerd om te veroorzaken, dat de Q-uitgang van de FF hoog wordt teneinde het mogelijk te maken, dat de poort 16 begint steekproeven door te laten. De teller 70k begint in synchronisme 35 met de door de poort 16 gaande steekproeven te tellen en wanneer precies 70k steekproeven zijn geteld, levert de teller T0k een uitgangssignaal, waarmede de teller 70k wordt teruggesteld en welk signaal ook 8201914 - 7 - \ ι \\ wordt toegevoerd aan de tenigstelingang van FF18 teneinde de Q-uitgang op nul terug te stellen teneinde daardoor de poort 16 buiten werking te stellen en het passeren van verdere steekproeven te beletten, waardoor het eind van het actieve interval wordt gedefinieerd.According to the invention, gate 16 is operated to define the active rule and controlled so that exactly 70h of samples can move through the digital signal processor 20 during each active rule. The required timing is obtained by a flip-25 flop (FF) 18, a counter 150 and a counter 70k. H-sync signals 20k, which determine the start of each horizontal line, are applied to the enable input of counter 150 to another input from which clock signals of 13.5 MHz are supplied from generator 1k. The counter 150 counts 150 clock or sample pulses and supplies an output pulse at the end of this time interval, which is applied to the reset input of the counter 150, the enable input terminal of the counter 70k and the set input terminal of FF 18 to cause, that the Q output of the FF goes high to allow gate 16 to start sampling. The counter 70k begins to count in synchronism 35 with the samples passing through the gate 16, and when exactly 70k samples are counted, the counter T0k provides an output signal, resetting the counter 70k and whatever signal 8201914 - 7 - \ ι \\ is applied to the counter input of FF18 to reset the Q output to zero thereby thereby disabling gate 16 and preventing the passage of further samples, thereby defining the end of the active interval.

5 · De werking van de tempeerinrichting volgens fig. 1 en de verschil len tussen de 525/60- en 625/50-werking zijn duidelijk aangegeven in -fig. 2. In fig. 2a zijn klokpulsen 202 niet op schaal weergegeven. In fig. 2b zijn horizontale synchronisatiepulsen 20^ weergegeven, die een nominale frequentie van 1573^,266 Hz hebben. Beginnende op het tijdstip 10 tO, overeenkomende met het begin van een horizontale regel, telt de tel-- Ier 150 tot het tijdstip tl50» als aangegeven in fig. 2c, en levert op het tijdstip t150 een uitgangspuls, waarbij het poorten van steekproeven via de poort 16 begint en de teller TOh- in werking wordt gesteld, die telt tot het tijdstip t85^, als aangegeven in fig.. 2b. Fig. 2e toont de 15 resterende tijd voor het volgende horizontale synchronisatiesignaal, dat optreedt, beginnend op het tijdstip t85ö. Het tweede deel van het onderdrukkingsinterval, gedefinieerd door de duur, aangegeven in fig. 2e, omvat vier steekproeven. Fig. 2f toont horizontale synchronisatiesigna-len, die met een nominale frequentie van 15.625 Hz optreden. De tellings-20 duur van de teller 150 is aangegeven in fig. 2g en de tellingsduur van de teller 70**· is weergegeven in fig. 2h en eindigt, evenals in het eerste geval op het tijdstip t85*+. Het onderdrukkingsinterval is echter nu langer en strekt zich vanuit het tijdstip t85** tot het tijdstip t86^ uit, op welk moment het volgende horizontale synchronisatiesignaal op-25 treedt om de cyclus opnieuw te laten beginnen.5. The operation of the timer according to FIG. 1 and the differences between the 525/60 and 625/50 operation are clearly shown in FIG. 2. In Fig. 2a, clock pulses 202 are not shown to scale. Fig. 2b shows horizontal synchronizing pulses 20 ^ which have a nominal frequency of 1573 ^ 266 Hz. Beginning at the time t0 t0, corresponding to the beginning of a horizontal line, the counter 150 counts to the time t150 as shown in Fig. 2c, and delivers an output pulse at time t150, gating samples via the gate 16 begins and the counter TOh- is activated, which counts up to the time t85 ^, as shown in FIG. 2b. Fig. 2e shows the time remaining for the next horizontal synchronization signal which occurs starting at time t850. The second part of the blanking interval, defined by the duration indicated in Fig. 2e, includes four samples. Fig. 2f shows horizontal synchronizing signals occurring at a nominal frequency of 15,625 Hz. The counting duration of the counter 150 is shown in FIG. 2g and the counting duration of the counter 70 ** is shown in FIG. 2h and ends, as in the first case, at time t85 * +. However, the blanking interval is now longer and extends from time t85 ** to time t86 ^, at which time the next horizontal sync signal occurs to restart the cycle.

Aangezien het actieve interval bij het beschreven stelsel wordt gedefinieerd door 70** steekproeven, is de .rest van het interval per definitie onderdrukking. De tolling van 150 «Stoorde teller 150 bepaalt in hoofdzaak het gehele onderdrukkingsinterval, dat zou optreden wanneer 30 het ingangssignaal voor het stelsel afkomstig is uit een 525/6o-bron.Since the active interval in the system described is defined by 70 ** samples, the remainder of the interval is by definition suppression. The twirl of 150 "False counter 150 essentially determines the entire blanking interval that would occur if the input to the system is from a 525/60 source.

Bij een dergelijke bron is dat gedeelte van het onderdrukkingsinterval, dat door de 150-teller wordt bepaald, groter dan het gedeelte van het onderdrukkingsinterval, dat optreedt na het tijdstip t85** van het terug^ stellen van de teller 70** en ffl8 en het tijdstip tO van de volgende, 35 horizontale synchronisatiepuls. Derhalve treedt het eerste gedeelte van het onderdrukkingsinterval na elke H-synchronisatiepuls op en wordt bepaald door de teller 150. Het tweede deel van het onderdrukkingsinterval 8201914 - 8 begint na de actieve regel en strekt zich uit tot de volgende H-synbhröiii-satiepuls. Derhalve zal de duur van het tweede gedeelte van het onder- . drukkingsinterval, dat tijdens elke regel optreedt, variëren in afhankelijkheid van de duur van een horizontale regel, als gedefinieerd door de 5 normen van de bron.In such a source, that portion of the blanking interval determined by the 150 counter is greater than the portion of the blanking interval occurring after the time t85 ** of the counter 70 ** and ffl8 reset and the time t0 of the next horizontal synchronization pulse. Therefore, the first part of the blanking interval occurs after each H sync pulse and is determined by the counter 150. The second part of the blanking interval 8201914-8 begins after the active line and extends to the next H sync pulse. Therefore, the duration of the second portion of the sub. printing interval, which occurs during each line, varies depending on the duration of a horizontal line, as defined by the 5 standards of the source.

Het belang van het getal 70k is een gevolg van het feit, dat 7CA· rijk is aan machten van 2 (70^ ® 11) en derhalve zes hiërarchieni- veaus kan omvatten. Voorts maken 70U steekproeven per regel het mogelijk, dat aan de onderdrukkingsintervallen voor het 625/50-stelsel kan worden 10 voldaan en ligt deze waarde bijzonder dicht bij de gespecificeerde grenzen van het MTSC-onderdrukkings int erval.The importance of the number 70k is due to the fact that 7CA is rich in powers of 2 (70 ^ 11) and can therefore include six hierarchy levels. Furthermore, 70U samples per line allow the blanking intervals for the 625/50 system to be met and this value is particularly close to the specified limits of the MTSC blanking interval.

Fig. 1 toont een digitaal signaal-verwerkend stelsel volgens de uitvinding, waarbij de bronsynchronisatie kan overeenkomen met 8f een 625/50 of een 525/60-norm en waarbij het ingangssignaal analoog is. In 15 vele gevallen kan het evenwel gewenst zijn, transcodering toe te passen vanuit een ander digitaalstelsel naar de normen, zoals deze voor de inrichting volgens fig. 1 zijn beschreven. Zo is er bijvoorbeeld reeds op gewezen, dat het in de Verenigde Staten van Amerika en eventueel in andere landen gewenst kan zijn te beschikken over een stelsel van digitale 20 videosignalen, waarin de standaard-klokfrequentie is gebaseerd op een veelvoud van de onderdraaggolffrequentie, zoals ij-XSC. Zoals later zal worden beschreven, is het getal 70^ ook hier van voordeel doordat dit getal een eenvoudige transcodering mogelijk maakt tussen een dergelijke samengestelde digitale NTSC-norm en de onder verwijzing naar fig. 1 be-25 schreven algemene of wereldnorm.Fig. 1 shows a digital signal processing system according to the invention, wherein the source synchronization can correspond to 8f, a 625/50 or a 525/60 standard, and the input signal is analog. In many cases, however, it may be desirable to apply transcoding from another digital system to the standards described for the device of Figure 1. For example, it has already been pointed out that in the United States of America and possibly other countries it may be desirable to have a system of digital video signals in which the standard clock frequency is based on a multiple of the subcarrier frequency, such as ij -XSC. As will be described later, the number 70 ^ is also advantageous here in that it allows simple transcoding between such a composite digital NTSC standard and the general or world standard described with reference to Fig. 1.

Bij een samengesteld NTSC-televisiesignaal, waarvan steekproeven worden genomen met kXSC, treden 910 steekproeven tijdens elke volledige horizontale regel op. 75^· van de steekproeven treden evenwel tijdens het actieve gedeelte op, terwijl de resterende 156 tijdens de onderdrukkings-30 intervallen optreden. Om een transcodering volgens de uitvinding mogelijk te maken, zijn 7^8 steekproeven per actief gedeelte van elke regel nodig. Het getal 7^8 wordt gekozen, omdat dit een gemeenschappelijke factor van kb (jk8 = 17 x WO met het aantal steekproeven in het wereldstelsel (70h- = 16 x kk) bezit. Dit betekent, dat elke horizontale regel 35 van elk stelsel kan worden verdeeld in ίώ transcodeerblokken, waarvan er êën 17 steekproeven per blok zal bevatten, terwijl de andere 16 steekproeven per blok omvatten. Fig. 3 draagt bij ter illustratie van dit 8201914 - V _______ .-9-.With a composite NTSC television signal, samples of which are taken with kXSC, 910 samples occur during each complete horizontal line. However, 75 ^ of the samples occur during the active portion, while the remaining 156 occur during the blanking intervals. To allow transcoding according to the invention, 7 ^ 8 samples are required per active part of each line. The number 7 ^ 8 is chosen because it has a common factor of kb (jk8 = 17 x WO with the number of samples in the world system (70h- = 16 x kk). This means that each horizontal line of each system can be are divided into ώ transcoding blocks, one of which will contain 17 samples per block, while the other will include 16 samples per block, Fig. 3 contributes to illustrating this 8201914 - V _______.-9-.

schema. Langs de horizontale as in fig. 3 is de tijd uitgezet. De lengte Tan de regel in fig. 3¾ is 16 eenheden, -waarbij elke markering een steek-proeftijdstip voorstelt. De in de rechthoek volgens fig. 3¾ aangegeven 16 steekproeven komen overeen met êên van bb soortgelijke rechthoeken, 5 die sequentieel tijdens het actieve gedeelte van een horizontale regel in de digitale vereldnorm kunnen optreden. Het "blok steekproeven, weergegeven in fig. 3a, neemt hij benadering dezelfde duur in als het in fig. 3b afgebeelde blok. Het blok steekproeven volgens'-'fig. 3a bezit evenwel 1T steekproeven in plaats van 16. Desalniettemin is het duidelijk, dat 10 V* blokken steekproeven, zoals weergegeven in fig. 3a, zullen optreden binnen dezelfde tijd als W blokken van die, weergegeven in fig. 3b.scheme. Time is plotted along the horizontal axis in Fig. 3. The length Tan the line in Fig. 3¾ is 16 units, each mark representing a stitch test time. The 16 samples shown in the rectangle of FIG. 3¾ correspond to one of bb similar rectangles, which may occur sequentially during the active portion of a horizontal line in the digital reporting standard. The block of samples shown in Figure 3a takes approximately the same duration as the block shown in Figure 3b. However, the block of samples shown in Figure 3a has 1T samples instead of 16. Nevertheless, it is clear, that 10 V * blocks of samples, as shown in Figure 3a, will occur within the same time as W blocks of those shown in Figure 3b.

Door het totale aantal steekproeven zodanig te kiezen, dat deze in relatief kleine blokken kunnen worden gesplitst, kan de hoeveelheid sig-naalverwerking, die voor transco'dering nodig is, sterk worden gereduceerd. 15 Wanneer wordt aangenomen, dat van digitale signalen steekproeven worden^ genomen met een frequentie, als aangegeven in fig. 3a, is het duidelijk, dat voor het opwekken van een signaal, overeenkomstig het klokstelsel. van fig. 3b,een interpolatie nodig is. Zo ligt bijvoorbeeld de zevende steekproef in fig. 3b bij benadering midden tussen de zevende en achtstee 20 steekproeven van fig. 3a. Derhalve kan de waarde van de zevende steek- ' proef in fig. 3b worden benaderd door het gemiddelde van de waarden van het signaal in de zevende en achtste steekproefpunten van het binnenkomende signaal, geklokt als in fig. 3a. Op een soortgelijke wijze ligt de tweede steekproef (steekproef no. 1) van fig. 3b zeer dicht bij de 25 tweede steekproef (steekproef no. 1) in fig. 3a en kan de waarde daarvan worden beschouwd als te zijn gelijk aan de signaalwaarde bij de steekproef 1 van fig. 3a plus 1/16 van het verschil tussen de waarden bij de steekproeven no. 1 en 2. In het algemeen wordt de waarde g^ van de n-de lineaire, geïnterpoleerde uitgangssteekproef bepaald door 1 2 3 4 5 6 8201914 «; fn - & (fn+i - 2 waarbij n kan variëren van 0 - 16 en het steekproefnummer van de nieuwe 3 steekproeven, welke worden opgewekt, voorstelt. Het transcodeeraspect 4 van de uitvinding maakt gebruik van het feit, dat de factor 17/16 de ver 5 houding van kleine, gehele getallen is en de noemer van de verhouding 6 een macht van 2 is.By choosing the total number of samples so that they can be split into relatively small blocks, the amount of signal processing required for transcoding can be greatly reduced. When it is assumed that samples of digital signals are taken at a frequency as shown in Fig. 3a, it is clear that for generating a signal corresponding to the clock system. of Figure 3b, an interpolation is needed. For example, the seventh sample in Figure 3b is approximately midway between the seventh and eighth samples of Figure 3a. Therefore, the value of the seventh sample in Figure 3b can be approximated by the average of the values of the signal in the seventh and eighth sample points of the incoming signal, clocked as in Figure 3a. Similarly, the second sample (sample no. 1) of fig. 3b is very close to the second sample (sample no. 1) in fig. 3a and its value can be considered to be equal to the signal value at the sample 1 of fig. 3a plus 1/16 of the difference between the values in samples no. 1 and 2. In general, the value g ^ of the nth linear interpolated output sample is determined by 1 2 3 4 5 6 8201914 «; fn - & (fn + i - 2 where n can range from 0 - 16 and represents the sample number of the new 3 samples being generated. The transcoding aspect 4 of the invention takes advantage of the fact that the factor 17/16 the ratio is 5 of small integers and the denominator of the ratio 6 is a power of 2.

Overeenkomstig de golfvorm f(t) van fig. k wordt aangenomen, dat .......;......:\__ - 10 - f^ Greeks steekproefwaarden met de frequentie kXSC is, hetgeen de frequentie F1 is. De rechte lijnen, die opeenvolgende steekproefwaarden met elkaar verbinden, stellen een lineaire benadering van de analoge golf-vorm f(t) voor en de met g·'^ gemarkeerde steekproeven stellen geïnter-5 poleerde steekproeven met de klokfrequentie van 13,5 MHz (F^) voor. De werking, bepaald door vergelijking (1) bestaat uit twee optellingen en éên vermenigvuldiging. Een van de factoren in de vermenigvuldiging is de fractie n/16, waarbij n een klein, geheel getal is. Ofschoon een elektronische vermenigvuldiging van binaire getallen een complexe en tijd-10 rovende bewerking is, vindt een deling door twee op eenvoudige wijze plaats door êêh bit in een schuifregister te bewegen. Elk binair getal, bijvoorbeeld 23^ Q = 11101010g kan worden gedeeld door twee door eenvoudig een nul aan de linkerzijde van het meest significante bit toe te voegen en het minst significante bit te laten vervallen. Het resultaat 15 wordt 011101012 = 117^» hetgeen de helft van het vorige getal met een nauwkeurigheid van 7 bits voor een oorspronkelijke nauwkeurigheid van 8 bits is. Derhalve kan een vermenigvuldiging van eén steekproefwaarde met een vermenigvuldigingsfactor van bijvoorbeeld 7/16 tot stand worden gebracht door de oorspronkelijke steekproefwaarde S vier opeenvolgende 20 malen door het gehele getal 2 te delen teneinde respectievelijk 8/16S, Vl6s, 2/16s en 1/16S van de oorspronkelijke steekproefwaarde te verkrijgen. Daarna wordt 7/16 -ma-aT de waarde verkregen door de waarden, verkregen voor k/l6s + 2/16S + 1/16S in twee opeenvolgende optellingen bij elkaar te tellen. Op deze wijze kan elk getal in digitale vorm met de 25 factor n/16 worden vermenigvuldigd door vier opeenvolgende verschuivingen en maximaal drie opeenvolgende optellingen. Deze methode kan worden ge-generaliseerd voor elke vermenigvuldigingsfactor n/2 voor elk geheel getal r.According to the waveform f (t) of Fig. K, it is assumed that .......; ......: \ __ - 10 - f ^ Greeks is sample values with the frequency kXSC, which is the frequency F1 . The straight lines, which connect successive sample values, represent a linear approximation of the analog waveform f (t) and the samples marked with g ^ '^ represent interpolated samples with the clock frequency of 13.5 MHz ( F ^) for. The operation, determined by equation (1), consists of two additions and one multiplication. One of the factors in the multiplication is the fraction n / 16, where n is a small integer. Although an electronic multiplication of binary numbers is a complex and time-consuming operation, division by two takes place simply by moving one bit in a shift register. Any binary number, for example, 23 ^ Q = 11101010g can be divided by two by simply adding a zero to the left of the most significant bit and dropping the least significant bit. The result 15 becomes 011101012 = 117 ^, which is half of the previous number with 7-bit accuracy for an original 8-bit accuracy. Therefore, a multiplication of one sample value with a multiplication factor of, for example, 7/16 can be accomplished by dividing the original sample value S four consecutive 20 times by the integer 2 to obtain 8 / 16S, Vl6s, 2 / 16s and 1 / 16S, respectively. of the original sample value. Then 7/16 -ma-aT the value is obtained by adding together the values obtained for k / l6s + 2 / 16S + 1 / 16S in two consecutive additions. In this way, any number in digital form can be multiplied by the factor n / 16 by four consecutive shifts and up to three consecutive additions. This method can be generalized for any multiplication factor n / 2 for any integer r.

De lineaire benadering door de bovenbeschreven methode kan leiden 30 tot fouten in het interpolatieproces. De fout in fig. U is equivalent aan het verschil tussen de waardè van de gebogen golfvorm f(t) op het tijdstip n van het steekproefpunt g’· en het punt op de rechte lijn U10 tussen f . en f . Deze fout kan klein zijn meer in het bijzonder wanneer n+i n het geïnterpoleerde resultaat wordt gekwantiseerd tot hetzelfde aantal 35 niveaus als de ingangsgolfvorm. De fouten hebben de neiging het grootst te zijn in punten met maximale concaafheid bij de binnenkomende golfvorm en zijn gericht naar de binnenzijde van de concaafheid. Dergelijke fouten 8201914 \ \ • \ - 11 - treden niet op in vlakke gebieden (gebieden met constant niveau) van bet beeld of in lineair^ veranderende gebieden, docb treden slechts op in.de buurt van een variabele'helling (concaaf naar beneden of concaaf naar boven). Derhalve zullen interpolatiefouten slechts optreden in ge-5 bieden met grote definitie of snel wijzigende randen. Het subjectieve effect van de fout is het reduceren van de concaafheid of het verzachten van de beeldranden.The linear approximation by the method described above can lead to errors in the interpolation process. The error in Figure U is equivalent to the difference between the value of the curved waveform f (t) at the time n of the sampling point g en · and the point on the straight line U10 between f. and f. This error can be small, especially when n + i n the interpolated result is quantized to the same number of levels as the input waveform. The errors tend to be greatest in points of maximum concavity at the incoming waveform and face the inside of the concavity. Such errors do not occur in flat areas (areas of constant level) of the image or in linearly changing areas, docb only occur in the vicinity of a variable slope (concave down or concave upwards). Therefore, interpolation errors will only occur in areas with high definition or fast-changing edges. The subjective effect of the error is to reduce the concavity or soften the image edges.

De interpolatiefout, welke een gevolg is van concaafheden in de analoge benadering f(t), waaruit de oorspronkelijke steekproefwaarden 10 fn zijn af genomen, kan op een sterke wijze worden gereduceerd onder gebruik van informatie, welke afkomstig is uit meer van de omgevende punten, bijvoorbeeld door drie of vier-steekproeven in plaats van twee steekproeven te gebruiken. Dit geschiedt door de verlengstukken hl 2 en UlU . van de rechtlijnige benaderingen, gevormd tussen respectievelijk de t5 steekproefpunten f ^ en f en tussen fn+1 en fn+2 te gebruiken. Wanneer men zich voor ogen houdt, dat de tijd van het optreden n van nieuwe steekproeven g’ bij de klokfrequentie Fg zeer dicht kan zijn gelegen bij de tijd van de steekproef f aan het begin van een blok van steekproeven of zeer dicht bij de tijd van de steekproef f ^ aan het eind 20 van een blok steekproeven, is het duidelijk, dat het gewicht, dat aan de benaderingen g"n of g"’ moet worden gegeven bij het bepalen van de werkelijke waarde g^ van een nieuwe steekproef op het tijdstip n afhanke-- lijk zal zijn van de afstand in tijd van de steekproef gQ tot elke steekproef f of f ... Uit fig. 3 en k blijkt, dat elke nieuwe steekproef- n n+i 25 waarde gQ in een blok van steekproeven in een relatie van een-op-een staat tot ’een bestaande steekproef f en dat derhalve de nummering van nieuwe steekproeven gn» als aangegeven in fig. U, overeenkomt met de nummering van oude of binnenkomende steekproeven f .The interpolation error, which is due to concavities in the analog approach f (t), from which the original sample values 10 fn have been taken, can be greatly reduced using information from more of the surrounding points, for example by using three or four samples instead of two samples. This is done by the extensions hl 2 and UlU. of the rectilinear approximations formed between the t5 sampling points f ^ and f and between fn + 1 and fn + 2, respectively. Keeping in mind that the time of occurrence n of new samples g 'at the clock frequency Fg may be very close to the time of the sample f at the beginning of a block of samples or very close to the time of the sample f ^ at the end of a block of samples, it is clear that the weight to be given to approximations g "n or g" 'when determining the true value g ^ of a new sample on the sample time n will depend on the distance in time from sample gQ to each sample f or f ... Fig. 3 and k show that each new sample n n + i 25 value gQ in a block of Sampling is in a one-to-one relationship to "an existing sample f and therefore the numbering of new samples gn" as shown in Fig. U corresponds to the numbering of old or incoming samples f.

De waarde van g”n is gelijk aan de bekende waarde van binnenkomen-30 de steekproeven f plus een incrementaal gedeelte van het verschil tussen de steekproeven fQ en f^ ^, omdat dit incrementale gedeelte hetzelfde is, onafhankelijk van het feit of het tussen n-1 en n of tussen n en n+1 is gelegen. Derhalve geldt : g" * f +¾ (f - f J (2) y. η η ίο n n-iThe value of g ”n is equal to the known value of incoming samples f plus an incremental part of the difference between the samples fQ and f ^ ^, because this incremental part is the same regardless of whether it is between n -1 and n or between n and n + 1. Therefore: g "* f + ¾ (f - f J (2) y. Η η ίο n n-i

Op een soortgelijke wijze kan de waarde van g"' op het verlengstuk UiU worden bepaald door bij de bekende waarde van f^+^ het verschil 8201914 - 12 - ' in steekproefwaarden tussen f ^en fa+g, vermenigvuldigd met een minus het incrementale gedeelte, gebruikt voor het bepalen van g"n op te tellen en derhalve geldt : s'"n = fn+1 * ·ΤΓ (fn+1 - W (3) 5 Het is duidelijk, dat wanneer de nieuwe steekproef g^ bij het tijd stip van f is gelegen, de waarde van g"n met een bepaald gewicht kan worden opgeteld bij de waarde, bepaald voor g’Q teneinde een benadering te vormen eri dat, wanneer gQ bij het tijdstip van f ^ is gelegen, de waarde van 8n*n met een bepaald gewicht kan worden opgeteld bij de waarde 10 van g' .Similarly, the value of g "'on the extension UiU can be determined by the known value of f ^ + ^ the difference 8201914-12 -' in sample values between f ^ and fa + g multiplied by a minus the incremental portion used to determine g "n to add and therefore holds: s'" n = fn + 1 * · ΤΓ (fn + 1 - W (3) 5 It is clear that when the new sample g ^ the time of f is located, the value of g "n of a given weight can be added to the value determined for g'Q in order to approximate that when gQ is at the time of f ^, the value of 8n * n with a given weight can be added to the value 10 of g '.

Een goede benadering voor de nieuwe steekproefwaarde gQ, wanneer g^ het dichtst bij f is. gelegen (wanneer n=0, 1, ...7) wordt gegeven door : _ _ 16-h „ . n , n.\ ^ = 'n tU) 15 en wanneer gQ het dichtst bij fQ+^is gelegen (wanneer n=9, 10, 11, ...15) door : _ n . Ιβ-n . tr-\ *R-ÏS * n +~ÏZ~ ‘ « t5)A good approximation for the new sample value gQ, when g ^ is closest to f. located (when n = 0, 1, ... 7) is given by: _ _ 16-h „. n, n. \ ^ = 'n tU) 15 and when gQ is closest to fQ + ^ (when n = 9, 10, 11, ... 15) by: _ n. -Β-n. tr- \ * R-ÏS * n + ~ ÏZ ~ ‘« t5)

Voor n=8 worden de resultaten gQ uit de vergelijkingen (b) en (5) gemiddeld om 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 8201914 SQS2 % gM8 + 2 gH,8 + g,8^ ^ 2 te verkrijgen.For n = 8, the results gQ from equations (b) and (5) are averaged to 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 8201914 SQS2% gM8 + 2 gH, 8 + g, 8 ^ ^ 2.

33

Er wordt op gewezen, dat de vergelijkingen (U), (5) en (6) sommen 4It is noted that equations (U), (5) and (6) add 4

KK

5 van produkten zijn, waarbij de produkten van de vorm -jg g zijn. Derhalve kunnen de kwadratische of parabolische benaderingen gfl van de func- 6 tie f(t) worden verkregen door opeenvolgende delingen door twee en som 7 meringen, evenals in het geval van de lineaire interpolatie.5 are of products, the products of the form being -gg. Therefore, the quadratic or parabolic approximations gf1 of the function f (t) can be obtained by successive divisions by two and sum 7 multiples, as in the case of the linear interpolation.

88

In verband met de concaafheid van f(t) onder een rechte raaklijn 9 aan f(t) in het punt fn, is de geïnterpoleerde waarde van g^ tussen g*n 10 en g”n bij het midden van het interval tussen n en n+1 iets groter dan 11 de werkelijke waarde van f(t), voordat hiervan steekproeven werden ge 12 nomen voor het verschaffen van de waarden f . Derhalve hebben de fouten, 13 n 14 die optreden bij het bovenbeschreven kwadratische interpolatieproces, een richting, waarbij veranderingen worden versterkt, hetgeen leidt tot 15 het subjectieve effect van het versterken van overgangen of randen in 16 het televisiebeeld.Due to the concavity of f (t) under a straight tangent 9 to f (t) at point fn, the interpolated value of g ^ is between g * n 10 and g ”n at the center of the interval between n and n + 1 slightly greater than 11 the true value of f (t), before sampling 12 of these to provide the values f. Therefore, the errors, 13 and 14, which occur in the above-described quadratic interpolation process, have a direction in which changes are amplified, leading to the subjective effect of amplifying transitions or edges in the television image.

- 13 -- 13 -

Pig. 5 toont een inrichting voor het uitvoeren van een kwadratische interpolatie overeenkomstig het bovenbeschreven proces. In fig. 5 zijn de klokfrequenties en Fg, welke worden opgewekt door de klokgenera-tor 502, gerelateerd volgens 2 2r waardoor men, zoals is beschreven, het gewenste vermogen verkrijgt om de steekproeftijden in elke regel in interpolatieblokken of -groepen met coïncidente steekproeven aan elk •'uiteinde te splitsen. Samengestelde, analoge kleurentelevisiesignalen f(t) worden toegevoerd aan een steekproef inrichting 50¾, welke steeds steekproeven neemt van het binnenko- \ mende analoge signaal en de steekproeven vasthoudt tijdens een duur, welke voor.de ADC 506 voldoende is om de steekproeven in M bits per steekproef te kwaatiseren. Zoals bekend, kunnen de M bits gelijktijdig ^ op parallelle lijnen of in serie op een enkele lijn optreden. Elke steekproef van M bits stelt êên steekproefwaarde fQ voor. De verschillende steekproeven fQ { zoals f^, f^, fQ+1, fa+g) worden, achtereenvolgens opgeslagen in een register 508, waarin zij zodanig beschikbaar komen, dat verschillende benaderingen g'n, g"^, en tenslotte g^ kunnen worden berekend.Pig. 5 shows an apparatus for performing a quadratic interpolation according to the above-described process. In Fig. 5, the clock frequencies and Fg generated by the clock generator 502 are related according to 22r giving the desired power as described in each line in interpolation blocks or groups with coincidental samples at each line. split each end. Composite analog color television signals f (t) are applied to a sampler 50¾, which always samples the incoming analog signal and holds the samples for a duration sufficient for the ADC 506 to sample in M bits. to be quantified per sample. As is known, the M bits can occur simultaneously on parallel lines or in series on a single line. Each sample of M bits represents one sample value fQ. The various samples fQ {such as f ^, f ^, fQ + 1, fa + g) are successively stored in a register 508, in which they become available such that different approximations g'n, g "^, and finally g ^ can be calculated.

De synchronisatie van de verschillende berekeningen met de blokken van steekproeven geschiedt door horizontale synchronisatiesignalen, die door een scheidingsinrichting 512 uit het analoge ingangssignaal f(t) worden afgenomen. De afgescheiden synchronisatiesignalen omvatten oc H-synchronisatie-, onderdrukkings-, opnieuw opgebouwde kleuronderdraag-golfsignalen en dergelijke. De synehronisatiesignalen worden toegevoerd aan een synchronisatie-inriehting, welke is afgebeeld als een rechthoek 526, welke inrichting een met de kleuronderdraaggolf gerelateerd signaal overdraagt naar een kloksignaalgenerator 502 teneinde de frequentie van de steekproefklok F^ op ll-XSC te vergrendelen. Het blok 526 ontvangt ook ^ een signaal, dat indicatief is voor een volledige telling van ΪΓ uit een r-trapsteller 510 om de teller terug te stellen. Het blok 526 vertraagt ook het insehakelen van de teller 510 tot het begin van het actieve gedeelte van elke horizontale regel. Bij de inrichting volgens fig. 5 is aangenomen, dat de steekproef frequenties op de eerder*beschreven wijze 35 zijn gekozen m verband met de digitale wereldnorm voor het vereenvoudigen van de transcodering door interpolatie uit een steekproeffrequentie, 8201914 - 1¾ - welke verband houdt met teSC, zodat het getal r in vergelijking (7) bekend is en bijvoorbeeld een waarde kan hebben, zoals r=U, waardoor men steeds terugkerende interpolatieblokken met een lengte van 16 nieuwe steekproeven gQ en 17 oude steekproeven fQ verkrijgt. De teller 510 ont-5 vangt signalen, die het begin van een blok aangeven, uit de synchronisa-tie-inrichting 526 en telt steeds F1 kLokpulsen en levert op een lijn 51 ^ een parallel digitaal signaal, dat de geldende waarde van n voorstelt , die bij het-beschouwde voorbeeld van een waarde 0 tot een waarde 15 kan variëren. De teller 510 wordt ook, zoals vermeld', door de synchronisatie-10 inrichting 526 op nul teruggesteld na elke cyclische volle telling van n-N. De geldende waarde van n op de geleider 51^ wordt toegevoerd aan een opzoektabel 516, welke wordt geadresseerd door het signaal op de lijn 51^· In elke geheugenplaats is informatie opgeslagen ten aanzien van het feit, welke steekproeven bij fQ voor het berekenen van de be-15 - paalde waarde van n moeten worden gebruikt. Deze informatie wordt toegevoerd aan een berekeningsprocessor 518, waarin g'n, g"a en g,Ma worden berekend, als bepaald door opgeslagen instructies in tabel 518 voor de waarde van n overeenkomstig de vergelijkingen (1), (2) en (3). Deze berekeningen vinden, zoals beschreven, plaats door een opeenvolgende de-20 ling door twee van de verschillende waarden f en een sommering van de resultaten van de verschillende delingen overeenkomstig de opgeslagen instructies.The synchronization of the various calculations with the sample blocks is effected by horizontal synchronization signals, which are taken from the analog input signal f (t) by a separator 512. The separated sync signals include oc H sync, cancellation, rebuilt color carrier wave signals and the like. The synchronization signals are applied to a synchronization device, shown as a rectangle 526, which transmits a color subcarrier-related signal to a clock signal generator 502 to lock the frequency of the sample clock Flok on 11-XSC. Block 526 also receives a signal indicative of a full count of ΪΓ from an r-stage counter 510 to reset the counter. Block 526 also delays the activation of counter 510 to the beginning of the active portion of each horizontal line. In the arrangement of FIG. 5, it is assumed that the sampling frequencies are selected in the manner described previously * in connection with the digital world standard for simplifying transcoding by interpolation from a sampling frequency, 8201914-1¾ - which is related to teSC so that the number r in equation (7) is known and may, for example, have a value such as r = U, whereby recurring interpolation blocks of 16 new samples gQ and 17 old samples fQ are obtained. The counter 510 receives signals indicating the start of a block from the synchronization device 526 and always counts F1 clock pulses and supplies a parallel digital signal on a line 51 ^, which represents the current value of n, which in the example considered can vary from a value 0 to a value 15. Counter 510 is also reset, as noted, by synchronizer 526 to zero after each cyclic full count of n-N. The valid value of n on the conductor 51 ^ is applied to a look-up table 516, which is addressed by the signal on the line 51 ^ · In each memory location information is stored regarding the fact that samples are taken at fQ to calculate the be-15 - certain value of n must be used. This information is supplied to a calculation processor 518, wherein g'n, g "a and g, Ma are calculated, as determined by stored instructions in table 518 for the value of n according to equations (1), (2) and (3 These calculations are made, as described, by a successive division by two of the different values f and a summing of the results of the different divisions according to the stored instructions.

Fouten, die een gevolg zijn van afronding, kunnen tot een minimum worden teruggebracht, doordat de verschuiving voor het tot stand brengen 25 van het delen door twee en het optellen plaats vindt in schuifregisters met (M+r) bits. De waarden van gfn, g"n en gn,n» berekend in 518 worden achtereenvolgens toegevoerd aan een opslagregister 520 en beschikbaar gesteld aan een verdere berekeningsketen 522, waarin de waarde van g^ wordt berekend overeenkomstig instructies uit het register 518 voor de 30 bepaalde waarde van n teneinde te voldoen aan de vergelijkingen (U), (5) en (6). Ha het berekenen van gn worden de minst significante bits geschrapt om terug te keren tot een uitgangssignaal met M bits en wordt gn toegevoerd aan een buffer 52b. De geïnterpoleerde signalen worden met de frequentie F^ uit de buffer 52b geklokt en vormen het getranscodeerde 35 signaal.Errors due to rounding can be minimized by shifting to divide by two and add them to shift registers with (M + r) bits. The values of gfn, g "n and gn, n» calculated in 518 are sequentially fed to a storage register 520 and made available to a further calculation circuit 522, wherein the value of g ^ is calculated according to instructions from register 518 for the determined value of n in order to satisfy equations (U), (5) and (6) After calculating gn, the least significant bits are deleted to return to an output with M bits and gn is supplied to a buffer 52b The interpolated signals are clocked from the buffer 52b at the frequency F ^ and form the transcoded signal.

Het is duidelijk,dat-het camponentstelsel voor een wereldnorm gebruik kan maken van YIQ; Ϋ, (B-Y), (E-γ) of andere componenten in plaats 8201914 > ? - 1J - van RGB, zoals weergegeven. Verder is het duidelijk, dat de duur van het . onder drükkings interval, bepaald door de teller. 150, op een gewenste waarde en positie ten opzichte van het synchronisatiesignaal kan worden ingesteld.It is clear that the world standard campaign system can use YIQ; Ϋ, (B-Y), (E-γ) or other components instead 8201914>? - 1J - from RGB, as shown. Furthermore, it is clear that the duration of the. under pressure interval, determined by the numerator. 150 can be adjusted to a desired value and position relative to the synchronizing signal.

5 Het tot dusver "beschreven interpolatiestelsel heeft betrekking op een transcodering door interpolatie van signalen, welke verband houden met een steekproeffrequentieverhouding F1/F2=M/2r, waarbij M « (2r+1), waardoor de F2 steekproeven progressief de tijdafstand doorlopen tussen opeenvolgende F1-steekproeven, zoals weergegeven in fig. 3» en wel over - 10 de duur van één blok steekproeven. Bij.de bepaalde, beschreven uitroe?*! ringsvorm wordt de frequent ieverhouding van F1/F2 bepaald door de verhouding van ksSC/13,5 MHz, welke in werkelijkheid gelijk is aan de Ver- • * houding 35/33, én welke wordt benaderd door de verhouding 17/16 teneinde voor een waarde van r=H overeen te komen met vergelijking (7). Hierdöor 15 verkrijgt men het voordeel van interpolatie door opeenvolgende verschuiving en optelling. De voordelen van interpolatie door verschuiving en optelling zijn niet beperkt tot het geval, waarin de teller van de noemer verschilt met een geheel getal, dat gelijk is aan de eenheid, doch kan worden verwezenlijkt voor alle positieve, gehele getallen M en r, 20 zolang als M en 2 geen gemeenschappelijke factor hebben.The interpolation scheme described heretofore relates to a transcoding by interpolation of signals related to a sampling frequency ratio F1 / F2 = M / 2r, where M «(2r + 1), whereby the F2 samples progressively traverse the time interval between successive F1 Sampling, as shown in FIG. 3 over the duration of one block of samples. In the particular described extermination form, the frequency ratio of F1 / F2 is determined by the ratio of ksSC / 13. .5 MHz, which is actually equal to the Ratio 35/33, and which is approximated by the ratio 17/16 to correspond for a value of r = H to equation (7). Take the advantage of interpolation by sequential shift and addition The advantages of interpolation by shift and addition are not limited to the case where the numerator of the denominator differs by an integer equal to the unit id, but can be realized for all positive integers M and r, 20 as long as M and 2 do not have a common factor.

Een transcodering tussen PAL-signalen bij 625 regels per raster, een rasterfrequentie van 50 HZ en de voorgestelde wereldnorm van 13,5 MHz kan door interpolatie met deze extra methode plaats vinden en kan leiden tot een gereduceerde interpolatiefout.A transcoding between PAL signals at 625 lines per frame, a frame frequency of 50 Hz and the proposed world standard of 13.5 MHz can take place by interpolation with this additional method and can lead to a reduced interpolation error.

25 Zoals weergegeven in fig. b3 wordt de geïnterpoleerde waarde voor een nieuwe steekproef g^ in de linkerhelft van het interval tussen de tijdstippen n en n+1 op de volgende wijze bepaald. Eerst treden binnenkomende steekproeven f en op respectieve tijdstippen n en n+1 op.As shown in Fig. B3, the interpolated value for a new sample g ^ in the left half of the interval between times n and n + 1 is determined in the following manner. Incoming samples f and first occur at n and n + 1, respectively.

In de tweede plaats worden amplitudeverschillen bepaaldt tussen f ^ en 30 f ; en tussen f en. . In de derde plaats worden de amplitudeverschil len gewogen overeenkomstig de relatieve positie in tijd van de betreffende steekproeven in een steekproefblok. In de vierde plaats wordt elk van de gewogen verschillen bij de waarde van f gevoegd teneinde êén steekproef te vormen, die lineair tussen f en f is geïnterpoleerd en 35 nog een steekproef te voimen, welke lineair is geëxtrapoleerd uit het gebied tussen f . en f . De lineair geïnterpoleerde en geëxtrapoleerde steekproeven worden dan voorts gewogen overeenkomstig hun nabijheid tot 8201914 - 16 - f en gesommeerd teneinde een geïnterpoleerde waarde te verschaffen. In de tweede of rechter-helft van het interval n tot n+1 wordt een overeenkomstig schema uitgevoerd voor de punten f ,. fQ+^ en f g. Derhalve wordt bij het interpolatieschema, dat onder verwijzing naar fig. Ij· is 5 beschreven, gebruik gemaakt van drie steekproeven van het binnenkomende signaal om elke geïnterpoleerde steekproefwaarde te bepalen. Het is ook mogelijk vier binnenkomende steekproefpunten gelijktijdig te gebruiken om een betere interpolatie voor een positief geheel getal M en r te verkrijgen, zoals boven is beschreven.Second, amplitude differences are determined between f ^ and 30 f; and between f and. . Third, the amplitude differences are weighted according to the relative temporal position of the samples in question in a sample block. Fourth, each of the weighted differences is added to the value of f to form one sample which is interpolated linearly between f and f and to void another sample which is extrapolated linearly from the area between f. and f. The linearly interpolated and extrapolated samples are then further weighted according to their proximity to 8201914 - 16 - f and summed to provide an interpolated value. In the second or right half of the interval n to n + 1, a corresponding scheme is performed for points f,. fQ + ^ and f g. Therefore, the interpolation scheme described with reference to Fig. Ij · uses three samples of the incoming signal to determine each interpolated sample value. It is also possible to use four incoming sample points simultaneously to obtain better interpolation for a positive integer M and r, as described above.

TO Een gegeneraliseerd transcodeerschema, waarbij gebruik wordt ge maakt van positieve, gehele getallen M en r, wordt bijvoorbeeld gebruikt bij een transcodering vanuit 625/50 PAL-signalen naar bemonsterde signalen van 13,5 MHz overeenkomstig de voorgestelde wereldnorm, zoals boven vermeld. Voor deze transcodering kunnen van het PAL-signaal steekproeven 15 worden genomen met een frequentie tacSC teneinde voor elke volledige horizontale regel 1135»006^ steekproeven te verkrijgen. Het is bekend, dat deze steekproeven tot precies 1135 steekproeven per raster kunnen worden gereduceerd en de resulterende fout slechts een vertekening van 0,16* in de beeldgeometrie vormt.TO For example, a generalized transcoding scheme using positive integers M and r is used when transcoding from 625/50 PAL signals to sampled 13.5 MHz signals according to the proposed world standard, as noted above. For this transcoding, the PAL signal may be sampled at a frequency tacSC to obtain 1135006 samples for each complete horizontal line. It is known that these samples can be reduced to exactly 1135 samples per frame and the resulting error distorts only 0.16 * in the image geometry.

20 De verhouding van 1135 steekproeven per PAL-regel tot 86k steek proeven per wereldnormregel is de verhouding 1135/86¾ * 1,313657¾. Dit getal ligt zeer dicht bij het quotiënt 21/16 = 1,3125. Derhalve kan de actieve regel van 70¾ steekproeven bij de wereldnorm van 13,5 MHz met steekproeven uit kxSC PAL-signalen worden gevuld door 21 ingangssteek-25 proeven bij ¾xSC in l6 uitgangssteekproeven bij 13,5 MHz in elk blok van.steekproeven om te zetten met precies ^ blokken over het actieve beeld.Het resultaat van de betreffende benaderingen bij een dergelijke transcodering is een geometrische nauwkeurigheid van (12/16) (86V1135) = 0,9991186 30 hetgeen neerkomt op een geometrische vervorming in de vorm van een uitrekking van minder dan 0,1*. Manipulaties van het beeld, welke leiden tot vertikale of horizontale vervormingen van minder dan 1* worden in het algemeen acceptabel geaeht, aangezien dit bij de tolerantiegrens is gelegen, waarmede kamera's en kinescopen kunnen worden gecentreerd. De 35 vervorming, welke wordt geïntroduceerd door de benaderingen, die zich voordoen bij de transcodering, is veel kleiner dan deze grenswaarde en derhalve acceptabel.20 The ratio of 1135 samples per PAL line to 86k samples per world standard rule is the ratio 1135 / 86¾ * 1.313657¾. This number is very close to the quotient 21/16 = 1.3125. Therefore, the active rule of 70¾ samples at the world standard of 13.5 MHz can be filled with samples from kxSC PAL signals by converting 21 input samples at ¾xSC into 16 output samples at 13.5 MHz in each block of samples. with precise blocks over the active image. The result of the approximations involved in such a transcoding is a geometric accuracy of (12/16) (86V1135) = .9991186 30 which represents a geometric distortion in the form of a stretch of less than 0.1 *. Manipulations of the image leading to vertical or horizontal distortions of less than 1 * are generally accepted as they are at the tolerance with which to center cameras and kinescopes. The distortion introduced by the approximations that occur in the transcoding is much smaller than this limit and therefore acceptable.

8201914 - 17 -8201914 - 17 -

Binnen, elk transcodeerblok van steekproeven, dat een rol speelt bij het omzetten van ÏÏTSC in wereldnorm, zoals boven is beschreven, schrijdt de positie van elke nieuwe steekproef g^ over de tijdafstand tussen binnenkomende steekproeven regelmatig voort; bij het begin van 5 elk blok treedt gQ gelijktijdig met f op en bij groter wordende tijd beweegt g^ zich gedeeltelijk over of tussen opeenvolgende SteekproevenWithin, each sample transcoding block, which plays a role in converting IC to world standard, as described above, the position of each new sample advances regularly over the time distance between incoming samples; at the beginning of each block gQ occurs simultaneously with f and with increasing time gq moves partly over or between successive Samples

f en f j , todat bij het eind van het transcodeerblok van steekproeven n n*If and f j, until at the end of the transcoding block of samples n n * I

gQ gelijktijdig met fQ+^ optreedt. Deze regelmatige progressie is een gevolg van de extra 1 in de teller van vergelijking (7)· Deze. teller TO wordt M genoemd. In het geval van het PAL-signaal verschilt M met- meer dan de eenheid van de noemer. Meer in het bijzonder kantin het geval van het transcoderen van PAL in wereldnorm het volgende quotiënt worden : gevormd f E. , IL . ':£& . « (8} -......gQ occurs simultaneously with fQ + ^. This regular progression is due to the extra 1 in the numerator of equation (7) · This. counter TO is called M. In the case of the PAL signal, M differs by more than the unit of the denominator. More specifically, in the case of world standard transcoding PAL, the following quotient can be formed: f E., IL. £ &. «(8} -......

15 f2 gr -yr Ï5 m waarbij de teller M gelijk is aan 21 en Ό-an de waarde 16 van de noemer met vijf verschilt. De fysische betekenis van dit verschil is, dat binnen elk transcodeerblok 21 steekproeven van ket binnenkomende signaal optreden binnen het interval, waarin 16 nieuwe, getranscodeerde steek-20 proeven worden gevormd. Deze-inrichting is weergegeven in fig. 6. Evenals in het geval van fig. 3 stelt de lengte van de lijn b de duur van êën interpolatieblok voor en is gesplitst in 16 posities, welke de steekproef-tijdstippen voorstellen. De punten a stellen de steekproeftijdstippen van het binnenkomende signaal voor. Het verschil M-2 heeft een tweede 25 fysische betekenis, welke samengaat met de eerste. Deze tweede betekenis kan onder verwijzing naar fig. 6 worden toegelicht door erop te wijzen, dat elke nieuwe steekproef (die punten op de lijn b van fig. 6) ligt tussen ingangssteekproeven (a) in een tijdpositie, welke (M-2r)/l6 of 5/15 van een tussensteekproefinterval vanaf de voorafgaande positie is gele-30 gen. Zo treden bijvoorbeeld de steekproefpunten 0 gelijktijdig op, treedt het nieuwe (b) steekproefpunt 1 op bij 5/16 van de afstand tussen de binnenkomende (a) steekproefpunten 1 en 2, treedt het nieuwe punt 2 op 5/16 + 5/16 = 10/16 van de afstand tussen (a) steekproefpunten 2 en 3cp.15 f2 gr -yr Ï5 m where the numerator M equals 21 and Ό - the value 16 of the denominator differs by five. The physical significance of this difference is that within each transcoding block 21 samples of the incoming signal occur within the interval in which 16 new transcoded samples are generated. This device is shown in Fig. 6. As in the case of Fig. 3, the length of the line b represents the duration of one interpolation block and is split into 16 positions representing the sampling times. Points a represent the sampling times of the incoming signal. The difference M-2 has a second physical meaning, which coincides with the first. This second meaning can be explained with reference to Fig. 6 by pointing out that each new sample (those points on the line b of Fig. 6) lies between input samples (a) in a time position, which (M-2r) / 16 or 5/15 of an intermediate sample interval from the previous position is located. For example, the sample points 0 occur simultaneously, the new (b) sample point 1 occurs at 5/16 of the distance between the incoming (a) sample points 1 and 2, the new point 2 occurs at 5/16 + 5/16 = 10/16 of the distance between (a) sample points 2 and 3cp.

Op een soortgelijke wijze treedt het nieuwe punt 3 op bij 15/16 van de 35 afstand tussen de binnenkomende steekproefpunten 3 en t, terwijl het nieuwe punt k optreedt op een tijdstip (15/16 + 5/16)-1 = 20/16 - 16/16 =Similarly, the new point 3 occurs at 15/16 of the distance between the incoming sample points 3 and t, while the new point k occurs at a time (15/16 + 5/16) -1 = 20/16 - 16/16 =

Vl6 over de duur tussen de tijdstippen van binnenkomende steekproeven 8201914 . 18- 5 en 6. De nieuwe of uitgaande steekproef 5 treedt h/l6 + 5/16 » 9/16 tussen de ingaande steekproeven 16 en 17 op en de nieuwe steekproef 6 treedt op op een tijdstip 9/16 + 5/16 = 11*./16 tussen de binnenkomende steekproeven 7 en 8. Fig. . 7 geeft alle posities, die in fig. 6 optreden.Vl6 about the duration between the times of incoming samples 8201914. 18-5 and 6. The new or outgoing sample 5 occurs h / l6 + 5/16 »9/16 between the incoming samples 16 and 17 and the new sample 6 occurs at a time 9/16 + 5/16 = 11 *. / 16 between the incoming samples 7 and 8. FIG. . 7 shows all positions occurring in FIG. 6.

5 Er liggen geen nieuwe steekproeven in de tijd tussen de binnenkomende steekproeven k -~r. 5; 8 -:l 9; 12' - 13 en 16 - 17. Fig. 15 geeft een equivalente informatie voor een transcodering, waarin r = en M = 25·5 There are no new samples in the time between the incoming samples k - ~ r. 5; 8 -: 9; 12 '- 13 and 16 - 17. FIG. 15 gives equivalent information for a transcoding, where r = and M = 25

De onder verwijzing naar fig. b beschreven interpolaties bij het vormen van een benadering voor gQ (waarbij de nieuwe waarde wordt ge-10 schat), maken gebruik van g”n, gewogen door een eerste stel functies in de eerste helft van het interval tussen opeenvolgende ingangssteekproe-ven fQ en een tweede gewiehtsfunctie in de tweede helft van het.interval. Dit leidt tot een interpolatie, welke onder bepaalde omstandigheden acceptabel kan zijn, doch men kan een betere benadering (kleinere fout) 15 verkrijgen door een gemiddelde te nemen van de gewogen schattingen g*a, g"n en g,,?a over .het gehele intersteekproefinterval. Een dergelijk gemiddelde wordt gegeven door * * 1/2's'n + ψ- *"n - 7 *"'n » waarbij 20 n! = [(M-2r)xn] (modulo 2Γ) (10)The interpolations described with reference to Fig. B in forming an approximation for gQ (estimating the new value) use g ”n weighted by a first set of functions in the first half of the interval between successive input samples fQ and a second weighting function in the second half of the interval. This leads to an interpolation, which may be acceptable under certain circumstances, but a better approximation (smaller error) can be obtained by averaging the weighted estimates g * a, g "n and g"? A over. the entire inter-sample interval. Such an average is given by * * 1 / 2's'n + ψ- * "n - 7 *" 'n »where 20 n! = [(M-2r) xn] (modulo 2Γ) (10)

De fysische betekenis van nT houdt verband met de positie van niéuwe steekproeven b ten opzichte van binnenkomende steekproeven a.The physical significance of nT is related to the position of new samples b relative to incoming samples a.

In fig. 6 geit: * n' = (21-l6)n modulo 16 = 5n/modulo 16 (11) 25 hetgeen betekent, dat voor elke nieuwe steekproef n de waarde van n' met 5 delen uit 16 toeneemt, zoals boven is vermeld.In Fig. 6 goat: * n '= (21 -16) n modulo 16 = 5n / modulo 16 (11) 25 which means that for each new sample n the value of n' increases by 5 parts out of 16, as above is mentioned.

De benadering van g^ in vergelijking (12) als aangegeven in fig. 8 kan worden voorgesteld door een parabool, die door de punten fn’ fn+1 gaat. Zoals aangegeven, heeft de parabool een sterkere piek dan een kromme van 30 de derde orde, die door de vier punten f ^, f^, fQ+^ en f^+g gaat.The approximation of g ^ in equation (12) as indicated in Fig. 8 can be represented by a parabola passing through points fn, fn + 1. As indicated, the parabola has a stronger peak than a third-order curve passing through the four points f ^, f ^, fQ + ^ and f ^ + g.

In fig. 9 vindt men een alternatif interpolatieschema. Een eerste parabool 900 gaat door de punten f ^en fn+^, en een tweede parabool 902 gaat door de punten f , f ^ en fQ+g.In Fig. 9 an alternative interpolation scheme is found. A first parabola 900 passes through points f ^ and fn + ^, and a second parabola 902 passes through points f, f ^ and fQ + g.

Dit kan worden gedefinieerd door de volgende vergelijkingen : 35 (900) g_ 1/2 g'+^~· g") (12) U 2r ^ ^ 8201914 - 19 - ('902) !",] (13) 2 2This can be defined by the following equations: 35 (900) g_ 1/2 g '+ ^ ~ · g ") (12) U 2r ^ ^ 8201914 - 19 - (' 902)!",] (13) 2 2

Bij interpolatie van een nieuwe steekproef gQ tussen de tijdstippen n van de steekproef f en het tijdstip n+1 van de steekproef fQ+^ kan men, zoals eerder beschreven, vergelijking (12) in de eerste helft 5 van het interval en vergelijking (13) in de tweede helft gebruiken, met het gemiddelde van de twee in het tussengelegen punt. Het gemiddelde over het gehele interval leidt tot de vergelijking . - 1A<3 sVp g"'n> . <«) Λ -When interpolating a new sample gQ between the times n of the sample f and the time n + 1 of the sample fQ + ^, as previously described, equation (12) in the first half of the interval and equation (13) in the second half, with the average of the two at the intermediate point. The average over the entire interval leads to the comparison. - 1A <3 sVp g "'n>. <«) Λ -

Weer een andere benadering van de waarde van de nieuwe' steekproef gQ, 10 geïnterpoleerd tussen opeenvolgende steekproef f^, kan plaats vinden door vergelijking (12) bij het begin van het interval zwaarder te wegen en vergelijking (13) bij het eind van het interval zwaarder te wegen, waarvoor geldt : e - ^ (vergelijking 12) +^- (vergelijking 13) (15) -n 2r 2r 15 Pig. 10 toont in het algemeen de verschillen tussen de waarden van nieuwe steekproeven gn, als bepaald door de interpolatiebenaderingen, beschreven door vergelijking (9) en vergelijking (1*0. De getrokken kromme 1009 heeft de vorm van een parabool volgens vergelijking (9) en de gestippelde kromme 101¼ heeft de vorm van een parabool volgens verge-20 lijking (1¼). De 'kranme 1009 is betrekkelijk scherp gebogen en neemt tussen de punten f^ ^ en ίβ+2 af, terwijl de kromme 101¼ minder scherp gebogen is en boven deze punten is gelegen. Er is reeds gewezen op het feit, dat door een interpolatie een versterking van' overgangen kan worden verkregen en daardoor wordt voorzien in een beeld met een minder 25 ’’zacht" of meer "scherp” voorkomen. Uit fig. 10 blijkt, dat een interpolatie, waarbij gebruik wordt gemaakt van vergelijking (9) leidt tot nieuwe steekproeven, die de scherpte in gebieden met grote concaafheid vergroten vergeleken met die, welke worden verkregen overeenkomstig vergelijking (1¼).Yet another approximation of the value of the new sample gQ, interpolated between consecutive sample f ^, can take place by overweighting equation (12) at the start of the interval and equation (13) at the end of the interval heavier, for which holds: e - ^ (equation 12) + ^ - (equation 13) (15) -n 2r 2r 15 Pig. 10 generally shows the differences between the values of new samples gn, as determined by the interpolation approaches, described by equation (9) and equation (1 * 0. The drawn curve 1009 is in the form of a parabola according to equation (9) and the dotted curve 101¼ has the shape of a parabola according to equation (1¼). The curve 1009 is relatively sharply curved and decreases between the points f1 and 2 + 2, while the curve 101¼ is less sharply curved and It has been pointed out above that it has already been pointed out that an interpolation may provide a gain of transitions and thereby provide an image with a less "soft" or more "sharp" appearance. 10. It appears that an interpolation using equation (9) results in new samples, which increase sharpness in areas of high concavity compared to those obtained according to equation (1¼).

30 De vergelijkingen (¼ - 6) en (9 - 1¼) stellen kwadratische inter polaties of interpolaties van hogere orde voor, die als gemeenschappelijk kenmerk hebben, dat de krommen door de punten f^ en fQ+1 gaan, waarbij zij de sommen van vermenigvuldigingen of produkten van vier steekproefpunten f ^, fn, fQ+1 en fn+2 voorstellen, en waarbij de ver- 8201914 -20.- menigvuldigers de vorm hebben van 9/2r» waarbij p een geheel getal is, dat varieert tussen de waarden nul en 2 .De uitvoeringsvorm volgens de uitvinding kan derhalve deze algoritbmen realiseren door een reeks verschuivingen en optellingen, die op een eenvoudige wijze met grote 5 snelheid kunnen worden verwezenlijkt.Equations (¼ - 6) and (9 - 1¼) represent quadratic or higher order interpolations, the common feature of which is that the curves pass through the points f ^ and fQ + 1, the sums of represent multiplications or products of four sample points f ^, fn, fQ + 1 and fn + 2, and where the multiplications are in the form of 8 / 2r »where p is an integer that varies between the values zero and 2. The embodiment according to the invention can therefore realize these algorithms by a series of shifts and additions, which can be realized in a simple manner at great speed.

Men kan een schakeling, als weergegeven in fig. 11, gebruiken om een transcodering van algemeen type, zoals boven beschreven, te verwezenlijken. In fig. -11 zijn elementen, welke overeenkomen met die van fig. 5, van dezelfde verwijzingen voorzien. ELokpulsen met een frequen-10 tie F2 worden opgeslagen in een n-teller 510 met r-trappen, die door de tijdregelaar 110¾ op nul wordt teruggesteld wanneer de uiteindelijke telling van 2 -1 wordt bereikt (bij het PAL-voorbeeld vindt een terugstelling bij 15 plaats). Voor elke waarde van n uit de teller 510 met r-trappen, kiest het RCM-instructieregister 516 de juiste instructies 15 voor het berekenen van de waarden g' , g'V, en g"' uit de op dat moment η η n opgeslagen waarden van -f in het opzamelregister 508.One circuit, as shown in Fig. 11, can be used to accomplish a general type transcoding as described above. In FIGS-11, elements corresponding to those in FIG. 5 are given the same references. ELoculses with a frequency F2 are stored in an n-counter 510 with r-stages, which is reset to zero by the timer 110¾ when the final count of 2 -1 is reached (in the PAL example, a reset at 15 place). For each value of n from the r-stage counter 510, the RCM instruction register 516 selects the appropriate instructions 15 for calculating the values g ', g'V, and g "" from the currently stored η η n values of -f in the storage register 508.

Fig. 12 is een meer gedetailleerd blokschema van een uitvoeringsvorm van een gegeneraliseerde transcodeerinrichting, welke bestond is voor het transcoderen van PAL-signalen, waarvan steekproeven worden ge-20 nomen bij tacSC (ongeveer 17,7 MHz) in 13,5 MHz. Het analoge, samengestelde PAL-signaal f(t) wordt via een ingangsklem 1210 toegevoerd aan een voorfilter, een steekproef inrichting van 17,7 MHz en een ADC, weergegeven als een rechthoek 1212. Het nemen van steekproeven in de rechthoek 1212 wordt bestuurd door de F1-klok. De uitgang van het blok 1212 25 bestaat uit een aantal (in dit geval 8) parallelle, signaalvoerende kanalen op lijnen, waarvan er êên een minst significante bit (LSB) en een andere de meest significante bit(MSB) voorstelt. De signalen op deze lijnen worden parallel of gelijktijdig aan een gelijk aantal scbuifregis-ters in een rechthoek 121¾ toegevoerd. In de rechthoek 121¾ zijn slechts 30 de schuif registers voor de LSB- en MSB-signaien weergegeven. Het klokken van de schuifregisters 121¾ wordt bestuurd door tempeersignalen, welke worden geleverd door een tempeerbesturingsschakeling, weergegeven als een rechthoek 1216. De tempeer schakeling 1216 ontvangt naast de Fl-klok-pulsen bepaalde synchronisatie-informatie, welke verband houdt met het 35 binnenkomende PAL-signaal, zodat de verwerking van de binnenkomende signalen zodanig kan worden gesynchroniseerd, dat deze plaats vindt in trans-codeerblokken, beginnende met het actieve videosignaal. De meest nieuwe 8201914 \.' " ’ ί \ - 21 -.Fig. 12 is a more detailed block diagram of an embodiment of a generalized transcoder that existed for transcoding PAL signals, sampled at tacSC (about 17.7 MHz) at 13.5 MHz. The analog composite PAL signal f (t) is supplied through an input terminal 1210 to a pre-filter, a 17.7 MHz sampler and an ADC, shown as a rectangle 1212. Sampling in the rectangle 1212 is controlled by the F1 clock. The output of block 1212 consists of a number (in this case 8) of parallel signal carrying channels, one of which represents a least significant bit (LSB) and another represents the most significant bit (MSB). The signals on these lines are applied in parallel or simultaneously to an equal number of scbuif registers in a rectangle 121¾. Only 30 shift registers for the LSB and MSB signals are shown in the rectangle 121¾. The clocking of the shift registers 121¾ is controlled by timing signals supplied by a timing control circuit, shown as a rectangle 1216. The timing circuit 1216 receives certain synchronization information in addition to the F1 clock pulses related to the incoming PAL signal. signal, so that the processing of the incoming signals can be synchronized such that it takes place in trans-coding blocks, starting with the active video signal. The most new 8201914 \. ' "- 21 -.

signalen in de schuif registers kernen overeen met f g en de oudste met f ^, waarbij f en fn+JJ zich op tussengelegen plaatsen "bevinden. Deze signalen van acht. bits worden uit de schuif registers 121¼ in paren aan de ingangen van verschilketens 1218, 1220 en 1222 toegevoerd. Zo worden 5 fn en f toegevoerd aan 1218; en fn aan 1220; en fQ+1 en fQ+g aan 1222. De verschilketens ontvangen ook tempeer- (T)-ingangssignalen uit de tempeerregelaar 1216 om hun werking, met de steekproeven te synchroniseren. De uitgangssignalen van de ketens 1218 en 1220 worden toegevoerd aan de ingangen van vermenigvuldigers 122¼ respectievelijk 1226, die met n'/l6 10 vermenigvuldigen, en wel, zoals beschreven, door opeenvolgende delingen door twee en optellingen, afhankelijk van de waarden van de lopende variabele nt, die daaraan door de ROM-opzoektabel 1228 wordt toegevoerd. Zoals vermeld, stelt nf de tijdpositie van de nieuwe steekproef, welke wordt gevormd, ten opzichte van de tijdstippen van de naastgelegen bin-15 nenkamende steekproeven voor. Voor een bepaalde transcodering, bijvoorbeeld vanuit PAL naar 13,5 MHz, is de frequentieverhouding bekend en derhalve is de overeenkomst van een-op-een van n’ met het steekproef-nummer bekend, zoals de2e bijvoorbeeld wordt gegeven in de tabel volgens fig. 7. De HOM 1228 wordt geadresseerd door informatie, welke verband" 20 houdt met de klokfrequentie F2 van een nieuwe steekproef, die door een teller 1230 in blokken n wordt geteld. Elke op.deze wijze geadresseerde geheugenplaats bezat eerst informatie, welke verband hield met de waarde van n?, overeenkomende met het adresnummer n voor dié bepaalde transcodering. Derhalve ontvangen voor elke nieuwe steekproef, welke binnen 25 een transcodeerblok wordt gevormd, de vermenigvuldigers 122¼ en 1226 uit de ROM 1228 een geschikte waarde van n?, welke indicatief is voor de optellingen, die moeten plaats vinden met de door twee gedeelde ver-schilsignalen.signals in the shift registers cores correspond to fg and the oldest to f ^, with f and fn + JJ located at intermediate locations. These eight-bit signals are extracted from the shift registers 121¼ in pairs at the inputs of difference circuits 1218, 1220 and 1222. For example, 5 fn and f are supplied to 1218, and fn to 1220, and fQ + 1 and fQ + g to 1222. The differential chains also receive timing (T) inputs from the timing controller 1216 for their operation, with the samples The outputs of the circuits 1218 and 1220 are applied to the inputs of multipliers 122¼ and 1226, respectively, which multiply by n '/ l6 10, as described, by successive divisions by two and additions, depending on the values of the running variable nt supplied to it by the ROM lookup table 1228. As mentioned, nf sets the time position of the new sample being generated, relative to the times of the adjacent and indoor-15 samples for. For a given transcoding, for example from PAL to 13.5 MHz, the frequency ratio is known and therefore the correspondence of one-to-one of n 'to the sample number is known, as the 2nd is given, for example, in the table according to FIG. 7. The HOM 1228 is addressed by information related to the clock frequency F2 of a new sample which is counted in blocks n by a counter 1230. Each memory location addressed in this manner first had information related to the value of n ?, corresponding to the address number n for that particular transcoding Therefore, for each new sample formed within a transcoding block, the multipliers 122¼ and 1226 from the ROM 1228 receive an appropriate value of n? which is indicative for the additions, which must take place with the difference signals divided by two.

Het uitgangssignaal van de vermenigvuldiger 1226 wordt toegevoerd 30 aan een optelinrichting 1232, waarin het signaal wordt gesommeerd met de geldende waarde van f teneinde een lineair geïnterpoleerde steekproef gfn te verschaffen, als cmschreven door vergelijking (1). Op een soortgelijke wijze wordt het uitgangssignaal van de vermenigvuldiger 122¼ toegevoerd aan een geklokte optelketen 123^ waarin het signaal 35 wordt opgeteld bij f teneinde een lineair geëxtrapoleerde steekproef g”n te verschaffen, overeenkomstig vergelijking (2). De geldende n'-waarde wordt uit de ROM 1228 toegevoerd aan een (16-n’) verschilketen 1235 en 8201914 \ \ . . '\ - 22 - het verschilsignaal wordt toegevoerd aan een ingang van een vermenigvuldiger 1238. Het verschilsignaal (f ^ fn+2), dat door de verschilketen 1222 wordt verschaft, wordt toegevoerd aan een tweede ingang van de vermenigvuldiger 1238'. De vermenigvuldiger 1238 vormt een produkt door 5 achtereenvolgens delen door twee en optellen, afhankelijk van de waarde van (l6-nr) voor het vormen van een produktsignaal, dat wordt toegevoerd aan een optelinrichting 12h0 om met de waarde van f^ te worden gesommeerd teneinde g”volgens vergelijking (3) te vormen.The output of the multiplier 1226 is applied to an adder 1232, in which the signal is summed with the current value of f to provide a linearly interpolated sample gfn, as described by equation (1). Similarly, the output of the multiplier 122¼ is supplied to a clocked adder 123 ^ in which the signal 35 is added to f to provide a linearly extrapolated sample g ”n, according to equation (2). The valid n 'value is supplied from ROM 1228 to a (16-n') difference chain 1235 and 8201914 \\. . The difference signal is applied to an input of a multiplier 1238. The difference signal (fn + 2) supplied by the difference circuit 1222 is applied to a second input of the multiplier 1238. The multiplier 1238 forms a product by 5 successively dividing by two and adding, depending on the value of (16-nr) to form a product signal, which is fed to an adder 12h0 to be summed with the value of f ^ to g ”according to equation (3).

De gfn-waarde wordt via een verdere vermenigvuldiger 12¾2 toege-10 voerd aan een sammeerketen 12¾¾. De vermenigvuldiger 12h2 vermenigvuldigt met een constante waarde 11/16, welke van de vorm n/16 is en derhalve door door twee delende ketens en optelinrichtingen kan worden gerealiseerd. De g”a*- en g"’^-waarden worden door de respectieve vermenigvuldigers 1^6 en ^8 gewogen overeenkomstig de positie van de nieuwe steek-15 proef g^ ten opzichte van de naastgelegen binnenkomende steekproeven.The gfn value is supplied to a combination chain 12¾¾ via a further multiplier 12¾2. The multiplier 12h2 multiplies by a constant value 11/16, which is of the form n / 16 and can therefore be realized by two dividing chains and adding devices. The g "a * and g" "^ values are weighted by the respective multipliers 1 ^ 6 and ^ 8 according to the position of the new sample g ^ relative to the adjacent incoming samples.

Vermenigvuldiger 12¾8 vermenigvuldigt met nf/l6 en ontvangt uit de ROM 1228 voor dit doel de lopende variabele n'. De vermenigvuldiger 12k6 vermenigvuldigt met (l6-n)/l6 en ontvangt uit de verschilketen' 1236 het verschilsignaal (16-n) als lopende variabele. De beide vermenigvuldigers 20 zijn van het gewenste, snel werkende verschuivings-enr-opteltype, zoals later zal worden beschreven. De gewogen g”n-en g'Mn-signalen worden bij elkaar opgeteld in een sommeerketen 1250. Aan de uitgang van de sommeer-inrichting 1250 is het signaal de som van een klein gedeelte van g" en een groot gedeelte van g,M , waarbij n' klein is, hetgeen het geval is 25 wanneer de nieuwe steekproef bij de steekproef f ligt. Wanneer de nieuwe steekproef gQ bij f ^ ligt, d.w.z. wanneer n' bij 16 is gelegen, bestaat het door de sommeerinrichting 1250 gevormde signaal daarentegen uit een groot gedeelte van g"n en een klein gedeelte uit g,Mn· Deze weging verschaft een geschatte waarde van f(t), het analoge ingangssignaal, 30 dat in krommingsgebieden een sterke piek vertoont. Teneinde de piek te verlagen wordt het gesommeerde signaal aan de uitgang van de sommeerinrichting 1250 in een vermenigvuldigketen 1252 met een constante factor 15/16 vermenigvuldigd, waardoor het gewicht van de schatting met piek vergeleken met de lineaire schatting gfQ wordt gereduceerd. De met 11/16 35 gewogen s'n en ®et 5/16 gewogen g”n en g"fn-signalen worden in de sommeerinrichting 12¾¾ bij elkaar opgeteld en het uitgangssignaal wordt afgerond om de nieuwe geschatte waarde te verschaffen.Multiplier 12¾8 multiplies by nf / l6 and receives the running variable n 'from ROM 1228 for this purpose. The multiplier 12k6 multiplies by (16-n) / 16 and receives the difference signal (16-n) from the difference circuit '1236 as a running variable. Both multipliers 20 are of the desired fast acting shift enr addition type as will be described later. The weighted g 'n and g'Mn signals are added together in a summing circuit 1250. At the output of the summing device 1250, the signal is the sum of a small part of g "and a large part of g, M where n 'is small, which is the case when the new sample is at the sample f. When the new sample gQ is at f ^, ie when n' is at 16, the signal generated by the summing device 1250 exists instead from a large portion of g "n and a small portion from g, Mn · This weighting provides an estimated value of f (t), the analog input signal, which exhibits a strong peak in curvature regions. In order to decrease the peak, the summed signal at the output of the summing device 1250 in a multiplier 1252 is multiplied by a constant factor of 15/16, thereby reducing the weight of the estimate by peak compared to the linear estimate gfQ. The 11/16 35 weighted s'n and 5/16 weighted g ”n and g" fn signals are added together in the summing device 12¾¾ and the output signal is rounded to provide the new estimated value.

82 0 1 9 1 4 \ ' - 23 -82 0 1 9 1 4 \ '- 23 -

Het is duidelijk, dat de waarde van het wegen van deze signalen door de vermenigvuldigers 12^+2 en 1252 naar wens kan worden gevarieerd teneinde de gewenste mate van versterking te verkrijgen. Het verster-kingseffect kan worden geïncorporeerd in het algorithme waarmede de 5 nieuwe steekproeven worden gevormd: +’JL· '(iiiSi +Si gt»! ) (16) ^ 2* S a 2r 2r & n 2r * n waarbij k een verscherpingsconstante is, welke gelijk kan zijn aan nul of een positieve waarde tot een maximale waarde van 2 . Wanneer k=0, wordt de tweede term gelijk aan nul en is de geïnterpoleerde waarde van 10 gQ slechts de lineaire interpolatie gfa volgens vergelijking (1). Het gedeelte van de rechter-term van vergelijking (16) binnen de haakjes stelt een parabool voor, welke is aangepast aan de waarden fQ en fQ+^, doch welke een veel scherpere kromming heeft dan kan worden verwacht van het ingangssignaal f(t). Wanneer k varieert van nul tot 2r, varieert verge- · 15 lijking (16) over alle mogelijke parabolen, die door de waarden fQ en f 1 gaan en tussen de rechte^lijn g*n en de zeer scherpe parabool binnen de haakjes van vergelijking (16) liggen. Een waarde k=8 leidt bijvoorbeeld tot vergelijking (9) en een waarde van k=i+ leidt tot vergelijking (lU). In tig. 12 is de waarde van k opgenomen in de vermenigvuldigers 20 12k2 en 1252 met vaste constante. Vermenigvuldiger 121*2 vermenigvuldigt 16—k met —yg en de vermenigvuldiger 1252 vermenigvuldigt met k/16, waar bij k=5 en de transcodeerinrichting in het algemeen volgens vergelijking (16) werkt.Obviously, the value of weighing these signals by the multipliers 12 + 2 and 1252 can be varied as desired to obtain the desired amount of gain. The gain effect can be incorporated into the algorithm used to generate the 5 new samples: + 'JL ·' (iiiSi + Si gt »!) (16) ^ 2 * S a 2r 2r & n 2r * n where k is a sharpening constant which can be equal to zero or a positive value up to a maximum value of 2. When k = 0, the second term becomes zero and the interpolated value of 10 gQ is only the linear interpolation gfa of equation (1). The right-hand portion of equation (16) within the parentheses represents a parabola adapted to the values fQ and fQ + ^, but which has a much sharper curvature than can be expected from the input signal f (t). When k varies from zero to 2r, equation (16) varies over all possible parabolas passing through the values fQ and f1 and between the straight line g * n and the very sharp parabola within the parentheses of equation (16). For example, a value k = 8 leads to equation (9) and a value of k = i + leads to equation (1U). In tig. 12, the value of k is included in the fixed constant multipliers 20 12k2 and 1252. Multiplier 121 * 2 multiplies 16-k by -yg and multiplier 1252 multiplies by k / 16, where k = 5 and the transcoder generally operates according to equation (16).

De vermenigvuldigers 1221+, 1226, 1238, 121+6 en 121+8 vermenigvuldi-25 gen met het quotiënt van een lopende variabele, gedeeld door 2 , waarbij r=l+ en 2r=1é. De vermenigvuldigers 121+2 en 1252 hebben dezelfde vorm, doch hebben een teller met constante waarde. Fig. 13 toont in bloksche-mavorm een digitaal stelsel cm een ingangssignaal X door een getal van de vorm 2r te delen en het resultaat te vermenigvuldigen met een lopende 30 variabele, aangeduid met p. In fig. 13 wordt de lopende variabele vermenigvuldiger p toegevoerd aan een ingangsklem 1310 en het vermenigvuldigtal X wordt toegevoerd aan een ingangsklem -13.20. Het vermenigvuldigtal X wordt (in serie of parallel) toegevoerd aan een register 1322, dat, zoals aangegeven, een uit acht bits bestaand digitaal woord 10000001 35 bevat, welk woord de waarde 129 voorstelt. De MSB van het register 1322 stelt een waarde 128 voor. Deling door twee geschiedt door de inhoud van 8201914 _\______ - 2¾ - het register 1322 aan de laatste acht trappen van een tweede register 132¾ van negen bits toe te voeren. De MSB van het register 132¾ stelt ook de waarde 128 voor en bezit vooraf de waarde nul. Derhalve stelt de overdracht van 10000001 uit het register 1322 naar het register 132¾ 5 een deling door twee voor. De in het register 132¾ van negen bits opgeslagen waarde wordt overgedragen naar de laatste negen trappen van het register 1326 net tien bits, waarvan de MSB vooraf de waarde 128 bezit.'Derhalve stelt de overdracht van informatie uit het register 132¾ naar 1325 een verdere deling door twee voor. De informatie wordt verder 10 gedeeld door een achtereenvolgende overdracht naar het register 1328 van elf bits en het register 1330 van twaalf bits. Aan het eind van de overdracht bezitten de registers 132^ 1326, 1328 en 1330 respectievelijk X/2, XA, X/8 en X/l6. Wanneer erop gewezen wordt, dat deze componenten respectievelijk 8/l6x, Vl6x, 2/16x en 1/16x voorstellen, is het duide-15 lijk» dat elke fractionele waarde van X van 1/16 tot. 15/16 kan worden verkregen als de scan van verschillende combinaties van de in de registers opgeslagen gedeelde waarden. Bij het weergegeven uitvoeringsvoor-beeld bezit p een waarde van 7 (digitaal 0111) en derhalve moet de in-houd van de registers 1326, 1328 en 1330 worden gesommeerd voor het ver-20 krijgen van een som van 7/16X. De waarde van.p wordt in een register 1332 ingelezen. De inhoud van elke trap van het register 1332 wordt gebruikt voor het besturen van de poortwerking van de registers 132^1330, als voorgesteld door poorten 133¾ - 13^. Een waarde éên in een trap van het register 1332 maakt het mogelijk, dat het overeenkomstige register 25 132¾ - 1330 naar verdere sommeerketens wordt gepoort. De registers 132¾ en 1326 zijn gekoppeld met ingangen van de scmmeerketen ^2 en de registers 1328 en 1330 zijn gekoppeld met de ingangen van een scmmeerketen 13¾¾. De uitgangen van de sommeerketens 13¾2 en 13¾¾ zijn gekoppeld met de ingang van een verdere scmmeerketen "\3b63 waar het uiteindelijke uit-30 gangssignaal (p/l6x) wordt gevormd. De bij de sommeerinrichtingen ^2, 13¾¾ en 13b6 weergegeven rechthoeken geven de digitale waarden in deze punten aan.The multipliers 1221+, 1226, 1238, 121 + 6 and 121 + 8 multiply by the quotient of a running variable divided by 2, where r = 1 + and 2r = 1é. The multipliers 121 + 2 and 1252 have the same shape, but have a constant value counter. Fig. 13 in block diagram form shows a digital system cm an input signal X by dividing a number of the form 2r and multiplying the result by a running variable, indicated by p. In Fig. 13, the running variable multiplier p is applied to an input terminal 1310 and the multiplication X is applied to an input terminal -13.20. The multiplication number X is supplied (in series or in parallel) to a register 1322, which, as indicated, contains an eight-bit digital word 10000001, which word represents the value 129. The MSB of the register 1322 represents a value 128. Division by two is done by adding the contents of 8201914 _ \ ______ - 2¾ - the register 1322 to the last eight stages of a second register 132¾ of nine bits. The MSB of the register 132¾ also represents the value 128 and has the value zero in advance. Therefore, the transfer of 10000001 from register 1322 to register 132¾ 5 represents a division by two. The value stored in the nine-bit register 132¾ is transferred to the last nine stages of the register 1326 with just ten bits, the MSB of which has the value 128 in advance. Therefore, the transfer of information from the register 132¾ to 1325 represents a further division by two for. The information is further shared by successive transmission to the eleven bit register 1328 and the twelve bit register 1330. At the end of the transfer, registers 132-1266, 1328 and 1330 have X / 2, XA, X / 8 and X / 16, respectively. When it is pointed out that these components represent 8 / 16x, Vl6x, 2 / 16x and 1 / 16x respectively, it is clear that any fractional value of X is from 1/16 to. 15/16 can be obtained as the scan of different combinations of the shared values stored in the registers. In the exemplary embodiment shown, p has a value of 7 (digital 0111) and therefore the contents of registers 1326, 1328 and 1330 must be summed to obtain a sum of 7 / 16X. The value of.p is read into a register 1332. The contents of each stage of the register 1332 are used to control the gate operation of the registers 132 ^ 1330, as represented by gates 133¾ - 13 ^. A value of one in one stage of register 1332 allows the corresponding register 132-130 to be gated to further summing chains. Registers 132¾ and 1326 are coupled to inputs of the scrubber chain ^ 2 and registers 1328 and 1330 are coupled to inputs of a scrubber chain 13¾¾. The outputs of the summing circuits 13¾2 and 13¾¾ are coupled to the input of a further scaling circuit "\ 3b63 where the final output signal (p / 16x) is formed. The rectangles shown on the summing devices ^ 2, 13¾¾ and 13b6 give the digital values in these points.

Ofschoon bij de tot dusverre beschreven uitvoeringsvormen gebruik wordt gemaakt van de voordelen van vermenigvuldiging door verschuiving 35 en optelling, zijn interpolatóren van de meer algemene vorm volgens fig. 1¾ mogelijk. De steekproeffrequenties van de ingangs- en uitgangssignalen worden zodanig gekozen, dat tijdens elke actieve regel een geheel 8201914Although the embodiments described so far make use of the advantages of multiplication by shift and addition, interpolators of the more general form of FIG. 1 are possible. The sampling frequencies of the input and output signals are chosen so that during each active line a whole 8201914

.................___V_.........V.................___ V _......... V

- 25 - aantal transcodeerblokken optreedt, met gelijktijdige ingangs- en uit-gangssteekproeftijdstippen aan het begin en eind van elk transcodeer-blok. Dergelijke interpolatoren hebben voordelen ten opzichte van de bekende inrichtingen, zelfs wanneer standaardvermenigvuldigers worden toe-5 gepast, cmdat slechts een paar van dergelijke vermenigvuldigers nodig zijn cm een bepaalde nauwkeurigheid te bereiken. Zo kamt bijvoorbeeld de interpolator volgens fig. met vier vermenigvuldigers overeen met een bekende inrichting met vijftien vermenigvuldigers.Number of transcoding blocks occurs, with simultaneous input and output sampling times at the beginning and end of each transcoding block. Such interpolators have advantages over the known devices, even when standard multipliers are used, because only a few such multipliers are required to achieve a certain accuracy. For example, the interpolator of FIG. 4 with multipliers corresponds to a known device with fifteen multipliers.

In fig. 1U wordt een ingangs signaal via een ingangsklem 1^10 aan - 10 de ingangen van een vertragingselement lUl2 en een synchronisatie- of tenrpeerketen lk2k toegevoerd. Het vertragingselement 1U12 vertraagt het signaal met een bekend bedrag voor het verkrijgen van een vertraagd signaal f^, dat het ingangssignaal als f ^ bepaalt. Het vertraagde signaal f wordt toegevoerd aan verdere vertragingselement en en 1U16 15 teneinde verdere vertraagde signalen f^ en f^^ te verkrijgen. De signalen f ^fn> fn+1 en fn+g worden toegevoerd aan vermenigvuldigers, welke standaard-vermenigvuldigers van het 8X8-type kunnen zijn om de signalen te vermenigvuldigen met een (uit de RQM-opzoektabel 1^20 verkregen} functie van de lopende variabele n, welke wordt verschaft 20 door een synchronisatie- of tempeerketen 1^-2¼. De vermenigvuldigde signalen worden in een optelinrichting lk32 gesommeerd om aan de uitgangs-klem 1^22 het gewenste geïnterpoleerde uitgangssignaal te verkrijgen.In Fig. 1U, an input signal is applied via an input terminal 1 to 10 to the inputs of a delay element 1112 and a synchronization or return circuit 1k2k. The delay element 1U12 delays the signal by a known amount to obtain a delayed signal f ^, which determines the input signal as f ^. The delayed signal f is applied to further delay element and 1U16 to obtain further delayed signals f ^ and f ^ ^. The signals f ^ fn> fn + 1 and fn + g are applied to multipliers, which can be standard multipliers of the 8X8 type to multiply the signals by a function (obtained from the RQM look-up table 1 ^ 20} of the running variable n, which is provided by a synchronization or timing circuit 1 ^ -2¼ The multiplied signals are summed in an adder 1k32 to obtain the desired interpolated output signal at the output terminal 1 ^ 22.

In plaats van een ROM-opzoektabel, zoals ROM 1228 volgens fig. 12 te gebruiken om de waarde van n' uit de waarde van n overeenkomstig het 25 bekende patroon van de plaats naar de tijd van nieuwe steekproeven g^ ; -tussen de tijdstippen van naastgelegen, binnenkomende steekproeven f voor een bepaalde, algemene transcodering te vormen, is het mogelijk een logische keten te gebruiken om n’ uit n te berekenen en wel volgens de vergelijking 30 nf = (M-2r) x n (modulo 2r)Instead of using a ROM look-up table, such as ROM 1228 of Figure 12, to take the value of n 'from the value of n according to the known pattern of the location to time of new samples g ^; -between the times of adjacent incoming samples f to form for a given general transcoding, it is possible to use a logic circuit to calculate n 'from n according to the equation 30 nf = (M-2r) xn (modulo 2r)

Fig. 16 toont een dergelijke keten.Fig. 16 shows such a chain.

In fig. 16 worden ingangskloksignalen bij de uitgangs- of nieuwe klokfrequentie F2 toegevoerd aan een n-teller 1230 met r-trappen, overeenkomende met die volgens fig. 12. De F2 kloksignalen worden ook toege-35 voerd aan een tempeerbesturingsketen, weergegeven als een rechthoek 1616, die terugstelpulsen voor de teller 1230 en voor een n’-teller 1618 bij het eind van een telling van 2r F2-klokpulsen door de teller 1230 8201914 -2 6 ~ opwekt. Hierdoor worden de tellers 1230 en l6l8' tij het begin van elk terugkerend blok van steekproeven teruggesteld. De teller 1230 telt F2 klokpulsen om de geldende waarden van n, het uit gangs st eekproefnummer in elk interpolatieblok te bepalen. De telling; welke op dat moment in het 5 register 1230 is opgeslagen, is, als aangegeven, 13 (1101). Bij elke opeenvolgende F2 klokpuls drijft de tempeerbesturingsinrichting 1616 een geklokte optelinriehting 1620 aan, die bij de waarde van n', welke op dat moment in het n’-register 1618 is opgeslagen, (zoals aangegeven was de laatste of vorige waarde van n' 13 of 1101) een constant getal 10 (M-2r) optelt, dat, als aangegeven, gelijk is aan 5 (0101). De som van de twee waarden wordt opgeslagen in een register 1622 met r+1 trappen, waarvan de linkse trap de meest significante is. De som van 5 en de voorafgaande waarde 13 van n’ is 18 of 10010, aangegeven als zijnde opgeslagen in het register 1622. De r minst significante trappen van het 15 register 1622 zijn gekoppeld met overeenkomstige trappen van het register 16l8 om de waarde van n’ op de geldende waarde op peil te brengen. Omdat slechts de LSB van het register 1622 zijn gekoppeld, worden evenwel slechts deze als de nieuwe n' in het register l6l8 opgeslagen. Deze inrichting veroorzaakt, dat de waarde van n' in eenheden van vijf 20 (M-2r) voor elke telling van n voortschrijdt totdat de som de waarde (2r-l) overschrijdt, op welk moment de MSB in de (r+1) 'trap van het register 1622 naar een logische 1-toestand wordt getrokken.. De overdracht van de r LSB maakt een voortschrijding in stappen van vijf op een mo-dulo 2 - wijze mogelijk.In Fig. 16, input clock signals at the output or new clock frequency F2 are applied to an n-counter 1230 with r-stages, corresponding to that of Fig. 12. The F2 clock signals are also applied to a timing control circuit, shown as a rectangle 1616, which generates reset pulses for the counter 1230 and for an n 'counter 1618 at the end of a count of 2r F2 clock pulses by the counter 1230 8201914-2-6. This resets counters 1230 and 1618 at the beginning of each recurring sample block. The counter 1230 counts F2 clock pulses to determine the valid values of n, the starting sample number in each interpolation block. The count; which is currently stored in register 1230 is, as indicated, 13 (1101). With each successive F2 clock pulse, timer 1616 drives a clocked adder 1620 stored at the value of n 'currently stored in n' register 1618 (as indicated was the last or previous value of n '13 or 1101) adds a constant number 10 (M-2r), which, as indicated, equals 5 (0101). The sum of the two values is stored in a register 1622 with r + 1 stages, of which the left stage is the most significant. The sum of 5 and the preceding value 13 of n 'is 18 or 10010, indicated as being stored in the register 1622. The least significant stages of the register 1622 are coupled with corresponding stages of the register 1618 to the value of n to bring it up to standard. However, since only the LSB of the register 1622 are coupled, only these are stored as the new n 'in the register 1618. This arrangement causes the value of n 'to progress in units of five (M-2r) for each count of n until the sum exceeds the value (2r-1), at which time the MSB in the (r + 1) The stage of the register 1622 is pulled to a logic 1 state. The transfer of the LSB allows a progression in steps of five in a 2 mode.

25 Ofschoon bij de bovenbeschreven uitvoeringsvormen de interpolatie tussen signaalsteekproeven langs de horizontale aftastregels in een digitaal televisiestelsel plaats vindt, is het duidelijk, dat dezelfde interpolatiemethoden kunnen worden toegepast in vertikale zin op naast elkaar gelegen signaalsteekproeven in opeenvolgende regels voor inter-30 polatie tussen signalen met verschillende regelaftastfrequenties, of in tijd tussen naast elkaar gelegen steekproeven in opeenvolgende rasters voor interpolatie tussen signalen met verschillende rasterfrequenties.Although in the above-described embodiments, the interpolation between signal samples along the horizontal scanning lines takes place in a digital television system, it is clear that the same interpolation methods can be applied vertically to adjacent signal samples in successive lines for interpolation between signals having different control scan frequencies, or in time between adjacent samples in successive frames for interpolation between signals of different frame frequencies.

82019148201914

Claims (3)

1. Transcodeerinrichting om een eerste televisiesignaal waarvan e I steekproeven worden genomen bij een eerste frequentie, te transcoderen in een tweede steekproefsignaal door benadering van de waarden van die steekproeven van het eerste signaal, welke moeten worden geïnterpoleerd 5 voor het vormen van het tweede signaal, voorzien van een kloksignaal-. Γ generator, die met de bron van het eerste signaal is gekoppeld voor het opwekken van een steekproeven van het tweede signaal nemend kloksignaal bij een tweede frequentie, welke zodanig is gekozen, dat de verhouding van de eerste en tweede frequenties in hoofdzaak gelijk is aan het 10 quotiënt van gehele getallen, waarbij de steekproefpunten steeds optreden in blokken waarin de eerste steekproeven van de eerste en tweede signalen in elk van de blokken in hoofdzaak gelijktijdig optreden en de laatste steekproefpunten van de eerste en tweede signalen in elk van de blokken in hoofdzaak-gelijktijdig optreden, en waarbij het aantal 15 steekproeven van een van de eerste en tweede signalen in elk van de blokken groter is dan het aantal steekproeven van het andere van de eerste en tweede signalen, waardoor de tijdstippen van optreden van de tweede signaalsteekproeven zich tijdens de duur van een van de blokken tussen de tijdstippen van optreden van de steekproeven van naastgelegen 20 eerste steekproefpunten bewegen, vertragingsorganen, welke bestemd zijn voor het ontvangen van een eerste signaal teneinde de eerste signalen te vertragen om ten minste tweede en derde vertraagde signalen te vormen, die ten opzichte van het eerste signaal zijn vertraagd, een lopende-variabele-signaalgenerator, die met de kloksignaalgenerator is gekoppeld 25 voor het opwekken van lopende-variabelen, die verband" houden met de tijd-positie van elke nieuwe steekproef op een volgendesteekproeven van het eerste signaal, vermenigvuldigorganen, die met de vertragingsorganen en de lopende-variabele-signaalgenerator zijn gekoppeld voor het ontvangen van de vertraagde signalen en het vermenigvuldigen van de ver-30 traagde signalen met de lopende-variabelen voor het vormen van gewogen vertraagde signalen, en sommeerorganen, die met de vermenigvuldigorganen zijn gekoppeld om de gewogen vertraagde signalen bij elkaar op te tellen > ---------8201914 * i - 28 - met het kenmerk, dat de lopende-variabele-generatororganen.zijn voor-; zien van een teller (1230), welke bestemd is om het kloksignaal bij de ' tweede frequentie te ontvangen en tijdens de duur van een van de blokken te tellen teneinde tijdens de duur van elk van de blokken een progres-5 sief toenemend telsignaal op te wekken.1. Transcoder for transcoding a first television signal from which the samples are sampled at a first frequency into a second sample signal by approximating the values of those samples of the first signal to be interpolated to form the second signal, equipped with a clock signal. A generator coupled to the source of the first signal to generate a sample of the second signal taking a clock signal at a second frequency selected such that the ratio of the first and second frequencies is substantially equal to the 10 integer quotient, the sampling points always occurring in blocks in which the first samples of the first and second signals in each of the blocks occur substantially simultaneously and the last sampling points of the first and second signals in each of the blocks substantially- occur simultaneously, and wherein the number of samples of one of the first and second signals in each of the blocks is greater than the number of samples of the other of the first and second signals, so that the times of occurrence of the second signal samples occur during the duration of one of the blocks between the times of occurrence of the samples of adjacent first 20s moving sample points, delay means for receiving a first signal to delay the first signals to form at least second and third delayed signals delayed from the first signal, a running variable signal generator, which coupled to the clock signal generator to generate running variables associated with the time position of each new sample on a subsequent samples of the first signal, multipliers coupled to the delay means and the running variable signal generator for receiving the delayed signals and multiplying the delayed signals by the running variables to form weighted delayed signals, and summing members coupled to the multipliers to add the weighted delayed signals together --------- 8201914 * i - 28 - characterized in that the running variable le generator members are front; seeing a counter (1230), which is intended to receive the clock signal at the second frequency and to count during the duration of one of the blocks so as to add a progressively increasing count signal during the duration of each of the blocks wake up. 2. Transcodeerinrichting volgens conclusie 1 met het kenmerk, dat . de lopende-variabele-generatororganen zijn voorzien van een eerste ! register (1618) voor het opslaan van de geldende waarde van de lopende- variabele, die representatief is voor de positie naar de tijd van elk 10 van de steekproeven van het tweede signaal ten opzichte van het tijdstip van naastgelegen steekproeven van het eerste signaal, waarbij het eerste register is voorzien van een aantal trappen, dat verband houdt met het aantal steekproeven van het tweede signaal in elk van de blokken, tempeer-besturingsorganen (1616), die met de teller en het eerste register zijn 15' gekoppeld om de teller en het eerste register bij het begin van elk blok van steekproeven op voorafbepaalde waarden terug te stellen, een bron van een voorafbepaald getalsignaal, dat verband houdt met de teller van de verhouding van de eerste en tweede frequenties, sommeer-organen (1620), die met de bron van een voorafbepaald getalsignaal, 20 met het eerste register (1618) en de tempeerbesturingsorganen zijn gekoppeld om bij de geldende waarde van de lopende-variabele de waarde van het voorafbepaalde getalsignaal op te tellen teneinde een somsignaal met de nieuwe waarde van de lopende-variabele te verschaffen, een tweede register (1622) met een aantal trappen, dat groter is dan het aantal 25 trappen van het eerste register, welk tweede register met de tempeerbesturingsorganen en met de sommeerorganen is gekoppeld voor het opslaan van het somsignaal, en koppelorganen om ten minste een van de, trappen, die een minder significante bit van het somsignaal voorstelt,' met een overeenkomstige trap van het eerste register (1618) te koppelen om te 30 veroorzaken, dat de lopende variabele in modulo toeneemt.Transcoding device according to claim 1, characterized in that. the running variable generator members are provided with a first! register (1618) for storing the current value of the running variable, which is representative of the time position of each 10 of the samples of the second signal relative to the time of adjacent samples of the first signal, wherein the first register includes a plurality of stages related to the number of samples of the second signal in each of the blocks, timing controllers (1616) coupled to the counter and the first register 15 'to the counter and reset the first register at the beginning of each block of samples to predetermined values, a source of a predetermined number signal related to the counter of the ratio of the first and second frequencies, summing means (1620), which are the source of a predetermined number signal, 20 with the first register (1618) and the timing controls are coupled to the value of the running variable adding the predetermined number signal to provide a sum signal with the new value of the running variable, a second register (1622) with a number of steps greater than the number of steps of the first register, which second register with the timing controllers and coupled to the summing means for storing the sum signal, and coupling means for coupling at least one of the stages representing a less significant bit of the sum signal to a corresponding stage of the first register (1618) cause the running variable to increase in modulo. 3. Digitale vermenigvuldiger voor het met elkaar vermenigvuldigen van eerste en tweede getallen, wanneer het eerste getal het quotiënt is van een geheel getal, gedeeld door een uit een geheel getal bestaande macht van twee, en het tweede getal n bits omvat, gekenmerkt door een 35 eerste register (1320) van n bits, welk register bestemd is voor het ___________82 0 1 9 1 4....................... - 29 - I ; ontvangen van het tweede getal, een tweede register (1324) met n+1 bits, welk tweede register met het eerste register is gekoppeld om het tweede getal in de n-1 significante trappen van het tweede register te ontvangen teneinde de waarde van het tweede getal door twee te delen voor ' 5 het vormen van een derde getal, een derde register (1326) met n+2 bits, ; welk register met het eerste register is gekoppeld voor het ontvangen i . van het derde getal in de n+1 min significante trappen van het tweede register teneinde de waarde van het derde getal door twee te delen teneinde een vierde getal te vormen, een vierde register (1332), bestemd 10 voor het ontvangen van de teller van het eerste getal, welk vierde register is voorzien van ten minste twee trappen voor het voorstellen van ten minste een gedeelte van de waarde van de teller in de vorm van een van twee vooraf toegewezen toestanden, die door de trappen kunnen worden aangenomen, sommeerorganen (1342, 1344, 1346), en koppelorganen (1334, 15 1336), die met de eerste en tweede trappen van het vierde register, met de tweede en derde registers.en met de-sommeerorganen zijn gekoppeld om de sommeerorganen in staat te stellen op een regelbare wijze een uitgangssignaal uit de waarden van een van de derde, de vierde en de som van de derde en vierde getallen te vormen. 82019143. Digital multiplier for multiplying together first and second numbers, when the first number is the quotient of an integer divided by an integer power of two, and the second number comprises n bits, characterized by a 35 first register (1320) of n bits, which register is for the ___________82 0 1 9 1 4 ....................... - 29 - I; receiving the second number, a second register (1324) with n + 1 bits, which second register is coupled to the first register to receive the second number in the n-1 significant stages of the second register in order to obtain the value of the second divide number by two to form a third number, a third register (1326) with n + 2 bits,; which register is coupled to the first register for receiving i. of the third number in the n + 1 minus significant steps of the second register to divide the value of the third number by two to form a fourth number, a fourth register (1332), intended to receive the counter of the first number, which fourth register includes at least two stages for representing at least a portion of the value of the counter in the form of one of two pre-assigned states that can be assumed by the stages, summing means (1342 , 1344, 1346), and couplers (1334, 1336) coupled to the first and second stages of the fourth register, to the second and third registers, and to the summing means to enable the summing means to be controllably form an output signal from the values of one of the third, the fourth and the sum of the third and fourth numbers. 8201914