CN115997334A - 直流-直流转换器组件 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种包括直流‑直流电源转换器的直流‑直流转换器组件。转换器负载电连接在直流‑直流转换器的正输入端和正输出端(或负输入端和负输出端)之间，使得组件的直流输入电压源直接向转换器负载提供负载电能，而不通过直流‑直流电源转换器。

Description

直流-直流转换器组件
技术领域
本发明涉及一种直流-直流转换器组件，该直流-直流转换器组件包括直流-直流电源转换器，该直流-直流电源转换器被配置为根据一调制控制信号将由直流输入电压源提供的直流输入电压转换为直流输出电压。转换器负载与直流-直流电源转换器以串联方式电连接，并且后者包括可配置开关网络，该可配置开关网络被配置为使直流-直流电源转换器在第一操作模式和第二操作模式之间切换。
背景技术
现有直流-直流电源转换器的有源部件和无源部件会经受由电能流过电源转换器并进入转换器负载引起的大电压和电流应力以及大量热损耗。这降低了直流-直流电源转换器的可靠性和寿命，特别是降低了高电源转换器的可靠性和寿命，和/或需要能够承受高电流和/或高电压的昂贵的有源部件和无源部件。因此，对于给定或额定负载功率，期望减小直流-直流转换器组件中的直流-直流转换器的有源部件和无源部件的电流应力和/或电压应力。使用转换器负载和直流-直流电源转换器的串联连接的现有直流-直流转换器组件的另一个缺点是缺乏对转换器负载电压的支持，其中该转换器负载电压既小于又大于直流-直流电源转换器的直流输入电压。后一特征要求直流-直流电源转换器被配置或设计成产生正直流输出电压和负直流输出电压，也可以为零，如下面更详细讨论的。
发明内容
本发明的第一方面涉及一种直流-直流转换器组件，该直流-直流转换器组件包括直流-直流电源转换器，该直流-直流电源转换器被配置为根据至少第一调制控制信号和第二调制控制信号将由直流输入电压源提供的直流输入电压转换为直流输出电压，
-转换器负载，该转换器负载与直流-直流电源转换器串联电连接成使得直流输入电压源直接向转换器负载供电，而不经过该直流-直流电源转换器；
所述直流-直流电源转换器包括：
-控制电路，该控制电路被配置为分别根据目标直流电压或直流目标电流来调节直流输出电压或直流输出电流，
-可配置开关网络，被配置为使直流-直流电源转换器在以下模式之间切换：
-第一操作模式，用于使用可配置开关网络的第一电流充电路径和第一电流放电路径来生成第一极性的直流输出电压，以提供小于直流输入电压的转换器负载电压，以及
-第二操作模式，用于使用可配置开关网络的第二电流充电路径和第二电流放电路径来生成与第一极性相反的第二极性的直流输出电压，以提供大于直流输入电压的转换器负载电压。
通过将转换器组件的转换器负载与直流-直流电源转换器串联连接，直流输入电压源可以将功率的大部分传送到转换器负载，例如大于50％，或大于66％，或甚至基本上将全部负载功率直接供应到转换器负载。对于向转换器负载输送的一给定功率，该特征用于显著地减少由直流-直流电源转换器转换或处理的功率量，即流过直流-直流电源转换器的功率量。由直流输入电压源直接提供给转换器负载的功率与流经直流-直流转换器的功率之间的比率取决于期望的转换器负载电压与直流输入电压之间的差，其中小的电压差导致转换器负载的大部分由直流输入电压源直接传送，如下面参考附图所讨论的。
对于电源连接的应用，直流输入电压可以在320V和800V之间，例如高于565V，直流输出电压可以小于直流输入电压的五分之一或十分之一，例如对于可复充电池组负载约为48V。负载功率可以大于10kW或大于50kW。
控制电路可以包括例如基于反馈的电压或电流输出调节回路，或者形成电压或电流输出调节回路的部件或功能，该控制电路被配置为根据相应的目标直流电压或电流、直流输入电压和直流输出电压来调节直流输出电压Vout或直流输出电流。输出调节回路确保直流输出电压或电流被动态地调节以维持期望或目标转换器负载电压或电流。输出调节回路确保转换器负载两端的压降相对恒定并被良好地限定。控制电路可以将各种已知的控制机制应用于电压或电流输出调节环路，诸如应用于可配置开关网络的调制控制信号的脉宽调制(PWM)、相移调制(PSM)或频率调制(FM)。
在一些实施例中，根据直流输出电压、目标直流电压、目标直流电流、直流输入电压和直流输出电压的极性中的任一者，控制电路被配置为使可配置开关网络在第一操作模式和第二操作模式之间切换。
在一些实施例中，可配置开关网络包括多个互连的单独可控半导体开关，该多个互连的单独可控半导体开关被配置为：
在第一操作模式期间：
-根据第一调制控制信号(φ1)通过第一可控半导体开关从直流输出电压对一电感器选择性地充电，并根据第二互补调制控制信号(φ2)通过第二可控半导体开关将电感器放电到直流-直流电源转换器的输入端中；
-将第三可控半导体开关恒定地置于非导通状态；以及
在第二操作模式期间：
-将第一可控半导体开关和第二可控半导体开关分别恒定地置于导通状态和非导通状态，
-根据第一互补调制控制信号或第二互补调制控制信号(φ1、φ2)中的一个，通过第三可控半导体开关从直流输入电压对电感器充电，并根据第一互补调制控制信号和第二互补调制控制信号中的另一个，将电感器放电到直流-直流电源转换器的第一极性输出或第二极性输出中。
控制电路可以包括调制器，例如脉宽调制器，该调制器被配置为分别在调制器的第一比较器和第二比较器的输出端生成至少第一互补调制控制信号或第二互补调制控制信号(φ1、φ2)。调制器优选地包括：
载波信号发生器，被配置为在直流-直流电源转换器的开关频率处生成第一相互偏移的载波信号和第二相互偏移的载波信号。第一比较器可以具有连接到第一载波信号的第一输入端和连接到动态参考信号的第二输入端，并且第二比较器可以具有连接到第二载波信号的第一输入端和连接到动态参考信号的第二输入端。控制电路优选地被配置为通过调整动态参考信号的电压或电平来在第一操作模式和第二操作模式之间切换，如以下参考附图更详细地解释的。
动态参考信号的特性可以用于设定或确定第一互补调制控制信号和/或第二互补调制控制信号的最大占空比值，例如，低于90％或低于95％，并同样可以用于设定第一互补调制控制信号和/或第二互补调制控制信号的最小占空比值，例如，大于5％或10％，如以下参考附图更详细地讨论的。
控制电路可以例如被配置为在直流-直流电源转换器的0V左右的预定中间输出电压区域内，以预定的控制频率fz调整动态参考信号的电压或电平。控制频率fz可以比直流-直流电源转换器的开关频率至少小3倍或5倍，例如小于5倍到10倍之间。因此，如果直流-直流电源转换器的开关频率是100kHz，则控制频率fz优选地小于33.3kHz。
在一些实施例中，直流-直流电源转换器包括：
-连接在直流-直流电源转换器的正输入端和正输出端之间的至少一个电容器；或
-连接在直流-直流电源转换器的正输入端与负输入端之间的输入电容器，以及连接在直流-直流电源转换器的正输出端与负输出端之间的输出电容器。
在一些实施例中，直流-直流电源转换器包括：
-连接在直流-直流电源转换器的正输入端和正输出端之间的至少一个电容器；或
-连接在直流-直流电源转换器的正输入端与负输入端之间的输入电容器，以及连接在直流-直流电源转换器的正输出端与负输出端之间的输出电容器。
在一些实施例中，可配置开关网络电连接在直流-直流电源转换器的输入端与输出端之间。
在一些实施例中，可配置开关网络还包括：
-第一无源二极管，其与电感器和第一可控半导体开关串联连接在直流-直流电源转换器的正输出端和负输出端之间，以在第一操作模式和第二操作模式期间提供第一充电路径，该第一充电路径用于根据第一调制控制信号(φ1)对电感器充电；
-第二无源二极管，其与电感器和第二可控半导体开关串联连接到直流-直流电源转换器的正输入端，以至少在第一操作模式期间提供第一放电路径，该第一放电路径用于根据第二调制控制信号(φ2)将电感器放电。
在一些实施例中，可配置开关网络还包括：
-第一有源二极管，例如包括第四可控半导体开关，该第一有源二极管与电感器和第一可控半导体开关串联连接在直流-直流电源转换器的正输出端和负输出端之间，以在第一操作模式和第二操作模式期间提供第一充电路径，该第一充电路径用于根据第一调制控制信号(φ1)对电感器充电；
-第二有源二极管，例如包括第五可控半导体开关，该第二有源二极管与电感器和第二可控半导体开关串联连接到直流-直流电源转换器的正输入端，以至少在第一操作模式期间提供第一放电路径，该第一放电路径用于在调制控制信号的第二相位(φ2)期间将电感器放电。
在一些实施例中，直流-直流电源转换器还包括：
-谐振直流-直流转换器级，与直流-直流电源转换器的正输入端串联连接，并配置为以预定的升压因子来提升直流输入电压。
在一些实施例中，谐振直流-直流转换器级包括：
-第一全桥或半桥整流器，连接在直流-直流电源转换器的直流输入电压与变压器的初级侧绕组之间；
-第二全桥或半桥整流器，连接在变压器的次级侧绕组与可配置开关网络的输入电压之间。
在一些实施例中，转换器负载和直流输入电压源中的至少一个包括逆变器，例如交流-直流转换器，或包括具有多个可复充电池单元的电池组。
在一些实施例中，转换器负载包括逆变器，以及直流输入电压源包括逆变器，例如交流-直流转换器，该逆变器可连接到单相市电电网或三相市电电网。
在一些实施例中，直流-直流电源转换器被配置用于双向操作，以另外将电能从转换器负载直接传递到直流输入电压源，而不经过直流-直流电源转换器。
本发明的第二方面涉及一种使用直流-直流电源转换器向直流-直流转换器组件的转换器负载供电的方法，包括：
-将直流输入电压源连接到直流-直流电源转换器的输入端以向该直流-直流电源转换器提供直流输入电压，
-通过控制电路分别根据直流输入电压、直流输出电压和目标直流电压或目标直流电流来调节直流-直流电源转换器的输出端的直流输出电压或直流输出电流；
-使直流-直流电源转换器的可配置开关网络在以下模式之间选择性地切换：
-第一操作模式，用于生成第一极性的直流输出电压，以提供小于直流输入电压的转换器负载电压；以及
-第二操作模式，用于产生与第一极性相反的第二极性的直流输出电压，以提供大于直流输入电压的转换器负载电压。
在一些实施例中，方法还包括：
-在第一操作模式期间：根据第一调制控制信号(φ1)通过第一可控半导体开关从直流输出电压对电感器充电，并根据第二互补调制控制信号(φ2)将电感器放电到直流-直流电源转换器的输入端；
-将第三可控半导体开关恒定地切换到非导通状态；以及
-在第二操作模式期间：将第一可控半导体开关和第二可控半导体开关分别恒定地置于导通状态和非导通状态，
-根据第一调制控制信号(φ1)通过第三可控半导体开关从直流输入电压对电感器充电，并根据第二调制控制信号(φ2)通过负输出端将电感器放电到直流-直流电源转换器的第一极性输出或第二极性输出。
附图说明
下面结合附图更详细地描述本发明的优选实施例，其中：
图1是根据本发明的各种实施例的示例性直流-直流转换器组件的框图；
图1A示意性地示出了本公开的直流-直流转换器组件的不同示例性实施例；
图2示出了直流-直流转换器组件的直流-直流电源转换器的第一实施例的示意性电路图；
图3示出了被布置在第一操作状态的直流-直流电源转换器的第一实施例的示意性电路图；
图4示出了被布置在第二操作状态的直流-直流电源转换器的第一实施例的示意性电路图；
图5示出了直流-直流转换器组件的直流-直流电源转换器的第二实施例的示意性电路图；
图6示出了直流-直流转换器组件的各种电压(例如转换器负载电压)随时间变化的两个曲线；
图7示出了直流-直流转换器组件的直流-直流电源转换器的第三实施例的示意性电路图；
图8示出了根据本发明第三实施例的直流-直流转换器组件的转换器负载电流和各种电压随时间变化的两个曲线；
图9示出了直流-直流转换器组件的直流-直流电源转换器的第四实施例的示意性电路图；
图10示出了根据本发明第四实施例的直流-直流转换器组件的转换器负载电流和各种转换器电压随时间变化的曲线；以及
图11示出了根据本发明第四实施例的直流-直流电源转换器的可配置开关网络的多个可控半导体开关的相应控制信号随时间变化的曲线；
图11A示出了直流-直流转换器组件的控制电路的调制器电路的示例性实施例；
图11B示出了由调制器电路产生的载波信号以及第一调制控制信号和第二组调制控制信号，用于应用到可配置开关网络的开关；
图12A、图12B示出了当负载电流Iload为负时在第一操作模式下通过直流-直流转换器组件的第三实施例的电流充电路径和电流放电路径；
图13A、图13B示出了当负载电流Iload为正时在第一操作模式中通过直流-直流转换器组件的第三实施例的电流充电路径和电流放电路径；
图14A、图14B示出了当负载电流Iload为负时在第二操作模式下通过直流-直流转换器组件的第三实施例的电流充电路径和电流放电路径；以及
图15A、图15B示出了当负载电流Iload为正时在第二操作模式下通过直流-直流转换器组件的第三实施例的电流充电路径和电流放电路径。
具体实施方式
以下部分参考附图描述本直流-直流转换器组件的各种示例性实施例。本领域技术人员将理解，附图是示意性的并为了清楚而进行了简化，因此仅示出了对于理解本发明而言必要的细节，而其他细节已经被省略。相同的附图标记始终表示相同的元件或部件。因此，不必针对每幅图详细描述相同的元件或部件。本领域技术人员还将理解，某些动作和/或步骤可以以特定的发生顺序来描述或描绘，而本领域技术人员将理解，实际上不需要对顺序作特殊限定。
图1示出了根据本发明的示例性直流-直流转换器组件100的示意图。直流-直流转换器组件100包括直流-直流电源转换器101，该直流-直流电源转换器101转换提供给转换器负载110(负载/源)的负载功率的特定部分或百分比，而直流输入电压源或电流源120(负载/源)将负载功率的剩余部分不经过直流-直流电源转换器101地、直接提供给转换器负载110。实现了负载功率到转换器负载110的直接供电，因为转换器负载110电连接在直流-直流电源转换器101的正输入端103与正输出端108之间-例如经由电线或导体112。该负载连接布置将转换器负载110与直流-直流电源转换器101串联连接，而不是将转换器负载传统地并联连接到正输出端108和负输出端107。在直流-直流转换器组件100的一些实施例中，由直流输入电压源120直接输送到转换器负载110的负载功率可以显著大于由直流-直流电源转换器101输送的负载功率，例如至少大2倍、3倍、5倍或10倍，这取决于设计细节、对转换器负载电压的要求和由直流输入电压源120提供的直流输入电压的要求以及直流-直流转换器组件100的某些性能要求。
直流-直流电源转换器101的功率输送的减少可以导致在特定负载功率下显著减少直流-直流电源转换器101的尺寸和成本。直流-直流电源转换器101的减少的功率输送要求带来了进一步的优点，诸如增加了可靠性，因为降低了直流-直流核心102的有源和无源部件的电压应力和热耗散，以及降低了部件成本。直流-直流转换器组件100的总能量/功率效率也增加，因为直流-直流电源转换器101转换较少功率，并相应地减少转换器核心102内的功率损耗。直流输入电压源120优选连接在直流-直流电源转换器101的正输入端103和负输入端104之间。负输入端104例如可以连接到直流转换器组件100的接地电势，并且负输出端107也连接到接地电势。
直流-直流电源转换器101另外包括控制电路113，该控制电路113被配置为根据目标直流电压Vref来调节输出端子122处的直流输出电压Vout，或者等效地根据目标直流电流来调节流经输出端子122的直流输出电流或输出功率。控制电路113优选地形成电压或电流反馈调节回路的部件或功能，该电压或电流反馈调节回路被配置为根据相应的目标直流电压或电流111c、当前直流输入电压Vin和当前直流输出电压Vout来调节直流输出电压Vout或直流输出电流。控制电路113生成一组控制信号111，该组控制信号111控制直流/直流核心的多个可控半导体开关切换到相应状态，并设定直流-直流电源转换器101的切换频率，例如在10kHz到1MHz之间的频率，如以下更详细讨论的。本领域技术人员将理解，控制电路可以使用调制控制信号111的各种类型的调制，例如脉宽调制(PWM)、PSM、PDM或FM。
目标直流电压Vref优选地表示期望的转换器负载电压Vload，以及控制电路113被配置为监视或确定直流输出电压Vout和直流输入电压Vin，以进行转换器负载电压Vload的适当调节，因为转换器负载电压是Vin和Vout之间的差值，这是由于转换器组件100中的转换器负载110和直流-直流电源转换器101的串联连接而引起。控制电路113优选地被配置为在组件100的正常操作下，根据目标转换器负载电压Vload和当前直流输入电压Vin，在电源转换器101的第一操作模式和第二操作模式之间无缝地和动态地切换。
本领域技术人员将理解，直流-直流电源转换器101的一些实施例可以是单向的，其中电能仅能够从源120传输到转换器负载110。这种单向直流-直流转换器可以包括无源整流电路。直流-直流转换器101的替代实施例可以是双向的，从而能够根据应用于次级侧上的有源整流电路的适宜的控制机制而从源120向负载110传送电能，反之亦然，如以下另外详细描述的。在后面的实施例中，本领域技术人员将理解，当直流-直流电源转换器101在反向模式下操作时，直流输入电压源120和转换器负载110的作用实际上可以互换，其中由“负载”指示的直流输入电压源120从转换器负载110接收电能，因此该转换器负载也被指示为“源”。例如在转换器负载或直流输入电压源120包括电池组120c，例如包括多个可复充电池单元的情况下，该特征是特别有利的。在后一实施例中，存储在电池单元中的电能可以对转换器负载(例如EV的交流电动机)进行供电，并且由交流电动机在反向操作(例如再生模式)中产生的电能，可以用于对电池单元充电。直流输入电压源可以包括两相或三相并网逆变器120a和/或转换器负载110可以包括能量存储单元，例如包括多个串联连接的可复充电池单元或燃料电池等的可复充电池堆或包。转换器负载110可以替代地包括再生燃料电池(RFC)或并网逆变器，使得电网充当转换器负载，并且能量存储单元可以例如出于电网稳定的目的而将电能/能量输送到电网，或者将电能/能量输送到诸如洗碗机或洗衣机的交流(AC)负载。
由控制电路113设定的直流输出电压Vout的绝对值可以显著小于由直流输入电压源120在直流-直流电源转换器101的正输入端103和负输入端104处提供的直流输入电压Vdc的绝对值。该特征确保了大部分负载功率由直流输入源120提供，如下面的定量示例所示。
直流-直流转换器组件100的一个示例性实施例可以使用以下约束和目标性能来设计或构造：
Vdc>Vload Vdc<Vload
Vdc＝50V Vdc＝46V
Vload＝48V Vload＝48V
Pload:＝1kW Pload:＝1kW
Iload＝1kW/48V＝20.83A Iload＝1kW/48V＝20.83A
Vout＝Vdc-Vioad＝50V-48V＝2V Vout＝Vdc-Vioad＝46V-48V＝-2V
Iout＝Iload＝20.83A Iout＝Iload＝20.83A
<![CDATA[P<sub>转换器</sub>＝Vout*Iout＝2V*20.83A＝41.67W]]> <![CDATA[P<sub>转换器</sub>＝Vout*Iout＝-2V*20.83A＝41.67W]]>
Fsw＝100kHz
电感器的电感L＝1MH  
表1
因此，在上述直流-直流转换器组件100的设计示例中，直流输入电压源Vdc直接向转换器负载110提供约958W，而总的1kW负载功率的剩余42W由直流-直流电源转换器101提供。因此，与常规的转换器负载并联连接到直流-直流电源转换器101的输出端的解决方案相比，证明了由直流-直流电源转换器101供应的或通过直流-直流电源转换器供应的功率显著减小。
本领域技术人员将理解，上述直流-直流转换器组件100的示例性实施例的设计规范要求直流-直流电源转换器101被配置为或能够生成正的直流输出电压Vout，以便提供小于直流-直流电源转换器101的转换器负载电压Vload，该转换器负载电压Vload等于Vdc的直流输入电压。然而，设计规范另外要求直流-直流电源转换器101被配置为或能够生成负的直流输出电压Vout，以便提供转换器负载电压Vload，该转换器负载电压Vload小于直流-直流电源转换器101的Vdc的直流输入电压。该特征暗示直流-直流电源转换器101能够在升压模式以及降压模式下操作，这一方面提高了转换器组件100的灵活性，另一方面对于某些情况，与仅在转换器负载电压Vload小于直流输入电压的情况下起作用的对应电源转换器相比，直流-直流电源转换器101的额定功率可以减半。下面详细讨论具有这种有利的升压模式和降压模式能力的几个直流-直流电源转换器实施例或拓扑结构。
图1A示意性地示出了如本文所公开的直流-直流转换器组件的不同示例性实施例。示出了电源转换器和负载之间的四种不同的示例性串联连接。
图2示出了直流-直流转换器组件100的直流-直流电源转换器101的第一实施例的简化电路图，为了简洁起见没有控制电路113的细节。还包括与转换器组件200相关联的转换器负载Rload和直流输入电压源/发电机Vdc，以阐明互连关系。直流-直流电源转换器201包括电连接在直流-直流电源转换器201的正输入端Vin+和正输出端Vout+之间的可配置开关网络。可配置开关网络包括多个互连的单独可控半导体开关S1、S2和S3，该单独可控半导体开关S1、S2和S3通过连接到相应栅极或类似设备控制端子的相应控制信号，控制S1-3在导通和非导通状态之间，即在导通和关断之间切换，相应控制信号由先前讨论的控制电路经由电源转换器101的总线或导线组211提供。可控半导体开关S1、S2和S3中的每一个可以包括双极晶体管或FET，例如MOSFET或IGBT。可配置开关网络包括电感器L1，该电感器L1的一端连接到S3的漏极或源极端子并连接到二极管D1的阴极。电感器L1的另一端连接到S1的漏极和二极管D2的阳极。S3连接在D1的阴极和电源转换器101的正直流输入端之间。可配置开关网络优选地还包括从直流输出Vout连接到电源转换器101的中性或接地干线204的输出平滑电容器C1，以及从直流电压输入Vin连接到中性或接地干线204的输入平滑电容器C2。
控制电路被配置为经由控制信号控制S1-3，根据目标或期望转换器负载电压Vload、直流输入电压和直流输出电压，使可配置开关网络在第一操作模式和第二操作模式之间切换。控制电路被配置或设计成选择第一操作模式，其中转换器负载电压Vload小于直流输入电压，这意味着Vout相对于电路接地是正电压。
图3示出了设置在第一操作模式中的直流-直流电源转换器201的等效电路图，其中，第三可控半导体开关S3被恒定地切换到其关断/非导通状态，即断开连接。第一可控半导体开关S1和第二可控半导体开关S2的栅极端子分别由控制S1和控制S2驱动，其与调制控制信号互补，例如PWM调制控制信号，以提供基于Vout的调整的占空比。由此，在可配置开关网络的第一操作模式中，根据互补调制控制信号PWM1和互补调制控制信号PWM2的第一控制信号PWM1或(φ1)，电感器L1通过第一可控半导体开关S1、并通过正向偏置二极管D1从Vout充电。当与PWM1互补的第二控制信号PWM2是有效的或逻辑高电平时，开关S1不导通，而开关S2被切换到其接通/导通状态，使得流过电感器L1的电流通过S2的导通并因此为低电阻状态而被重新引导到直流-直流电源转换器101的正输入端203。因此，在直流-直流电源转换器201的第一操作状态中，电能从电源转换器201输出端208传递到该电源转换器201的输入端203。
关于在示例性直流-直流电源转换器的第一操作状态中使用第一电流充电路径和第一电流放电路径的更详细的解释，可以与直流-直流电源转换器701的第三实施例相同，在此如下：
如果直流输入电压Vdc＞Vload，则直流-直流电源转换器701以与第一操作模式相对应的升压模式操作。在本实施例中的电源转换器701中，可配置开关网络包括五个单独可控半导体开关S1、S2、S2'、S3和S4，而其它实施例可以包括更少或更多的可控开关。开关S3和开关S4由互补栅极控制信号驱动，该互补栅极控制信号优选地由控制电路提供，使得在第一操作模式期间或在第一操作模式中，开关S4总是导通或传导，并且开关S3总是关断。开关S1和开关S2由互补PWM栅极控制信号驱动，而开关S2和开关S2'由相同的调制栅极控制信号驱动。下面的分析基于直流-直流电源转换器701的电感器电流连续传导模式(CCM)。当负载电流Iload为负，即，通过直流-直流电源转换器701将电池负载放电到直流输入电压源Vs中时，控制电路导通开关S2和开关S2'，从而，电感器L1经由第一电流充电路径充电。此后，控制电路断开开关S2和开关S2'，这感应出电感器电流，该电感器电流续流通过经过开关S1的第一放电电流路径。由直流输入电压源Vs提供的直流输入电压Vin被降压到直流输出电压Vout。第一充电电流路径和放电电流路径在图12A、图12B中示意性地示出，尽管为了简单起见，仅示出了直流-直流电源转换器701内部的电流路径。
图12A、图12B分别示出了当负载电流Iload在第一操作模式中为负时的电流充电和放电路径。
图12A示出了当开关S1和开关S3断开时，开关S2、开关S2'、开关S4是如何接通的。图12B示出了当开关S2、开关S2'和开关S3断开时，开关S1和开关S4是如何接通的。
在电源转换器701和组件的第一操作模式中的正负载电流Iload处，即，从直流输入电压源Vs通过直流-直流电源转换器701对示例性可复充电池组负载充电时，控制电路接通开关S1，并且通过第三电流充电路径对电感器L1充电。控制电路随后断开开关S1并接通开关S2和开关S2'，该开关S2和开关S2'用来通过第三电流放电路径对电感器电流放电，该第三电流放电路径包括导通或接通状态的开关S2和S2'。该放电动作又将电压从Vout升高到Vs。尽管为了简单起见仅示出了直流-直流电源转换器701内部的电流路径，这些电流充电和放电路径在图13A、图13B中示出。
图13A、13B示出了当在第一操作模式中负载电流为正时的充电和放电电流路径。图13A示出了S1为导通，图13B示出了S2和S2'为导通，S4为接通而S1为断开。
响应对应于Vin的直流输入电压Vs小于转换器负载电压Vload，控制电路将直流-直流电源转换器701切换到第二操作模式，该第二操作模式可以包括降压-升压模式。开关S3和开关S4由互补调制(例如PWM)控制或门驱动信号驱动。开关S1和开关S2由互补调制控制或栅极驱动信号驱动。开关S2和开关S2'优选地由相同的栅极驱动信号驱动。开关S1优选地在电源转换器的第二操作模式期间总是导通，而开关S2和开关S2'优选地在第二操作模式期间总是断开或不导通。下面的分析基于电源转换器701的优选电感器电流连续传导模式(CCM)。
当负载电流Iload为负时，即通过直流-直流转换器701将基于可复充电池组或电池的转换器负载放电至输入电压Vs时，控制电路被配置为接通开关S4，使得电感器L1通过第二电流充电路径对充电。控制电路随后断开开关S4并接通开关S3，这导致电感器电流通过第二放电路径放电，如图14A、图14B所示。同时，电感器放电电流从上到下对电容器C2充电。为了简单起见，在图14A、图14B中仅示出了直流-直流转换器701内部的充电和放电电流路径。
图14A、图14B示出了当负载电流Iload为负时，在第二操作模式下的充电电流和放电电流路径。图14A示出开关S4是接通的，而图14B示出开关S3是接通的或导通的。
当负载电流为正时，即通过直流-直流转换器从Vs对电池充电，控制电路可响应地开启S3以对L1充电；控制电路可随后关闭S3并接通S4，使得L1中的电感器电流通过S4放电并对电容器C1充电(从下到上)。电流路径显示于图14A、图14B中(为简洁起见，仅说明直流-直流转换器中的电流路径。
图15A、图15B示出了当负载电流Iload为正时，在第二操作模式下的充电电流和放电电流路径。图15A示出开关S3是接通开，图15B示出开关S4是接通。
回到图3和图4的直流-直流电源转换器，控制电路被配置或设计成响应于转换器负载电压Vload超过直流输入电压而选择第二操作模式。后一种情况意味着Vout相对于电路接地204是负电压。
图4示出了设置在第二操作模式中的直流-直流电源转换器201的等效电路图，其中第一可控半导体开关S1被恒定地切换到其接通/导通状态，即有效地充当短路。第二可控半导体开关S2被恒定地切换到其关断/非导通状态，即有效地充当开路。第三可控半导体开关S3的栅极端子由控制S3驱动，该控制S3作为先前讨论的调制控制信号的互补调制控制信号PWM1、PWM2之一。因此，在可配置开关网络的第二操作模式中，当开关S3导通时，电感器L1通过第一电流充电路径充电，该第一电流充电路径从直流输入电压Vin开始，经过S3的小导通电阻并经通过导通开关S1的小导通电阻。当开关S3切换到其断开/非导通状态时，流经电感器L1的电流被重新定向，或者通过流经接地连接204的第一电流放电路径放电到输出电容器C1中，并进入直流-直流电源转换器的正输出端208中，如电流路径IL1所示，以便降低直流输出电压Vout。因此，在第二操作状态下，电能从直流-直流电源转换器201的输入端203传递到输出端208，并且电源转换器在升压-降压模式中操作。
图5示出了直流-直流转换器组件100的直流-直流电源转换器101的第二实施例的简化电路图，为了简洁起见没有示出控制电路113的细节。还包括与转换器组件300相关联的转换器负载Rload和直流输入电压源/发电机Vdc，以阐明互连关系。除了输出平滑电容器C1、输入平滑电容器C2的数量和连接之外，直流-直流电源转换器301的功能和拓扑结构与先前讨论的直流-直流电源转换器201基本相同。后面的平滑电容器由单个所谓的快速电容器C3代替，该电容器C3互连在直流-直流电源转换器301的输入端Vin和输出端Vout之间。
图6的上部曲线602示出了响应于转换器负载电压Vload小于电源转换器201的直流输入电压Vin，在第一操作模式下操作的上述直流-直流转换器组件200、组件300、组件700在第一实施例的电压和电流的仿真。
本领域技术人员将理解，实际部件值取决于直流-直流电源转换器组件的目标性能，特别是电流纹波/电压纹波规范。在直流-直流转换器组件200、组件300、组件700的某些有用实施例中，开关频率fsw可以在50kHz和200kHz之间，例如使用C1＝C2＝47μF，L1＝100μH。
如图所示，转换器负载电压Vload被设定为约38V，并且由直流输入电压源Vdc提供的直流输入电压Vin是约48V，这意味着在初始设定之后的稳态操作中，转换器的直流输出电压Vout是约10V。在一些实施例中(电感器电流约为12.8A，Vload约为39.2V，Vout约为8.9V)，直流输入源和转换器输出之间的功率传送比约为5：1。
图6的最下面的曲线604示出了，在转换器负载电压Vload大于电源转换器201的直流输入电压Vin的第二操作模式下，操作的直流-直流转换器组件200的上述第一实施例的电压和电流的仿真。如图所示，转换器负载电压Vload被设定为约58V，并且由直流输入电压源Vdc提供的直流输入电压Vin约是48V，这意味着在初始设定之后的稳态操作中，转换器的直流输出电压Vout约是-10V。在一些实施例中(电感器电流约为66.8A，Vload约为58.2V，Vout约为-10.2V)，直流输入源和转换器输出之间的功率传送比约为6：1。
图7示出了直流-直流转换器组件100的直流-直流电源转换器101的第三实施例的简化电路图，为了简洁起见没有示出控制电路113的细节。还包括与转换器组件700相关联的转换器负载Rload和直流输入电压源/发电机Vdc，以阐明互连关系。转换器负载Rload可以包括可复充电池组或堆、Vbat、或类似的能量存储元件，其具有如图中示意性示出的特定内阻R_bat。在许多重要的应用中，如果直流-直流电源转换器701支持从直流输入电压源/发电机Vdc对可复充电池组的充电和放电，如双向负载/电池电流Iload所示，并且根据电池组的充电状态，转换器负载电压大于或小于直流输入电压Vin，则是有利的。因此，直流-直流电源转换器701支持完全双向操作。除了在可配置开关网络中用第四可控半导体开关S4替换二极管D1，以及用第五可控半导体开关S2'替换二极管D2之外，直流-直流电源转换器701的功能性和拓扑很大程度上与先前论述的直流-直流电源转换器201相同。修改相应的控制电路以将相应的控制信号(控制S1-S4)提供到开关S1-S4的栅极端子。
当直流-直流电源转换器701被布置在或切换到其第一操作模式时，第一可控半导体开关S1和第二可控半导体开关S2的栅极端子分别由控制S1和控制S2驱动，其优选地是互补占空比调制控制信号。此外，在第一操作模式中，开关S3优选地恒定处于其非导通状态，即关断(OFF)，开关S4恒定处于其导通状态，即导通(ON)。开关S2和S2'可以由相同的调制控制信号和相同的开关模式驱动，即S2导通(on)＝S2'导通(on)，S2关断(off)＝S2'关断(off)。或者，如果S2在第一操作模式下持续为导通(ON)，则可利用稍微更复杂的切换。S3是持续不导电的，S4优选是持续导电的，以便为L1提供充电和/或放电路径。开关S2和开关S2'可以与公共漏极连接或者与公共源极连接。后一种连接可简化开关S2和开关S2'的控制电路，因为开关S2和开关S2'的控制电路可共享单个隔离栅极驱动器电源。
当直流-直流电源转换器701在其第二操作模式下操作时，第三开关S3和第四开关S4的栅极端子分别由控制S3和控制S4驱动，这两开关可以是先前讨论的调制控制信号的互补相位(φ1、φ2)，而开关S2恒定地处于其非导通状态，而开关S1恒定地处于其导通状态。开关S2'也应该持续处于其非导通状态，因为开关S2持续处于其非导通状态。
图11A示出了控制电路113的调制器1113的示例性实施例，该控制电路113的调制器1113可以用在任何先前公开的直流-直流电源转换器201、直流-直流电源转换器301、直流-直流电源转换器701中。调制器1113被配置为响应于对正和负直流输出电压Vout的要求，根据需要提供直流-直流电源转换器在第一操作模式和第二操作模式之间的无缝切换的方式，生成相应的调制控制信号(控制S1、控制S2、控制S2'、控制S3、控制S4)到相应的开关S1、开关S2、开关S2'、开关S3和开关S4的栅极端子。通过使用中间输出电压区域来实现第一操作模式和第二操作模式之间的无缝切换，如下面定义的，该中间输出电压区域包括第一操作模式和第二操作模式之间的修改切换模式。中间输出电压区域确保直流-直流电源转换器可在正的和负的负载/输出电流之间动态地切换，而不会在Vout或负载电流中产生非期望的尖峰或噪声。中间输出电压区域被定义为在Vout的小的正值和小的负值之间的预设输出电压范围，例如+1V和-1V之间，或基本上小于电源转换器组件的标称直流输出电压的类似的预定上部和下部电平阈值。
控制电路113优选地包括第一比较器1120和第二比较器1122。第一比较器1120通过反相器1123的产生第一脉宽调制(PWM)控制信号组，即控制S1、控制S2，作为互补信号。第二比较器1122通过第二反相器1124产生第二脉宽调制控制信号组，即控制S3、控制S4，作为互补信号。表示为载波信号#1的第一载波信号被施加到第一比较器1120的一个输入端，该第一载波信号可以具有与前面讨论的直流-直流电源转换器的开关频率fsw相对应的频率。如图11B所示，动态参考信号1130被施加到第一比较器1120的第二或其它输入端。表示为载波信号#2的第二载波信号被施加到第二比较器1122的第一输入端，而动态参考信号1130被施加到第二比较器1122的第二或其它输入端。第一载波信号和第二载波信号优选地具有相同的频率、峰-峰电压或电流幅度和相位，但是例如以预定的偏移电压相互直流偏移。预定的偏移电压优选地对应于第一载波信号或第二载波信号的峰-峰电压，例如在图11B上示意性地示为“1”，但是在实际电路实现中可以对应于2V和20V之间的电压。以这种方式，第一载波信号的峰值电压基本上等于第二载波信号的最小电压，如图11B中的第一载波信号和第二载波信号的相应波形所示意性示出的。
在图11B中，通过Vout≈0下的有色区域示意性地示出了在中间输出电压区域内的控制电路113的第一载波信号和第二载波信号和动态参考信号1130的相应波形。通过Vout＞0的最左边的有色区域示意性地示出了，使用电源转换器的第一操作模式的在具有大的正Vout的正常输出电压区域内的第一载波信号和第二载波信号以及动态参考信号1130的相应波形。同样，通过Vout＜0的最右边的有色区域在图11B中示意性地示出了，使用电源转换器的第二操作模式，在具有大的负Vout(例如大于预定下部电平阈值)的正常输出电压区域内的第一载波信号和第二载波信号以及动态参考信号1130的相应波形。本领域技术人员将会理解，动态参考信号1130的电平相对于正常输出电压范围Vout>0内的第一载波信号和第二载波信号的相应电平确保了只有第一脉宽调制控制信号组，即控制S1、控制S2被有效地调制，而第二脉宽调制控制信号组，即控制S3、控制S4被无效，以使开关S3、开关S4分别处于恒定的非导通状态和导通状态，如前所述。相反，正常输出电压区域Vout＜0内，动态参考信号1130相对于第一载波信号和第二载波信号的相应电平确保了只有第二脉宽调制控制信号组(控制S3、控制S4)被有效调制，而第一脉宽调制控制信号组(控制S1、控制S2)无效，以使相应的开关S1、开关S2分别处于恒定导通状态和非导通状态。
在Vout≈0下的中间输出电压区域内的动态参考信号1130动态地在中间电平电压“1”之间切换，其中电压幅度步长为Δv1和Δv2，控制频率为fz。fz的调制频率可以比直流-直流电源转换器的开关频率小至少3倍，例如小5倍和20倍之间。fz的控制频率优选高于15kHz或20kHz，以避免可听到的嗡嗡声或噪声。Δv1的大小用于设定或确定脉宽调制控制信号控制S1的最大占空比，例如90％或95％。最大占空比的设定有助于防止将占空比驱动到接近100％的范围，在该范围中，开关S1-S4、比较器1120、比较器112等的实际部件限制和寄生现象使得实际占空比不确定，并因此导致脉宽调制控制信号控制S1-S4中的不受控制的电压尖峰和异常，和/或直流-直流电源转换器的输出电压和/或负载电流中的不受控制的电压尖峰和异常。以类似的方式，Δv2的大小被用于设定或确定具有相应优点的脉宽调制控制信号控制S3的最小占空比，例如5％或10％。
以此方式，在Vout接近于零的中间输出电压区域内，动态参考信号1130的上述特性确保直流-直流电源转换器以控制频率fz以良好受控的方式在第一操作模式与第二操作模式之间双态切换。
图8的上部曲线802示出了在第一操作模式下操作的上述直流-直流转换器组件700的第三实施例的电压和电流的仿真，其中转换器负载电压Vload小于电源转换器701的直流输入电压Vin。如图所示，转换器负载电压Vload被设定约为48V，并且由直流输入电压源Vdc提供的直流输入电压Vin恒定地约为50V，这意味着在初始设定之后的稳态操作中，转换器的直流输出电压Vout约为2.5V。由于电池组负载，由图例Ibat标记的转换器负载电流Iload的曲线示出了在第一操作模式下操作的电源转换器701的双向负载电流供应能力，其中Iload以逐渐且良好控制的方式改变方向，例如随着时间从负过渡到正，即从t＝0处的约-25A过渡到t＝0.015S处的约+25A。该电流方向切换能力由控制电路(未示出)经由到开关S1-S4的栅极端子的相应控制信号(即控制S1-S4)的适当控制来控制。
图8的最下面的曲线804示出了，在转换器负载电压Vload大于电源转换器701的直流输入电压Vin的第二操作模式下操作的直流-直流转换器组件700的上述第三实施例的电压和电流的仿真。如图所示，转换器负载电压Vload被设定约为51.5V-52V，并且由直流输入电压源Vdc提供的直流输入电压Vin恒定地约为50V，这意味着在初始设定之后的稳态操作中，转换器的直流输出电压Vout约为负1.5V。如曲线802中由图例Ibat标记的转换器负载电流Iload的曲线示出了在第二操作模式下操作的电源转换器701的双向负载电流供应能力，其中Iload逐渐地且良好控制地改变方向，例如随着时间从负过渡到正，即从t＝0时的约-26A过渡到t＝0.015S时的约+26A。该电流方向切换能力由控制电路(未示出)经由到开关S1-S4的栅极端子的相应控制信号(控制S1-S4)的适当控制来控制。
图9示出了直流-直流转换器组件100的直流-直流电源转换器101的第四实施例的简化电路图，为了简洁起见没有示出控制电路113的细节。还包括与转换器组件900相关联的转换器负载Rload和直流输入电压源/发电机Vdc，以阐明互连关系。与如上所述的第一直流-直流电源转换器实施例201相比，本直流-直流电源转换器901包括附加谐振直流-直流转换器级或电路905，与直流-直流电源转换器901的正输入端903串联连接，并且优选地在可配置开关网络前面，如在先前讨论的实施例中，可配置开关网络可以包括多个互连的单独可控半导体开关S1、单独可控半导体开关S2和单独可控半导体开关S3以及二极管D1、二极管D2或对应的有源二极管。因此，可配置开关网络的功能性和拓扑结构可在很大程度上与先前论述的直流-直流电源转换器中的任一者相同。
谐振直流-直流转换器级905被配置为以预定的升压或降压因子或直流放大来逐步提升直流输入电压，这放宽了可配置开关网络的升压或降压因子要求。这允许调制控制信号以调制指数的较小变化来操作，从而放宽调制控制信号的精度要求和直流-直流电源转换器901的有源部件的部件应力。
谐振直流-直流转换器级905优选地被配置为在包括储能电感器Lr2、Lm和Lr1以及储能电容器Cr1、Cr2的谐振储能的谐振频率下以所谓的零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)模式操作。ZVS或ZCS模式降低连接到变压器的初级侧绕组的全桥或H桥输入驱动器的一个或多个可控半导体开关S8、S9、S10、S11(诸如IGBT开关或MOSFET开关)的功率损耗。变压器可以具有在2和100之间的升压比n，例如在5和25之间的升压比n。
谐振直流-直流转换器级905包括第二H桥或全桥整流器，该第二H桥或全桥整流器包括跨平滑电容器C2连接在变压器的次级侧绕组与可配置开关网络的输入电压之间的可控半导体开关S4、可控半导体开关S5、可控半导体开关S6、可控半导体开关S7。技术人员将理解，可配置开关网络可以由调制控制信号911驱动，该调制控制信号911与先前讨论的调制控制信号111、调制控制信号211、调制控制信号311的相同，特别是使用相同的开关频率，而谐振直流-直流转换器级905可以在相同的开关频率或不同的开关频率下操作，特别是在谐振直流-直流转换器级905的功率或能量效率最大化的开关频率下操作。谐振直流-直流转换器级905的开关频率可以相应地被设定为处于或接近谐振槽的谐振频率的频率。
图10的上部曲线1002示出了转换器负载Rload中的负载电流Iload的仿真，负载形式为直流-直流转换器组件900的上述第四实施例的一个或多个可复充电池或可复充电池组，用于改变负载电压Vload，如曲线1004所示。如图所示，由于可复充电池或电池组的内阻，使用增加的负载电流导致增加的负载电压Vload。负载电压Vload的增加导致较低的输出电压。
图10的下部曲线1004示出直流-直流转换器组件900的上述第四实施例的电压和电流的仿真，其在第一操作模式和第二操作模式之间无缝地和动态地切换，在第一操作模式中，转换器负载电压Vload小于电源转换器901的直流输入电压Vin，在第二操作模式中，转换器负载电压Vload大于直流输入电压Vin。如图所示，Vin在约1s的绘制时间跨度上保持固定在约50V，同时如由先前论述的到控制电路113(参看图1)的Vref输入界定的转换器负载电压Vload从t＝0处的约38V增加到t＝0.7s处峰值60V。如曲线1004所示，转换器901的直流输出电压Vout在约t＝0.4S处无缝地改变极性，并且从约t＝0处的+15V变化到约t＝0.7S处的-10V。
图11的上部曲线1102示出了施加到前述直流-直流电源转换器701的第三实施例的可配置开关网络的单独可控半导体开关S1、单独可控半导体开关S2、单独可控半导体开关S3和单独可控半导体开关S4的相应控制信号控制S1-4，该直流-直流电源转换器701在第二操作模式中操作，其中转换器负载电压Vload大于导致负Vout电压的直流输入电压。如前所述，在第二操作模式中，开关S1被恒定地设置在其接通/导通状态，而开关S2恒定地处于其关断/非导通状态，如控制信号的相应电平所指示的。调制控制信号控制S3被施加到开关S3的栅极端子，以及互补调制控制信号控制S4/D1被施加到开关S4的栅极端子。
图11的下部曲线1104示出了施加到前述的直流-直流电源转换器701的第三实施例的可配置开关网络的单独可控半导体开关S1、单独可控半导体开关S2、单独可控半导体开关S3和单独可控半导体开关S4的相应控制信号控制S1-4，该直流-直流电源转换器701在第一操作模式中操作，其中转换器负载电压Vload小于导致正Vout电压的直流输入电压。如前所述，在第一操作模式中，开关S1和开关S2分别由调制控制信号控制S1和控制S2的互补相(φ1、φ2)驱动。开关S3被恒定地设置在其关断/非导通状态，而开关S4被恒定地设置在其接通/导通状态，这分别由相关联的栅极控制信号S3和S4/D1的电平来指示。
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Claims (17)

1.一种直流-直流转换器组件，包括：
-直流-直流电源转换器，被配置为根据至少第一调制控制信号和第二调制控制信号将由直流输入电压源提供的直流输入电压转换为直流输出电压；
-转换器负载，与所述直流-直流电源转换器串联电连接成使得所述直流输入电压源直接向所述转换器负载供电，而不经过所述直流-直流电源转换器；
所述直流-直流电源转换器包括：
-控制电路，被配置为分别根据目标直流电压或直流目标电流来调节所述直流输出电压或直流输出电流，
-可配置开关网络，被配置为使所述直流-直流电源转换器在以下模式之间切换：
-第一操作模式，用于使用所述可配置开关网络的第一电流充电路径和第一电流放电路径来生成第一极性的直流输出电压，以提供小于所述直流输入电压的转换器负载电压，以及
-第二操作模式，用于使用所述可配置开关网络的第二电流充电路径和第二电流放电路径来生成与所述第一极性相反的第二极性的直流输出电压，以提供大于所述直流输入电压的转换器负载电压。
2.根据权利要求1所述的直流-直流转换器组件，其中，所述控制电路被配置为根据所述目标直流电压或目标直流电流、所述直流输入电压和所述直流输出电压，使所述可配置开关网络在所述第一操作模式和所述第二操作模式之间切换。
3.根据权利要求1或2所述的直流-直流转换器组件，其中，所述可配置开关网络包括多个互连的单独可控半导体开关，所述多个互连的单独可控半导体开关被配置为：
在第一操作模式期间：
-根据第一调制控制信号(φ1)通过第一可控半导体开关从直流输出电压选择性地对电感器充电，并根据第二互补调制控制信号(φ2)通过第二可控半导体开关将电感器放电到直流-直流电源转换器的输入端中；
-将第三可控半导体开关恒定地置于非导通状态，并将第四可控半导体开关恒定地置于导通状态；以及
在第二操作模式期间：
-将所述第一可控半导体开关和所述第二可控半导体开关分别恒定地置于导通状态和非导通状态，
-根据第一互补调制控制信号或第二互补调制控制信号(φ1、φ2)中的一个，通过所述第三可控半导体开关从所述直流输入电压对所述电感器充电，并根据所述第一互补调制控制信号和所述第二互补调制控制信号中的另一个，将所述电感器放电到所述第一极性的直流输出电压或第二极性的直流输出电压。
4.根据权利要求3所述的直流-直流转换器组件，其中，所述控制电路包括调制器，所述调制器被配置为分别在所述调制器的第一比较器和第二比较器的输出端生成所述第一互补调制控制信号或所述第二互补调制控制信号(φ1、φ2)；所述调制器包括：
-载波信号发生器，被配置为在所述直流-直流电源转换器的开关频率处生成第一相互偏移的载波信号和第二相互偏移的载波信号，
-所述第一比较器具有连接到所述第一载波信号的第一输入端和连接到动态参考信号的第二输入端；
-所述第二比较器具有连接到所述第二载波信号的第一输入端和连接到所述动态参考信号的第二输入端；其中，所述控制电路被配置为通过调整所述动态参考信号的电压或电平以在第一操作模式与第二操作模式之间切换。
5.根据权利要求4所述的直流-直流转换器组件，其中，所述控制电路被配置成在所述直流-直流电源转换器的0V左右的预定中间输出电压区域内，以预定控制频率fz调整所述动态参考信号的电压或电平；所述控制频率fz比直流-直流电源转换器的开关频率至少小3倍，例如小5倍到10倍。
6.根据前述权利要求中任一项所述的直流-直流转换器组件，其中，所述直流-直流电源转换器包括：
-连接在所述直流-直流电源转换器的正输入端和正输出端之间的至少一个电容器；或
-连接在所述直流-直流电源转换器的正输入端与负输入端之间的输入电容器，以及连接在所述直流-直流电源转换器的正输出端与负输出端之间的输出电容器。
7.根据前述权利要求中任一项所述的直流-直流转换器组件，其中，所述直流-直流电源转换器被配置为以电流连续传导模式(CCM)运行。
8.根据权利要求3-7中任一项所述的直流-直流转换器组件，其中，所述可配置开关网络电连接在所述直流-直流电源转换器的输入端和输出端之间。
9.根据权利要求3至8中任一项所述的直流-直流转换器组件，其中，所述可配置开关网络还包括：
-第一无源二极管，与所述电感器和所述第一可控半导体开关串联连接在所述直流-直流电源转换器的正输出端和负输出端之间，以在所述第一操作模式和所述第二操作模式期间提供第一充电路径，所述第一充电路径用于根据所述第一调制控制信号(φ1)对所述电感器充电；
-第二无源二极管，与所述电感器和所述第二可控半导体开关串联连接到所述直流-直流电源转换器的正输入端，以至少在所述第一操作模式期间提供第一放电路径，所述第一放电路径用于根据所述第二调制控制信号(φ2)将所述电感器放电。
10.根据权利要求3至9中任一项所述的直流-直流转换器组件，其中，所述可配置开关网络还包括：
-第一有源二极管，例如包括第四可控半导体开关，所述第一有源二极管与所述电感器和所述第一可控半导体开关串联连接在所述直流-直流电源转换器的正输出端和负输出端之间，以在所述第一操作模式和所述第二操作模式期间提供第一充电路径，所述第一充电路径用于根据第一调制控制信号(φ1)对所述电感器充电；
-第二有源二极管，例如包括第五可控半导体开关，所述第二有源二极管与所述电感器和所述第二可控半导体开关串联连接到所述直流-直流电源转换器的正输入端，以至少在所述第一操作模式期间提供第一放电路径，所述第一放电路径用于在所述调制控制信号的第二相位(φ1)期间对所述电感器放电。
11.根据权利要求3至10中任一项所述的直流-直流转换器组件，其中，所述直流-直流电源转换器还包括：
-谐振直流-直流转换器级，与所述直流-直流电源转换器的正输入端串联连接，并被配置为以预定的升压因子来提升所述直流输入电压。
12.根据权利要求11所述的直流-直流转换器组件，其中，所述谐振直流-直流转换器级包括：
-第一全桥或半桥整流器，连接在所述直流-直流电源转换器的直流输入电压与变压器的初级侧绕组之间；
-第二全桥或半桥整流器，连接在所述变压器的次级侧绕组与所述可配置开关网络的输入电压之间。
13.根据前述权利要求中任一项所述的直流-直流转换器组件，其中，所述转换器负载和所述直流输入电压源中的至少一个包括逆变器，例如交流-直流转换器，或者包括具有多个可复充电池单元的电池组。
14.根据权利要求13所述的直流-直流转换器组件，其中，所述转换器负载和所述直流输入电压源中的至少一个包括逆变器，即交流-直流转换器，所述逆变器能够连接到单相市电电网或诸如三相市电电网的多相市电电网。
15.根据前述权利要求中任一项所述的直流-直流转换器组件，其中，所述直流-直流电源转换器被配置为用于双向操作，以另外地将电能从所述转换器负载直接传递到所述直流输入电压源，而不经过所述直流-直流电源转换器。
16.一种使用直流-直流电源转换器向直流-直流转换器组件的转换器负载供电的方法，包括：
-将直流输入电压源连接到所述直流-直流电源转换器的输入端以向所述直流-直流电源转换器提供直流输入电压；
-分别根据所述直流输入电压、所述直流输出电压和目标直流电压或目标直流电流，通过控制电路来调节在所述直流-直流电源转换器的输出端的直流输出电压或直流输出电流；
-所述直流-直流电源转换器的可配置开关网络在以下模式之间选择性地切换：
-第一操作模式，用于生成第一极性的直流输出电压以提供小于所述直流输入电压的转换器负载电压；以及
-第二操作模式，用于产生与所述第一极性相反的第二极性的直流输出电压以提供大于所述直流输入电压的转换器负载电压。
17.一种使用根据权利要求16所述的直流-直流电源转换器向直流-直流转换器组件的转换器负载供电的方法，还包括：
-在所述第一操作模式期间：根据第一调制控制信号(φ1)通过第一可控半导体开关从所述直流输出电压对电感器充电，并根据第二互补调制控制信号(φ2)将电感器放电到直流
-直流电源转换器的输入端；
-将第三可控半导体开关恒定地切换到非导通状态；以及
-在所述第二操作模式期间：分别将所述第一可控半导体开关和第二可控半导体开关恒定地保持在导通状态和非导通状态，
-根据所述第一调制控制信号(φ1、φ2)通过所述第三可控半导体开关从所述直流输入电压对所述电感器充电，以及根据第二调制控制信号通过负输出端将电感器放电到所述直流-直流电源转换器的第一极性输出或第二极性输出。
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