NL8020317A - - Google Patents

Description

* 802 03 1 7 ^ N.O. 30314 1 " I Bandinterval-spanningsreferentieschakeling onder toepassing van sub-op- I I pervlakstroom bij standaard CMOS geïntegreerde schakelingen.

i !

De uitvinding heeft betrekking op een spanningsreferentieschake-i ling voor gebruik in geïntegreerde schakelingen, en heeft meer in het ' bijzonder betrekking op een ware bandinterval spanningsreferentie voor gebruik in CMOS geïntegreerde schakelingen.

5 Onder de aan aanvraagster bekende publikaties waarvan gemeend i wordt dat zij voor de onderhavige uitvinding relevant zijn, zijn de ! volgende publikaties: j i

R.J. Widlar, "New Developments in IC Voltage Regulators", IEEE

Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-6 blz. 2-7, februari 1971; | 10: K.E. Kuijk, "A Precision Reference Voltage Source", IEEE Journal

ί ' I

I of Solid State Circuits, Vol. SC-8 blz. 222-226, juni 1973; !

I ; A.P. Brokaw, "A Simple Three Terminal IC Bandgap Reference", IEEE

I ; Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-9 blz. 388-393, december I I 1974;

i 15' E.A. Vittoz, et al, "A Low Voltage CMOS Bandgap Reference", IEEE

i ί :

Journal of Solid State Circuits, Vol. S-14, blz. 573-577, juni 1979; i ! : en :

ί G. Tzanateas, et al, "A CMOS Bandgap Voltage Reference", IEEE

Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-14, blz. 655-657, juni 1979. | 20I De eerste drie van de bovengenoemde publikaties leren het basis idee van bandinterval spanningsreferenties en de noodzaak voor derge- j lijke nauwkeurige schakelingen. Elke van de in deze publikaties aange- j | geven, bepaalde schakelingen is zeer wel geschikt voor fabrikage op ί kenmerkende bipolaire geïntegreerde schakelingen, waarbij geïsoleerde j ! 25, transistoren aanwezig zijn. Elke schakeling is gebaseerd op het princi-! ; pe dat door de juiste combinatie van een basis-emitterspanning VBE ! ! | van een transistor met het verschil in basis-emitterspanningen VBE ! van twee met verschillende stroomdichtheden werkende transistoren een ! ! ;· ] ! ; referentie verkregen kan worden die over een breed gebied van tempera- j 30: turen stabiel is. Door de positieve temperatuurcoëfficient van de j I ; VBE term op de juiste wijze in schaal te brengen zal de negatieve j | ! temperatuurcoëfficient van de VgE term zichzelf in balans brengen.

! I De door de publikatie van Widlar aangegeven schakeling verschaft een op j i ! I i dit principe gebaseerde, stabiele spanningsreferentie maar deze schake- | 35 ling is in het algemeen beperkt tot een uitgangsspanning die niet gro- ; ter is dan de bandintervalspanning zelf.

De in de publikatie van Brokaw aangegeven schakelingen verschaffen 8020317 i 2 I i een weerstandsdeler in de terugkoppellus naar de transistoren die de ; referentiespanning teweeg brengt zodanig dat de feitelijke uitgangs-spanning in wezen elke scalair van de basisintervalspanning kan zijn.

De publikatie van Kuijk leert weer een andere bandinterval span- j 5 ningsbron die in principe gelijk is aan de inrichtingen van Brokaw en j ! ! Widlar maar die twee diode verbonden transistoren toepast. De uitgangs- j I spanning voor deze schakeling is in het algemeen beperkt tot de bandin- | tervalspanning of de een of andere integrale veelvoud daarvan welke ge-i realiseerd kan worden door meerdere referenties op elkaar te stapelen. j | 10 De in elke van deze drie publikaties aangegeven schakelingen ver- | schaffen zeer goede referentiespanningen die in het algemeen geschikt zijn alleen voor gebruik op standaard bipolaire geïntegreerde schake- j

I lingen. Het is ook gewenst om in geïntegreerde schakelingen van het MOS

! ! i j ! type nauwkeurige spanningsrefrenties te verschaffen. Deze eerste drie I i ; j 15; typen schakelingen zijn echter niet geschikt voor gebruikelijke MOS j processen daar voor al deze typen de toepassing van bipolaire transis- | ! toren met geïsoleerde collectoren nodig is. Deze transistoren kunnen in | | MOS schakelingen aangebracht worden maar alleen ten koste van extra | verwerkingsstappen zodat het totale proces niet als een gebruikelijk | 20; MOS of CMOS proces beschouwd kan worden.

De laatste twee van de boven aangegeven publikaties zijn gericht i ί i : op het probleem van het verschaffen van goede spanningsreferenties in CMOS geïntegreerde schakelingen zonder dat er extra verwerkings- of ! processtappen nodig zijn. j : 25' De schakelingen van de laatste twee publikaties zijn beide geba- | , seerd op een schakeling bekend als een evenredig-met-de-absolute tempe- | ; ratuurschakeling welke geheel uit MOS transistoren is gemaakt die een ! : i uitgangssignaal verschaft welke gecombineerd wordt met de basis-emit- | terspanningsval van een op een CMOS geïntegreerde schakeling gevormde, ! ; | i 30 enkelvoudige bipolaire transistor. Terwijl een dergelijke uitvoering in j | ; concept goed is, is de uitvoering onderhevig aan oppervlakte effecten, j I ; zoals oppervlaktevallen en vervuiling daar de MOS inrichtingen opper- ; vlakte-inrichtingen zijn. Daarenboven berust de MOS evenredig-met-de- ; absolute-temperatuurschakeling op een zwak inversiegebied van bedrijf 35 \ van de MOS inrichtingen over het belangwekkende temperatuurgebied waar- j i door zorgvuldige besturing van werkomstandigheden nodig zijn. In de pu- ; ! blikatie van Tzanateas, et al is het uitgangssignaal in het algemeen j I ; I beperkt tot de bandintervalspanning en zal het stapelen van de schakelingen om andere referentiepotentialen te verkrijgen moeilijk zijn daar I 401 de negatieve klem van de uitgangsspanning zweeft. De door Vittoz, et al ! i 8 0 2 0 1 17...................................................

3 ; aangegeven schakeling werkt met lage ingangsspanningen en met lage j ! stroomvereisten, maar deze schakeling is gevoelig voor weerstandsver- j i i houdingen, waarbij de verhoudingen van de afmetingen van de MOS inrich- ! 1 I ; ting groot zijn en het voorinstelpunt door lekstromen zelfs bij kamer-i ! : | 5; temperatuur verschoven wordt. In elk geval zijn zoals in de laatste zin j i van de Vittoz publikatie aangegeven, de tot nu toe verschafte span- ; ningsreferenties op CMOS chips niet zo nauwkeurig als ware bipolaire ! : 1 bandintervalreferenties en deze reduktie in kwaliteit is aanvaard als : een tradeoff om extra processtappen in de CMOS schakelingen te vermij-j 101 den.

I ; | De uitvinding beoogt derhalve een echte of zuivere bipolaire band- ; intervalspanningsreferentieschakeling te verschaffen die geschikt is om | i op CMOS geïntegreerde schakelingen te vervaardigen.

! : ; i De uitvinding beoogt eveneens een nauwkeurige bandinterval span- | ] 151 ningsreferentieschakeling te verschaffen die vervaardigd kan worden met : gebruikelijke CMOS processtappen.

Een bandinterval spanningsreferentieschakeling volgens de uitvin- I ding omvat eerste en tweede bipolaire transistoren met gemeenschappe- | lijke collectoren die in een geïntegreerde schakelingsubstraat zijn ge- 20 vormd; eerste, tweede en derde weerstanden en een verschilversterker.

De eerste weerstand is opgenomen tussen de emitter van de eerste tran-i : I sistor en aarde. De tweede weerstand is opgenomen tussen de emitter van | 1 de tweede transistor en een referentieknooppunt. De derde weerstand is | | opgenomen tussen het referentieknooppunt en aarde. Van de verschilver- 25 sterker is de negatieve ingang verbonden met de eerste transistoremit- ' ter, en is de positieve ingang verbonden met het referentieknooppunt.

De uitgang van de verschilversterker is teruggekoppeld naar de bases | van de beide eerste en tweede transistoren, waarbij de uitgang van de | verschilversterker ook de referentie uitgangsspanning verschaft. De ! | 30 schakeling verschaft in de twee transistoren verschillende stroomdicht- j ! ] I | heden en combineert op geschikte wijze de basis-emitterspanning van de j j eerste transistor met het verschil in basis-emitterspanningen van de j ; eerste en tweede transistoren om een temperatuurgestabiliseefde bandin- j ! terval uitgangsspanning te geven. Een terugkoppeling vanaf de uitgang i ; | I 35\ van de versterker naar de twee transistorbases kan gerealiseerd worden ; j | ! door middel van een weerstandsdeler om op elke gewenste scalair van de ! ‘ basis bandintervalspanning een gewenste potentiaal te verkrijgen. j

De uitvinding zal nader aan de hand van uitvoeringsvoorbeelden | j worden toegelicht met verwijzing naar de tekening, waarin: j 40 figuur 1 een schema geeft van een CMOS verenigbare bandinterval 8020317 4

spanningsreferentieschakeling volgens de uitvinding; S

i ; : ! figuur 2 een blokschema geeft van de voorkeursuitvoering van een j | i verschilversterker voor gebruik in de in figuur 1 aangegeven schakeling; 5 figuur 3 een schema geeft van de in de schakeling van figuur 2 i toegepaste, geklokte schakelaars; en | figuur 4 een schema geeft van de in de schakeling van figuur 2 toegepaste invertoren.

j In figuur 1 is een schema aangegeven van een voorkeursuitvoering j 10 van de uitvinding. De schakeling bevat eerste en tweede transistoren 10 I i ; en 12 die elk een collector hebben welke verbonden is met de positieve I voeding Vqq· De positieve voedingsleiding 14 wordt in een gebruike-I i lijk CMOS proces gevormd door het substraat van de schakeling en de ! i ! I I transistoren 10 en 12 hebben in dit substraat gevormde collectoren. Een j I l i | 15 eerste weerstand 16 is tussen een knooppunt 18 waarmee de emitter van j | ; de transistor 10 is verbonden, en aardpotentiaal op het knooppunt 20 j i | : opgenomen. Een tweede weerstand 22 is tussen de emitter van de transis- j I tor 12 en een knooppunt 24 opgenomen, op welk knooppunt een derde weer- i stand 26 is aangesloten die eveneens met het aardknooppunt 20 is ver- 20 bonden. Van de verschilversterker 28 is de negatieve of omkeeringang | i verbonden met het knooppunt 18 en is de positieve of niet-omkeeringang ! verbonden met het knooppunt 24. De uitgang 30 van de versterker 28 is ] verbonden met de basis van een derde transistor 32, welke een emitter | heeft die verbonden is met het uitgangsknooppunt 34 van de spanningsre- ! 25; ferentieschakeling. Een weerstandsdeler bestaande uit de serieschake- ; ling van de weerstanden 36 en 38 is verbonden vanaf het uitgangsknoop- | punt 34 met het aardknooppunt 20, en is voorzien van een tussen gelegen ! i knooppunt 40. Het knooppunt 40 is verbonden met de basis van de tran- j i sistor 10 en via een weerstand 42 met de basis van de transistor 12.

30 Bij de voorkeursuitvoering is het basis-emittergebied van de tran- i sistor 10 kleiner dan het overeenkomstige gebied van de transistor 12.

: De werking van de schakeling kan begrepen worden door twee mogelijke toestanden van de spanning op het knooppunt 40 te beschouwen, welke de j : terugkoppelspanning is voor de basis van de transistoren 10 en 12 waar- ! 35, bij de compensatieweerstand 42 waarvan de werking verderop toegelicht ' zal worden, weggelaten wordt. Wanneer de spanning op het terugkoppel- ! ! knooppunt 40 lager is dan gewenst, doet het grotere junctiegebied van i ! j i : de transistor 12 dit evenredig meer stroom geleiden dan de transistor j : i : 10. De extra stroom door de weerstand 26 in vergelijking met de stroom 40 in de weerstand 16 heeft tot gevolg dat het positieve ingangssignaal j ! : i 8 0 2 0 3 1 7 5 \ voor de versterker 28 boven het negatieve ingangssignaal ligt. Als ge-! volg hiervan neemt de uitgang 30 van de versterker 28 in spanning toe ! welke toename toegevoerd wordt aan het knooppunt 40 en hierdoor aan de bases van de transistoren 10 en 12. Anderzijds wordt wanneer de span-I 5; ning op het knooppunt 40 hoger is dan gewenst de spanningsval over de i weerstand 22 significant en beperkt de stroom door de transistor 12 zo-| dat deze evenredig kleiner wordt dan de stroom in de transistor 10. Als 1 gevolg van deze onbalans wordt de omkeeringang van de versterker 28 ! j . ! ; naar een spanning gedreven boven het positieve ingangssignaal, en de | 10 uitgang 30 van de versterker 28 wordt naar een lagere spanning ge- j stuurd. Opnieuw wordt deze uitgangsspanning via het knooppunt 40 toegevoerd aan de bases van de transistoren 10 en 12 om hierdoor de stroom | i te reduceren. Het blijkt derhalve dat er op het knooppunt 40 een tus- ! i ' i 1 I senspanning aanwezig is waarbij de spanningen op de knooppunten 18 en j 15 14 gelijk zijn en waarbij als gevolg hiervan een stabiele spanning op I de uitgang 34 ontstaat.

De werking van de schakeling van figuur 1 kan eveneens worden toe- ! i ί ; gelicht in termen van de bandinterval spanningreferenties, zoals aange-| | geven in de eerste drie bovengenoemde publikaties. In het algemeen le- ' 20 ren deze referenties dat een temperatuur stabiele referentiepotentiaal I I ! ; verkregen kan worden door een bipolaire-transistor basis-emitterspan- i I ningsval evenredig te sommeren met het verschil in basis-emitterspan- : ningsvallen van twee bipolaire transistoren die met verschillende stroomdichtheden werken, waarbij de evenredige som bij benadering ge- ί i : ! | 25 lijk is aan de bandintervalspanning. De basis-emitterspanningsval van ! de in de tekening met VBE aangegeven transistor 10 verschaft de ba- | sis-emitterspanning voor deze referentie. De spanning VBE ver- , schijnt over de weerstand 22 en is gelijk aan het verschil in basis- t : | emitterspanningsvallen van de transistoren 10 en 12. Het blijkt dat de | 30 versterker 28 de knooppunten 18 en 24 op in wezen gelijk potentialen : houdt. Door het effect te negeren van de weerstand 42 en de lusspan- j | ! ningen te sommeren blijkt dat elk verschil in potentiaal tussen de ba- j sis-emitterspanningsvallen van de transistoren 10 en 12 over de weer- j ! ; ; | stand 22 verschijnt. Daar de weerstand 26 in serie ligt met de weer- i I · i j 351 stand 22 blijkt dat een spanning gelijk aan de verhouding van de weer- j i ; standswaarde van de weerstand 26 tot die van de weerstand 22 maal | i VBE over de weerstand 26 verschijnt. Dezelfde spanning verschijnt j I i | daarom over de weerstand 16. De spanning op het knooppunt 40 die toege-! voerd wordt aan de basis van de transistor 10 is daarom gelijk aan de 40 basis-emitterval van de transistor 10 plus een scalair maal het ver-

! | I

8020317 6

schil in basis-emitterspanningsvallen van de transistoren 10 en 12. J

| j Wanneer de spanning op het knooppunt 40 is vastgelegd op de bandinter- j | valspanning voor het bepaalde halfgeleidermateriaal, wordt een tempera-tuurstabiele potentiaal verkregen. Het is duidelijk dat de uitgang 30 5i van de versterker 28 rechtstreeks verbonden kan worden met het knoop- i ' i punt 40 wanneer een referentiepotentiaal gelijk aan de bandinterval- j | spanning vereist wordt, en de uitgang 28 voldoende stroomvermogen j heeft. De transistor 32 dient er alleen voor om de uitgang 30 van de ; versterker 28 te bufferen en verschaft voldoende stroomvermogen om het j i 10; uitgangsknooppunt 34 te sturen. De weerstanden 36 en 38 verdelen alleen de spanning aan de uitgang 34 zodanig dat de uitgangsspanning elke ge-! ; wenste scalaire waarde van de vereiste bandintérval referentiepotenti- j ; aal kan zijn.

I i ! | De in serie tussen het knooppunt 40 en de basis van de transistor j 15; 12 opgenomen weerstand 42 is aangebracht om de uitgangsspanning te com- I penseren voor de spanningsval die in de weerstand 36 optreedt als ge- ί volg van de in de transistoren 10 en 12 stromende basisstromen. Het : blijkt derhalve in het algemeen dat de spanning op de uitgang 34 beïn- i s vloed wordt door de versterkingsfactoren van de transistoren 10 en 12 | 20 die beide proces- en temperatuurafhankelijk zijn. Door een juiste keuze I van de weerstand 42 kunnen deze variaties nauwkeurig gecompenseerd wor- ' den. De weerstanden 36 en 38 zijn alleen nodig wanneer er een uitgangs-ί 1 ; : spanning boven de basisband intervalspanning vereist wordt, en de weer- i ; stand 42 is daarom ook alleen nodig wanneer er een potantiaal groter ί 25! dan de bandintervalspanning vereist wordt.

i ! !

Voor een juiste werking van de schakeling van figuur 1 moeten ver- i schillende aannamen gemaakt worden. Eerst moet aangenomen worden dat de ; ij- | ! i stromen in de versterker 28 ingangen gelijk aan nul zijn. Ten tweede i ! moet aangenomen worden dat de ingangsverschuivingsspanning voor de ope-30i rationele versterker 28 invariant is met temperatuur en equivalent is I aan nul. Ten laatste moet aangenomen worden dat de alfa factoren van de ! ; transistoren 10 en 12 equivalent zijn. In de voorkeursuitvoering is de j : versterker 28 een chopper gestabiliseerde versterker zoals beschreven i ; ! j ten opzichte van de figuren 2, 3 en 4, en de aannamen met betrekking I 35 i tot de ingangsstroom en ingangsverschuivingsspanningen kunnen veilig : gemaakt worden. Ten aanzien van de derde aanname wordt gesteld dat de | : alfa factoren nauwkeurig aangepast kunnen zijn door een juiste oriënta- j ! tie en nauwe onderlinge afstand van de transistoren 10 en 12 in de ge-| i integreerde schakelingsopzet.

j.40! De in de voorkeursuitvoering toegepaste weerstanden waren inwendig | 8 02 0 3 1 7.....................................

7 I : als gediffundeerde weerstanden op de geïntegreerde schakeling gevormd.

: Een niet-uniformiteit en een niet-lineairiteit van deze gediffundeerde 1 ; weerstanden beïnvloedt het gedrag van de schakeling in enige mate. Een : beter gedrag kan natuurlijk verkregen worden door in de schakeling dun-5i ne-filmweerstanden te gebruiken wanneer de extra ruimte beschikbaar is \ of door uitwendige inrichtingen te gebruiken. De niet-uniformiteit van | de weerstanden wordt echter tot een minimum gebracht door een centrale | uitleg van eenheidsweerstanden en een integrale stapvorm. Daarenboven | kan de niet-lineairiteit van de weerstanden in eniger mate gecompen-10| seerd worden door het feit dat het alleen de verhoudingen van de ver- j i schillende weerstanden zijn die in feite de uitgangsspanning bepalen.

De effecten van niet-uniforme achterpoort voorspanning en weerstands-! ; geometrie moeten eveneens in rekening gebracht worden wanneer er gedif- j j ; fundeerde weerstanden worden toegepast.

; j | 15; Het blijkt dat de tot nu toe beschreven schakeling volledig ver- 1 enigbaar is met gebruikelijke CMOS geïntegreerde schakelingsprocessen. ; | Dat wil zeggen dat alle bipolaire transistoren 10, 12 en 32 uitgevoerd I zijn met collectoren gemeenschappelijk met het substraat. Zoals hieron-I der toegelicht wordt bestaat de operationele versterker 28 bij voorkeur ; 20 uit een chopper gestabiliseerde versterker welke alleen MOS transisto- i ; ren heeft. Terwijl de referentiepotentiaalschakeling geheel verenigbaar i is met het standaard CMOS proces hangt deze schakeling niet af van wel- | i : ke MOS transistor dan ook om de feitelijke referentiepotantiaal tot i | : stand te brengen. Het gedrag derhalve van de orde van de in gebruike- i ‘ ! ; 25: lijke bipolaire schakelingen toegepaste referentieschakelingen wordt in ; ! een CMOS geïntegreerde schakeling verkregen zonder dat er extra ver-| | vaardigings- of processtappen nodig zijn.

| Met verwijzing naar figuur 2 wordt toegelicht dat daar een schema I · I is aangegeven van een schakeling van een voorkeurs chopper- gestabili- I i 30i seerde versterker die in het algemeen met 28 is aangeduid. De verster- j ! ker 28 bevat een negatieve of omkeeringang 18, een positieve of niet- i ! i ! j ; omkeeringang 24 en een uitgang 30. De ingangen 18 en 24 zijn afwisse- i ! lend verbonden met een ingangscondensator 44 door een paar MOS schake- ! laars 46 die door afwisselende fasen van een twee fase kloksignaal ge- j 135! stuurd worden. De condensator 44 koppelt het ingangssignaal naar de in- : ! ; gang van een eerste invertor 48 waarbij een andere MOS schakelaar 50 ί : ! vanaf de ingang verbonden is naar de uitgang. De uitgang van de inver- j tor 48 is verbonden met de ingang van een tweede invertor 52 waarvan : een uitgang verbonden is met de ene kant van een tweede condensator 54. i 1 ί L40 De tweede kant van de condensator 54 is verbonden met de ingang van een IIIÖ3 17........................................................................................

8 i derde invertor 55 die eveneens door een andere MOS schakelaar 56 over- ' brugd wordt. De MOS schakelaars 50 en 56 worden door dezelfde fase van ! i : een twee fase kloksignaal gestuurd. Het uitgangssignaal van de invertor 55 wordt toegevoerd aan de D ingang van een flipflop 58, die door een j 5i van de twee klokfasen getrokken wordt. Het Q uitgangssignaal 60 van de flipflop 58 stuurt de werking van twee schakelbare stroombronnen 62 en i 64. Het uitgangssignaal 60 stuurt rechtstreeks de stroombron 62 die ‘ vanuit een knooppunt 66 stroom trekt naar aardpotentiaal. Het knooppunt | ; 60 is via een invertor 68 aangesloten om de stroombron 64 te sturen die i | 10 vanuit de positieve voedingsbron stroom verschaft aan het knooppunt 66. i Door deze opstelling blijkt dat op elk gegeven tijdstip een en maar een ! van de stroombronnen 62 en 64 in werking is om of stroom toe te voeren ! ,aan of om stroom uit het knooppunt 66 weg te trekken. Een integratie-) condensator 69 is tussen het knooppunt 66 en aardpotentiaal opgenomen | 15 om een spanning te verschaffen overeen komend met de integraal van de j totale aan het knooppunt 66 toegevoerde stroom. Van de bufferversterker ! I ' 70 die kenmerkend een bronvolger is, is een ingang verbonden met het I knooppunt 66 en is de lage-impedantie-uitgang verbonden met de uitgang i !. j | j 30 van de versterker 28.

I 20 Met verwijzing naar figuur 3 wordt toegelicht dat daar een schema i is aangegeven van een MOS schakelaar die gebruikt kan worden als een ! i ! | l van de schakelaars 46, 50 of 56 in figuur 2. De schakelaar van figuur 3 ij ; heeft een ingang 72 die op selectieve wijze kortgesloten kan worden met i \ een uitgang 74 onder besturing van een klokingangssignaal 76. Een n-ka-25 naaltransistor 78 en een p-kanaaltransistor 80 zijn parallel opgenomen

! tussen de ingang 72 en de uitgang 74. De poort van de transistor 78 is I

S ' i j rechtstreeks verbonden met de ingang 76, terwijl de poort van de tran- j sistor 80 door middel van een invertor 82 verbonden is met de klokin- i I gang 76. Deze schakelopstelling waarborgt dat de ingang 72 kortgesloten j j 30 kan worden op de uitgang 74 over het gehele gebied van beschikbare : werkspanningen.

i In figuur 4 is een schema aangegeven van een door een schakelaar j ; overbrugde invertor, zoals de invertoren 48 en 55 van figuur 2. De in- ; j I vertor omvat een eerste MOS transistor 84 die vanaf de positieve voe- j i | 35 j dingsbron Vqq verbonden is met een uitgangsknooppunt 86. Een tweede 1 8020317 i transistor 88 is vanaf de uitgangsklem 86 verbonden met aardpotentiaal. ' i 1 ! .

; ; De poort van de transistor 84 is verbonden met een ingang 90 van de in- j vertor. De poort van de transistor 88 is verbonden met de uitgangsklem ! ; 86 van de inrichting. Een MOS schakelaar 92 is tussen de ingang 90 en ;40 de uitgang 86 van de invertor opgenomen en kan dezelfde zijn als de 9 I ; schakelaar van figuur 3. De schakeling van figuur 4 zonder de schake-; laar 92 kan met voordeel gebruikt worden voor de invertor 52 van figuur ! 2.

In het algemeen kan de werking van de in figuur 2 aangegeven chop-5 per-gestabiliseerde versterker gezien worden als een sequentiele bemon- I ! i stering van de twee ingangsspanningen en de besturing van de zaagtand- j I i spanning optredend aan de uitgang 30 in antwoord op de relatieve span-! ningen aan de ingangen. Bij het complementaire deel van elke klokperio-| j de wordt derhalve de omkeeringang 18 verbonden met de ingangscondensa-10 tor 44. Onder de aanname dat de klokperioden lang genoeg zijn, bereikt de ingangsstroom een nul niveau en stabiliseert de spanning aan de in- ! I , 'i ! gang 18 zich. Tijdens deze complementaire klokfase blijkt dat de scha-i kelaars 50 en 56 gesloten zijn waardoor de invertoren 48 en 55 voorge-j : spannen worden op een tussenspanningsniveau zowel aan de ingang als aan j 15 de uitgang in plaats van dat zij voorgespannen worden op of een logisch | ' nul of een niveau. Wanneer de complementaire klokfase overgaat in nul ' i : en de primaire klokfase naar een een niveau wordt gebracht, wordt de ; positieve ingang 24 verbonden met de condensator 44 en worden de scha-! kelaars 50 en 56 geopend. Wanneer de spanning aan de ingang 24 op dit ; 20; moment in de tijd hoger is dan de gestabiliseerde spanning aan de ingang 18, neemt het ingangssignaal voor de invertor 48 toe en wordt de ii ; ! uitgang daarvan naar een nul niveau gestuurd. De invertor 52 wordt dan 1 zodanig gestuurd dat aan de condensator 54 een een niveau wordt toege-| voerd en op zijn beurt de invertor 54 stuurt naar een nul niveau uit-] 25; gangssignaal. De D flipflop 58 wordt op deze positieve klokfase getrokken teneinde een aan zijn D ingang ontvangen logisch niveau op te | | slaan. Gedurende de volgende klokperiode verschijnt derhalve een nul | i logisch niveau aan de Q uitgang 60 van de flipflop 58. Tijdens deze j ! klokperiode wordt daarom de stroombron 62 gedeactiveerd en wordt de j

I i I

| 30 bron 64 geactiveerd door de invertor 68 om een vaste stroom toe te voe- j I ! j j ren aan het knooppunt 66, en die op zijn beurt de spanning van de con- j I ' i

i | densator 69 en de uitgangsspanning 30 in een helling omlaag doet gaan. I

! ! ! j , Het blijkt eveneens dat wanneer bij het volgende bemonsteringsinterval ί j de positieve ingang 24 lager is dan de negatieve ingang 18, de toestan- 35I den van de stroombronnen 62 en 64 omgekeerd worden, en het uitgangssignaal 30 in een helling omlaag begint te gaan. Het totale resultaat is ! ! dat de versterker 28 een in wezen analoog uitgangssignaal verschaft onder toepassing van vrijwel alleen digitale inrichtingen. Het blijkt eveneens dat de versterker 28 vrij eenvoudig is en gemakkelijk vervaar-I 1 i 40 digd kan worden op een CMOS geïntegreerde schakeling. Het zal in de .....8 0 2 0 3 1 .........................................................

10 ; meeste gevallen gewenst zijn om de condensator 69 betrekkelijk groot te | ; maken en om deze daarom als een uitwendige component aan te brengen.

Bij de keuze van de bepaalde waarden voor de componenten van een ί I spanningsreferentleschakeling volgens figuur 1 moeten verschillende j 5i factoren beschouwd worden. De Vgg spanning is primair een functie i van het verschil in stroomdichtheden in de transistoren 10 en 12. In I : ! het algemeen moet deze Vgg term in het gebied van 70 mV tot 100 mV j liggen. De verschillen in stroomdichtheden kunnen gerealiseerd worden i | ; door of verschillende basis-emitterjunctiegebieden in de transistoren 10 10 en 12 te verschaffen of door de transistoren 10 en 12 op verschil lende stroomniveau's, zoals bepaalde door weerstanden 16 en 26, voor te j j : spannen. Bij een voorkeursuitvoering van de uitvinding worden zowel ! verschillende gebieden als verschillende voorspanstromen verschaft. In j ! 1 | deze uitvoering heeft de transistor 10 derhalve een junctiegebied van ί ' | 151 twee vierkante mils (1 mil = 0,00254 cm), terwijl de transistor 12 een | | ! oppervlak heeft van zestien vierkante mils. De weerstand 16 heeft een J waarde van 4,48 kilohm terwijl de weerstand 26 een waarde heeft van j 8,96 kilohm. Bij deze waarden voor de weerstanden 16 en 26 worden voor-| spanstromen van 128 microampere in de transistor 10 en 64 microampère 20 in transistor 12 verkregen. Het gecombineerde effect van het verschil : i ; ! junctiegebieden en voorspanstromen is dat de transistor 10 een stroom-i dichtheid heeft zestien maal groter dan die van de transistor 12. De ί I j | weerstand 22 heeft een weerstandswaarde van 1,12 kilohm zodat in combi-j natie met de weerstand 26, de VBE term vermenigvuldigd wordt met 25 een factor acht, wanneer hij gecombineerd wordt met de VBE van de i transistor 10. Bij de stroomdichtheid van de transistor 12 moet Vgg ! gelijk zijn aan 72 mV. Gebaseerd op deze ontwerpwaarden moet er op het : knooppunt 40 een spanning van 1,218 V staan. De weerstanden 36 en 38 j | : worden gekozen om een uitgangsspanning op de klem 34 van 2,5 V te ver- j j ! ! | 30 krijgen, en om voorspanstromen door de weerstanden te krijgen tenminste | een orde van grootte groter dan de basisstromen in de transistoren 10 j en 12 teneinde het effect van deze basisstromen op de uitgangsspanning | te reduceren. De weerstand 36 was derhalve gekozen met een waarde van i 1 j ! 2,45 kilohm, terwijl de weerstand 38 een waarde van 2,44 kilohm had.

35 | De weerstand 42 is zoals boven aangegeven aangebracht teneinde een ; compensatie te verschaffen voor de toename in de uitgangsspanning die j een gevolg is van de basisstromen van de transistoren 10 en 12 die door | j ; de weerstand 36 lopen. In deze voorkeursuitvoering is er voor de weerstand 42 een waarde van 375 Ohm gekozen teneinde de effectieve VBE |_40 1 term te reduceren met een waarde voldoende om de spanning op het knoop- 80 2 0 3 1 7 11 I punt 40 te reduceren met eenzelfde waarde als de toename in de spanning , | ! veroorzaakt door de door de weerstand 36 stromende basisstromen. Zoals i j boven opgemerkt zijn deze bepaalde waarden voor deze uitvoering bedoeld I om een uitgangsspanning van 2,5 V te verschaffen en deze zijn gereali-j 5; seerd nadat er verschillende experimentele versies zijn beproefd. Gemeend wordt dat deze schakeling een temperatuurstabiliteit van bij be-i ! | nadering 50 ppm over het militaire temperatuurgebied heeft dat veel be- : ter is dan andere op CMOS geïntegreerde schakelingen toegepaste span- : ningsreferenties. Wanneer andere referentiespanningen vereist worden | 10 zal het nodig zijn om andere weerstandswaarden in de schakeling aan te brengen. Andere wijzigingen en veranderingen in de componentwaarden ; kunnen ook aangebracht worden om de stabiliteit en de voorspanpunten ; van de verschillende componenten te verbeteren. Eveneens zal zoals bo- i I i I | ven opgemerkt de toepassing van dunne-film of discrete weerstanden met ' ; 15: betere temperatuurcoëfficienten het gedrag van de schakeling verbeteren : wanneer een betere temperatuurstabiliteit vereist wordt.

| ; I 1 I : ; i 1 j ! i i ! : I ; I 1 i i i i j |

i ' I

i ·

i I

j ; j j ; ! : |

t i I

I I | 8 02 03 1 7

i ’I

i [ !

Claims (20)

1. Bandinterval spanningsreferentieschakeling voor gebruik bij ! ! i i CMOS geïntegreerde schakelingen bestaande uit eerste en tweede bipolai-i re transistoren met gemeenschappelike collectoren die in een geïnte-greerde schakelingsubstraat zin gevormd; een eerste weerstand opgenomen j tussen de emitter van de eerste transistor en een voedingsklem van \ | aardpotentiaal; een tweede weerstand opgenomen tussen de emitter van de tweede weerstand en een referentieknooppunt; een derde weerstand opge-: nomen tussen het referentieknooppunt en de voedingsklem van aardpoten- j ! 10 tiaal; een verschilversterker waarvan een positieve ingang verbonden is met het referentieknooppunt en een negatieve ingang verbonden is met de emitter van de eerste transistor, en waarvan een uitgang verbonden is met de bases van de eerste en tweede transistoren, welke uitgang een ! I temperatuur gestabiliseerde referentiepotentiaal afgeeft. : 15

2. Spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 1, gekenmerkt I door een vierde weerstand opgenomen tussen de uitgang van de verschil-! J versterker en een tweede referentieknooppunt; en een vijfde weerstand j opgenomen tussen het tweede referentieknooppunt en de klem van aardpo-i tentiaal; waarbij het tweede referentieknooppunt verbonden is met de j 20: bases van de eerste en tweede transistoren. j | i

3. Spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 2, gekenmerkt ; j | door een zesde weerstand opgenomen tussen het tweede referentieknoop- j \ | punt en de basis van de tweede transistor; waarbij het tweede referen- j I | tieknooppunt rechtstreeks verbonden is met de basis van de eerste tran- j 25 sistor.

4. Spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 1, gekenmerkt I ! I j door een derde transistor waarvan een collector in het geïntegreerde | ! schakelingsubstraat gevormd is, waarvan een basis verbonden is met de ! 1 i | uitgang van de verschilversterker en waarvan de emitter verbonden is j 3. met de bases van de eerste en tweede transistoren. j i ; i

5. Spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 1, met het i | ; kenmerk, dat de basis-emitterunctiegebieden van de eerste en tweede | I transistoren en de waarden van de eerste, tweede en derde weerstanden j | gekozen zijn om een referentiepotentiaal aan de uitgang van de ver- j 35! schilversterker met een minimale temperatuurdrift te verschaffen. i · i

6. Spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 1, met het ! I : 1 kenmerk, dat de verschilversterker een chopper gestabiliseerde verster- i ; ' 1 ker is vervaardigd uit MOS inrichtingen op hetzelfde substraat als de | eerste en tweede bipolaire transistoren. j | 40

7. Spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 6, met het j 802 0 3 1 7 ! I kenmerk, dat de chopper gestabiliseerde versterker bevat eerste en ! ! tweede MOS schakelaars die opgenomen zijn tussen de positieve en nega- ! I tief versterkeringangen en een gemeenschappelijk ingangsknooppunt, ! waarbij twee-fase klokmiddelen verbonden zijn met de schakelaars om de i I i ! 5 ingangen afwisselend te verbinden met het knooppunt; een ingangsconden- i ; sator met een eerste plaat verbonden met het ingangsknooppunt en een ! ; tweede plaat; een oneven aantal in serie opgenomen MOS invertoren, van j de eerste waarvan een ingang verbonden is met de tweede plaat van de i condensator; tenminste een tussen de ingang en de uitgang van tenminste j ! 10 de eerste invertor opgenomen, derde MOS schakelaar die door het twee- ! I | fase kloksignaal gestuurd wordt om gesloten te zijn wanneer de tweede MOS schakelaar gesloten wordt; een geheugeninrichting met een ingang j voor het opnemen van het uitgangssignaal van de laatste invertor, welke j ; ; j | geheugeninrichting gestuurd wordt door het twee-fase kloksignaal om het j i ! : 15 uitgangssignaal van de laatste invertor bij afwisselende klokfasen op ! : te slaan; en integratie uitgangsmiddelen voorzien van een schakelbare i : stroombron en een schakelbare stroomafvoer die elk een ingang hebben j verbonden met de geheugeninrichting om afwisselend de bron en de afvoer i te activeren in antwoord op de toestand van de geheugeninrichting, wel-! 20 ke bron en afvoer elk een uitgang hebben verbonden met een condensator i ; om deze op te laden tot een spanning die de referentiepotentiaal 1. j ! stuurt.

8. Spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 7, gekenmerkt | | door een bufferinrichting met een ingang die verbonden is met de con- 25J densator, en een uitgang die de uitgang van de verschilversterker ; | vormt. ;

9. Geïntegreerde bandintervalspanningsreferentieschakeling van het ! | type waarin de basis-emitterspanning van een bipolaire transistor gecombineerd wordt met het verschil in basis-emitterspanningen van twee i 1 i i 30| bipolaire transistoren die met verschillende stroomdichtheden werken om ! I ! een temperatuurstabiele referentiespanning te verschaffen, waarbij de | ! ] eerste en tweede bipolaire transistoren gemeenschappelijke collectoren j hebben om zowel de basis-emitterspanning als het verschil in basis- i [ emitterspanningen van twee transistoren te verschaffen. 35!

10. Spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 9, gekenmerkt I door een aantal weerstanden opgenomen tussen de emitters van de eerste i i i en tweede transistoren en een bron van aardpotentiaal om de basis-emitterspanning en het verschil in basis-emitterspanningen van twee tran- | ! I : sistoren te detecteren. |

11. Spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 10, met het 8020317 kenmerk, dat het aantal weerstanden omvat een eerste weerstand opgeno- i men vanaf de emitter van de eerste transistor naar aarde, een tweede ! ; weerstand opgenomen vanaf de emitter van de tweede transistor naar een i referentieknooppunt, en een derde weerstand opgenomen vanaf het refe-5, rentieknooppunt naar aarde; waarbij een verschilversterker is aange- i ' bracht met een negatieve ingang verbonden met de emitter van de eerste | I transistor, een positieve ingang verbonden met het referentieknooppunt, ; en een uitgang verbonden met bases van de eerste en tweede transistoren j | ! om aan de uitgang van de verschilversterker de temperatuurstabiele re- I 1. ferentiespanning te verschaffen. i :

12. Spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 11, met het kenmerk, dat de verschilversterker een chopper gestabiliseerde verster- i = I ker omvat die op hetzelfde substraat als de eerste en tweede bipolaire ! transistoren is gevormd. | 15

13. Bandinterval spanningsreferentieschakeling voorzien van eerste ! en tweede bipolaire transistoren met gemeenschappelijke collectoren ge-: vormd in een geïntegreerd schakelingsubstraat; middelen om een vooraf gekozen verschil in basis-emitter stroomdichtheden in de eerste en I tweede transistoren te bewerkstelligen; en middelen om de basis-emit- j 20 terspanning van de eerste transistor te combineren met een vooraf geko zen veelvoud van het verschil in basis-emitterspanningen van de eerste j en tweede transistoren om een temperatuurstabiele referentiepotentiaal te verschaffen.

14. Spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 13, met het ; 25; kenmerk, dat de combinatiemiddelen voorzien zijn van middelen om de i stabiele referentiepotentiaal te vermenigvuldigen met een vooraf geko-I zen waarde om een vooraf gekozen hogere temperatuurstabiele referentie-! i potentiaal te verkrijgen. i I I

15. Bandinterval referentieschakeling volgens conclusie 13, met 301 het kenmerk, dat de bewerkstelligmiddelen en de combinatie middelen om- i j I vatten een eerste weerstand opgenomen tussen de emitter van de eerste I : transistor en aarde; een tweede weerstand opgenomen tussen de emitter j ; i : van de tweede transistor en een referentieknooppunt; een derde weer- | : stand opgenomen tussen het referentieknooppunt en aarde; versterkermid- i 35' delen waarvan de ingangen verbonden zijn met de emitter van de eerste | transistor en het referentieknooppunt, en waarvan de uitgang verbonden is met bases van de eerste en tweede transistoren om de spanningen op de ingangen in wezen gelijk te houden, waarbij de uitgang van de ver- ; sterkermiddelen de temperatuurstabiele referentiepotentiaal verschaft.

16. Bandinterval spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 8020317 t j 15, met het kenmerk, dat de versterkermiddelen omvatten een verschil- I i i j , versterker waarvan de negatieve ingang verbonden is met de emitter van j t ; i | ; de eerste transistor, waarvan de positieve ingang verbonden is met het : referentieknooppunt, en waarvan de uitgang verbonden is met de bases 5* van de eerste en tweede transistoren.

17. Bandinterval spanningsreferentieschakeling volgens conclusie 16, met het kenmerk, dat de verschilversterker een chopper gestabiliseerde versterker is. I , i

18. Bandinterval spanningsreferentieschakeling volgens conclusie | 10 15, met het kenmerk, dat de versterkermiddelen omvatten eerste en twee de geklokte schakelmiddelen om bij afwisselende klokfasen een van de j I | ingangen te verbinden met een ingangsknooppunt; een ingangscondensator | met een eerste plaat verbonden met het ingangsknooppunt, en een tweede i . | | plaat; tenminste een invertor met een ingang die verbonden is met de j 15: tweede plaat van de condensator en een uitgang; derde geklokte schakel- ; middelen om bij afwisselende klokfasen tenminste een ingang van de in- | ! | j | i vertor kort te sluiten met de uitgang van de invertor; geklokte geheu-i j ! | | genmiddelen met een ingang die verbonden is met tenminste de ene inver- toruitgang en een uitgang om een indicatie af te geven van de toestand i i ! 2. van de invertoruitgang bij afwisselende klokfasen; en integratie uit-! ‘ gangsmiddelen met een ingang die verbonden is met de uitgang van de ge- ! j heugenmiddelen en een uitgang om een integraal van het uitgangssignaal j | i af te geven, welk integraal de temperatuurstabiele referentiepotentiaal ! aanduidt. ! 25:

19. Bandinterval spanningsreferentieschakeling volgens conclusie i ' ! 118, met het kenmerk, dat de integratie uitgangsmiddelen omvatten een j ; ' i i ; schakelbare stroombron en een schakelbare stroomafvoer, die elk een in- | gang hebben verbonden met de geheugenmiddelen om afwisselend de bron en i de afvoer te activeren in antwoord op de toestand van de geheugenmidde-| 30 len, en die elk en uitgang hebben verbonden met een integratieknoop- i ! ! punt, waarbij een condensator opgenomen is tussen het integratieknoop- i | . ; i ! : punt en een bron van referentiepotentiaal. j : 1 i

20. Bandinterval spanningsreferentieschakeling volgens conclusie j | j 19, gekenmerkt door een bufferinrichting met een ingang die verbonden j 35 i is met het integratieknooppunt, en een uitgang die de uitgang van de ! i versterkermiddelen vormt. i ! : ; | **************** ; ; | I ! i i S.....8 0 2 0 3 1 7.............. .....................................!