KR20230004649A - Dc-dc 컨버터 어셈블리 - Google Patents

Dc-dc 컨버터 어셈블리 Download PDF

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Abstract

본 발명은 DC-DC 파워 컨버터를 포함하는 DC-DC 컨버터 어셈블리에 관한 것이다. 컨버터 부하는 DC-DC 컨버터의 양의 입력과 양의 출력(또는 음의 입력과 음의 출력) 사이에 전기적으로 연결되어 어셈블리의 DC 입력 전압원이, DC-DC 전력 변환기를 통하지 않고, 컨버터 부하에 직접 부하 전력을 공급한다.

Description

DC-DC 컨버터 어셈블리
본 발명은 변조 제어신호에 따라 DC 입력 전압원으로부터 공급되는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 DC-DC 파워 컨버터를 포함하는 DC-DC 컨버터 어셈블리에 관한 것이다. 컨버터 부하는 상기 DC-DC 파워 컨버터에 전기적으로 직렬로 연결되며, 상기 DC-DC 파워 컨버터는 상기 DC-DC 파워 컨버터를 제1동작모드와 제2동작모드 사이에서 스위칭하도록 구성되는 설정가능 스위치 네트워크를 포함한다.
종래의 DC-DC 파워 컨버터의 능동 및 수동 부품들은 파워 컨버터터와 컨버터 부하로 흐르는 전력으로 인해 큰 전압 및 전류 스트레스를 겪는다. 이는 DC-DC 파워 컨버터의, 특히 고전력 컨버터의 경우, 신뢰성과 수명을 줄이거나 및/또는 높은 전류 및/또는 전압을 견딜 수 있는 고가의 능동 및 수동 부품들을 필요로 한다.
따라서 주어진 또는 공칭 부하 전력에 대해 DC-DC 컨버터 어셈블리의 DC-DC 파워 컨버터에 포함된 능동 또는 수동 부품들의 전류 스트레스 및/또는 전압 스트레스를 줄일 수 있는 것이 바람직하다.
컨버터 부하와 DC-DC 파워 컨버터의 직렬 연결을 사용하는 종래의 DC-DC 컨버터 어셈블리의 또 다른 단점은 DC-DC 파워 컨버터의 DC 입력 전압보다 높거나 낮은 컨버터 부하 전압 두 가지 모두에 대한 지원이 부족하다는 것이다.
그리고 이러한 후자의 특성은 아래에 추가로 자세히 설명할 바와 같이 DC-DC 파워 컨버터가 양수 또는 음수의 DC 출력전압 뿐만 아니라 0을 생성할 수 있도록 구성되거나 디자인되어야 할 것이 요구된다.
1. Series connected converter for control of multi-bus spacecraft power utility, Raymond F. Beach, Andy Brush, US08550324, US5623398A. 2. Series connected buck-boost regulator, Arthur G. Birchenough, US10629875, US704219981,US1118896283. 3. WO 2019/076874 A1; A DC-DC Converter Assembly; Kevin Tomas Manez, Jeremy Alexander Anthon, Zhe Zhang.
Klm, N., & Parkhideh, 8 . "PV-Battery Series Inverter Architecture: A Solar Inverter for Seamless Battery Integration with Partial-Power DC-DC Optimizer". IEEE Transactions on Energy Conversion. https://doi.org/10.1109/TEC.2018.2873664 2018 (Ear1y Access). Button, Robert M. "An Advanced Photovoltaic Array Regulator Module." (1 996) Print. Xue, Fei, Ruiyang Yu, and Alex Huang. "Fractional Converter for High Efficiency High Power Battery Energy Storage System." 2017 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, (2017), pp. 5144- 5150. lyer, Vishnu Mahadeva et al. "Extreme Fast Charging Station Architecture for Bectric Vehicles with Partial Power Processing." Applied Power Electronics Conference and Exposition (apee), Annual Ieee Conference (2018): pp. 659-665. Mlra Albert, Maria del Carmen, Zhe Zhang, and Michael A E. Andersen. "Analysis and Comparison of De/De Topologies in Partial Power Processing Configuration for Energy Storage Systems."Proceedings of2018 International Power Electronics Conference (2018).
주어진 또는 공칭 부하 전력에 대해 DC-DC 컨버터 어셈블리의 DC-DC 파워 컨버터에 포함된 능동 또는 수동 부품들의 전류 스트레스 및/또는 전압 스트레스를 줄일 수 있는 DC-DC 컨버터 어셈블리를 제공하는 것이다.
본 발명의 첫 번째 양상은 적어도 제1 및 제2 변조 제어신호에 따라 DC 입력 전압원으로부터 공급되는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하도록 구성되는 DC-DC 파워 컨버터와 전기적으로 상기 DC-DC 파워 컨버터에 직렬로 연결되며, 상기 DC-DC 파워 컨버터를 거치지 않고 상기 DC 입력 전압원으로부터 직접 파워를 공급받는 컨버터 부하를 포함하며, 상기 DC-DC 파워 컨버터는, 목표 DC 전압 또는 목표 DC 전류에 따라 DC 출력 전압 또는 전류를 각각 조절하도록 구성된 제어회로 및 제1동작모드와 제2동작모드 사이를 스위칭할 수 있도록 구성된 설정가능 스위치 네트워크(cofigurable switch network)를 포함하되, 상기 제1동작모드는 상기 DC 입력전압보다 작은 컨버터 부하 전압을 제공하기 위해 상기 설정가능 스위치 네트워크의 제1전류충전경로와 제1전류방전경로를 이용하여 제1극성의 DC 출력전압을 생성하고, 상기 제2동작모드는 상기 DC 입력 전압보다 큰 컨버터 부하전압을 제공하기 위해 상기 설정가능 스위치 네트워크의 제2전류충전경로와 제2전류방전경로를 이용하여 상기 제1극성과 반대인 제2극성의 DC 출력전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터 어셈블리에 관한 것이다.
상기 컨버터 어셈블리의 상기 컨버터 부하를 상기 DC-DC 파워 컨버터와 직렬로 연결함으로써, 상기 DC 입력 전압원은 컨버터 부하로 대부분의 전력을 공급할 수 있다. 예컨대 50% 이상 또는 66% 이상, 또는 심지어 실질적인 부하 전력 전에를 직접 컨버터 부하로 전달할 수 있다. 이러한 특징은 컨버터 부하에 주어진 또는 전력 전달을 위해 DC-DC 파워 컨버터에 의해 변환되거나 처리되는(즉, 흐르는) 전력의 양을 현저히 줄이는 역할을 할 수 있다.
DC 입력 전압원에 의해 컨버터 부하에 직접 공급되는 전력과 DC-DC 컨버터를 통해 흐르는 전력 사이의 비율은 요구되는 컨버터 부하 전압과 DC 입력 전압의 차이에 따라 달라지며, 첨부된 도면을 참조하여 아래에 설명된 것처럼 작은 전압 차이는 DC 입력 전압원으로부터 직접 컨버터 부하로 전달되는 비율을 크게 만들 수 있다.
전원이 연결되는 애플리케이션의 경우, DC 입력 전압은 320V와 800V 사이일 수 있고,예를 들어 565V보다 높을 수 있으며, DC 출력 전압은 DC 입력 전압의 1/5 또는 1/10보다 작을 수 있고, 예를 들어충전식 배터리 팩 부하용인 약 48V일 수 있다. 부하 전력은 10kW보다 크거나 50kW보다 클 수 있다.
상기 제어회로는 예를 들어 피드백을 기초로 하는 전압 또는 전류 출력 조절 루프를 포함하거나 구성하거나 그 기능을 하도록 할 수 있으며, DC 출력 전압, Vout, 또는 DC 출력 전류를 각각의 목표 DC 전압 또는 전류, DC 입력 전압, 및 DC 출력 전압에 따라 조절되도록 구현될 수 있다. 출력 조절 루프는 DC 출력 전압 또는 전류가 원하는 또는 목표 컨버터 부하 전압 또는 전류를 유지하도록 동적으로 조정될 수 있다. 출력 조절 루프는 컨버터 부하에 걸친 전압 강하가 상대적으로 일정하고 명확하도록 할 수 있다. 상기 제어회로는 전압 또는 전류 출력 조절 루프에 다양한 알려진 제어 메커니즘 예컨대, 펄스 폭 변조(PWM), 위상 편이 변조(PSM) 또는 설정가능 스위치 네트워크에 적용되는 변조 제어 신호의 주파수 변조(FM)와 같은 메커니즘을 적용할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 제어회로는 DC 출력전압의 극성, 목표 DC 전압, 목표 DC 전류, DC 입력전압, 및 DC 출력전압 중 어느 하나에 기초하여 제1 동작모드와 제2 동작모드 사이에서 설정가능 스위치 네트워크를 전환하도록 구현될 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 설정가능 스위치 네트워크는 상호연결되고 개별적으로 제어가능한 복수의 제어가능 반도체 스위치들을 포함하고,
상기 복수의 제어가능 반도체 스위치들은 상기 제1동작모드에서 상기 제1 변조 제어신호(Ф1)에 따라 제1제어가능 반도체 스위치를 통해 상기 DC 출력 전압으로부터 인덕터를 선택적으로 충전하고, 상보적인 상기 제2 변조 제어신호(Ф2)에 따라 제2제어가능 반도체 스위치를 통해 상기 인덕터를 상기 DC-DC 파워 컨버터의 입력으로 방전하고, 제3제어가능 반도체 스위치는 상시적으로 비전도 상태(non-conducting state)로 배치되고,
상기 제2동작모드에서 상기 제1제어가능 반도체 및 상기 제2제어가능 반도체 각각은 상시적으로 전도상태 및 비전도상태로 배치되고, 상보적인 상기 제1변조 제어신호 또는 상기 제2변조 제어신호(Ф1, Ф2) 중 어느 하나에 따라 상기 제3제어가능 반도체 스위치를 통해 상기 DC 입력 전압으로부터 상기 인덕터를 충전하고, 상보적인 상기 제1변조 제어신호 또는 상기 제2변조 제어신호 중 나머지 하나에 따라 제1극성 또는 제2극성 DC 출력 전압으로 상기 인덕터를 방전할 수 있다.
상기 제어회로는 제1 및 제2비교기 각각의 출력에서 생성되는 상기 상보적인 상기 제1변조 제어신호 또는 상기 제2변조 제어신호(Ф1, Ф2)를 생성하는 변조기 예컨대 펄스 폭 변조기 를 포함할 수 있다. 상기 변조기는 바람직하게는 상기 DC-DC 파워 컨버터의 스위칭 주파수에서 상호 오프셋(mutually offset)인 제1 및 제2 캐리어 신호를 생성하는 캐리어 신호 생성기를 포함할 수 있다. 제1비교기는 상기 제1캐리어 신호와 연결된 제1인풋과 동적 기준 신호에 연결된 제2인풋을 포함할 수 있고, 제2비교기는 상기 제2캐리어 신호에 연결된 제1인풋과 상기 동적 기준 신호에 연결된 제2인풋을 포함할 수 있다. 상기 제어회로는 바람직하게는, 첨부된 도면을 참조하여 상세히 후술할 바와 같이, 상기 동적 기준신호의 전압 또는 레벨을 조정하여 상기 제1동작모드 및 상기 제2동작모드 사이를 스위치하도록 구성될 수 있다.
상기 동적 기준신호의 특성은 상보적인 제1 및 제2 변조 제어신호의 최대 듀티 사이클 값 (예컨대, 90% 미만 또는 95% 미만)을 설정하거나 결정하는데 이용될 수 있다. 또한 마찬가지로 상보적인 제1 및 제2 변조 제어신호의 최소 듀티 사이클 값 (예컨대, 5% 이상 또는 10% 이상)을 설정하거나 결정하는데 이용될 수 있으며 이러한 예는 첨부된 도면을 참조하여 상세히 후술하도록 한다.
예컨대, 상기 제어회로는 상기 DC-DC 파워 컨버터의 약 0 V 근처의 미리 설정된 중간 출력 전압 영역내서 미리 결정된 제어 주파수(fz)에서의 상기 동적 기준 신호의 전압 또는 레벨을 조절하도록 구성될 수 있다. 상기 제어 주파수(fz)는 상기 DC-DC 파워 컨버터의 상기 스위칭 주파수에 비해 적어도 3배 또는 5배 (예컨대, 5에서 10사이의 배수만큼) 작을 수 있다. 그러므로 상기 DC-DC 파워 컨버터의 스위칭 주파수가 100kHz 인 경우, 상기 제어 주파수(fz)는 바람직하게는 33.3kHz보다 작을 수 있다.
일 실시 예에서 상기 DC-DC 파워 컨버터는 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 입력과 양극 출력 사이에 연결된 적어도 하나의 커패시터; 또는 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 입력과 음극 입력 사이에 연결된 입력 커패시터와 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 출력과 음극 출력 사이에 연결된 출력 커패시터를 포함할 수 있다.
일 실시 예에서 상기 DC-DC 파워 컨버터는 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 입력과 양극 출력 사이에 연결된 적어도 하나의 커패시터; 또는 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 입력과 음극 입력 사이에 연결된 입력 커패시터와 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 출력과 음극 출력 사이에 연결된 출력 커패시터를 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 설정가능 스위치 네트워크는 상기 DC-DC 파워 컨버터의 입력과 출력 사이에 전기적으로 연결될 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 설정가능 스위치 네트워크는 상기 제1동작모드 및 상기 제2동작모드 동안 상기 제1변조 제어신호(Ф1)에 따라 상기 인덕터를 충전하기 위한 제1 충전 경로를 제공하는, 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 및 음극 출력 사이에서 상기 인덕터 및 상기 제1제어가능 반도체 스위치와 직렬로 연결된 제1수동 다이오드 및 적어도 상기 제1동작모드 동안 상기 제2변조 제어신호(Ф2)에 따라 상기 인덕터의 방전을 위한 제1방전경로를 제공하는, 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 입력에 상기 인덕터 및 상기 제2제어가능 반도체 스위치와 직렬로 결합된 제2수동 다이오드를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 설정가능 스위치 네트워크는 상기 제1동작모드 및 상기 제2동작모드 동안 상기 제1변조 제어신호(Ф1)에 따라 상기 인덕터를 충전하기 위한 제1 충전 경로를 제공하는, 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 및 음극 출력 사이에서 상기 인덕터 및 상기 제1제어가능 반도체 스위치와 직렬로 연결된 제1능동 다이오드(예컨대, 제4제어가능 반도체 스위치를 포함하는)와 적어도 상기 제1동작모드 동안, 상기 변조 제어신호의 제2위상(Ф2) 동안에 상기 인덕터의 방전을 위한 제1방전경로를 제공하는, 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 입력에 상기 인덕터 및 상기 제2제어가능 반도체 스위치와 직렬로 결합된 제2능동 다이오드를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서 상기 DC-DC 파워 컨버터는 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 입력에 직렬로 결합되고 미리 결정된 부스트 팩터(boost factor)로 상기 DC 입력 전압을 승압할 수 있도록 구성되는 공진 DC-DC 컨버터 스테이지를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서 상기 공진 DC-DC 컨버터 스테이지는,
상기 DC-DC 파워 컨버터의 상기 DC 입력 전압과 변압기의 제1차 권선 사이에 연결된 제1 풀브리지 또는 하프 브리지 정류기 및 상기 DC-DC 파워 컨버터의 상기 변압기의 제2차 권선과 상기 설정가능 스위치 네트워크의 입력 전압 사이에 연결된 제2 풀브리지 또는 하프 브리지 정류기를 포함할 수 있다.
일 실시 예에서 상기 컨버터 부하 및 상기 DC 입력 전압원 중 적어도 하나는 인버터(예컨대, AC-DC 컨버터) 또는 다수의 재충전가능한 배터리 셀을 갖는 배터리 팩을 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 컨버터 부하 및 상기 DC 입력 전압원 중 적어도 하나는 단상 주전원 그리드 또는 3상 주전원 그리드와 같은 다상 주전원 그리드에 연결가능한 인버터(예컨대, AC-DC 컨버터)를 포함할 수 있다.
일실시 예에서, 상기 DC-DC 파워 컨버터는 상기 DC-DC 파워 컨버터를 거치지 않고 상기 컨버터 부하로부터 직접 상기 DC 입력 전압원으로 추가적으로 전력을 전달할 수 있도록 양방향 동작을 수행할 수 있다.
본 발명의 두 번째 실시 태양은 DC-DC 파워 컨버터를 이용하여 전력을 DC-DC 컨버터 어셈블리의 컨버터 로드에 제공하는 방법에 관한 것이고, 상기 방법은 DC 입력 전압을 제공하기 위해 DC입력 전압원을 상기 DC-DC 파워 컨버터의 입력에 연결하는 단계, 제어회로를 통해, 상기 DC 입력 전압, 상기 DC 출력 전압, 및 목표 DC 전압 또는 목표 DC 전류에 따라 상기 DC-DC 파워 컨버터의 출력에서의 DC 출력 전압 또는 전류를 조절하는 단계, 상기 DC-DC 파워 컨버터의 설정가능 스위치 네트워크를 제1동작 모드 및 제2사이에서 선택적으로 스위칭하는 단계를 포함하며, 상기 제1동작모드는 상기 DC 입력전압 보다 작은 컨버터 부하 전압을 제공하기 위해 제1극성의 DC 출력전압을 생성하는 모드이고, 상기 제2동작모드는 상기 DC 입력전압보다 큰 컨버터 부하전압을 제공하기 위해 상기 제1극성과 반대인 제2극성의 DC 출력전압을 생성할 수 있다.
상기 방법은, 상기 제1동작 모드 동안, 제1 변조 제어신호(Ф1)에 따라 제1제어가능 반도체 스위치를 통해 상기 DC 출력 전압으로부터 인덕터를 충전하고, 상보적인 제2 변조 제어신호(Ф2)에 따라 제2제어가능 반도체 스위치를 통해 상기 인덕터를 상기 DC-DC 파워 컨버터의 입력으로 방전하는 단계, 제3제어가능 반도체 스위치를 상시적으로 비전도 상태(non-conducting state)로 스위칭하는 단계; 및 상기 제2동작모드 동안, 상기 제1제어가능 반도체 및 상기 제2제어가능 반도체 각각은 상시적으로 전도상태 및 비전도상태로 유지하고,
상기 제1변조 제어신호(Ф1)에 따라 상기 제3제어가능 반도체 스위치를 통해 상기 DC 입력 전압으로부터 상기 인덕터를 충전하고, 상기 제2변조 제어신호(Ф2)에 따라, 상기 음극 출력을 통해, 상기 DC-DC 파워 컨버터의 제1극성 또는 제2극성 출력으로 상기 인덕터를 방전하는 단계를 포함할 수 있다.
주어진 또는 공칭 부하 전력에 대해 DC-DC 컨버터 어셈블리의 DC-DC 파워 컨버터에 포함된 능동 또는 수동 부품들의 전류 스트레스 및/또는 전압 스트레스를 줄일 수 있는 효과가 있다.
아래의 첨부된 도면을 통해 본 발명의 바람직한 실시 예에 대해 설명하도록 하며,
도 1은 본 발명의 다양한 실시 예들 중 예시적인 DC-DC 컨버터 어셈블리의 블록 다이어그램이다.
도 1A는 DC-DC 컨버터 어셈블리의 다른 실시 예를 개략적으로 나타내는 도면이다.
도 2는 상기 DC-DC 컨버터 어셈블리의 DC-DC 파워 컨버터의 제1실시예에 따른 개략적인 회로도를 나타낸다.
도 3은 제1동작 상태로 배열된 DC-DC 파워 컨버터의 제1실시 예의 개략적인 회로도를 나타낸다.
도 4는 제2동작 상태로 배열된 DC-DC 파워 컨버터의 제1실시 예의 개략적인 회로도를 나타낸다.
도 5는 DC-DC 컨버터 어셈블리의 DC-DC 파워 컨버터의 제2실시 예에 따른 개략적인 회로도를 나타낸다.
도 6은 시간 경과에 따른 DC-DC 컨버터 어셈블리의 다양한 전압(예컨대 컨버터 부한 전압)에 대한 두 가지 플롯(plot)들을 나타낸다.
도 7은 DC-DC 컨버터 어셈블리의 DC-DC 파워 컨버터의 제3실시 예에 따른 개략적인 회로도를 나타낸다.
도 8은 상기 제3실시 예에 따른 DC-DC 컨버터 어셈블리의 다양한 전암들과 컨버터 부하 전류의 시간경과에 따른 두 가지 플롯들을 나타낸다.
도 9는 DC-DC 컨버터 어셈블리의 DC-DC 파워 컨버터의 제4실시 예에 따른 개략적인 회로도를 나타낸다.
도 10은 상기 제4실시 예에 따른 DC-DC 컨버터 어셈블리의 다양한 전암들과 컨버터 부하 전류의 시간경과에 따른 두 가지 플롯을 나타낸다.
도 11은 상기 제4실시 예에 따른 DC-DC 파워 컨버터의 설정 가능 스위치의 복수의 제어가능 반도체 스위치들의 시간에 따른 각각의 제어신호의 플롯을 나타낸다.
도 11A는 DC-DC 컨버터 어셈블리의 제어회로의 변조기 회로의 실시 예를 나타낸다.
도 11B는 상기 설정가능 스위치 네트워?? 스위치들로 적용된 변조기 회로에 의해 생성되는 변조 제어신호의 제1 및 제2새트 및 캐리어 신호를 나타낸다.
도 12A, B는 부하전류(lload)가 음일 때 제3실시예에 따른 DC-DC 컨버터 어셈블리가 제1동작모드인 경우의 전류 충전경로 및 전류 방전경로를 나타낸다.
도 13A, B는 부하전류(lload)가 양일 때 제3실시예에 따른 DC-DC 컨버터 어셈블리가 제1동작모드인 경우의 전류 충전경로 및 전류 방전경로를 나타낸다.
도 14A, B는 음의 부하전류(lload)일 때 제3실시예에 따른 DC-DC 컨버터 어셈블리가 제2동작모드인 경우의 전류 충전경로 및 전류 방전경로를 나타낸다.
도 15A, B는 양의 부하전류(lload)일 때 제3실시예에 따른 DC-DC 컨버터 어셈블리가 제2동작모드인 경우의 전류 충전경로 및 전류 방전경로를 나타낸다.
이하의 섹션은 첨부된 도면을 참조하여 본 DC-DC 컨버터 어셈블리의 다양한 예시적인 실시 예를 설명한다. 당업자는 첨부된 도면이 명료성을 위해 개략적이고 단순화되어 본 발명의 이해에 필수적인 세부사항만을 도시하고 다른 세부사항은 생략되었음을 이해할 것이다. 동일한 참조 번호는 전체에 걸쳐 동일한 요소 또는 구성요소를 지칭한다. 따라서 동일한 요소 또는 구성요소가 각 도면에 대해 반드시 상세하게 설명되지는 않을 수 있다. 당업자는 특정 동작 및/또는 단계가 특정 발생 순서로 설명되거나 묘사될 수 있음을 추가로 이해할 것이며, 한편, 당업자는 시퀀스에 대한 이러한 특정이 실제로 요구되지 않는다는 것을 이해할 것이다.
도 1은 본 발명의 다양한 실시 예들 중 예시적인 DC-DC 컨버터 어셈블리(100)의 개략적인 다이어그램이다. DC-DC 컨버터 어셈블리(100)는 DC-DC 파워 컨버터(101)를 포함하며, 상기 DC-DC 파워 컨버터(101)는 컨버터 부하(110)에 제공되는 부하 전력의 특정 일부 또는 퍼센티지를 변환하며, 그 동안 DC 입력 전압원 또는 전류원(Source/Load, 120)이 나머지 일부 또는 퍼센티지의 부하 전력을 DC-DC 파워 컨버터(101)를 통하지고 않고 직접 컨버터 부하(110)로 제공한다. 컨버터 부하(110)에 대한 부하 전력의 직접 공급은 컨버터 부하(110)가 DC-DC 파워 컨버터(101)의 포지티브 입력(103)과 포지티브 출력(108) 사이에, 예컨대 전선 또는 도체(112)를 통해 전기적으로 연결되기 때문에 달성될 수 있다. 이러한 부하 연결 배열은 종래에 컨버터 부하를 포지티브 및 네가티브 출력(108, 107)에 병렬 연결하는 대신, 컨버터 부하(110)를 DC-DC 파워 컨버터(101)와 직렬로 연결한다.
일 실시 예에 따른 DC-DC 컨버터 어셈블리(100)에 의하면, DC 입력 전압원(120)에 의해 컨버터 부하(110)로 직접 전달되는 부하전력은 DC-DC 파워 컨버터(101)에 의해 전달되는 부하전력에 비해 현저히 클 수 있으며, 예컨대, 컨버터 부하 전압, DC 입력 전압원(120)에 의해 제공되는 DC 입력전압, 및 DC-DC 컨버터 어셈블리(100)의 특정 성능 요구사항에 따른 설계세부사항에 따라 적어도 2배, 3배, 5배, 또는 10배 클 수 있다.
DC-DC 파워 컨버터(101)에 의한 전력 전달의 감소는 지정된 부하 전력에서 DC-DC 파워 컨버터(101)의 크기 및 비용의 당한 감소로 이어질 수 있다. DC-DC 파워 컨버터(101)의 감소된 전력 전달 요건은 DC-DC 코어(102)의 능동 및 수동 구성요소의 전압 스트레스 및 열 발산이 감소되고 구성요소 비용이 감소되기 때문에 신뢰성의 증가와 같은 추가적인 이점을 수반한다. 또한, DC-DC 파워 컨버터(101)가 더 적은 전력을 변환하고 그에 따라 컨버터 코어(102) 내의 전력 손실을 감소시키기 때문에 DC-DC 변환기 어셈블리(100)의 전체 에너지/전력 효율도 증가된다. DC 입력 전압원(120)은 바람직하게는 DC-DC 파워 컨버터(101)의 파지티브 입력(103)과 네거티브 입력(104) 사이에 연결된다. 네거티브 입력(104)은 예를 들어 DC 컨버터 어셈블리(100)의 접지 전위에 연결되고 및 네거티브 출력(107)도 접지 전위에 연결될 수 있다.
DC-DC 파워 컨버터(101)는 목표 DC 전압(Vref) 또는 DC 출력 전류 또는 목표 DC 전류에 따라 출력 단자(122)를 통해 흐르는 출력 전력을 조정하는 등가물에 따라 출력 단자(122)에서 DC 출력 전압(Vout)을 조정하도록 구성된 제어회로(113)를 더 포함할 수 있다. 상기 제어회로(113)는 바람직하게는 각각의 목표 DC 전압 또는 전류(111c) 즉, 현재 DC 입력 전압(Vin) 및 현재 DC 출력 전압(Vout)에 따라 DC 출력 전압(Vout) 또는 DC 출력 전류를 조정하도록 구성된 전압 또는 전류 피드백 조절 루프의 구성요소 또는 기능을 형성한다. 상기 제어회로(113)는 DC/DC 코어의 복수의 제어가능 반도체 스위치들의 개별 상태 스위칭을 제어하고 DC-DC 파워 컨버터(101)의 스위칭 주파수를 후술할 바와 같이 예컨대, 10kHz에서 1MHz 사이로 설정하는 제어신호(111) 세트를 생성할 수 있다. 당업자는 제어회로가 펄스 폭 변조(PWM), PSM, PDM 또는 FM과 같은 변조된 제어신호 또는 신호들(111)의 다양한 유형의 변조를 사용할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
목표 DC 전압(Vref)은 바람직하게는 원하는 컨버터 부하 전압(Vload)을 나타내고, 상기 제어회로(113)는 컨버터 부하 전압(Vload)을 적절히 조정하기 위해 DC 출력 전압(Vout) 및 DC 입력 전압(Vin)을 모니터링하거나 결정하도록 구성될 수 있다. 왜냐하면 부하 전압(Vload)는 컨버터 어셈블리(100)에서 컨버터 부하(110)와 DC-DC 전력 컨버터(101)의 직렬 연결로 인한 Vin과 Vout 간의 차이이기 때문이다. 상기 제어회로(113)는 바람직하게는 어셈블리(100)의 정상 작동 하에서, 목표 컨버터 부하 전압(Vload) 및 현재 DC 입력 전압(Vin)에 따라 파워 컨버터(101)의 제1 동작모드와 제2 동작 모드 사이를 원활하고 동적으로 전환하도록 구성된다.
당업자는 일 실시 예에 따른 DC-DC 파워 컨버터(101)가 전력이 소스(120)로부터 컨버터 부하(110)로만 전달될 수 있는 단방향일 수 있다는 것을 이해할 것이다. 이러한 단방향 DC-DC 컨버터는 수동 정류 회로를 포함할 수 있다. 다른 실시 예에 따른 DC-DC 컨버터(101)는 후술할 바와 같이 2차 측의 능동 정류 회로에 적용된 적절한 제어 메커니즘에 따라 소스(120)에서 부하(110)로 또는 그 반대로 전력 전송을 가능하게 하는 양방향일 수 있다. 후자의 실시 예에서 당업자는 DC-DC 파워 컨버터(101)가, "Load"로 표시된 바와 같이 "Source"로도 표시된 컨버터 부하(110)로부터 전력을 수신하는 경우와 같은 역방향 모드에서 DC 입력 전압원(120)으로 동작하고 DC 입력 전압원(120)과 컨버터 부하(110)가 실제로는 역할이 바뀔 수도 있음을 이해할 것이다. 이러한 특징은, 예를 들어 컨버터 부하 또는 DC 입력 전압원(120)이 예컨대, 복수의 재충전 가능한 배터리 셀을 포함하는 배터리 팩(120c)을 포함하는 경우에 특히 유리할 수 있다. 후자의 실시예에서, 배터리 셀에 저장된 에너지는 컨버터 부하, 예를들어 EV의 AC 모터에 공급될 수 있고, 역방향 동작예컨대, 재생모드에서 AC 모터에 의해 생성된 에너지는 배터리 셀을 충전하는데 이용될 수 있다. DC 입력 전압원은 2상 또는 3상 그리드 연결 인버터(120a)를 포함할 수 있고, 및/또는 변환기 부하(110)는 복수의 직렬 연결된 충전식 배터리 셀 또는 연료전지를 포함하는 충전식 배터리 스택 또는 패키지와 같은 에너지 저장 유닛을 포함할 수 있다. 대안적으로 컨버터 부하(110)는 재생 연료전지(RFC) 또는 그리드 연결 인버터를 포함할 수 있고, 이에 따라 상기 그리드는 컨버터 부하로 동작하며, 예컨대, 그리드 안정화 목적 또는 전력/에너지를 식기세처기 또는 세탁기와 같은 AC 부하로 전달하는 것과 같이, 에너지 저장 유닛은 전력/에너지를 상기 그리드로 전달할 수 있다.
상기 제어회로(113)에 의해 설정되는 DC 출력 전압(Vout)의 절대값은 DC-DC 파워 컨버터(101)의 양극 및 음극 입력(103, 104)에서 DC 입력 전압원(120)에 의해 공급되는 DC 입력 전압(Vdc)의 절대값보다 상당히 작을 수 있다. 이러한 특징은 아래의 정량적 예에 설명된 바와 같이 대부분의 부하 전력이 DC 입력 소스(120)에 의해 공급되는 것을 보장할 수 있다.
DC-DC 컨버터 어셈블리(100)의 일 실시 예는 아래와 같은 제한 및 목표성능을 이용하여 디자인되거나 구성될 수 있다.
Vdc > Vload Vdc < Vload
Vdc = 50V Vdc = 46 V
Vload =48V Vload = 48V
Pload:= 1kW Pload:= 1kW
lload = 1 kW/48V = 20.83 A lload = 1 kW/48V = 20.83 A
Vout = Vdc - Vioad = 50V-48V = 2V Vout = Vdc - Vioad = 46 V - 48V = - 2V
Iout = lload = 20.83A Iout = lload = 20.83A
Pconverter = Vout * lout = 2V * 20.83 A = 41.67 W Pconverter = Vout * lout = - 2V * 20.83 A = 41.67 W
Fsw = 100 kHz.
Inductance of Inductor L = 1 microH
결과적으로, 상기의 DC-DC 컨버터 어셈블리(100)의 디자인 예시에 따르면 DC 입력 전압원(Vdc)는 컨버터 부하(110)에 직접 약 958W를 공급하는 반면 총 1kW 부하 전력의 나머지 42W는 DC-DC 파워 컨버터(101)에 의해 공급된다. 따라서 컨버터 부하가 DC-DC 파워 컨버터(101)의 출력에 병렬로 결합되는 기존 솔루션과 비교하여 DC-DC 파워 컨버터(101)에 의해 또는 DC-DC 전력 변환기(101)를 통해 공급되는 전력의 현저한 감소가 있음을 보여준다.당업자는 DC-DC 컨버터 어셈블리(100)의 전술한 예시적인 실시예의 설계 사양은, DC-DC 파워 컨버터(101)가 DC-DC 파워 컨버터(101)의 DC 입력 전압(Vdc와 동일한)보다 작은 컨버터 부하 전압(Vload)를 공급하기 위해 포지티브 DC 출력 전압(Vout)을 생성하도록 구성되거나 기능할 수 있도록 요구된다는 것을 이해할 것이다. 그러나 상기 설계 사양은 상기 DC-DC 파워 컨버터(101)가 DC-DC 파워 컨버터(101)의 DC 입력 전압(Vdc와 동일한)보다 큰 컨버터 부하 전압(Vload)을 공급하기 위해 네거티브 DC 출력 전압(Vout)을 생성하도록 구성되거나 기능할 수 있도록 추가적으로 요구된다. 이러한 특징은 DC-DC 파워 컨버터(101)가 벅 모드(buck mode)뿐만 아니라 부스트 모드(boost mode)로 동작할 수 있음을 의미하며, 한편으로는 컨버터 어셈블리(100)의 유연성을 증가시키고 다른 한편으로는 컨버터 부하 전압(Vload)가 DC 입력 전압보다 작은 경우에만 동작하는 파워 컨버터에 비해서는 상기 DC-DC 파워 컨버터(101)의 정격 전력이 절반이 될 수 있음을 의미할 수 있다. 이러한 장점있는 부스트 모드와 벅 모드 성능을 가지는 여러 DC-DC 파워 컨버터의 실시 예 또는 위상은 아래에 상세히 논의된다.
도 1A는 DC-DC 컨버터 어셈블리의 다른 실시 예를 개략적으로 도시한다. 파워 컨버터와 부하간의 4개의 서로 다른 직렬 커플링이 도시된다.
도 2는 간명성을 위해 제어회로(113)의 세부사항 없이 DC-DC 컨버터 어셈블리(100)의 DC-DC 파워 컨버터(101)의 제1실시 예에 따른 간략한 회로도를 나타낸다. 컨버터 어셈블리(200)에 관련된 컨버터 부하(Rload) 및 DC 입력 전압원/생성기(Vdc) 역시 상호 연결을 명확하게 하기 위해 도 2에 포함된다. DC-DC 파워 컨버터(201)는 상기 DC-DC 파워 컨버터(201)의 포지티브 입력(Vin+)과 포지티브 출력(Vout+) 사이에 연결된 설정가능 스위치 네트워크를 포함할 수 있다. 상기 설정가능 스위치 네트워크는 상호연결되어 개별적으로 제어가능하며, 전술한 제어회로에 의해 제공되는 각각의 게이트 또는 유사한 제어단자에 버스 또는 파워 컨버터(101)의 전선세트(211)를 통해 연결된 제어신호들(Control S 1-3)에 의해 전도와 비전도 상태를 스위칭할 수 있는 즉, 온과 오프 사이를 스위칭할 수 있는 제어가능 반도체 스위치(S1, S2, S3)를 포함할 수 있다. 상기 제어가능 반도체 스위치(S1, S2, S3)들 각각은 바이폴라 트랜지스터 또는 MOSFET와 같은 FET 또는 IGBT를 포함할 수 있다. 상기 설정가능 스위치 네트워크는 일단이 S3의 드레인 또는 소스 단자와 다이오드(D1)의 캐소드에 연결되는 인덕터(L1)를 포함한다. 상기 인덕터(L1)의 타단은 S1의 드레인과 다이오드(D2)의 애노드에 연결된다. S3는 D1의 캐소드와 파워 컨버터(101)의 포지티브 DC 입력 사이에 연결된다. 상기 설정가능 스위치 네트워크는 바람직하게는 DC 출력(Vout)으로부터 뉴트럴 또는 접지레일(204)로 연결된 출력 평활 커패시터(C1) 및 DC 입력 전압(Vin)으로부터 뉴트럴 또는 접지레일(204)로 연결된 입력 평활 커패시터(C2)를 포함할 수 있다.
제어회로는, 제어신호들(Control S 1-3)을 통해, 원하는 컨버터 부하 전압(Vload), DC 입력 전압, 및 DC 출력 전압에 따라 설정가능 스위치 네트워크를 제1동작 모드 및 제2동작 모드 사이에서 스위치할 수 있다. 제어 회로는 컨버터 부하 전압(Vload)이 DC 입력 전압보다 작은 제1 동작 모드를 선택하도록 구성되거나 설계되며, 이는 Vout이 회로 접지에 대해 양의 전압임을 의미할 수 있다.
도 3은 제3제어가능 반도체 스위치(S3)가 상시적으로 오프/비전도 상태 즉 연결이 끊어진 경우로 스위치된 경우인 제1동작모드에서의 DC-DC 파워 컨버터(201)의 등가 회로도를 나타낸다. 제1 및 제2 제어가능 반도체 스위치(S1, S2)의 게이트 단자들 각각은 Control S1 및 S2에 의해 구동되고, Control S1 및 S2들은 변조된 제어신호(예컨대, Vout의 조절에 기초한 듀티 싱클을 제공하는 PWM 변조제어신호)에 상보적일 수 있다. 이에 의해, 설정가능 스위치 네트워크의 제1동작모드에서 인덕터(L1)는,제1제어신호(PWM1) 또는 상보적인 변조제어신호들(PWM1, PWM2) 중 (Ф1)에 따라, 제1 제어가능 반도체 스위치(S1) 및 순방향 바이어스 다이오드(D1)을 통해 Vout으로부터 충전될 수 있다. PWM1에 상보적인 제2제어신호(PWM2)가 액티브하거나 로직하이인 경우 스위치(S1)는 스위치(S2)가 온/전도 상태일 동안 비전도 상태여서, 인덕터 L1을 통해 흐르는 전류는 S2의 상태 즉, 저저항 상태로 인한 전도상태를 통과함으로써 DC-DC 전력 변환기(101)의 양의 입력(203)으로 리디렉션될 수 있다. 따라서 전력은 제1동작 상태에서 DC-DC 파워 컨버터(201)의 출력(208)로부터 입력(203)으로 전달될 수 있다.
DC-DC 파워 컨버터(701)의 제3 실시예와 동일할 수 있는 예시적인 DC-DC 파워컨버터의 제1 동작상태에서 제1 전류 충전경로 및 전류 방전경로의 사용에 대한 보다 상세한 설명은 다음과 같다.
만약 DC 입력 전압이 컨버터 부하 전압(Vload)보다 큰 경우, DC-DC 파워 컨버터(701)은 제1동작모드에 상응하는 부스트 모드로 동작한다. 상기 설정가능 스위치 네트워크는 본 발명의 실시 예에 따르면 개별적으로 제어가능 한 5개의 제어가능 반도체 스위치(S1, S2, S2', S3, 및 S4)를 포함할 수 있고, 물론 다른 실시 예에 의하면 더적거나 만은 제어가능 스위치들을 포함할 수도 있다. 스위치들(S3, S4)는 바람직하게는 제어회로로부터 제공되는 상보적인 게이트 제어신호에 의해 구동되며, 이에 따라 제1동작모드 동안 또는 내에서 스위치(S4)는 항상 온(on) 또는 전도상태가 될 수 있고 스위치(S3)는 상항 오프(off)상태가 될 수 있다. 스위치들(S1, S2)는 상보적인 PWM 게이트 제어신호들에 의해 구동될 수 있고, 반면에 스위치들(S2, S2')는 동일한 게이트 변조 제어신호들에 의해 구동될 수 있다. 아래의 분석은 DC-DC 파워 컨버터(701)의 인덕터 전류 CCM(Continuous Conduction mode)에 기초한 것이다. 부하전류(lload)가 음일 때 즉, 배너리 부하를 DC-DC 파워 컨버터(701)를 통해 DC 입력 전압원(Vs)으로 방전하는 경우, 제어회로는 스위치들(S2, S2')를 턴온시킨다. 이에 의해 인덕터(L1)은 제1전류충전경로를 통해 충전된다. 그 후 제어회로는 스위치들(S2, S2')를 턴 오프시키고, 이는 스위치 S1을 통해 인덕터 전류를 제1전류방전경로를 통해 환류(freewheeling)하도록 한다. DC 입력 전압 소스(Vs)에 의해 공급되는 DC 입력 전압(Vin)은 DC 출력 전압(Vout)으로 벅 다운(buck down)된다. 제1 전류 충전경로 및 전류 반전경로는 도 12A 및 도 12B에 개략적으로 도시되어 되며, 도 12a, 12b에서는 단순화를 위해 DC-DC 파워 컨버터(701) 내부의 전류 경로만이 도시된다.
도 12A, 12B는 각각 제1동작 모드에서 부하 전류(Lload)가 음인 경우의 전류충전경로 및 방전경로를 나타낸다.
도 12A는 스위치들(S1, S3)가 오프일 동안 어떻게 스위치들(S2, S2', S4)가 온되는지를 도시하며, 도 12B는 스위치들(S2, S2', 및 S3)가 오프일 동안 어떻게 스위치들(S1, S4)이 온되는지를 도시하고 있다.
파워 컨버터(701) 및 어셈블리가 제1동작모드에서 양의 부하전류(lload)인 경우, 즉, DC 입력전압원(Vs)로부터 DC-DC 파워 컨버터(701)를 통해 실시예인 재충전가능 배터리 팩 부하를 충전하는 경우, 제어회로는 스위치(S1)을 턴온하고 인덕터(L1)은 제3전류충전경로를 통해 충전된다. 그리고 상기 제어회로는 스위치(S1)를 턴오프하고 스위치(S2, S2')를 턴 온 하여 인덕터 전류를 전도 상태 또는 온 상태인 스위치(S2, S2')를 포함하는 제3전류 방전경로로 방전한다. 이러한 방전 액션은 전압을 Vout에서 Vs로 차례로 높인다. 이러한 전류 충전 및 방전 경로는 비록 단순화를 위해 DC-DC 파워 컨버터(701) 내부의 전류 경로만을 나타내고 있지만, 도 13A 및 도 13B에 개략적으로 도시된다.
도 13A, 13B는 각각 제1동작 모드에서 부하 전류가 양인 경우의 전류충전경로 및 방전경로를 나타낸다. 도 13A는 스위치1(S1)이 온인 경우를, 도 13B는 스위치(S1)가 오프일 동안 스위치들(S2, S2')이 온인 경우를 나타낸다.
Vin에 대응되는 DC 입력 전압(Vs)이 컨버터 부하 전압(Vload)보다 작은 것에 응답하여, 상기 제어회로는 DC-DC 파워 컨버터(701)를 벅-부스트(bucl-boost)모드를 포함할 수 있는 제2동작모드로 스위치한다. 스위치들(S3, S4)는 상보적인(예컨대 PWM) 제어 또는 게이트 드라이브 신호들에 의해 구동된다. 스위치들(S1, S2)은 상보적인 변조 제어 또는 게이트 드라이브 신호들에 이해 구동된다. 스위치들(S2, S2')는 바랍직하게는 동일한 게이트 드라이브 신호들에 의해 구동된다. 스위치(S1)은 바람직하게는 파워컨버터의 제2동작모드에서 항상 온 이고, 반면에 스위치들(S2, S2')은 제2동작모드에서 항상 오프(또는 비전도 상태)일 수 있다. 아래의 분석은 파워 컨버터(701)의 선호되는 인덕터 전류 CCM(Continuous Conduction mode)에 기반 한 것 이다.
부하전류(lload)가 음인 경우, 즉, DC 입력전압원(Vs)로부터 DC-DC 파워 컨버터(701)를 통해 실시예인 재충전가능 배터리 팩 부하 또는 셀에 기초한 부하를 방전하는 경우, 상기 제어회로는 스위치(S4)을 턴온하고 이에 따라 인덕터(L1)은 제2전류충전경로를 통해 충전된다. 그리고 상기 제어회로는 스위치(S4)를 턴오프하고 스위치(S3)를 턴 온 하여 인덕터 전류를 도 14A, 14B에 도시된바와 같은 제2전류방전경로를 통해 방전하도록 한다. 이와 동시에, 인덕터 방전 전류는 커패시터(C2)를 위에서 아래로 충전한다. 단순함을 위해 DC-DC 컨버터(701) 내부의 충전 및 방전 전류 경로만이 도시되어 있지만, 상기 전류 경로는 도 14a, 14b에 도시된다.
도 14A, 14B는 제2동작 모드에서 부하 전류가 음인 경우의 전류충전경로 및 방전경로를 나타낸다. 도 14A는 스위치(S4)이 온인 경우를, 도 14B는 스위치(S3)가 온 또는 전도상태인 경우를 나타낸다.
부하전류(lload)가 양인 경우, 즉, DC 입력전압원(Vs)로부터 DC-DC 컨버터를 통해 배터리를 충전하는 경우, 상기 제어회로는 스위치(S3)을 턴온시켜 인덕터(L1)를 충전한다. 그리고 상기 제어회로는 스위치(S3)를 턴오프하고 스위치(S4)를 턴 온 하여 L1의 인덕터 전류를 S4를 통해 방전하고 커패시터(C1)을 위에서 아래로 충전한다. 상기 전류경로는 단순함을 위해 DC-DC 컨버터 내부의 전류 경로만이 도시되어 있지만, 도 14a, 14b에 도시되었다.
도 15A, 15B는 제2동작 모드에서 부하 전류가 양인 경우의 전류충전경로 및 방전경로를 나타낸다. 도 15A는 스위치(S3)이 온인 경우를, 도 15B는 스위치(S4)가 온인 경우를 나타내고 있다.
다시 도 3 및 도 4의 DC-DC 파워 컨버터ff 참조하면, 상기 제어회로는 DC입력 전압을 초과하는 컨버터 부하 전압(Vload)에 응답하여 제2동작모드를 선택하도록 구성되거나 설계된다. 후자의 조건은 회로 접지(204)에 대해 상대적으로 Vout이 음 전압을 가지는 조건임을 의미한다.
도 4는 제1제어가능 반도체 스위치(S1)이 상시적으로 온/전도상태(즉, 효율적으로 쇼트로 동작하는)에서 제2동작모드로 배열된 DC-DC 파워 컨버터(201)의 등가회로도를 나타낸다. 제2제어가능 반도체 스위치(S2)는 항상 오프/비전도상태(즉, 효율적으로 단락상태로 동작하는)로 스위치 된다. 제3제어가능 반도체 스위치(S3)의 게이트 단자는 앞서 논의된 변조제언신호인 상보적인 변조 제어신호들(PWM1, PWM2) 중 하나인 제어신호(Control 3)에 의해 구동된다. 따라서 설정가능 스위치 네트워크의 제2동작모드에서 스위치(S3)이 온인 경우 인덕터(L1)은 DC 입력 전압(Vin)으로부터 작은 온 저항인 S3 및 작은 온 저항인 전도 스위치(S1)을 통해 실행되는 제1전류충전경로를 통해 충전된다. 스위치(S3)가 오프/비전도 상태로 스위치되면, 인덕터(L1)에 흐르는 전류는, 전류 흐름 경오 IL1 에 도시된 바와 같이 접지 연결(204)을 통해 출력 커패시터(C1) 및 DC-DC 파워 컨버터의 포지티브 출력(208)으로 흐르는 제1전류 방전 경로를 통해 리디렉션되거나 방전되어 DC 출력 전압(Vout)을 감소시킬 수 있다. 따라서 전력은 제2동작모드에서 DC-DC 파워 컨버터(201)의 입력(203)으로부터 출력(208)로 전달되고 파워 컨버터는 부스트-벅(boost-buck) 모드로 동작한다.
도 5는 간명성을 위해 제어회로(113)의 상세한 설명은 생략된 제2실시 예에 따른 DC-DC 컨버터 어셈블리(100)의 DC-DC 파워 컨버터(101)의 간략한 회로도를 나타낸다. 컨버터 어셈블리(300)와 관련된 컨버터 부하(Rload) 및 DC 입력 전압 원/생성기(Vdc)도 상호 연결을 명확히 하기 위해 포함된다. DC-DC 파워 컨버터(301)의 기능 및 토폴로지는 입력 및 출력 평활 커패시터(C1, C2)의 수 및 결합을 제외하고는 앞서 논의된 DC-DC 파워 컨버터(201)와 대체로 동일하다. 후자의 평활 커패시터는 DC-DC 파워 컨버터(301)의 입력(Vin)과 출력(Vout) 사이에 상호 연결된 단일 플라잉 커패시터(C3)으로 대체된다.
도 6의 상부 플롯(602)은 컨버터 부하 전압(Vload)이 파워 컨버터(201)의 DC 입력 전압(Vin)보다 작은 것에 응답하여 제1 동작모드에서 동작하는 DC-DC 컨버터 어셈블리(200, 300, 700)의 전술한 제1 실시예의 전압 및 전류의 시뮬레이션을 도시한다.
당업자는 실제 구성 값들이 DC-DC 파워 컨버터 어셈블리의 목표 성능, 특히 전류 리플/전압 리플 사양에 의존한다는 것을 잘 이해할 수 있다. DC-DC 컨버터 어셈블리(200, 300, 700)의 특정 유용한 실시예에서, 스위칭 주파수(fsw)는 예를 들어 C1 = C2 = 47μF, L1 = 100μH를 사용하여 50kHz와 200kHz 사이일 수 있다.
도시된 바와 같이, 컨버터 부하 전압(Vload)은 약 38V로 설정되고 DC 입력 전압 소스(Vdc)에 의해 공급되는 DC 입력 전압(Vin)은 약 48V이며, 이는 컨버터의 DC 출력 전압(Vout)이 초기 정착 후 정상 상태 작동에서 약 10V임을 의미한다. 일부 실시예에서 인덕터 전류가 약 12.8A이고, Vload가 약 39.2V이고, Vout이 약 8.9V인 경우, DC 입력 소스와 컨버터 출력 사이의 전력 전달 비율은 약 5:1이다.
도 6의 하단 플롯(604)은 전술한 제1실시 예에 따른 DC-DC 컨버터 어셈블리(200)가 컨버터 부하 전압(Vload)이 파워 컨버터(201)의 DC 입력 전압(Vin)보다 큰 제2 동작 모드에서 동작하는 경우의 전압 및 전류의 시뮬레이션을 도시한다. 도시된 바와 같이, 컨버터 부하 전압(Vload)은 약 58V로 설정되고 DC 입력 전압 소스(Vdc)에 의해 공급되는 DC 입력 전압(Vin)은 약 48V이며, 이는 컨버터의 DC 출력 전압(Vout)이 초기 안정화 후 정상 상태 작동에서 약 -10V임을 의미한다. 일부 실시예에서 인덕터 전류는 약 66.8A, Vload는 약 58.2V, Vout은 약 -10.2V인 경우, DC 입력 소스와 컨버터 출력 사이의 전력 전달 비율은 약 6:1이다.
도 7은 간명성을 위해 제어회로(113)의 상세한 설명은 생략된 제3실시 예에 따른 DC-DC 컨버터 어셈블리(100)의 DC-DC 파워 컨버터(101)의 간략한 회로도를 나타낸다. 컨버터 어셈블리(700)와 관련된 컨버터 부하(Rload) 및 DC 입력 전압 원/생성기(Vdc)도 상호 연결을 명확히 하기 위해 포함된다. 상기 컨버터 부하(Rload)는 특정 내부 저항(R_bat)를 가지는 충전식 배터리 뱅크 또는 스택(Vbat) 또는 이와 유사한 에너지 저장 요소를 포함할 수 있으며, 다이어그램에 개략적으로 도시된 바와 같다. 도시된 바와 같이, 많은 중요한 애플리케이션에서 DC-DC 파워 컨버터(701)가, 양방향 부하/배터리 전류(Iload) 및 상기 배터리 뱅크의 충전 상태에 따라 컨버터 부하 전압이 DC 입력 전압(Vin)에 비해 크거나 높을 수 있는 것에 의해, DC 입력 전압원/생성기(Vdc)로부터 충전식 배터리 뱅크의 충전 및 방전을 모두 지원하는 것이 유리하다. 따라서 DC-DC 파워 컨버터(701)는 완전한 양방향 동작을 지원한다. DC-DC 파워 컨버터(701)의 기능 및 토폴로지는 설정가능 가능 스위치 네트워크에서 다이오드(D1)를 제4 제어가능 반도체 스위치(S4)로 교체하고 다이오드를 교체하는 것 및 다이오드(D2)를 제5 제어가능 반도체 스위치(S2')로 교체하는 것을 제외하고는 대부분 동일하다. 그에 따라 상기 제어회로는 스위치들(S1-S4)의 게이트 단자에 각각의 제어 신호(Control S1-S4)를 제공하도록 수정될 수 있다.
DC-DC 파워 컨버터(701)가 제1동작모드로 배열되거나 스위칭될 때, 제1 및 제2제어가능 반도체 스위치들(S1, S2)의 게이트 단자는 각각 바람직하게는 상보적 듀티 사이클 변조 제어 신호인 제어신호(Control S1, S2)에 의해 구동된다. 또한, 제1 동작모드에서, 스위치(S3)는 바람직하게는 비전도상태, 즉 OFF로 지속적으로 남고, 스위치(S4)는 지속적으로 전도상태, 즉 ON으로 남는다. 스위치들(S2 및 S2')는 동일한 변조 제어 신호 및 동일한 스위칭 패턴에 의해 구동될 수 있다(예컨대 S2 on = S2' on, S2 off = S2' off). 또는, 만약 S2가 제1동작모드에서 항상 온 인 경우 조금 더 복잡한 스위칭이 이용될 수 있다. L1에 대한 충전 및/또는 방전 경로를 제공하기 위해 S3은 지속적으로 비전도성이고 S4는 바람직하게는 지속적으로 전도성일 수 있다. 스위치들(S2 및 S2')는 공통 드레인에 연결되거나 이를 대체하여 공통 소스에 연결될 수 있다. 후자의 연결 형식은 단일 절연 게이트 드라이버 전원 공급 장치를 공유할 수 있으므로 스위치들(S2 및 S2')의 제어회로를 단순화할 수 있다.
DC-DC 파워 컨버터(701)가 제2 동작모드에서 동작할 때, 스위치(S2)는 지속적으로 비전도 상태에 있고 스위치(S1)는 지속적으로 전도 상태에 있는 동안, 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)의 게이트 단자들 각각은 이전에 논의된 상보적 위상(Ф1, Ф2)을 가지는 변조 제어 신호들(Control S3, S4)에 의해 구동된다. 스위치(S2)가 지속적으로 비전도 상태에 있으므로 스위치(S2') 역시 지속적으로 비전도 상태로 남게 된다.
도 11A는 앞서 전술한 DC-DC 파워 컨버터들(201, 301, 701) 중 어느 것에도 이용될 수 있는 제어회로(113)의 변조기(1113)의 실시 예를 도시한다. 변조기(1113)는 스위치들(S1, S2, S2', S3 및 S4)의 각각의 게이트 단자에 대해 각각의 변조 제어신호(Control S1, S2, S2' S3, S4)를 제공하는 방식으로 포지티브 및 네거티브 DC 출력 전압(Vout)에 대한 요구에 응답하여 원활화게 DC-DC 파워 컨버터를 제1 및 제2 동작모드 사이로 스위칭하도록 할 수 있다. 제1 및 제2동작 모드 사이의 원활한 전환은 아래에 정의된 중간 출력 전압 영역의 사용을 통해 달성되며, 이는 제1 및 제2동작모드 사이의 수정된 스위칭 패턴을 포함할 수 있다. 중간 출력 전압 영역은 DC-DC 파워 컨버터가 Vout 또는 부하 전류에서 원하지 않는 스파이크 또는 노이즈를 생성하지 않고 양과 음의 부하/출력 전류 사이에서 동적으로 전환할 수 있도록 한다. 중간 출력 전압 영역은 Vout의 작은 양수 값과 작은 음수 값 사이의 미리 설정된 출력 전압 범위로 정의된다. 예컨대, 미리 설정된 출력 전압 범위는 +1V와 -1V 사이 또는 파워 컨버터 어셈블리의 공칭 DC 출력 전압보다 실질적으로 더 작은 미리 설정된 상위 및 하위 레벨 임계값을 가질 수 있다.
상기 제어회로(113)는 바람직하게는 제1 및 제2 비교기(1120, 1122)를 포함한다. 제1비교기(1120)는, 인버터(1123)를 통해 상보적 신호로서, 펄스 폭 변조(PWM) 제어신호의 제1세트(Control S1, S2)를 생성한다. 제2비교기(1122)는, 제2인버터(1124)를 통해 상보적 신호로서, 펄스 폭 변조(PWM) 제어신호의 제2세트(Control S1, S2)를 생성한다. 전술한 DC-DC 파워 컨버터의 스위칭 주파수 (fsw)에 대응하는 주파수를 가질 수 있는 제1 캐리어 신호(캐리어 신호 #1로 표시된)는 제1 비교기(1120)의 하나의 입력에 인가된다. 도 11b에 도시된 바와 같이 동적 기준 신호(1130)는 제1 비교기(1120)의 제2 또는 다른 입력에 인가된다. 제2 캐리어 신호(캐리어 신호 #2로 표시된)는 제2비교기(1122)의 제1입력에 인가되는 반면, 동적 기준 신호(1130)는 제2 비교기(1122)의 제2 또는 다른 입력에 인가된다. 제1 및 제2 캐리어 신호는 바람직하게는 동일한 주파수, 피크-피크 전압 또는 전류 진폭 및 위상을 갖지만, 서로 DC 오프셋(예컨대, 미리 결정된 오프셋 전압을 가지는)일 수 있다.
미리 결정된 오프셋 전압은 바람직하게는 제1 또는 제2 캐리어 신호의 피크-피크 전압(예를 들어, 도 11B에 "1"로 개략적으로 도시되어 있지만 실제 회로 구현에서는 2V와 20V 사이의 전압에 대응할 수 있음)에 대응될 수 있다. 이와 같이, 제1 캐리어 신호의 피크 전압은 도 11B에서 개략적으로 제1 캐리어 신호 및 제2 캐리어 신호 각각의 파형에 도시된 바와 같이 제2 캐리어 신호의 최소 전압과 실질적으로 동일할 수 있다.
중간 출력 전압 영역 내의 제어회로(113)의 제1 및 제2 캐리어 신호 및 동적 기준 신호(1130)의 각각의 파형은 도 11B "Vout ?? 0" 이라는 표시 아래의 색칠된 영역에 개략적으로 도시되어 있다. 파워 컨버터의 제1 동작모드를 이용하여 Vout이 큰 양의 값을 갖는 정상 출력 전압 영역 내에서 제1 및 제2 캐리어 신호 및 동적 기준 신호(1130) 각각의 파형은 도 11B의 가장 왼쪽에 있는 "Vout > 0" 이라는 표시 아래의 아래 색칠된 영역에 개략적으로 도시되어 있다. 마찬가지로, 파워 컨버터의 제2 동작모드를 이용하여 Vout이 큰 음의 값(예컨대, 미리 설정된 낮은 레벨 임계값보다 큰)을 갖는 정상 출력 전압 영역 내에서 제1 및 제2 캐리어 신호 및 동적 기준 신호(1130)의 각각의 파형은 도 11B의 가장 오른쪽에 있는 "Vout < 0" 이라는 표시 아래의 아래 색칠된 영역에 개략적으로 도시되어 있다. 당업자는 정상 출력 전압 영역 Vout > 0 내의 제1 및 제2 캐리어 신호의 각각의 레벨에 대한 동적 기준 신호(1130)의 레벨이 단지 펄스 폭 변조된 제어 신호의 제1세트(Control S1, S2)는 능동적으로 변조되는 반면 펄스 폭 변조 제어 신호의 제2세트(Control S3, S4)는 비활성화되어 스위치(S3, S4)를 각각 상시적으로 비전도 상태와 전도 상태로 만들 수 있다. 반대로, 정상 출력 전압 영역 Vout < 0 내에서 제 1 및 제 2 캐리어 신호의 각각의 레벨에 대한 동적 기준 신호(1130)의 레벨은 펄스 폭 변조된 제어신호의 제2세트(Control S3 , S4)는 능동적으로 변조되는 반면, 펄스 폭 변조된 제어신호의 제1세트(Control S1, S2)는 비활성화되어 스위치(S1, S2)를 각각 상시적으로 전도 상태와 비전도 상태로 만들 수 있다.
"Vout ?? 0" 표시 아래의 중간 출력 전압 영역 내의 동적 기준 신호(1130)는 제어 주파수(fz)에서 "1"과 Δv1 및 Δv2의 전압 진폭 스텝을 가지는 중간 레벨 전압사이를 동적으로 스위칭 한다. fz의 변조 주파수는 적어도 3배 예컨대, DC-DC 파워 컨버터의 스위칭 주파수보다 5에서 20배 사이로 더 작을 수 있다. 제어 주파수(fz)는 가청 버즈 또는 노이즈를 피하기 위해 바람직하게는 15kHz 또는 20kHz보다 높을 수 있다. Δv1의 크기는 최대 듀티 사이클(예컨대, 펄스 폭 변조 제어 신호(Control S1)의 90% 또는 95%)을 설정하거나 결정하는 데 사용될 수 있다. 최대 듀티 사이클의 설정은 스위치 S1-S4, 비교기(1120, 112) 등의 실제 구성 요소 제한 및 기생으로 인해 실제 듀티 사이클이 불확실하여 결과적으로 펄스 폭 변조 제어 신호(Control S1-S4)의 제어되지 않은 전압 스파이크 및 이상 및/또는 DC-DC 전력 변환기의 출력 전압 및/또는 부하 전류의 제어되지 않은 전압 스파이크 및 이상을 방지하는데 유용할 수 있다. 유사한 방식으로, Δv2의 크기는 최소 듀티 사이클(예컨대, 펄스 폭 변조 제어 신호(Control S3)의 5% 또는 10%)을 설정하거나 결정하는 데 사용될 수 있으며, 대응되는 효과를 가진다.
이러한 방식으로, Vout이 0에 가까운 중간 출력 전압 영역 내의 동적 기준 신호(1130)의 상술한 특성은 DC-DC 파워 컨버터가 제어 주파수(fz)에서 제1 및 제2동작모드사이를 잘 제어된 방식으로 토글할 수 있도록 한다.
도 8의 상부 플롯(802)은 컨버터 부하 전압(Vload)이 파워 컨버터(701)의 DC 입력 전압(Vin)보다 작은 제1 동작 모드에서 동작하는 DC-DC 컨버터 어셈블리(700)의 전술한 제3 실시예에서의 전압 및 전류의 시뮬레이션을 도시한다. 도시된 바와 같이, 컨버터 부하 전압(Vload)는 약 48V로 설정되고 DC 입력 전압원(Vdc)에 의해 공급되는 DC 입력 전압(Vin)은 지속적으로 약 50V이며 이는 컨버터의 DC 출력 전압(Vout)이 초기 안정화 후 정상 상태 작동에서 약 2.5V임을 의미한다. 배터리 팩 부하로 인해 범례(Ibat)로 표시된 변환기 부하 전류(Iload)의 플롯은 제1동작모드에서 작동하는 전력 변환기(701)의, 점진적이고 잘 제어된 방식으로 부하전류(Iload)가 방향을 변경(예를 들어 시간이 지남에 따라 음에서 양으로, 즉 t=0에서 약 -25A에서 t=0.015초에서 약 +25A로 전환)하는, 양방향 부하 전류 공급 기능을 보여줍니다. 이러한 전류 방향 스위칭 능력은 스위치들(S1-S4)의 게이트 단자에 대한 각각의 제어신호(Control S1-S4)의 적절한 제어를 통해 제어 회로(도시되지 않음)에 의해 제어된다.
도 8의 하단 플롯(804)은 컨버터 부하 전압(Vload)이 파워 컨버터(701)의 DC 입력 전압(Vin)보다 큰 제2 동작모드에서 동작하는 DC-DC 컨버터 어셈블리(700)의 전술한 제3 실시예의 전압 및 전류의 시뮬레이션을 도시한다. 도시된 바와 같이, 컨버터 부하 전압(Vload)는 약 51.5V-52V로 설정되고 DC 입력 전압원(Vdc)에 의해 공급되는 DC 입력 전압(Vin)은 지속적으로 약 50V이며, 이는 컨버터의 DC 출력 전압(Vout)이 초기 안정화 후 정상 상태 작동에서 약 -1.5V임을 의미한다. 배터리 팩 부하로 인해 플롯(802)에서오 같이 범례(Ibat)로 표시된 변환기 부하 전류(Iload)의 플롯은, 제2동작모드에서 작동하는 전력 변환기(701)의, 점진적이고 잘 제어된 방식으로 부하전류(Iload)가 방향을 변경(예를 들어 시간이 지남에 따라 음에서 양으로, 즉 t=0에서 약 -26A에서 t=0.015초에서 약 +26A로 전환)하는, 양방향 부하 전류 공급 기능을 보여줍니다. 이러한 전류 방향 스위칭 능력은 스위치들(S1-S4)의 게이트 단자에 대한 각각의 제어신호(Control S1-S4)의 적절한 제어를 통해 제어 회로(도시되지 않음)에 의해 제어된다.
도 9는 간결성을 위해 제어회로(113)의 세부사항 없이 DC-DC 컨버터 어셈블리(100)의 DC-DC 전력 컨버터(101)의 제4 실시예의 단순화된 회로도를 도시한다. 컨버터 어셈블리(900)와 관련된 컨버터 부하(Rload), 및 DC 입력 전압원 /생성기(Vdc)도 상호 연결을 명확히 하기 위해 포함된다. 상술한 제1 DC-DC 파워 컨버터 실시예(201)와 비교하여, 본 DC-DC 파워 컨버터(901)는 DC-DC 파워 컨버터(901)의 포지티브 입력(903)과 직렬로 연결된, 바람직하게는 상술한 실시예에서와 같이 복수의 상호 연결된 개별적으로 제어가능한 반도체 스위치들(S1, S2 및 S3) 및 다이오드들(D1, D2) 또는 대응되는 능동 다이오드를 포함할 수 있는 설정가능 스위치 네트워크의 전방에 위치한, 공진 DC-DC 컨버터 스테이지 또는 회로(905)를 포함한다. 따라서 설정가능 스위치 네트워크의 기능 및 토폴로지는 이전에 논의된 DC-DC 파워 컨버터의 기능 및 토폴로지와 거의 동일할 수 있다.
공진 DC-DC 컨버터 스테이지(905)는 설정가능 스위치 네트워크의 부스트 또는 벅 팩터 요건을 완화하는 미리 결정된 부스트 또는 벅 팩터 또는 DC 증폭으로 DC 입력 전압을 승압하도록 구성된다. 이것은 변조제어 신호가 DC-DC 파워 컨버터(901)의 능동 구성요소의 구성요소 스트레스 및 변조된 제어 신호의 정확도 요구사항을 완화하는 변조 지수의 더 작은 변화로 동작할 수 있게 한다.
공진 DC-DC 컨버터 스테이지(905)는 바람직하게는 탱크 인덕턴스(Lr2, Lm 및 Lr1) 및 탱크 커패시터(Cr1, Cr2)을 포함하는 공진 탱크의 공진 주파수에서 소위 제로전압 스위칭(ZVS) 또는 제로전류스위칭(ZCS) 모드로 작동하도록 구성될 수 있다. ZVS 또는 ZCS 모드는 변압기의 1차측 권선에 연결된 풀브리지, 하프프리지, 또는 입력 드라이버의, IGBT 스위치 또는 MOSFET 스위치와 같은 하나 이상의 제어가능 반도체 스위치들(S8, S9, S10, S11)의 전력 손실을 줄입니다. 상기 변압기는 2와 100 사이의 승압비 n(예컨대, 5와 25 사이)를 가질 수 있다.
공진 DC-DC 컨버터 스테이지(905)는 변압기의 2차측 권선과 설정가능 스위치 네트워크의 입력 전압 사이에서 평활화 커패시터(C2)를 가로질러 결합된 제어가능 반도체 스위치들(S4, S5, S6, S7)을 포함하는 제2 하프-브리지 또는 풀 브리지 정류기를 포함한다. 당업자는 설정가능 스위치 네트워크가 특히 동일한 스위칭 주파수를 사용하여 전술한 바와 같은 변조 제어신호(111, 211, 311)와 동일한 변조 제어신호(911)에 의해 구동될 수 있음을 이해할 것이고, 반면에 공진 DC-DC 컨버터 스테이지(905)는 동일한 스위칭 주파수 또는 상이한 스위칭 주파수, 특히 공진 DC-DC 컨버터 스테이지(905)의 전력 또는 에너지 효율을 최대화하는 스위칭 주파수에서 동작될 수 있다. 그에 따라 공진 DC-DC 컨버터 스테이지(905)의 스위칭 주파수는 탱크의 공진 주파수로 또는 그에 가까운 주파수로 설정될 수 있다.
도 10의 상부 플롯(1002)은 플롯 1004에 도시된 바와 같은 부하 전압(Vload)을 변경하기 위한 전술한 제4 실시예의 DC-DC 컨버터 어셈블리(900)의 하나 이상의 재충전식 배터리 또는 재충전식 배터리 팩 형태의 컨버터 부하(Rload)에서의 부하 전류(Iload)의 시뮬레이션을 도시한다. 도시된 바와 같이 증가하는 부하 전류를 사용하면 재충전가능한 배터리 또는 배터리들의 내부 저항으로 인해 부하 전압(Vload)이 증가한다. 부하 전압(Vload)이 증가하면 출력 전압이 낮아진다.
도 10의 하부 플롯(1004)은 전술한 제4 실시예에 따른, 컨버터 부하 전압(Vload)이 파워 컨버터(901)의 DC 입력 전압보다 작은 경우의 제1 동작 모드와 컨버터 부하 전압(Vload)이 DC 입력 전압(Vin)보다 큰 제2 동작 모드사이에서 원활하고 동적으로 스위칭하는 DC-DC 컨버터 어셈블리(900)의 전압 및 전류의 시뮬레이션을 나타낸다. 도시된 바와 같이, Vin은 약 1초의 플롯된 시간 범위 동안 약 50V로 고정된 상태를 유지하는 반면, 전술한 바와 같이 제어회로(113)(도 1 참조)에 대한 Vref 입력에 의해 컨버터 부하 전압(Vload)은 t=0에서 약 38V로부터 t=0.7초에서 정점인 약 60 V로 증가한다. 플롯(1004)에 도시된 바와 같이, 컨버터(901)의 DC 출력 전압(Vout)은 약 t=0.4 s에서 극성dl 원활이 변경되고, t=0에서 약 +15V로부터 t=0.7s에서 약 -10V로 변화한다.
도 11의 상부 플롯(1102)은 도 11은 컨버터 부하 전압(Vload)이 음의 Vout 전압으로 이어지는 DC 입력 전압보다 큰 경우의 제2 동작모드에서 동작하는 DC-DC 전력 변환기(701)의 전술한 제3 실시예에 따른 설정가능 스위치 네트워크의 개별적으로 제어가능한 반도체 스위치들(S1, S2, S3, S4)에 인가되는 각각의 제어신호(Control S1-4)를 도시한다. 전술한 바와 같이, 제2 동작모드에서 스위치(S1)은 온/전도 상태로 상시적으로 배열되는 반면 스위치(S2)는 제어신호의 각 레벨에 의해 표시되는 바와 같이 항상 오프/비전도 상태로 배열된다. 변조 제어신호(Control S3)은 스위치(S3)의 게이트 단자에 인가되고 상보적인 변조 제어신호(Control S4/D1)은 스위치(S4)의 게이트 단자에 인가된다.
도 11의 하부 플롯(1104)은 컨버터 부하 전압(Vload)이 양의 Vout 전압으로 이어지는 DC 입력 전압보다 작은 경우의 제1 동작모드에서 동작하는 DC-DC 전력 변환기(701)의, 전술한 제3 실시예에 따른 설정가능 스위치 네트워크의 개별적으로 제어가능한 반도체 스위치들(S1, S2, S3, S4)에 인가되는 각각의 제어 신호(Control S1-4)를 도시한다. 전술한 바와 같이, 제1 동작모드에서 스위치(S1) 및 스위치(S2)는 변조 제어신호들(Control S, S2)의 상보적 위상(Ф1, Ф2)에 의해 각각 구동된다. 스위치(S3)은 지속적으로 오프/비전도 상태로 배열되고 스위치(S4)는 관련된 게이트 제어신호(S3 및 S4/D1) 각각의 레벨에 표시되는 바와 같이 지속적으로 온/전도상태로 배열된다.

Claims (17)

  1. DC-DC 컨버터 어셈블리(DC-DC converter assembly)에 있어서,
    적어도 제1 및 제2 변조 제어 신호에 따라 DC 입력 전압원에 의해 공급된 DC 입력전압을 DC 출력전압으로 변환하도록 구성된 DC-DC 파워 컨버터(DC-DC power converter);
    전기적으로 상기 DC-DC 파워 컨버터에 직렬로 연결되며, 상기 DC-DC 파워 컨버터를 거치지 않고 상기 DC 입력 전압원으로부터 직접 파워를 공급받는 컨버터 부하를 포함하며,
    상기 DC-DC 파워 컨버터는,
    목표 DC 전압 또는 목표 DC 전류에 따라 DC 출력 전압 또는 전류를 각각 조정하도록 구성된 제어회로; 및
    제1동작모드와 제2동작모드 사이를 스위칭할 수 있도록 구성된 설정가능 스위치 네트워크(cofigurable switch network)를 포함하되,
    상기 제1동작모드는 상기 DC 입력전압보다 작은 컨버터 부하 전압을 제공하기 위해 상기 설정가능 스위치 네트워크의 제1전류충전경로와 제1전류방전경로를 이용하여 제1극성의 DC 출력전압을 생성하고,
    상기 제2동작모드는 상기 DC 입력 전압보다 큰 컨버터 부하전압을 제공하기 위해 상기 설정가능 스위치 네트워크의 제2전류충전경로와 제2전류방전경로를 이용하여 상기 제1극성과 반대인 제2극성의 DC 출력전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제어회로는,
    상기 목표 DC 전압 또는 상기 목표 DC 전류, 상기 DC 입력전압, 및 상기 DC 출력전압에 기초하여 상기 설정가능 스위치 네트워크를 상기 제1동작모드 및 상기 제2동작모드 사이로 스위칭할 수 있도록 구성되는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 설정가능 스위치 네트워크는,
    상호연결되고 개별적으로 제어가능한 복수의 제어가능 반도체 스위치들을 포함하고,
    상기 복수의 제어가능 반도체 스위치들은,
    상기 제1동작모드에서,
    상기 제1 변조 제어신호(Ф1)에 따라 제1제어가능 반도체 스위치를 통해 상기 DC 출력 전압으로부터 인덕터를 선택적으로 충전하고, 상보적인 상기 제2 변조 제어신호(Ф2)에 따라 제2제어가능 반도체 스위치를 통해 상기 인덕터를 상기 DC-DC 파워 컨버터의 입력으로 방전하고,
    제3제어가능 반도체 스위치는 상시적으로 비전도 상태(non-conducting state)로 배치되고, 제4제어가능 반도체 스위치는 상시적으로 전도 상태(conducting state)로 배치되며,
    상기 제2동작모드에서,
    상기 제1제어가능 반도체 및 상기 제2제어가능 반도체 각각은 상시적으로 전도상태 및 비전도상태로 배치되고,
    상보적인 상기 제1변조 제어신호 또는 상기 제2변조 제어신호(Ф1, Ф2) 중 어느 하나에 따라 상기 제3제어가능 반도체 스위치를 통해 상기 DC 입력 전압으로부터 상기 인덕터를 충전하고, 상보적인 상기 제1변조 제어신호 또는 상기 제2변조 제어신호 중 나머지 하나에 따라 제1극성 또는 제2극성 DC 출력 전압으로 상기 인덕터를 방전하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제어회로는,
    제1 및 제2비교기 각각의 출력에서 생성되는 상기 상보적인 상기 제1변조 제어신호 또는 상기 제2변조 제어신호(Ф1, Ф2)를 생성하는 변조기를 포함하며,
    상기 변조기는,
    상기 DC-DC 파워 컨버터의 스위칭 주파수에서 상호 오프셋(mutually offset)인 제1 및 제2 캐리어 신호를 생성하는 캐리어 신호 생성기;
    상기 제1캐리어 신호와 연결된 제1인풋과 동적 기준 신호에 연결된 제2인풋을 포함하는 제1비교기;
    상기 제2캐리어 신호에 연결된 제1인풋과 상기 동적 기준 신호에 연결된 제2인풋을 포함하는 제2비교기를 포함하며,
    상기 제어회로는,
    상기 동적 기준신호의 전압 또는 레벨을 조정하여 상기 제1동작모드 및 상기 제2동작모드 사이를 스위치하도록 구성되는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제어회로는,
    상기 DC-DC 파워 컨버터의 약 0 V 근처의 미리 설정된 중간 출력 전압 영역내서 미리 결정된 제어 주파수(fz)에서의 상기 동적 기준 신호의 전압 또는 레벨을 조절하도록 구성되며,
    상기 제어 주파수(fz)는 상기 DC-DC 파워 컨버터의 상기 스위칭 주파수에 비해 적어도 3배(예컨대, 5배에서 10배) 작은 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  6. 제1항 또는 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 DC-DC 파워 컨버터는,
    상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 입력과 양극 출력 사이에 연결된 적어도 하나의 커패시터; 또는
    상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 입력과 음극 입력 사이에 연결된 입력 커패시터와 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 출력과 음극 출력 사이에 연결된 출력 커패시터를 포함하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  7. 제1항 또는 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 DC-DC 파워 컨버터는,
    전류 CCM(Continuous Conduction Mode) 모드로 동작하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  8. 제3항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 설정가능 스위치 네트워크는,
    상기 DC-DC 파워 컨버터의 입력과 출력 사이에서 전기적으로 연결되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  9. 제3항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 설정가능 스위치 네트워크는,
    상기 제1동작모드 및 상기 제2동작모드 동안 상기 제1변조 제어신호(Ф1)에 따라 상기 인덕터를 충전하기 위한 제1 충전 경로를 제공하기 위한, 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 및 음극 출력 사이에서 상기 인덕터 및 상기 제1제어가능 반도체 스위치와 직렬로 연결된 제1수동 다이오드 ;
    적어도 상기 제1동작모드 동안 상기 제2변조 제어신호(Ф2)에 따라 상기 인덕터의 방전을 위한 제1방전경로를 제공하기 위한, 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 입력에 상기 인덕터 및 상기 제2제어가능 반도체 스위치와 직렬로 결합된 제2수동 아이오드를 더 포함하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  10. 제3항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 설정가능 스위치 네트워크는,
    상기 제1동작모드 및 상기 제2동작모드 동안 상기 제1변조 제어신호(Ф1)에 따라 상기 인덕터를 충전하기 위한 제1 충전 경로를 제공하기 위한, 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 및 음극 출력 사이에서 상기 인덕터 및 상기 제1제어가능 반도체 스위치와 직렬로 연결된 제1능동 다이오드(예컨대, 제4제어가능 반도체 스위치를 포함하는);
    적어도 상기 제1동작모드 동안, 상기 변조 제어신호의 제2위상(Ф1) 동안에 상기 인덕터의 방전을 위한 제1방전경로를 제공하기 위한, 상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 입력에 상기 인덕터 및 상기 제2제어가능 반도체 스위치와 직렬로 결합된 제2능동 아이오드를 더 포함하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  11. 제3항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 DC-DC 파워 컨버터는,
    상기 DC-DC 파워 컨버터의 양극 입력에 직렬로 결합되고 미리 결정된 부스트 팩터(boost factor)로 상기 DC 입력 전압을 승압할 수 있도록 구성되는 공진 DC-DC 컨버터 스테이지를 더 포함하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  12. 제11항에 있어서, 상기 공진 DC-DC 컨버터 스테이지는,
    상기 DC-DC 파워 컨버터의 상기 DC 입력 전압과 변압기의 제1차 권선 사이에 연결된 제1 풀브리지 또는 하프 브리지 정류기;
    상기 DC-DC 파워 컨버터의 상기 변압기의 제2차 권선과 상기 설정가능 스위치 네트워크의 입력 전압 사이에 연결된 제2 풀브리지 또는 하프 브리지 정류기를 포함하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  13. 제1항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 컨버터 부하 및 상기 DC 입력 전압원 중 적어도 하나는,
    인버터(예컨대, AC-DC 컨버터) 또는 다수의 재충전가능한 배터리 셀을 갖는 배터리 팩을 포함하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  14. 제13항에 있어서, 상기 컨버터 부하 및 상기 DC 입력 전압원 중 적어도 하나는,
    단상 주전원 그리드 또는 3상 주전원 그리드와 같은 다상 주전원 그리드에 연결가능한 인버터(AC-DC 컨버터라고도 함)를 포함하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  15. 제1항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 DC-DC 파워 컨버터는,
    상기 DC-DC 파워 컨버터를 거치지 않고 상기 컨버터 부하로부터 직접 상기 DC 입력 전압원으로 추가적으로 전력을 전달할 수 있도록 양방향 동작을 수행하는 DC-DC 컨버터 어셈블리.
  16. DC-DC 파워 컨버터를 이용하여 DC-DC 컨버터 어셈블리의 컨버터 부하로 전력을 공급하는 방법에 있어서,
    DC 입력 전압을 제공하기 위해 DC입력 전압원을 상기 DC-DC 파워 컨버터의 입력에 연결하는 단계;
    제어회로를 통해, 상기 DC 입력 전압, 상기 DC 출력 전압, 및 목표 DC 전압 또는 목표 DC 전류에 따라 상기 DC-DC 파워 컨버터의 출력에서의 DC 출력 전압 또는 전류를 조절하는 단계;
    상기 DC-DC 파워 컨버터의 설정가능 스위치 네트워크를 제1동작 모드 및 제2사이에서 선택적으로 스위칭하는 단계를 포함하며,
    상기 제1동작모드는 상기 DC 입력전압 보다 작은 컨버터 부하 전압을 제공하기 위해 제1극성의 DC 출력전압을 생성하는 모드이고,
    상기 제2동작모드는 상기 DC 입력전압보다 큰 컨버터 부하전압을 제공하기 위해 상기 제1극성과 반대인 제2극성의 DC 출력전압을 생성하는 모드인 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 DC-DC 파워 컨버터를 이용하여 DC-DC 컨버터 어셈블리의 컨버터 부하로 전력을 공급하는 방법은,
    상기 제1동작 모드 동안, 제1 변조 제어신호(Ф1)에 따라 제1제어가능 반도체 스위치를 통해 상기 DC 출력 전압으로부터 인덕터를 충전하고, 상보적인 제2 변조 제어신호(Ф2)에 따라 제2제어가능 반도체 스위치를 통해 상기 인덕터를 상기 DC-DC 파워 컨버터의 입력으로 방전하는 단계;
    제3제어가능 반도체 스위치를 상시적으로 비전도 상태(non-conducting state)로 스위칭하는 단계; 및
    상기 제2동작모드 동안, 상기 제1제어가능 반도체 및 상기 제2제어가능 반도체 각각은 상시적으로 전도상태 및 비전도상태로 유지하고,
    상기 제1변조제어신호에 따라 상기 제3제어가능 반도체 스위치를 통해 상기 DC 입력 전압으로부터 상기 인덕터를 충전하고, 상기 제2변조 제어신호에 따라, 상기 음극 출력을 통해, 상기 DC-DC 파워 컨버터의 제1극성 또는 제2극성 출력으로 상기 인덕터를 방전하는 단계를 포함하는 방법.
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