KR910001884B1 - 2치부호 변조방법 및 복조방법 - Google Patents

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다모쓰 야마가미
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모리다 아끼오
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Abstract

내용 없음.

Description

2차부호 변조방법 및 복조방법
제1도는 블록변환형의 런랭스리미티드 부호의 일예를 설명하기 위한 도면.
제2도는 제1도예의 설명을 위한 그래프.
제3도-제7도는 모두 제1도의 예의 결함을 설명하기 위한 도면.
제8도는 본원 발명의 일실시예가 적용되는 광학재생장치의 서보계의 주파수특성을 도시한 그래프.
제9도는 제8도 주파수특성을 설명하기 위한 도면.
제10도는 상기한 실시예에 사용하는 전달함수의 주파수특성을 도시한 그래프.
제11도는 상기한 실시예의 설명을 위한 타임차트.
제12도는 트랜스버설필터를 사용한 변형예를 도시한 회로도.
제13도-제15도는 모두 제12도의 예를 설명하기 위한 도면.
본원 발명은 2치부호 변조방법(變調方法) 및 복조방법(複調方法)에 관한 것이다. 구체적으로는 블록변환형의 런렝스리미티드(Run Length Limited)부호 (이하 RLL부호라고 함), 즉 m비트의 데이터워드를 n2비트의 정보워드로 변환하고, 이들 정보워드를 n2비트의 용장(冗長)워드로 연결해서 이루어지는 RLL부호의 2차부호 변조방법 또는 콤보류선형의 RLL부호, 즉 데이터워드에 n2'비트의 용장워드를 부가한 다음, 예를 들면 MFM부호나 M2FM부호등의 RLL부호의 변조를 행하는 2치부호 변조방법에 관한 것이며, 특히 n2또는 n2'비트의 용장워드의 선정에 의해 피변조신호의 억압해야 할 주파수대역을 임의로 설계할 수 있도록 한 것이다. 또한, 이것에 관련된 2치부호 복조방법에 관한 것이다.
디지탈전송이나 자기 및 광학기록재생시스템에 있어서는 통상 정보를 심벌의 계열로서 전송하거나, 기록하거나 한다. 이와 같은 심벌은 일체로 알파벳(때때로 2치의 알파벳 ; 부호)을 구성한다. 2치부호의 경우에는 한쪽의 심벌, 예를들면 "1"을 NRZM(NRZ-mark)코드에 의해서 2개의 자화(磁化)상태 사이의 천이(遷移)로서 자기디스크나 테이프에 기록하며, 또는 2재의 포커스상태 사이의 천이로서 광학디스크에 기록한다. 그리고, 다른 심벌 "0"을 그와 같은 천이의 결여로서 기록한다
그런데, 이와 같은 전송이나 기록시에는 데이터비트열을 RLL 부호로 변조해 둘 것이 요구된다. 즉, 어떤 시스템에서는 셀프클로킹(self-clocking)이 요구되며, 이 때문에 전송하거나 기록하거나 하는 심벌의 계열을 검출이나 동기에 사용되는 클록신호를 생성하기 위해 충분한 천이로서 전송하거나 기록하여야 한다.
따라서, 천이의 최대 반전간격 Tmax이 규제된다. 한편, 심벌간의 간섭을 제한하기 위해 최소반전간격Tmin도 규제된다. 이 최소반전간격 Tmin은 기록매체의 정보밀도에도 규제된다. 왜냐하면 기록매체상의 2개의 인접하는 천이간의 소정의 최소거리에 있어서, 그것에 기록된 신호에 대응하는 최소시간간격 Tmin이 증대되면 같은 비율로 정보밀도도 증대되기 때문이다. 요구되는 최소밴드폭 Bmin도 천이간의 최소거리와 관련된다(Bmin=
Figure kpo00001
)
상기한 바에 의하여, 전송등이 이루어진 비트열은 다음과 같은 d규칙 및 k규칙을 만족시킬 것이 요구된다. 즉, RLL부호를 사용하는 것이 바람직하다.
d규칙 : 2개의 "1"이 최소한 연속된 d개의 "0"의 열로 분리될 것.
k극칙 : 연속된 "0"으로 이루어진 열의 최대길이가 k일 것.
한편, 일반적인 자기기록채널의 경우처럼 정보채널이 직류를 전송하지 않을 경우나 복조측을 간소화할 요청이 있을 경우에는 정보채널에 있어서 비트열이 거의 직류성분을 포함하지 않도록 할 필요가 있다.
이상과 같은 요청으로부터 천이간의 최소거리 Tmin 및 최대거리 Tmax를 제약하면서 직류성분을 억압하도록 한 2치부호 변환방법을 필요로 한다.
그 하나는 블록코딩에 용장비트열을 부가하고, 이것에 의해서 채널비트열에 있어서 d규칙 및 k규칙이 만족되도록 하는 동시에 직류불평형을 전체적으로 감소시키는 것이다.
즉, 이 2치부호 변조방법에서는 데이터비트계열을 m비트의 데이터워드로 순차 분할하고, 이들 데이터워드를 n1비트의 정보워드로 각각 변환한다. 여기서, m＜n로 하고, 27개의 비트의 조합중에서 m개 의 RLL부호만을 선출하여, 이들을 정보워드로서 데이터워드에 대응시킨다.
물론 이대로는 정보워드의 계열(繼列)에 걸쳐서, 즉 정보워드를 연결했을 때에 d규칙이나 k규칙을 만족시킬 수 없다. 예를 들면 어떤 정보워드가 연속된 k개의 "0"으로 끝나고, 후속의 정보워드가 "0"으로 시작될 때에는 더 이상 k규칙이 만족되지 않는다. d규칙에 대해서도 마찬가지이다.
그래서, 정보워드 사이에 n2비트의 용장워드를 부가하여, 정보워드 및 용장워드로 채널워드를 구성하고있다. 이와 같은 채널워드에서는 용장워드의 선정에 의해 계속되는 채널워드에 걸쳐서 d규칙 및 k규칙을 만족시킬 수 있다.
또한, 이 방법에서는 이 용장워드를 직류불평형의 억압에도 사용하고 있다. 즉, 계속되는 정보워드에 걸쳐서 k규칙 및 d규칙을 만족시키는 용장워드를 선정하고, 다시 이처럼 실현가능한 용장워드중에서 직류불평형을 작게하는 것을 선정하는 것이다.
직류불평형을 억압하는데는 이 방법에서는 디지탈합계(D.S.V)를 사용한다. 이것에 대해서 다음에 제1도를 참조하면서 설명한다.
제1도에 있어서는 일예로서 정보워드 WI를 14비트로 구성하고, 용장워드 WR를 3비트로 구성한다. 정보워드 WI는 예를들면 8비트의 데이터워드(도시생략)를 테이블룩업에 의해서 변환해서 얻는 것이다. 여기서, 정보워드 WI는 d=2, k=10의 d-k 규칙을 만족시키도록 선정되어 있다.
정보워드 WIi와 후속의 정보워드 WIi+1을 연속할 때에는 d-k규칙으로부터 용장워드 WRi로서(000), (100), (101) 및 (001)이 실현가능하다(제1도 B,C,D및 E) . 그리고, 이들 각 경우의 디지탈 합계는 각각 제1도 B-E에 WF로 도시되는 디지탈 파형의 적분으로서 도시된다. 여기서 후속의 정보워드 WIi+1의 종단을 평가시점으로 하면, 용장워드 WRi로서 (000)을 사용하면 디지탈 합계는 +7로 된다. 마찬가지로 (100), (010), (001)에 대해서는 각각 +1, +3, +5로 된다. 그래서 용장워드 WRi로서는 (100)을 사용한다. 그렇게 하면 최소한 평가시점마다 보면 직류불평형을 최소로 억제할 수 있다.
예를 들면 데이터비트열의 스펙트럼이 제2도 A에 도시한 바와 같을 때 디지탈 합계를 평가기준으로 하여 결정한 용장워드를 부가하면 제2도 B에 도시한 바와 같이 직류성분이 억압된 스펙트럼을 얻는다.
물론 용장워드 WRi와 평가시점으로서 정보워드 WIi+2의 종단을 선정해도 된다.
그런데, 이와 같은 부호변조방법에서는 디지탈 합계를 평가기준으로 하기 때문에 안정되게 억압할 수 있는 것은 직류성분 뿐이며, 저주파대역에 걸쳐서의 안정된 억압은 전혀 보장되지 않는다. 그리고, 이 때문에 특히 광학기록의 경우에 몇가지의 문제를 미해결인 채로 남기게 된다.
제1의 문제점은 기록매체상에 형성된 오염(지문)이나 상흔에 관한 것이다. 즉, 제3도에 도시한 바와 같은 광학재생장치에 있어서는 천이가 비트의 유무로 표시되며, 이들 비트의 유무에 따라서 디텍터(1)에서 검출신호(제4도 A)가 얻어진다.
그런데, 기록매체(2)상에 오염이나 상처가 있으면, 이 오염 등이 비대칭인 AM성분으로서 검출신호에 나타나 버린다. 예를 들면 제4도 B에 도시한 바와같은 지문에 의한 방해가 있으면, 검출신호가 제4도 C에 도시한 바와같이 왜곡되어 양호한 재생을 할 수 없게되어 버린다.
이와 같은 것에 대처하기 위해서는 오염이나 상처에 의한 스펙트럼영역을 피하여 채널비트열을 전송하는 것이 필요해진다. 예를 들면 오염등에 의한 스펙트럼이 제5도에 (가)로 나타낸 것이라고 하면, 채널비트열의 스펙트럼을 (나)로 나타낸 것으로 할 필요가 있다.
제2의 문제는 서보기구에 관한 것이다. 즉, 제3도에 도시한 바와같이 광학재생장치에서는 검출신호의포락선(包絡線) (제6도A)에 의거하여 서보미러(3)를 제어하여 트래킹(tracking)을 행하는 동시에, 서보렌즈(4)의 초점을 초점심도내에 수용하고 있다. 그러나, 이와같은 포락선의 스펙트럼내에 검출신호 자체의 스펙트럼이 중첩되면 포락선의 스펙트럼영역의 검출신호가 외란(外亂)으로서 작용하여, 이 결과 트래킹이 사행(蛇行)하거나 초점이 초점신도로부터 벗어나 버린다. 또한, 위상보상을 위해서 트래킹루프내에 포화현상이 일어나서 트랙점프가 일어나 버린다.
그리고, 제3도에 있어서 (5)는 서보회로, (6)은 레이저, (7)은 하프미러이다.
본원 발명자들은 이와 같은 사정을 고려하여, 먼저 디지탈 합계를 평가기준으로 하는 것에 의해서 검토하였다. 상술한 바와같이, 디지탈 합계는 제1도 B-E에 WF로 표시되는 디지탈파형의 적분으로서 구해진다. 적분의 순간치를 제1도 B-E에 파선으로 각각 도시한다. 그리고, 후속의 정보워드 WIi+1의 종단에서 용장워드 WR1의 평가를 행할 때에는 이 정보워드 WIi+1종단에 있어서의 적분치에 의거하여 판정을 행하면 된다.
그런데, 제1도 B-E에 파선으로 도시한 적분의 순간치는 제7도에 도시한 바와 같은 적분요소로 이루어지는 전달함수에 대한 디지탈 파형 WF의 스텝응답이다. 그리고, 이와 같은 전달함수의 주파수특성(제7도)에서는 직류성분의 이득이 충분히 큰 반면. 저주파대역이나 고주파대역에 걸쳐서는 그 이득이 서서히 작아져 간다. 이와 같은 것은 직류성분을 충분히 억압할 수 있는 반면, 저주파대역이나 고주파대역에서는 서서히 억압의 정도가 저감되는 것을 의미한다. 이와 같이 디지탈 합계에 의한 평가기준을 전달함수와 대응시켰을 때에는 피변조신호의 스펙트럼의 억압의 정도를 그 전달함수의 주파수특성으로부터 판정할 수 있다. 환언하면, 미리 억압하고자 하는 주파수대역등 관심이 있는 주파수대역을 규정하는 전달함수를 얻으면, 이것에 의해 관심이 있는 주파수대역을 억압하는 평가기준을 얻을 수 있다.
본원 발명은 이와 같은 관점에서 이루어진 것으로서 용장비트의 선택에 의해서 억압해야 할 주파수대역을 임의로 설계할 수 있도록한 2치부호 변환방법 및 복조방법을 제공하는 것을 목적으로 하고 있다.
본원 발명은 이와 같은 목적을 달성하기 위해, 관심있는 대역 예를 들면 직류성분에서 기록매체상의 지문이나 상처의 스펙트럼영역 또는 서보에 필요한 대역까지를 커버하는 대역을 규정하는 전달함수의 스텝응답의 평가해야 할 시점에서의 값을 구하고, 이 값이 작아지도록 용장워드를 선정하도록 하고 있다. 다음에, 본원 발명을 블록변환형의 RLL부호에 적용한 일실시예에 대해서 도면에 의거하여 설명한다. 본예에서는 디텍터(제3도의 (1)참조)의 검출신호중의 채널 비트의 스펙트럼이 트래킹서보계의 외란으로 되지 않도록 한 것이다.
여기서는 먼저 서보계의 주파수특성에 대해서 제8도에 의하여 설명한다. 제8도에 있어서, 파선은 서보디바이스 예를 들면 서보미러의 특성을 도시한 것이며, 일점쇄선은 서보회로의 특성을 도시한 것이다. 그리고, 전체 서보계의 특성은 실선으로 도시한 바와 같이 된다.
이 경우, 서보디바이스의 대역내에 채널비트성분이 존재하면 그 때문에 디바이스가 움직여서 제9도에 일점쇄선으로 도시한 바와 같이 디바이스간 트랙의 중앙을 트레이스하지 않게 되어 버린다. 통상 이 트레이스의 편차는 레이저의 파장이 0.8μm이고, 렌즈의 개구수 NA가 0.45 정도일 경우 0.lμm 이하로 억제할 필요가 있으며, 이 대역에서 채널비트성분이 크면 트래킹이 벗어나 버린다.
또한, 안정된 서보를 보증하기 위해서는 제8도에 일점쇄선으로 도시한 위상보상특성을 갖게 할 필요가있다. 그리고, 이 때문에 일점쇄선으로 도시한 대역에 있어서 이득을 올리고 있다. 이 때문에 이 대역내에 채널비트성분이 있으면, 서런루프내에 커다란 노이즈성분이 들어가서, 이 결과 서보계의 포화현상이 일어나기 쉽다. 특히 서보디바이스의 커트오프가 낮으므로, 이 때문에 위상보상을 위한 이득을 크게할 경우는 이 결함이 현저하다.
이와같은 서보계에 있어서 채널비트의 스펙트럼이 외란으로서 들어가지 않도록 하는데는 평가함수로서 제10도에 도시한 바와 같은 전달함수를 사용한다. 여기서, 제10도의 a점은 제8도의 a점에 대응한다.
다음에, 제10도의 전달함수에 의한 평가에 대해서 설명한다. 제10도의 전달함수는,
Figure kpo00002
로 표시된다. 그리고, 이 전달함수의 스텝응답 Y는,
Figure kpo00003
로 되며, 그 순간치 Y(t)는,
Figure kpo00004
로 된다.
여기서, 예를 들면 제11도에 도시한 바와 같은 디지탈파형 WF에 대해서 시각 0-t10까지의 평가를 행하는데는 이 디지탈파형 WF의 제10도의 전달함수의 스텝응답을 시각 t10에 있어서 구하면 된다. 그렇게 하면,
Figure kpo00005
를 얻는다. 단,
Figure kpo00006
으로 했다.
이상의 것을 이용하여, 제1도에 있어서의 용장워드 WRi를 정보워드 WIi+1의 종단에서 판정하는데는 제1도 B-I의 각 디지탈파형에 대해서, 이 종단시에 있어서의 스텝응답의 값을 구한다. 그리고, 이 스텝응답이 최소로 되도록 용장워드 WRi를 선정하면 된다.
물론, 후속의 정보워드 WIi+2, WIi+3,…의 어느 종단에서 용장워드 WRi,의 (000), (100), (010) 및 (001)을 평가하여 가장 적절한 용장워드 WRi를 구해도 된다.
또한, 본 예에 있어서는 다음에 변형예로서 도시한 바와 같이 평가를 행할 때에 트랜스버설필터를 사용하는 것이 바람직하다. 예를 들면 제12도에 도시한 것처럼 지연회로(11), 무게부여회로(12) 및 가산기(13) 로트랜스버설필터를 구성한다. 여기서는 제13도에 도시한 바와같이 정보워드 WI의 각각 종단의 시점중,‥‥t_3,t_2,t_1,t에서는 이미 평가를 마친 것으로 하고, 각각의 스텝응답의 값 x_3, x_2,x_1, xo를 화살표로 나타낸다. 그리고, 지금 평가해야 할 시각 t1에 있어서 용장워드 WR에 따라서 4개의 값 x1,이 있고(파선으로 도시함), 이들 x1을 평가하는 것을 생각한다.
평가를 행하는데는 먼저 입력단자(14)에 4개의 xl의 값의 하나를 입력한다. 이때, 지연회로(11)의 지연시간을 평가시각간격 T으로 함으로써, 각 지연회로(11)로부터 xo, x_1,x_2,x_3이 출력되며, 이들이 무게부여회로(12)를 거쳐 x1의 값과 함께 가산기(13)로 가산되어서 트랜스버설필터의 출력으로서 출력단자(15)로부터 출력된다.
여기서, 무게부여회로(12)의 무게부여로서는 제14도에 도시한 인펄스응답의 화살표로 나타낸 값을 사용한다. 이것을 제12도에 도시하도록 할당한다. 그렇게 하면, 트랜스버설필터의 출력 yo으로서,
y0=a3x1+a2x0+a-1x-1+a-2x-2+a-3x-3
를 얻는다. 일반적으로 말하면,
yn=∑akxn-k
를 얻는다. 그리고, 다른 3개의 y1에 대해서도 마찬가지의 연산을 행하고, 3개의 가능한 yn을 얻어 이들 yn이 최소로 되도록 용장워드를 결정하는 것이다.
그렇게하면, 이 예에서는 앞서 기술한 제10도의 전달함수에 의한 특성(제15도에 사선의 해칭으로 도시함)에 다시 실선으로 도시한 필터의 특성을 부가한 것으로 된다. 제10도의 전달함수에서는 그 샘플링주기를 T라고 하면
Figure kpo00007
을 중심으로 한 반전특성이 생기고, 이 때문에 예를 들면 시각 t1에 있어서의 스텝응답을 최소로 하는 용장워드가 산점(散点)으로 도시한 특성에 기인하는 일이 있다.
본 예와같이 디지탈필터를 부가하면
Figure kpo00008
을 중심으로 한 반환특성을 무시할 수 있으므로, 이상과 같이 잘못하여 해칭의 영역이 아니고 산점의 영역에 대응한 용장워드를 선정하는 일이 없다. 또, 디지탈필터의 특성에 의해 전체적으로 더욱 바람직한 특성을 얻을 수 있다.
그리고, 제12도에 파선으로 도시한 것처럼 가산기(13)의 출력을 지연회로(11)를 통해서 가산기(13)로 귀환하면 트랜스버설필터를 순회형으로 할 수 있으므로, 더욱 바람직한 구성을 취할 수 있다. 이 경우의 트랜스버설필터의 출력은
yn=b1yn-1+∑akxn-k
이지만, 다시 귀환루프를 부가해서
yn=∑bkyn-k+∑akxn-k
로 해도 되는 것은 물론이다.
또한, 본 예에서 변조된 신호가 기록된 기록매체는 다음과 같이 하여 재생장치에 의해 재생 즉 복조된다. 즉, 채널비트중의 동기패턴(제1도에서는 생략했음)을 검출하고, 이것에 의거하여 (n1+n2)비트의 채널워드를 각각 분할해서 얻고, 다시 이 채널워드를 n1, 비트의 정보워드와 n2비트의 용장워드로 나누어, 이 다음 정보워드를 데이터워드로 변환하면 된다. 보다 상세히 설명하면 본원 발명에 있어서의 복조방법은 m비트의 데이터워드가 n1비트(단, n1＞m)의 정보워드 및 n2비트의 용장워드로 이루어지는 n비트의 채널워드로 부호변조되어 소정의 주파수대역성분이 제거되는 동시에, 소정위치에 동기신호가 부가된 2치부호 데이터계열로부터 상기 m비트의 데이터워드를 복호하는 2치부호 복조방법에 있어서, 상기 동기신호를 검출하고. 상기검출된 동기신호에 따라서 상기 2치부호 데이터계열로부터 상기 채널워드를 발취하고, 상기 발취된 n1비트의 채널워드로부터 상기 n, 비트의 정보비트를 분리하고, 상기 분리된 n1비트의 정보비트를 상기 m비트의데이터워드로 변환하는 것이다.
상기한 바와같이, 본원 발명에 의하면 복수개의 용장워드에 각각 대응한 복수의 디지탈파형 WF의 각각에 대해서 관심있는 대역을 규정하는 전달함수의 스텝응답을 평가해야 할 시점에서 구하고, 이 스텝응답이 최소로 되도록 용장워드를 선정하고 있다. 따라서, 단지 전달함수를 바꾸는 것만으로, 피 변조신호의 스펙트럼을 소망의 대역에 있어서 억압할 수 있다.
그리고, 본원 발명은 상술한 실시예에 한정되는 것은 아니며, 그 요지를 일탈하지 않는 범위에서 여러가지 변경이 가능하다 예를 들면 상술한 실시 예에서는 블록변환형 인 RLL부호 즉 런렝스리미피드부호를 예로 들었지만, 본원 발명은 콤보류선형의 런렝스리미티드부호에도 적용할 수 있다. 즉, 블륵변환형의 런렝스리미티드부호 뿐만 아니라 콤보류선형치 런렝스리미티드부호에 대해서도 디지탈 합계에 의한 평가로서는 충분히 만족할 만한 대역억압을 실현할 수 없다. 그리고, 본원 발명은 이와 같은 콤보류선형의 경우에도 실효가 있다

Claims (3)

  1. m비트의 데이터워드를 n1비트의 정보워드로 변환한다음 이 n1비트의 정보워드로 실현할 수 있는 n2비트의 용장(冗長)워드의 하나를 부가하여 런렝스리미티드부호의 변조를 행하는 2치부호 변조방법에 있어서, 상기 정보워드로 실현할 수 있는 용장워드의 하나를 부가하여 실현할 수 있는 채널워드를 생성할 수 있는 채널워드를 생성하고. 이들 실현할 수 있는 채널워드에 각각 대응하는 디지탈파형의 각각에 대해서, 관심이 있는 주파수대역을 규정하는 전달함수의 스텝응답의 평가해야 할 시점의 값을 구하고, 이 값이 최소로 되도록 상기 실현할 수 있는 용장워드 중에서 가장 적합한 용장워드를 선택하는 것을 특징으로 하는 2치부호 변조방법.
  2. 데이터워드에 복수개의 용장워드의 하나를 부가한 다음, 런렝스리미티드부호의 변조를 행하는 2치부호변조방법에 있어서, 데이터워드에 상기 복수개의 용장워드를 각각 부가하여 다른 비트열을 얻고, 이들 비트열에 대해서 상기 런렝스리미티드부호의 변조를 각각 행하고, 이 변조에 의해서 얻은 디지탈 파형의 각각에대해서, 관심이 있는 주파수대역을 규정하는 전달함수의 스텝응답의 평가해야 할 시점의 값을 구하고, 이값이 최소로 되도록 상기 복수개의 용장워드중에서 가장 적합한 용장워드를 선택하는 것을 특징으로 하는 2치부호 변조방법.
  3. m비트의 데이터워드가 n1비트(단, n1＞m)의 정보워드 및 n2비트의 용장워드로 이루어지는 n비트의 채널워드로 부호 변조되어 소정의 주파수대역성분이 제거되는 동시에, 소정위치에 동기신호가 부가된 2치부호 데이터계열로부터 상기 m비트의 데이터워드를 복호하는 2치부호 복조방법에 있어서, 상기 동기신호를 검출하고. 상기 검출된 동기신호에 따라서 상기 2치부호 데이터계열로부터 상기 채널워드를 발취하고, 상기발취된 n비트의 채널워드로부터 상기 n1비트의 정보비트를 분리하고, 상기 분리된 n1비트의 정보비트를 상기 m비트의 데이터워로 변환하는 것을 특징으로 하는 2치부호 복조방법 .
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