KR20210021027A - 전력 변환 장치, 모터 구동 장치 및 공기 조화기 - Google Patents

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Abstract

전력 변환 장치(100)는, 직렬 접속되는 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(312)를 갖는 제 1 암(31)과, 직렬 접속되는 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)를 갖고, 제 1 암(31)에 병렬 접속되는 제 2 암(32)과, 일단이 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(312)에 접속되고, 타단이 단상 교류 전원(1)에 접속되는 리액터(2)와, 제 1 암(31) 및 제 2 암(32)에 병렬 접속되는 평활 콘덴서(4)를 구비한다. 전력 변환 장치(100)는, 스위칭 소자(311)를 구동하는 구동 회로와, 부트스트랩 회로와, 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압인 제 1 전압이 제 2 스위칭 소자에 형성되는 보디 다이오드에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압인 제 2 전압보다도 낮고, 전원 전압을 조정하기 위한 다이오드를 구비한다.

Description

전력 변환 장치, 모터 구동 장치 및 공기 조화기
본 발명은, 교류 전원으로부터 공급되는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 전력 변환 장치, 이 전력 변환 장치를 구비하는 모터 구동 장치 및 공기 조화기에 관한 것이다.
전원으로부터 공급되는 전류인 전원 전류에는, 고조파 전류가 포함된다. 고조파 전류는, 기본파의 주파수보다 높은 주파수의 주파수 성분이다. 고조파 전류에 의해 생기는 장애를 억제하기 위해, 고조파 전류를 발생시키는 전자 기기에 대해서, 국제적으로 규제가 마련되어 있다. 이 규제를 준수하기 위해, 컨버터에서는, AC(Alternating Current) 또는 DC(Direct Current)에서의 초핑(chopping)에 의해, 전원 전류에 포함되는 고조파 전류를 억제하는 시책이 취해진다.
그 중에서도 AC에서의 초핑 기술에 의한 손실 저감 기술로서, 정류 회로를 스위칭 소자에 의해 구성한 브리지리스 컨버터가 활발히 검토되고 있다. 브리지리스 컨버터의 일례인 특허문헌 1에 개시되는 직류 전원 장치는, 직렬 접속되는 상측 다이오드 및 하측 다이오드로 구성되는 제 1 암과, 직렬 접속되는 상측 스위칭 소자 및 하측 스위칭 소자로 구성되는 제 2 암과, 제 2 암을 구동하기 위한 직류 전원을 구비한다. 또 특허문헌 1에 개시되는 직류 전원 장치는, 당해 직류 전원으로부터 출력되는 전압을 전원 전압으로서 이용하여 제 2 암의 하측 스위칭 소자를 구동하는 구동 신호를 생성하는 제 1 드라이브 회로와, 당해 직류 전원으로부터 출력되는 전압을 이용하여 제 2 암의 상측 스위칭 소자를 구동하기 위한 전압을 생성하는 부트스트랩 회로와, 부트스트랩 회로로부터 출력되는 전압을 전원 전압으로서 이용하여 제 2 암의 상측 스위칭 소자를 구동하는 구동 신호를 생성하는 제 2 드라이브 회로를 구비한다. 이하에서는, 드라이브 회로를 구동 회로라고 칭한다. 또, 이하에서는, 제 2 암의 상측 스위칭 소자를 간단히 상측 스위칭 소자라고 칭하고, 제 2 암의 하측 스위칭 소자를 간단히 하측 스위칭 소자라고 칭한다.
부트스트랩 회로는, 저항, 다이오드 및 콘덴서로 구성된다. 특허문헌 1에 개시되는 기술에서는, 하측 스위칭 소자가 온했을 때, 직류 전원과 부트스트랩 회로와 하측 스위칭 소자에 의해 폐회로가 형성되기 때문에, 직류 전원에 의해 부트스트랩 회로의 콘덴서가 충전된다. 이때, 당해 콘덴서에는, 직류 전원의 전압이 인가될 뿐만 아니라, 제 2 암의 하측 스위칭 소자에 형성되는 보디 다이오드의 순방향 전압이 인가되는 형태가 된다. 그리고, 충전된 콘덴서의 콘덴서 전압이 제 2 구동 회로의 전원 전압으로서 이용되는 것에 의해, 제 2 구동 회로에서는, 상측 스위칭 소자를 구동하기 위한 구동 신호가 생성된다.
일본 특허공개 2016-220378호 공보
스위칭 소자에, 예를 들면 와이드 밴드 갭(Wide Band Gap:WBG) 반도체에 의해 형성된 금속 산화막 반도체 전계 효과형 트랜지스터(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor: MOSFET)가 이용되고 있는 경우, WBG 반도체에서는 PN 접합의 퍼텐셜 장벽이 실리콘(Silicon: Si) 반도체에 비해 높아진다. 따라서, WBG의 MOSFET에 형성되는 보디 다이오드에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압은, Si 스위칭 소자에 형성되는 보디 다이오드에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압보다도 높은 값이 된다. 즉, WBG의 MOSFET에 형성되는 보디 다이오드의 순방향 전류-순방향 전압 특성은, Si 스위칭 소자에 형성되는 보디 다이오드의 순방향 전류-순방향 전압 특성보다도 뒤떨어진다고 말할 수 있다. 이와 같이 보디 다이오드에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압이 상대적으로 높은 스위칭 소자를, 특허문헌 1의 하측 스위칭 소자에 이용하고 있는 경우, 부트스트랩 회로의 콘덴서의 콘덴서 전압, 즉 구동 회로의 전원 전압은, 구동 회로의 정격 전압보다도 높아지는 경우가 있다. 이와 같이 구동 회로의 정격 전압보다도 높은 전원 전압이, 구동 회로에 인가된 경우, 구동 회로의 내전압이 저하된다는 과제가 있다. 여기에서 기술하는 내전압은, 구동 회로가 절연 파괴를 일으키지 않고 구동 회로에 규정 시간 인가할 수 있는 전압이다. 또 구동 회로의 전원 전압이 높아지는 것에 의해 구동 회로에서 생성되는 구동 신호의 값이 커지기 때문에, 상측 스위칭 소자의 단락(短絡) 내량이 저하된다는 과제가 있다. 단락 내량은, 상측 스위칭 소자에의 단락 전류가 흐르기 시작하면서부터 상측 스위칭 소자가 손상되기까지의 시간으로서 정의된다.
본 발명은, 상기를 감안하여 이루어진 것으로, 스위칭 소자의 구동 회로의 전원 전압의 상승을 억제하여 신뢰성을 향상시킬 수 있는 전력 변환 장치를 얻는 것을 목적으로 한다.
전술한 과제를 해결하고, 목적을 달성하기 위해서, 본 발명에 따른 전력 변환 장치는, 교류 전원으로부터 공급되는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 전력 변환 장치로서, 각각이 교류 전원에 접속되는 제 1 배선 및 제 2 배선과, 제 1 배선 상에 배치되는 제 1 리액터를 구비한다. 전력 변환 장치는, 제 1 스위칭 소자와, 제 2 스위칭 소자와, 제 1 접속점을 갖는 제 3 배선을 구비하고, 제 1 스위칭 소자 및 제 2 스위칭 소자는 제 3 배선에 의해 직렬로 접속되고, 제 1 접속점은 제 1 배선에 의해 제 1 리액터에 접속되는 제 1 암을 구비한다. 전력 변환 장치는, 제 1 암과 병렬로 접속되고, 제 3 스위칭 소자와, 제 4 스위칭 소자와, 제 2 접속점을 갖는 제 4 배선을 구비하고, 제 3 스위칭 소자 및 제 4 스위칭 소자는 제 4 배선에 의해 직렬로 접속되고, 제 2 접속점은 제 2 배선에 의해 교류 전원에 접속되는 제 2 암을 구비한다. 전력 변환 장치는, 제 2 암과 병렬로 접속되는 제 1 콘덴서와, 제 1 스위칭 소자를 구동하는 제 1 구동 신호를 출력하는 제 1 구동 회로와, 제 1 구동 회로의 전원 전압을 제 1 구동 회로에 주는 제 2 콘덴서를 갖는 부트스트랩 회로와, 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압인 제 1 전압이 제 2 스위칭 소자에 형성되는 보디 다이오드에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압인 제 2 전압보다도 낮고, 전원 전압을 조정하기 위한 다이오드를 구비한다.
본 발명에 따른 전력 변환 장치는, 스위칭 소자의 구동 회로의 전원 전압의 상승을 억제하여 신뢰성을 향상시킬 수 있다는 효과를 발휘한다.
도 1은 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 2는 도 1에 나타내는 스위칭 소자로서 이용 가능한 MOSFET의 개략 구조를 나타내는 모식적 단면도이다.
도 3은 전원 전류의 절대값이 전류 임계값보다 크고, 또한, 전원 전압 극성이 양일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 1 도면이다.
도 4는 전원 전류의 절대값이 전류 임계값보다 크고, 또한, 전원 전압 극성이 음일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 1 도면이다.
도 5는 전원 전류의 절대값이 전류 임계값보다 크고, 또한, 전원 전압 극성이 양일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 2 도면이다.
도 6은 전원 전류의 절대값이 전류 임계값보다 크고, 또한, 전원 전압 극성이 음일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 2 도면이다.
도 7은 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 있어서, 교류 전원 및 리액터를 통한 콘덴서 단락이 발생하는 동작을 설명하기 위한 제 1 도면이다.
도 8은 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 있어서, 교류 전원 및 리액터를 통한 콘덴서 단락이 발생하는 동작을 설명하기 위한 제 2 도면이다.
도 9는 전원 전류의 절대값이 전류 임계값 미만, 또한, 전원 전압 극성이 양일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 1 도면이다.
도 10은 전원 전류의 절대값이 전류 임계값 미만, 또한, 전원 전압 극성이 음일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 1 도면이다.
도 11은 전원 전류의 절대값이 전류 임계값 미만, 또한, 전원 전압 극성이 양일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 2 도면이다.
도 12는 전원 전류의 절대값이 전류 임계값 미만, 또한, 전원 전압 극성이 음일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 2 도면이다.
도 13은 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치가 구비하는 제어부의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 14는 전원 전압과, 도 13에 나타내는 전원 전압 위상 산출부에서 산출되는 전원 전압 위상 추정값 및 정현파값의 일례를 나타내는 도면이다.
도 15는 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치의 제 1 펄스 생성부의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 16은 도 15의 기준 온 듀티, 반송파 및 기준 PWM(Pulse Width Modulation) 신호의 일례를 나타내는 도면이다.
도 17은 도 15의 기준 PWM 신호, 반전 PWM 신호, 제 1 PWM 신호 및 제 2 PWM 신호의 일례를 나타내는 도면이다.
도 18은 도 15에 나타내는 제 1 펄스 생성부의 펄스 셀렉터에 있어서의 선택 처리 순서의 일례를 나타내는 플로 차트이다.
도 19는 도 1에 나타내는 스위칭 소자 및 보디 다이오드의 각각에 흐르는 전류와 스위칭 소자의 손실과 보디 다이오드의 손실의 관계를 나타내는 모식도이다.
도 20은 도 13에 나타내는 제 2 펄스 생성부에 있어서의 처리 순서의 일례를 나타내는 플로 차트이다.
도 21은 도 13에 나타내는 제 2 펄스 생성부에 있어서의 전원 전류에 근거하는 스위칭 소자의 제어 순서의 일례를 나타내는 플로 차트이다.
도 22는 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에서 생성되는, 전원 전압의 1 주기분의 신호의 제 1 예를 나타내는 도면이다.
도 23은 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에서 생성되는, 전원 전압의 1 주기분의 신호의 제 2 예를 나타내는 도면이다.
도 24는 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치가 간이 스위칭 제어를 실시하는 경우의 신호의 일례를 나타내는 도면이다.
도 25는 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에서 생성되는 패시브한 상태의 신호의 일례를 나타내는 도면이다.
도 26은 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치가 구비하는 구동 회로 및 부트스트랩 회로를 나타내는 도면이다.
도 27은 실시형태 1의 제 1 변형예에 따른 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 28은 실시형태 1의 제 2 변형예에 따른 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 29는 실시형태 1의 제 3 변형예에 따른 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 30은 실시형태 2에 따른 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 31은 실시형태 1, 2의 제어부를 실현하는 하드웨어 구성의 일례를 나타내는 도면이다.
도 32는 실시형태 3에 따른 모터 구동 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 33은 실시형태 4에 따른 공기 조화기의 구성예를 나타내는 도면이다.
이하에, 본 발명의 실시형태에 따른 전력 변환 장치, 모터 구동 장치 및 공기 조화기를 도면에 근거하여 상세하게 설명한다. 한편, 이 실시형태에 의해 이 발명이 한정되는 것은 아니다.
실시형태 1.
도 1은 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다. 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)는, 단상 교류 전원(1)으로부터 공급되는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 부하(50)에 인가하는 교류 직류 변환 기능을 갖는 전원 장치이다. 이하에서는 단상 교류 전원(1)을 간단히 교류 전원(1)이라고 칭하는 경우가 있다. 도 1에 나타내는 바와 같이, 전력 변환 장치(100)는, 제 1 리액터인 리액터(2)와, 브리지 회로(3)와, 제 1 콘덴서인 평활 콘덴서(4)와, 전원 전압 검출부(5)와, 전원 전류 검출부(6)와, 모선 전압 검출부(7)와, 제어부(10)를 구비한다.
브리지 회로(3)는, 제 1 회로인 제 1 암(31)과, 제 2 회로인 제 2 암(32)을 구비한다. 제 1 암(31)은, 직렬 접속되는 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(312)를 구비한다. 스위칭 소자(311)에는 보디 다이오드(311a)가 형성된다. 보디 다이오드(311a)는, 스위칭 소자(311)의 드레인과 소스의 사이에 병렬 접속된다. 스위칭 소자(312)에는 보디 다이오드(312a)가 형성된다. 보디 다이오드(312a)는, 스위칭 소자(312)의 드레인과 소스의 사이에 병렬 접속된다. 보디 다이오드(311a, 312a)의 각각은, 환류 다이오드로서 사용된다.
제 2 암(32)은, 직렬 접속된 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)를 구비한다. 제 2 암(32)은, 제 1 암(31)에 병렬 접속된다. 스위칭 소자(321)에는 보디 다이오드(321a)가 형성된다. 보디 다이오드(321a)는, 스위칭 소자(321)의 드레인과 소스의 사이에 병렬 접속된다. 스위칭 소자(322)에는 보디 다이오드(322a)가 형성된다. 보디 다이오드(322a)는, 스위칭 소자(322)의 드레인과 소스의 사이에 병렬 접속된다. 보디 다이오드(321a, 322a)의 각각은, 환류 다이오드로서 사용된다.
상세하게는, 전력 변환 장치(100)는, 각각이 교류 전원(1)에 접속되는 제 1 배선(501) 및 제 2 배선(502)과, 제 1 배선(501)에 배치되는 리액터(2)를 구비한다. 또, 제 1 암(31)은, 제 1 스위칭 소자인 스위칭 소자(311)와, 제 2 스위칭 소자인 스위칭 소자(312)와, 제 1 접속점(506)을 갖는 제 3 배선(503)을 구비한다. 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(312)는, 제 3 배선(503)에 의해 직렬로 접속된다. 제 1 접속점(506)에는 제 1 배선(501)이 접속된다. 제 1 접속점(506)은, 제 1 배선(501) 및 리액터(2)를 통하여, 교류 전원(1)에 접속된다.
제 2 암(32)은, 제 3 스위칭 소자인 스위칭 소자(321)와, 제 4 스위칭 소자인 스위칭 소자(322)와, 제 2 접속점(508)을 구비하는 제 4 배선(504)을 구비하고, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)는, 제 4 배선(504)에 의해 직렬로 접속된다. 제 2 접속점(508)에는 제 2 배선(502)이 접속된다. 제 2 접속점(508)은, 제 2 배선(502)을 통하여 교류 전원(1)에 접속된다. 콘덴서인 평활 콘덴서(4)는, 제 2 암(32)에 병렬 접속된다.
스위칭 소자(311, 312, 321, 322)에는 WBG 반도체로 형성되는 MOSFET를 이용할 수 있다. WBG 반도체에는, 질화 갈륨(Gallium Nitride:GaN)계 재료, 탄화 규소(Silicon Carbide: SiC), 다이아몬드 또는 질화 알루미늄이 이용된다. 스위칭 소자(311, 312, 321, 322)에 WBG 반도체를 이용하는 것에 의해, 내전압성이 높아지고, 허용 전류 밀도도 높아지기 때문에, 모듈의 소형화가 가능해진다. 또 WBG 반도체는, 내열성이 높기 때문에, 스위칭 소자(311, 312, 321, 322)에 WBG 반도체를 이용하는 것에 의해, 스위칭 소자에서 발생하는 열을 방열하기 위한 방열 핀을 소형화할 수 있다.
제어부(10)는, 전원 전압 검출부(5), 전원 전류 검출부(6) 및 모선 전압 검출부(7)로부터 각각 출력되는 신호에 근거하여, 브리지 회로(3)의 스위칭 소자(311, 312, 321, 322)를 동작시키는 구동 펄스를 생성한다. 전원 전압 검출부(5)는, 교류 전원(1)의 출력 전압인 전원 전압 Vs를 검출하고, 검출 결과를 나타내는 전기 신호를 제어부(10)에 출력한다. 전원 전류 검출부(6)는, 교류 전원(1)으로부터 출력되는 전류인 전원 전류 Is를 검출하고, 검출 결과를 나타내는 전기 신호를 제어부(10)에 출력한다. 모선 전압 검출부(7)는, 모선 전압 Vdc를 검출하고, 제어부(10)에 출력한다. 모선 전압 Vdc는, 브리지 회로(3)의 출력 전압을 평활 콘덴서(4)로 평활한 전압이다.
다음에 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)의 기본적인 동작을 설명한다. 이하에서는, 교류 전원(1)의 양측 즉 교류 전원(1)의 양극 단자에 접속되는 스위칭 소자(311, 321)를, 상측 스위칭 소자라고 칭하는 경우가 있다. 또, 교류 전원(1)의 음측 즉 교류 전원(1)의 음극 단자에 접속되는 스위칭 소자(312, 322)를, 하측 스위칭 소자라고 칭하는 경우가 있다.
제 1 암(31)에서는, 상측 스위칭 소자와 하측 스위칭 소자는 상보적으로 동작한다. 즉, 상측 스위칭 소자 및 하측 스위칭 소자 중, 한쪽이 온인 경우에는 다른 쪽은 오프이다. 제 1 암(31)을 구성하는 스위칭 소자(311, 312)는, 후술하는 구동 회로로부터 출력되는 구동 신호에 의해 구동된다. 당해 구동 회로는, 제어부(10)에 의해 생성되는 PWM 신호를 증폭하고, 증폭한 신호를 구동 신호로서 출력한다. 구동 신호에 따른 스위칭 소자의 온 또는 오프의 동작을, 이하에서는 스위칭 동작이라고도 부른다.
제 2 암(32)을 구성하는 스위칭 소자(321, 322)는, 스위칭 소자(311, 312)와 마찬가지로 구동 신호에 따른 동작을 행하여, 온 또는 오프가 된다. 기본적으로는, 교류 전원(1)으로부터 출력되는 전압의 극성인 전원 전압 극성에 따라 온 또는 오프 상태가 된다. 구체적으로는, 전원 전압 극성이 양인 경우, 스위칭 소자(322)는 온이고, 또한, 스위칭 소자(321)은 오프이고, 전원 전압 극성이 음인 경우, 스위칭 소자(321)은 온이고, 또한, 스위칭 소자(322)는 오프이다. 단, 후술하는 바와 같이, 실시형태 1에서는, 교류 전원(1) 및 리액터(2)를 통한 평활 콘덴서(4)의 단락을 막기 위해, 교류 전원(1)으로부터 출력되는 전원 전류 Is의 절대값이 임계값 이하인 경우에는, 스위칭 소자(322) 및 스위칭 소자(321)가 모두 오프가 된다. 한편, 교류 전원(1) 및 리액터(2)를 통한 평활 콘덴서(4)의 단락을 막기 위해, 교류 전원(1)으로부터 출력되는 전원 전류 Is의 절대값이 임계값 이하인 경우에는, 스위칭 소자(312) 및 스위칭 소자(311)를 모두 오프로 해도 된다. 이하에서는, 전원 전류 Is의 절대값과 비교되는 상기 임계값을 전류 임계값이라고 칭한다. 또 이하에서는, 평활 콘덴서(4)의 단락을 콘덴서 단락이라고 칭한다. 콘덴서 단락은, 평활 콘덴서(4)에 축적되는 에너지가 방출되고, 교류 전원(1)에 전류가 회생되는 상태이다.
다음에, 실시형태 1에 있어서의 스위칭 소자 상태와 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)에 흐르는 전류의 경로의 관계를 설명한다. 한편, 본 설명 전에, MOSFET의 구조에 대해, 도 2를 참조하여 설명한다.
도 2는 도 1에 나타내는 스위칭 소자로서 이용 가능한 MOSFET의 개략 구조를 나타내는 모식적 단면도이다. 도 2에는, n형 MOSFET가 예시된다. n형 MOSFET의 경우, 도 2에 나타내는 바와 같이, p형의 반도체 기판(600)이 이용된다. 반도체 기판(600)에는, 소스 전극 S, 드레인 전극 D 및 게이트 전극 G가 형성된다. 소스 전극 S 및 드레인 전극 D와 접하는 부위에는, 고농도의 불순물이 이온 주입되어 n형의 영역(601)이 형성된다. 또, 반도체 기판(600)에 있어서, n형의 영역(601)이 형성되지 않는 부위와 게이트 전극 G의 사이에는, 산화 절연막(602)이 형성된다. 즉, 게이트 전극 G와, 반도체 기판(600)에 있어서의 p형의 영역(603)의 사이에는, 산화 절연막(602)이 개재되어 있다.
게이트 전극 G에 정전압이 인가되면, 반도체 기판(600)에 있어서의 p형의 영역(603)과 산화 절연막(602)의 사이의 경계면에 전자가 끌어당겨지고, 당해 경계면이 음으로 대전된다. 전자가 모인 곳은, 전자의 밀도가 홀 밀도보다도 높아지고 n형화된다. 이 n형화된 부분은 전류의 지나는 길이 되고 채널(604)이라고 불린다. 채널(604)은, 도 2의 예에서는, n형 채널이다. MOSFET가 온으로 제어되는 것에 의해, 통류하는 전류는, p형의 영역(603)에 형성되는 보디 다이오드보다도, 채널(604)에 많이 흐른다.
도 3 내지 도 6에는, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값보다 큰 경우의 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)에 있어서의 전류의 경로가 나타난다.
도 3은 전원 전류의 절대값이 전류 임계값보다 크고, 또한, 전원 전압 극성이 양일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 1 도면이다. 도 3에서는, 전원 전압 극성이 양이고, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(322)가 온이고, 스위칭 소자(312) 및 스위칭 소자(321)가 오프이다. 이 상태에서는, 교류 전원(1), 리액터(2), 스위칭 소자(311), 평활 콘덴서(4), 스위칭 소자(322), 교류 전원(1)의 순서로 전류가 흐른다. 이와 같이, 실시형태 1에서는, 보디 다이오드(311a) 및 보디 다이오드(322a)에 전류가 흐르는 것이 아니라, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(322)의 각각의 채널에 전류가 흐름으로써, 동기(同期) 정류 동작이 행해진다.
도 4는 전원 전류의 절대값이 전류 임계값보다 크고, 또한, 전원 전압 극성이 음일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 1 도면이다. 도 4에서는, 전원 전압 극성이 음이고, 스위칭 소자(312) 및 스위칭 소자(321)가 온이고, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(322)가 오프이다. 이 상태에서는, 교류 전원(1), 스위칭 소자(321), 평활 콘덴서(4), 스위칭 소자(312), 리액터(2), 교류 전원(1)의 순서로 전류가 흐른다. 이와 같이, 실시형태 1에서는, 보디 다이오드(321a) 및 보디 다이오드(312a)에 전류가 흐르는 것이 아니라, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(312)의 각각의 채널에 전류가 흐름으로써, 동기 정류 동작이 행해진다.
도 5는 전원 전류의 절대값이 전류 임계값보다 크고, 또한, 전원 전압 극성이 양일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 2 도면이다. 도 5에서는, 전원 전압 극성이 양이고, 스위칭 소자(312) 및 스위칭 소자(322)가 온이고, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(321)가 오프이다. 이 상태에서는, 교류 전원(1), 리액터(2), 스위칭 소자(312), 스위칭 소자(322), 교류 전원(1)의 순서로 전류가 흐르고, 평활 콘덴서(4)를 경유하지 않는 전원 단락 경로가 형성된다. 이와 같이, 실시형태 1에서는, 보디 다이오드(312a) 및 보디 다이오드(322a)에 전류가 흐르는 것이 아니라, 스위칭 소자(312) 및 스위칭 소자(322)의 각각의 채널에 전류가 흐름으로써, 전원 단락 경로가 형성된다.
도 6은 전원 전류의 절대값이 전류 임계값보다 크고, 또한, 전원 전압 극성이 음일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 2 도면이다. 도 6에서는, 전원 전압 극성이 음이고, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(321)가 온이고, 스위칭 소자(312) 및 스위칭 소자(322)가 오프이다. 이 상태에서는, 교류 전원(1), 스위칭 소자(321), 스위칭 소자(311), 리액터(2), 교류 전원(1)의 순서로 전류가 흐르고, 평활 콘덴서(4)를 경유하지 않는 전원 단락 경로가 형성된다. 이와 같이, 실시형태 1에서는, 보디 다이오드(311a) 및 보디 다이오드(321a)에 전류가 흐르는 것이 아니라, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(321)의 각각의 채널에 전류가 흐름으로써, 전원 단락 경로가 형성된다.
제어부(10)는, 이상에 기술한 전류 경로의 전환을 제어함으로써, 전원 전류 Is 및 모선 전압 Vdc의 값을 제어할 수 있다.
그러나, 전원 전류 Is가 흐르지 않을 때에, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(322)가 온이 된 경우, 교류 전원(1) 및 리액터(2)를 통한 콘덴서 단락이 발생한다. 이에 의해, 본래와는 역방향으로 전류가 흘러, 역률(power factor) 악화, 고조파 성분의 증대, 과전류에 의한 소자 파손, 또는 손실의 증대와 같은 문제가 발생할 가능성이 있다.
도 7 및 도 8에는, 교류 전원(1) 및 리액터(2)를 통한 콘덴서 단락이 발생하고 있는 상태를 나타낸다.
도 7은 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 있어서, 교류 전원 및 리액터를 통한 콘덴서 단락이 발생하는 동작을 설명하기 위한 제 1 도면이다. 도 7에서는, 전원 전압 극성이 양이고, 전원 전류 Is가 흐르지 않은 상태가 나타난다. 전원 전압 극성이 양이기 때문에, 본래는, 도 3에 나타낸 바와 같이, 교류 전원(1), 리액터(2), 스위칭 소자(311), 평활 콘덴서(4), 스위칭 소자(322), 교류 전원(1)의 순서로 전류가 흘러야 한다. 그러나, 전원 전류 Is가 흐르고 있지 않은 상태에서, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(322)가 온이 되면, 도 7에 나타내는 바와 같이, 본래와는 역의 방향으로 전류가 흘러 콘덴서 단락이 생기게 된다. 즉, 평활 콘덴서(4)에 축적된 에너지가 교류 전원(1)에 출력된다.
도 8은 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 있어서, 교류 전원 및 리액터를 통한 콘덴서 단락이 발생하는 동작을 설명하기 위한 제 2 도면이다. 도 8에서는, 전원 전압 극성이 음이고, 전원 전류 Is가 흐르지 않은 상태가 나타난다. 전원 전압 극성이 음이기 때문에, 본래는, 도 4에 나타낸 바와 같이, 교류 전원(1), 스위칭 소자(321), 평활 콘덴서(4), 스위칭 소자(312), 리액터(2), 교류 전원(1)의 순서로 전류가 흘러야 한다. 그러나, 전원 전류 Is가 흐르지 않은 경우에, 스위칭 소자(312) 및 스위칭 소자(321)가 온이 되면, 도 8에 나타내는 바와 같이, 본래와는 역의 방향으로 전류가 흘러 콘덴서 단락이 생기게 된다.
실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)는, 콘덴서 단락을 막기 위해서, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 이상인 경우에는, 스위칭 소자(321, 322)를 온 상태로 하는 것을 허가하고, 전원 전류 Is의 절대값이 임계값 미만인 경우에는, 스위칭 소자(321, 322)를 오프 상태로 한다. 이에 의해, 교류 전원(1) 및 리액터(2)를 통한 콘덴서 단락을 막는 것이 가능하고, 신뢰성이 높은 전력 변환 장치를 얻을 수 있다.
도 9 내지 도 12에는, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 미만인 경우의 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)에 있어서의 전류의 경로가 나타난다.
도 9는 전원 전류의 절대값이 전류 임계값 미만, 또한, 전원 전압 극성이 양일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 1 도면이다. 도 9에서는, 전원 전압 극성이 양이고, 스위칭 소자(311)가 온이고, 스위칭 소자(312), 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)가 오프이다. 이 경우, 스위칭 소자(322)의 보디 다이오드(322a)가 환류 다이오드로서 기능하고, 도 9에 나타내는 바와 같이, 교류 전원(1), 리액터(2), 스위칭 소자(311), 평활 콘덴서(4), 보디 다이오드(322a), 교류 전원(1)의 순서로 전류가 흐른다. 한편, 전원 전류 Is의 절대값은, 오(誤)동작을 일으키지 않는 정도의 값이면 되고, 낮을수록 동기 정류 기간이 길어져, 보다 효과적으로 도통 손실을 저감할 수 있다. 또, 전원 전류 Is의 절대값이, 동기 정류 동작을 필요로 하지 않는 정도의 작은 값인 경우에는, 스위칭 소자(311)를 오프 상태로 해도 된다. 스위칭 소자(311)를 오프 상태로 함으로써, 스위칭 소자(311)의 게이트 구동 전력이 발생하지 않기 때문에, 동기 정류 동작을 행하는 경우에 비해, 구동 신호의 생성에 수반하는 전력 소비량을 저감할 수 있다. 한편, 구동 신호를 생성하는 구동 회로의 상세에 관하여 후술한다.
도 10은 전원 전류의 절대값이 전류 임계값 미만, 또한, 전원 전압 극성이 음일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 1 도면이다. 도 10에서는, 전원 전압 극성이 음이고, 스위칭 소자(312)가 온이고, 스위칭 소자(311), 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)가 오프이다. 이 경우, 스위칭 소자(321)의 보디 다이오드(321a)가 환류 다이오드로서 기능하고, 도 10에 나타내는 바와 같이, 교류 전원(1), 보디 다이오드(321a), 평활 콘덴서(4), 스위칭 소자(312), 리액터(2), 교류 전원(1)의 순서로 전류가 흐른다. 한편, 전원 전류 Is의 절대값은, 오동작을 일으키지 않는 정도의 값이면 되고, 낮을수록 동기 정류 기간이 길어져, 보다 효과적으로 도통 손실을 저감할 수 있다. 또, 전원 전류 Is의 절대값이, 동기 정류 동작을 필요로 하지 않는 정도의 작은 값인 경우에는, 스위칭 소자(312)를 오프 상태로 해도 된다. 스위칭 소자(312)를 오프 상태로 함으로써, 스위칭 소자(312)의 게이트 구동 전력이 발생하지 않기 때문에, 동기 정류 동작을 행하는 경우에 비해, 구동 신호의 생성에 수반하는 전력 소비량을 저감할 수 있다.
도 11은 전원 전류의 절대값이 전류 임계값 미만, 또한, 전원 전압 극성이 양일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 2 도면이다. 도 11에서는, 전원 전압 극성이 양이고, 스위칭 소자(312)가 온이고, 스위칭 소자(311), 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)가 오프이다. 이 경우, 스위칭 소자(322)의 보디 다이오드(322a)가 환류 다이오드로서 기능하고, 도 11에 나타내는 바와 같이, 교류 전원(1), 리액터(2), 스위칭 소자(312), 보디 다이오드(322a), 교류 전원(1)의 순서로 전류가 흐른다. 한편, 이 경우, 단락 전류가 흐르기 때문에, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 미만일 때에도, 스위칭 소자(312)를 온으로 함과 동시에, 스위칭 소자(322)를 온으로 해도 된다. 그 경우, 스위칭 소자(322)의 온 저항에 의한 강하 전압은, 보디 다이오드(322a)의 순방향 전압보다도 작기 때문에, 스위칭 소자(322)의 도통 손실이 저감된다.
도 12는 전원 전류의 절대값이 전류 임계값 미만, 또한, 전원 전압 극성이 음일 때, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에 흐르는 전류의 경로를 나타내는 제 2 도면이다. 도 12에서는, 전원 전압 극성이 음이고, 스위칭 소자(311)가 온이고, 스위칭 소자(312), 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)가 오프이다. 이 경우, 스위칭 소자(321)의 보디 다이오드(321a)가 환류 다이오드로서 기능하고, 도 12에 나타내는 바와 같이, 교류 전원(1), 보디 다이오드(321a), 스위칭 소자(311), 리액터(2), 교류 전원(1)의 순서로 전류가 흐른다. 한편, 이 경우는 단락 전류가 흐르기 때문에, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 미만인 경우에도, 스위칭 소자(311)를 온으로 함과 동시에, 스위칭 소자(321)를 온으로 해도 된다. 그 경우, 스위칭 소자(321)의 온 저항에 의한 강하 전압은, 보디 다이오드(321a)의 순방향 전압보다도 작기 때문에, 스위칭 소자(321)의 도통 손실이 저감된다.
다음에, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)가 구비하는 제어부(10)의 구성을 설명한다. 도 13은 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치가 구비하는 제어부의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 13에 나타내는 바와 같이, 제어부(10)는, 전원 전류 지령값 제어부(21), 온 듀티 제어부(22), 전원 전압 위상 산출부(23), 제 1 펄스 생성부(24), 제 2 펄스 생성부(25), 전류 지령값 산출부(26) 및 순시값 지령값 산출부(27)를 구비한다.
전원 전류 지령값 제어부(21)는, 모선 전압 검출부(7)에서 검출된 모선 전압 Vdc와, 모선 전압 지령값 Vdc*로부터, 전류 실효값 지령값 Is_rms*를 산출한다. 모선 전압 지령값 Vdc*는, 미리 설정되어 있어도 되고, 전력 변환 장치(100)의 외부로부터 입력되어도 된다. 전원 전류 지령값 제어부(21)는, 모선 전압 Vdc와 모선 전압 지령값 Vdc*의 차분에 근거한 비례 적분 제어에 의해, 전류 실효값 지령값 Is_rms*를 산출한다.
전류 지령값 산출부(26)는, 전류 실효값 지령값 Is_rms*를 정현파 형상의 지령값으로 변환하고 출력한다. 순시값 지령값 산출부(27)는, 전류 지령값 산출부(26)에서 산출된 전류 실효값 지령값 Is_rms*와, 전원 전압 위상 산출부(23)에서 산출된 정현파값 sinθ^s를 이용하여, 전원 전류 순시값 지령값 Is*를 산출한다.
온 듀티 제어부(22)는, 순시값 지령값 산출부(27)에서 산출된 전원 전류 순시값 지령값 Is*와, 전원 전류 검출부(6)에서 검출된 전원 전류 Is의 편차를 비례 적분 제어하고, 스위칭 소자(311, 312)의 기준 온 듀티 duty를 산출한다.
전원 전압 위상 산출부(23)는, 전원 전압 검출부(5)에서 검출된 전원 전압 Vs를 이용하여, 전원 전압 위상 추정값 θ^s와, 정현파값 sinθ^s를 산출한다. 도 14는 전원 전압과, 도 13에 나타내는 전원 전압 위상 산출부에서 산출되는 전원 전압 위상 추정값 및 정현파값의 일례를 나타내는 도면이다. 도 14에는, 위부터 차례로, 전원 전압 Vs, 전원 전압 위상 추정값 θ^s 및 정현파값 sinθ^s가 나타난다.
전원 전압 위상 산출부(23)는, 전원 전압 위상 추정값 θ^s를 선형으로 증가시켜, 전원 전압 Vs가 음극성으로부터 양극성으로 전환되는 타이밍을 검출하고, 이 타이밍에서 전원 전압 위상 추정값 θ^s를 0으로 리셋한다. 이에 의해, 제어 지연 및 검출 지연이 없는 이상적인 조건에서는, 전원 전압 Vs가 음극성으로부터 양극성으로 전환하는 타이밍에서, 전원 전압 위상 추정값 θ^s가 360° 즉 0°가 된다. 전원 전압 위상 산출부(23)는, 산출된 전원 전압 위상 추정값 θ^s에 근거하여, 정현파값 sinθ^s를 산출한다. 한편, 마이크로컴퓨터의 인터럽트 기능을 이용하여, 전원 전압 위상 추정값 θ^s의 리셋을 실현하는 경우, 전원 전압 위상 산출부(23)는, 제로 크로스 검출 회로로부터 출력되는 신호를, 인터럽트 신호로서 이용하여 전원 전압 위상 추정값 θ^s를 리셋한다. 제로 크로스 검출 회로는, 전원 전압 Vs가 음극성으로부터 양극성으로 전환하는 타이밍을 검출하는 회로이다. 한편, 전원 전압 위상 추정값 θ^s의 산출 방법은, 전술한 예로 한정되지 않고, 어떠한 방법을 이용해도 된다.
도 15는 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치의 제 1 펄스 생성부의 구성예를 나타내는 도면이다. 제 1 펄스 생성부(24)는, 캐리어 생성부(241), 기준 PWM 생성부(242), 데드 타임 생성부(243) 및 펄스 셀렉터(244)를 구비한다.
캐리어 생성부(241)는, 캐리어 신호인 반송파 carry를 생성한다. 반송파 carry는, 기준 PWM 신호 Scom의 생성에 이용된다. 반송파 carry에는, 그 산(山)의 값이 "1"이고, 그 골(谷)의 값이 "0"이 되는 삼각파를 예시할 수 있다. 기준 PWM 신호 Scom은, 스위칭 소자(311, 312, 321, 322)의 구동에 이용되는, PWM 신호의 기준이 되는 신호이다. 전술한 바와 같이, 실시형태 1에서는, 상보적인 PWM 제어를 전제로 하고 있어, 제 1 암(31)의 한쪽 스위칭 소자의 구동에 기준 PWM 신호가 이용되고, 제 1 암(31)의 다른 쪽 스위칭 소자에는, 당해 기준 PWM 신호에 대해서 상보적인 PWM 신호가 이용된다.
기준 PWM 생성부(242)는, 도 13에 나타내는 온 듀티 제어부(22)에서 산출된 기준 온 듀티 duty와, 반송파 carry의 대소 관계를 비교함으로써, 기준 PWM 신호 Scom을 생성한다. 도 16은 도 15의 기준 온 듀티, 반송파 및 기준 PWM 신호의 일례를 나타내는 도면이다. 도 16에 나타내는 바와 같이, 기준 PWM 생성부(242)는, 기준 온 듀티 duty>반송파 carry의 경우에는, 기준 PWM 신호 Scom을, 온을 나타내는 값으로 하고, 기준 온 듀티 duty≤반송파 carry의 경우에는, 기준 PWM 신호 Scom을, 오프를 나타내는 값으로 함으로써, 기준 PWM 신호 Scom을 생성한다. 도 16에는, 하이 액티브의 기준 PWM 신호 Scom가 예시된다. 하이 액티브의 기준 PWM 신호 Scom은, 하이 레벨이 온을 나타내고, 로우 레벨이 오프를 나타내는 신호이다. 한편, 기준 PWM 생성부(242)에서 생성되는 신호는, 하이 액티브의 기준 PWM 신호 Scom으로 한정되지 않고, 로우 액티브의 기준 PWM 신호 Scom이어도 된다. 로우 액티브의 기준 PWM 신호 Scom은, 하이 레벨이 오프를 나타내고, 로우 레벨이 온을 나타내는 신호이다.
도 15의 설명으로 되돌아가, 데드 타임 생성부(243)는, 기준 PWM 신호 Scom에 근거하여, 2개의 상보적인 신호인 제 1 PWM 신호 Sig1 및 제 2 PWM 신호 Sig2를 생성하여 출력한다. 구체적으로는, 데드 타임 생성부(243)는, 기준 PWM 신호 Scom을 반전시킨 신호인 반전 PWM 신호 Scom'를 생성한다. 그 후, 데드 타임 생성부(243)는, 기준 PWM 신호 Scom 및 반전 PWM 신호 Scom'에 데드 타임을 마련하는 것에 의해, 제 1 PWM 신호 Sig1 및 제 2 PWM 신호 Sig2를 생성한다.
즉, 데드 타임 생성부(243)는, 데드 타임의 기간, 제 1 PWM 신호 Sig1 및 제 2 PWM 신호 Sig2의 양쪽이 오프를 나타내는 값이 되도록, 제 1 PWM 신호 Sig1 및 제 2 PWM 신호 Sig2를 생성한다. 일례로서, 데드 타임 생성부(243)는, 제 1 PWM 신호 Sig1을 기준 PWM 신호 Scom와 동일하게 한다. 또, 데드 타임 생성부(243)는, 반전 PWM 신호 Scom'를, 데드 타임의 사이, 신호값을 온을 나타내는 값으로부터 오프를 나타내는 값으로 변경하는 것에 의해, 제 2 PWM 신호 Sig2를 생성한다.
기준 PWM 신호 Scom을 반전하는 것에 의해 반전 PWM 신호 Scom'가 생성되고, 기준 PWM 신호 Scom 및 반전 PWM 신호 Scom'에 의해, 동일 암을 구성하는 2개의 스위칭 소자가 각각 구동되는 경우, 이상적으로는, 동일 암을 구성하는 2개의 스위칭 소자가 동시에 온이 되는 기간은 없다. 그러나, 일반적으로, 온 상태로부터 오프 상태로의 천이에는 지연이 생기고, 또한, 오프 상태로부터 온 상태로의 천이에는 지연이 생긴다. 따라서, 이 지연에 의해, 동일 암을 구성하는 2개의 스위칭 소자가 동시에 온이 되는 기간이 생기고, 동일 암을 구성하는 2개의 스위칭 소자가 단락될 가능성이 있다. 데드 타임은, 이와 같이, 상태 천이의 지연이 생겨도, 동일 암을 구성하는 2개의 스위칭 소자가 동시에 온이 되지 않도록, 마련되는 기간이다. 데드 타임의 사이는, 동일 암을 구성하는 2개의 스위칭 소자를 구동하는 2개의 PWM 신호는, 모두 오프를 나타내는 값으로 설정된다.
도 17은 도 15의 기준 PWM 신호, 반전 PWM 신호, 제 1 PWM 신호 및 제 2 PWM 신호의 일례를 나타내는 도면이다. 도 17에는, 위부터 차례로, 기준 PWM 신호 Scom, 반전 PWM 신호 Scom', 제 1 PWM 신호 Sig1 및 제 2 PWM 신호 Sig2가 나타난다. 도 17에서는, 반전 PWM 신호 Scom'가 온을 나타내는 값일 때, 데드 타임 td의 사이, 제 2 PWM 신호 Sig2는, 오프를 나타내는 값이 되어 있다. 한편, 전술한 데드 타임 td의 생성 방법은 일례이고, 데드 타임 td의 생성 방법은, 전술한 예로 한정되지 않고, 어떠한 방법이 이용되어도 된다.
도 15의 설명으로 되돌아가, 펄스 셀렉터(244)는, 데드 타임 생성부(243)로부터 출력되는 제 1 PWM 신호 Sig1 및 제 2 PWM 신호 Sig2를, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(312)의 어느 구동 회로에 전송하는지를 선택한다. 도 18은 도 15에 나타내는 제 1 펄스 생성부의 펄스 셀렉터에 있어서의 선택 처리 순서의 일례를 나타내는 플로 차트이다. 펄스 셀렉터(244)는, 우선, 전원 전압 Vs의 극성이 양인지, 즉 Vs>0인지 여부를 판단한다(스텝 S1). 전원 전압 Vs의 극성이 양인 경우(스텝 S1: Yes), 펄스 셀렉터(244)는, 제 1 PWM 신호 Sig1을 pulse_312A로서 스위칭 소자(312)의 구동 회로에 전달하고, 제 2 PWM 신호 Sig2를 pulse_311A로서 스위칭 소자(311)의 구동 회로에 전달한다(스텝 S2). 이것은, 전원 전압 Vs가 양극성일 때, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(312)의 각각의 오프 또는 온에 의해, 도 5에 나타내는 전류의 경로와 도 3에 나타내는 전류의 경로가 전환되는, 즉 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(312)의 스위칭 동작에 의해, 모선 전압 Vdc 및 전원 전류 Is의 제어가 이루어지기 때문이다.
전원 전압 Vs의 극성이 음인 경우(스텝 S1: No), 펄스 셀렉터(244)는, 제 1 PWM 신호 Sig1을 pulse_311A로서 스위칭 소자(311)의 구동 회로에 전달하고, 제 2 PWM 신호 Sig2를 pulse_312A로서 스위칭 소자(312)의 구동 회로에 전달한다(스텝 S3). 이것은, 전원 전압 Vs가 음극성일 때, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(312)의 각각의 오프 또는 온에 의해, 도 6에 나타내는 전류의 경로와 도 4에 나타내는 전류의 경로가 전환되는, 즉 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(312)의 스위칭 동작에 의해, 모선 전압 Vdc 및 전원 전류 Is의 제어가 이루어지기 때문이다. 펄스 셀렉터(244)는, 이상의 동작을, 전원 전압 Vs의 극성이 변화할 때마다 반복한다.
이상과 같이, 제 1 펄스 생성부(24)는, 스위칭 소자(311)를 구동하기 위한 신호인 pulse_311A와, 스위칭 소자(312)를 구동하기 위한 신호인 pulse_312A를 생성한다.
상기한 바와 같이, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(312)는 상보적으로 제어되기 때문에, 기준 PWM 신호 Scom로부터 반전 PWM 신호 Scom'를 생성하는 처리는, 간이한 신호 반전 처리를 이용하여 실현할 수 있다. 또, 전원 전압 극성에 의하지 않고, 1 캐리어에 있어서의 구동 펄스의 출력 관계를 대체로 동일하게 할 수 있고, 또 상하 암의 단락 방지를 용이하게 실현할 수 있다. 간이한 처리로, 안정된 제어를 실현할 수 있다.
또, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)에서는, 제 1 암(31)의 스위칭 소자(311, 312)에 의한 동기 정류 제어를 실현할 수 있다. 그 때문에, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)에서는, 도 19에 나타내는 바와 같이, 스위칭 소자의 손실이 보디 다이오드의 손실보다도 작은 영역, 즉 스위칭 소자 및 보디 다이오드의 각각에 흐르는 전류가 작은 영역에 있어서, 손실을 저감할 수 있어, 고효율인 시스템을 얻을 수 있다.
도 19는 도 1에 나타내는 스위칭 소자 및 보디 다이오드의 각각에 흐르는 전류와 스위칭 소자의 손실과 보디 다이오드의 손실의 관계를 나타내는 모식도이다. 도 19의 가로축은, 온 상태의 스위칭 소자에 흐르는 전류와, 보디 다이오드에 흐르는 전류를 나타낸다. 도 19의 세로축은, 온 상태의 스위칭 소자에 전류가 흐를 때에 발생하는 손실과, 보디 다이오드에 전류가 흐를 때에 발생하는 손실을 나타낸다. 실선은, 보디 다이오드의 손실 특성을 나타낸다. 보디 다이오드의 손실 특성은, 보디 다이오드에 흐르는 전류와, 당해 전류가 흐르는 것에 의해 보디 다이오드의 온 저항에 기인하여 생기는 손실의 관계를 나타낸다. 점선은, 온 상태의 스위칭 소자의 손실 특성을 나타낸다. 손실 특성은, 스위칭 소자의 캐리어에 흐르는 전류와, 당해 전류가 흐르는 것에 의해 스위칭 소자의 온 저항에 기인하여 생기는 손실의 관계를 나타낸다. 부호 A로 나타내는 영역은, 스위칭 소자 및 보디 다이오드의 각각에 흐르는 전류가 작은 영역을 나타낸다. 부호 B로 나타내는 영역은, 스위칭 소자 및 보디 다이오드의 각각에 흐르는 전류가 큰 영역을 나타낸다. 영역 A와 영역 B의 경계는, 스위칭 소자에 생기는 손실의 값과 보디 다이오드에 생기는 손실의 값이 동등해지는 전류값과 동등하다.
도 19에 나타내는 바와 같이, 스위칭 소자의 손실이 보디 다이오드의 손실보다도 높은 영역 B에 있어서는 상보 동작을 정지시킴으로써, 동기 정류 제어에 의한 손실 증가를 억제할 수 있다. 즉, 전원 전류 Is에 따라 동기 정류 제어의 실시의 유무를 전환하도록 제어함으로써, 전체 부하 영역에 있어서 고효율인 시스템을 얻을 수 있다.
여기에서, 도 13에 나타내는 전원 전류 지령값 제어부(21) 및 온 듀티 제어부(22)의 연산에 이용하는 제어 파라미터에는, 구동 조건에 맞춘 최적값이 존재한다. 구동 조건은, 전원 전압 Vs, 전원 전류 Is 및 모선 전압 Vdc 중 적어도 하나의 값에 의해 나타난다. 예를 들면, 온 듀티 제어부(22)에 있어서의 비례 제어 게인은, 모선 전압 Vdc에 반비례하여 변화하는 것이 바람직하다. 구동 조건의 변화에 대해서, 제어 파라미터의 값을 일정하게 한 경우, 제어 파라미터는, 제어에 적합한 값으로부터 크게 일탈하여, 그 결과, 전원 전류 Is의 고조파가 증가하고, 모선 전압 Vdc의 맥동이 증가하고, 전원 역률이 저하될 우려가 있기 때문이다. 이와 같은 모선 전압 Vdc의 맥동의 증가, 전원 역률의 저하 등을 억제하기 위해, 전원 전류 지령값 제어부(21) 및 온 듀티 제어부(22)는, 원하는 회로의 동작을 실현하기 위한 계산식 또는 테이블을 유지하고, 당해 계산식 또는 테이블을 이용하여, 검출 정보에 근거하여 제어 파라미터를 조정하도록 해도 된다. 검출 정보에 근거하여 제어 파라미터를 조정하는 구성으로 하는 것에 의해, 제어 파라미터는 제어에 적합한 값이 되고, 제어성이 향상된다. 한편, 검출 정보는, 예를 들면 전원 전압 Vs, 전원 전류 Is 및 모선 전압 Vdc 중 적어도 하나이고, 또는 이들을 추정할 수 있는 정보이다. 추정할 수 있는 정보는, 교류 전원(1)으로부터 공급되는 전력을 검출하는 검출기에서 검출되는 전력 정보를 예시할 수 있다.
또, 전술한 예에서는, 전원 전류 지령값 제어부(21) 및 온 듀티 제어부(22)에서의 연산 수법으로서 비례 적분 제어를 들었지만, 이들의 연산 수법에 의해 본 발명이 한정되는 것은 아니고, 그 밖의 연산 수법을 이용해도 되고, 미분항을 추가해 비례 적분 미분 제어로 해도 된다. 또, 전원 전류 지령값 제어부(21) 및 온 듀티 제어부(22)에서의 연산 수법은 동일한 수법이 아니어도 된다.
도 13의 설명으로 되돌아가, 제 2 펄스 생성부(25)는, 전원 전압 검출부(5)에서 검출되는 전원 전압 Vs와, 전원 전류 검출부(6)에서 검출되는 전원 전류 Is에 근거하여, 스위칭 소자(321)를 구동하기 위한 신호인 pulse_321A와, 스위칭 소자(322)를 구동하기 위한 신호인 pulse_322A를 생성하여 출력한다.
도 20은 도 13에 나타내는 제 2 펄스 생성부에 있어서의 처리 순서의 일례를 나타내는 플로 차트이다. 제 2 펄스 생성부(25)의 기본적인 동작은, 전원 전압 Vs의 극성에 따라, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 온 또는 오프 상태를 제어하는 것이다. 도 20에 나타내는 바와 같이, 제 2 펄스 생성부(25)는, 전원 전압 Vs의 극성이 양인지, 즉 Vs>0인지 여부를 판단한다(스텝 S11). 전원 전압 Vs의 극성이 양인 경우(스텝 S11: Yes), 제 2 펄스 생성부(25)는, 스위칭 소자(321)를 오프로 하고, 스위칭 소자(322)를 온으로 하기 위해, pulse_321A 및 pulse_322A를 생성하여 출력한다(스텝 S12).
전원 전압 Vs의 극성이 음인 경우(스텝 S11: No), 제 2 펄스 생성부(25)는, 스위칭 소자(321)를 온으로 하고, 스위칭 소자(322)를 오프로 하기 위해, pulse_321A 및 pulse_322A를 생성하여 출력한다(스텝 S13). 이에 의해, 동기 정류 제어가 가능하고, 전술한 바와 같이 고효율인 시스템을 실현할 수 있다.
그러나, 전술한 바와 같이, 전원 전류 Is가 흐르지 않을 때에, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(322)가 온한 경우, 교류 전원(1) 및 리액터(2)를 통한 콘덴서 단락이 발생한다. 이 때문에, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)에서는, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(322)의 제어에 더하여, 전원 전류 Is에 근거하여 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 온 또는 오프 상태를 제어한다.
도 21은 도 13에 나타내는 제 2 펄스 생성부에 있어서의 전원 전류에 근거하는 스위칭 소자의 제어 순서의 일례를 나타내는 플로 차트이다. 도 21에 나타내는 바와 같이, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 β보다 큰지 여부를 판단한다(스텝 S21). 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 β보다 큰 경우(스텝 S21: Yes), 제 2 펄스 생성부(25)는, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 온을 허가한다(스텝 S22). 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 온이 허가로 되어 있는 경우에는, 도 20에 나타낸 전원 전압 Vs의 극성에 의해, 온 및 오프 상태가 제어된다.
전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 β 이하인 경우(스텝 S21: No), 제 2 펄스 생성부(25)는, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 온을 허가하지 않는다(스텝 S23). 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 온이 허가로 되어 있지 않은 경우에는, 도 20에 나타낸 전원 전압 Vs의 극성에 관계없이, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)는 오프 상태가 되도록 제어된다.
이상의 제어에 의해, 스위칭 소자의 보디 다이오드에 대해서, 순방향으로 전류 임계값 β보다 큰 전류가 흐르고 있는 경우에는, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)가 온된다. 이에 의해, 교류 전원(1) 및 리액터(2)를 통한 콘덴서 단락을 막는 것이 가능해진다. 또, 제 2 펄스 생성부(25)는, 전원 전압 Vs의 극성에 의한 온 또는 오프의 제어를 행하지 않고, 전원 전류 Is의 극성, 즉 전류가 흐르는 방향을 이용하여, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 제어를 행해도 된다.
또, 도 21에 나타낸 처리 대신에, 스위칭 제어 상태에 근거하여, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 온을 허가하는지 여부를 판단하도록 해도 된다. 스위칭이 행해지고 있지 않을 때에는, 스위칭 소자에 전류가 흐르지 않기 때문에, 이와 같은 상태가 되는 타이밍을 예측하여, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 온을 허가하지 않게 한다. 한편 그 경우, 패시브 전파(全波) 정류, 즉 단락 경로를 이용하지 않는 상태에서는, 동기 정류 효과가 얻어지지 않는 경우가 있지만, 전류 또는 전압의 검출에 의존하지 않고 단순하게 제어를 구축할 수 있다.
또, 도 21에 나타낸 처리 대신에, 전원 전압 Vs와 모선 전압 Vdc의 차에 근거하여, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 온을 허가하는지 여부를 판단하도록 해도 된다. 구체적으로는, (전원 전압-모선 전압)>0이 되는 경우에는, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 온을 허가하고, (전원 전압-모선 전압)≤0의 경우에는, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 온을 허가하지 않게 한다.
한편, 전술한 예에서는, 제 2 펄스 생성부(25)가, 전원 전압 극성에 근거하여 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322) 중, 온으로 하는 스위칭 소자를 선택하고, 전원 전류 Is에 근거하여, 콘덴서 단락을 막기 위한 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)의 제어를 행한다. 그러나, 이 예로 한정되지 않고, 제 1 펄스 생성부(24)가, 전원 전류 Is에 근거하여, 콘덴서 단락을 막도록 스위칭 소자(311, 312, 321, 322)의 온을 허가하는지 여부를 판단하여, 제 2 펄스 생성부(25)가, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)에 대해서, 콘덴서 단락을 막는 제어를 실시하지 않고, 전원 전압 극성에 따른 스위칭을 행해도 된다.
구체적으로는, 제 1 펄스 생성부(24)는, 전원 전압 Vs가 양인 경우, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 β 이하일 때에는 스위칭 소자(311)의 온을 허가하지 않고, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 β보다 클 때에는 스위칭 소자(311)의 온을 허가한다. 또, 제 1 펄스 생성부(24)는, 전원 전압 Vs가 음인 경우, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 β 이하일 때에는 스위칭 소자(312)의 온을 허가하지 않고, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 β보다 클 때에는 스위칭 소자(312)의 온을 허가한다.
또, 전술한 예에서는, 상보적인 PWM 신호를 생성하는 방법에 의해, 전원 주기마다의 각 암에 있어서의 스위칭을 실현하고 있지만, PWM 신호의 생성 방법은, 이 예로 한정되지 않는다. 구체적으로는, 제어부(10)는, 전원 전압 Vs가 양인 경우에는 스위칭 소자(312)를 구동하기 위한 신호 pulse_312A를 생성하고, 전원 전압 Vs가 음인 경우에는 스위칭 소자(311)를 구동하기 위한 신호 pulse_311A를 생성해도 된다. 또, 이 경우, 제어부(10)는, 전원 전류 Is, 전원 전압 Vs 및 모선 전압 Vdc의 관계에 근거하여, 스위칭 소자(311, 312)를 구동하기 위한 PWM 신호를 생성해도 된다. 그렇게 함으로써, 전원 전류 Is가 영이 되는 타이밍 전에 스위칭 소자(311, 312)를 오프시키는 것이 가능하고, 이 경우, 스위칭 소자(321, 322)의 동작을 전원 전압 극성에 근거하여 제어한 경우에도, 교류 전원(1) 및 리액터(2)를 통한 콘덴서 단락을 방지할 수 있다.
도 22는 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에서 생성되는, 전원 전압의 1 주기분의 신호의 제 1 예를 나타내는 도면이다. 도 22에는, 도 20에서 설명한 처리에 의해 생성되는 신호의 일례가 나타나 있다. 도 22에서는, 가로축에 시간을 취하고, 위부터 차례로, 전원 전압 Vs와, 전원 전류 Is와 타이머 설정값 α 및 캐리어 신호와, 스위칭 소자(311)를 구동하기 위한 신호와, 스위칭 소자(312)를 구동하기 위한 신호와, 스위칭 소자(321)를 구동하기 위한 신호와, 스위칭 소자(322)를 구동하기 위한 신호가 나타나 있다.
타이머 설정값 α는, 기준 온 듀티 duty에 대응하는 지령값이며, 시간의 경과와 함께 단계적으로 변화한다. 타이머 설정값 α는, 1개의 단의 세로축이 동일값으로 되어 있는 기간이다. 이와 같이 단계적으로 변화하는 타이머 설정값 α의 각각 대응하는 기준 온 듀티 duty가, 캐리어 신호인 반송파 carry와 비교되어, 스위칭 소자(311, 321)의 펄스폭이 결정된다. 전원 전압 Vs의 제로 크로스 부근에서는, 기준 온 듀티 duty가 작고, 전원 전압 Vs의 피크값에 가까워짐에 따라, 기준 온 듀티 duty가 커진다. 한편, 도 22에서는 데드 타임이 생략된다.
양측의 전류 임계값(양)은, 전원 전류 Is가 음극으로부터 양극으로 변화했을 때에, 제로 크로스 부근에서의 과도한 스위칭 동작을 억제하기 위해서 설정된다. 마찬가지로, 음측의 전류 임계값(음)은, 전원 전류 Is가 양극으로부터 음극으로 변화했을 때에, 제로 크로스 부근에서의 과도한 스위칭 동작을 억제하기 위해서 설정된다.
도 22에는, 전원 전압 Vs가 양극성일 때에는 스위칭 소자(312)를 마스터로 하고, 전원 전압 Vs가 음극성일 때에는 스위칭 소자(311)를 마스터로 하여, 스위칭 소자(311, 312)를 상보적으로 PWM 제어하는 동작예가 나타난다. 그 때문에, 전원 전압 Vs가 양극성일 때에는, 아래로 볼록한 원호 형상의 기준 온 듀티 duty가 이용되고, 전원 전압 Vs가 음극성일 때에도, 아래로 볼록한 원호 형상의 기준 온 듀티 duty가 이용된다.
스위칭 소자(321, 322)는, 전원 전압 Vs의 극성에 따라 온 또는 오프가 변환되고, 또한 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 이하인 경우에는, 오프가 된다. 한편, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)는, 전원 전류 검출부(6)에 필터 또는 히스테리시스를 가지게 하는 것에 의해, 전류 임계값 부근에서의 과도한 스위칭 동작을 억제하는 구성으로 해도 된다. 또 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)는, 제어부(10)의 내부에, 전원 전류 Is에 대한 필터 또는 히스테리시스를 가지게 하는 것에 의해, 전류 임계값 부근에서의 과도한 스위칭 동작을 억제하는 구성으로 해도 된다.
도 23은 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에서 생성되는, 전원 전압의 1 주기분의 신호의 제 2 예를 나타내는 도면이다. 도 23에서는, 도 22와 마찬가지로, 가로축에 시간을 취하고, 위부터 차례로, 전원 전압 Vs와, 전원 전류 Is와, 타이머 설정값 α 및 캐리어 신호와, 스위칭 소자(311)를 구동하기 위한 신호와, 스위칭 소자(312)를 구동하기 위한 신호와, 스위칭 소자(321)를 구동하기 위한 신호와, 스위칭 소자(322)를 구동하기 위한 신호가 나타나 있다.
도 23에는, 전원 전압 Vs가 양극성 및 음극성의 쌍방에서 스위칭 소자(312)를 마스터로 하여, 스위칭 소자(311, 312)를 상보적으로 PWM 제어하는 동작예가 나타난다. 그 때문에, 전원 전압 Vs가 양극성일 때에는, 아래로 볼록한 원호 형상의 기준 온 듀티 duty가 이용되고, 전원 전압 Vs가 음극성일 때에는, 위로 볼록한 원호 형상의 기준 온 듀티 duty가 이용된다. 도 23의 동작예에서는, 전원 전압 Vs가 양극성인 경우에는, 스위칭 소자(312)를 구동하기 위한 신호 pulse_312A가 생성되고, 전원 전압 Vs가 음극성인 경우에는, 스위칭 소자(311)를 구동하기 위한 신호 pulse_311A가 생성된다.
또, 전술한 도 22에서는, 캐리어 신호에 의해 스위칭 소자가 제어되는 예를 나타냈지만, 전원 주기의 반주기 중에, 1회로부터 수회의 스위칭을 행하는 간이 스위칭 제어에도, 실시형태 1의 동작을 적용할 수 있다. 도 24는 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치가 간이 스위칭 제어를 실시하는 경우의 신호의 일례를 나타내는 도면이다. 도 24에서는, 가로축에 시간을 취하고, 위부터 차례로, 전원 전압 Vs와, 전원 전류 Is와, 전원 전류 Is의 절대값 |Is|와, 전원 극성 신호와, 전원 전류 신호와, 스위칭 소자(311)를 구동하기 위한 신호와, 스위칭 소자(312)를 구동하기 위한 신호와, 스위칭 소자(321)를 구동하기 위한 신호와, 스위칭 소자(322)를 구동하기 위한 신호가 나타나 있다. 전원 극성 신호는, 전원 전압 Vs의 극성에 대응하여 변화하는 2진의 신호(binary signal)이며, 스위칭 소자(311, 312)의 스위칭 소자 동작을 제어하기 위해서 이용된다. 전원 전류 신호는, 스위칭 소자(321, 322)의 스위칭 소자 동작을 제어하기 위해서 이용되는 2진의 신호이다.
도 24에는 3개의 전류 임계값이 나타난다. 전원 전류 Is의 양측의 전류 임계값은, 도 22에서 기술한 양측의 전류 임계값(양)과 마찬가지의 목적으로 설정되는 임계값이다. 전원 전류 Is의 음측의 전류 임계값은, 도 22에서 기술한 음측의 전류 임계값(음)과 마찬가지의 목적으로 설정되는 임계값이다. 전원 전류 Is의 절대값 |Is|에 대해서 설정되는 전류 임계값은, 전원 전류 신호의 값을 변화시키기 위해서 설정되는 임계값이다.
전원 전압 Vs의 제로 크로스를 검출하는 것에 의해 전원 극성 신호가 생성되고, 전원 전류 Is의 제로 크로스를 검출하는 것에 의해 전원 전류 신호가 생성된다. 이 경우, 전력 변환 장치(100)는, 전원 전류 Is의 절대값 |Is|가 전류 임계값 이하인 경우에는, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(321)가 동시에 온하지 않게 제어하고, 또, 스위칭 소자(312) 및 스위칭 소자(322)가 동시에 온하지 않게 제어한다. 이에 의해, 콘덴서 단락을 방지할 수 있다.
또, 스위칭 소자(311, 312)가 스위칭 동작을 행하지 않은 패시브한 상태에서도, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 이하인 경우에는, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)를 온시키지 않게 함으로써, 콘덴서 단락을 방지할 수 있다.
도 25는 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치에서 생성되는 패시브한 상태의 신호의 일례를 나타내는 도면이다. 도 25에서는, 도 24와 마찬가지로, 가로축에 시간을 취하고, 위부터 차례로, 전원 전압 Vs와, 전원 전류 Is와, 전원 전류 Is의 절대값 |Is|와, 전원 극성 신호와, 전원 전류 신호와, 스위칭 소자(311)를 구동하기 위한 신호와, 스위칭 소자(312)를 구동하기 위한 신호와, 스위칭 소자(321)를 구동하기 위한 신호와, 스위칭 소자(322)를 구동하기 위한 신호가 나타나 있다. 이 경우도, 전력 변환 장치(100)는, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 이하인 경우에는, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(321)가 동시에 온하지 않게 제어하고, 또, 스위칭 소자(312) 및 스위칭 소자(322)를 동시에 온하지 않게 제어한다. 이에 의해, 콘덴서 단락을 방지할 수 있다.
다음에, 도 26 내지 도 29를 이용하여, 각 스위칭 소자의 구동 회로와, 부트스트랩 회로에 대해 설명한다.
도 26은 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치가 구비하는 구동 회로 및 부트스트랩 회로를 나타내는 도면이다. 도 26에 나타내는 바와 같이, 전력 변환 장치(100)는, 도 1에 나타내는 구성에 더하여, 2개의 직류 전압원(300)과, 4개의 구동 회로(311DC, 312DC, 321DC, 322DC)와, 2개의 부트스트랩 회로(401, 402)를 구비한다. 도 26의 전력 변환 장치(100)는, 구동 회로(311DC, 312DC)가 한쪽 직류 전압원(300)과 공용하고, 구동 회로(321DC), 322DC가 다른 쪽 직류 전압원(300)과 공용하고 있지만, 2개의 직류 전압원(300) 대신에, 1개의 직류 전압원(300)을 이용하여, 4개의 구동 회로(311DC, 312DC, 321DC, 322DC)가 1개의 직류 전압원(300)을 공용하는 구성으로 해도 된다.
제 1 구동 회로인 구동 회로(311DC)는, 부트스트랩 회로(401)로부터 출력되는 전압을 전원 전압으로서 이용하여, 제어부(10)로부터의 pulse_311A를, 스위칭 소자(311)를 구동하는 제 1 구동 신호로 변환하고, 스위칭 소자(311)의 게이트에 출력한다. 부트스트랩 회로(401)의 구성의 상세는 후술한다. 제 2 구동 회로인 구동 회로(312DC)는, 직류 전압원(300)으로부터 출력되는 전압을 전원 전압으로서 이용하여, 제어부(10)로부터의 pulse_312A를, 스위칭 소자(312)를 구동하는 제 2 구동 신호로 변환하고, 스위칭 소자(312)의 게이트에 출력한다.
구동 회로(321DC)는, 부트스트랩 회로(402)로부터 출력되는 전압을 전원 전압으로서 이용하여, 제어부(10)로부터의 pulse_321A를, 스위칭 소자(321)를 구동하는 구동 신호로 변환하고, 스위칭 소자(321)의 게이트에 출력한다. 구동 회로(322DC)는, 직류 전압원(300)으로부터 출력되는 전압을 전원 전압으로서 이용하여, 제어부(10)로부터의 pulse_322A를, 스위칭 소자(322)를 구동하는 구동 신호로 변환하고, 스위칭 소자(322)의 게이트에 출력한다.
부트스트랩 회로(401)는, 일단이 직류 전압원(300)에 접속되는 부트 저항(311R)과, 애노드가 부트 저항(311R)의 타단에 접속되는 부트 다이오드(311D)와, 일단이 부트 다이오드(311D)의 캐소드에 접속되고 타단이 구동 회로(311DC)에 접속되는 제 2 콘덴서인 부트 콘덴서(311C)와, 게이트 전압 억제 다이오드(311D')를 구비한다.
게이트 전압 억제 다이오드(311D')의 애노드는, 부트 다이오드(311D)의 캐소드와 부트 콘덴서(311C)의 일단에 접속된다. 게이트 전압 억제 다이오드(311D')의 캐소드는, 구동 회로(311DC)에 접속된다. 게이트 전압 억제 다이오드(311D')에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압인 제 1 전압의 값은, 보디 다이오드(312a)에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압인 제 2 전압의 값보다도 낮은 것으로 한다. 즉, 게이트 전압 억제 다이오드(311D')의 순방향 전류-순방향 전압 특성은, 보디 다이오드(312a)의 순방향 전류-순방향 전압 특성보다도 우수한 것으로 한다. 한편, 다이오드에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압은, 일반적으로 순방향 전압이라고 불린다.
부트스트랩 회로(402)는, 부트스트랩 회로(401)와 마찬가지로 구성되어 있고, 일단이 직류 전압원(300)에 접속되는 부트 저항(321R)과, 애노드가 부트 저항(321R)의 타단에 접속되는 부트 다이오드(321D)와, 일단이 부트 다이오드(321D)의 캐소드에 접속되고 타단이 구동 회로(321DC)에 접속되는 부트 콘덴서(321C)와, 게이트 전압 억제 다이오드(321D')를 구비한다.
게이트 전압 억제 다이오드(321D')의 애노드는, 부트 다이오드(321D)의 캐소드와 부트 콘덴서(321C)의 일단에 접속된다. 게이트 전압 억제 다이오드(321D')의 캐소드는, 구동 회로(321DC)에 접속된다. 게이트 전압 억제 다이오드(321D')에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압의 값은, 보디 다이오드(322a)에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압의 값보다도 낮은 것으로 한다. 즉, 게이트 전압 억제 다이오드(321D')의 순방향 전류-순방향 전압 특성은, 보디 다이오드(322a)의 순방향 전류-순방향 전압 특성보다도 우수한 것으로 한다. 게이트 전압 억제 다이오드(311D')가 이용되는 이유는 후술한다. 한편, 부트스트랩 회로(402)는, 부트스트랩 회로(401)와 마찬가지로 구성되어 있기 때문에, 부트스트랩 회로(402)의 구성의 상세는 생략한다.
이와 같이 구성되는 부트스트랩 회로(401)에서는, 스위칭 소자(312)가 온했을 때, 직류 전압원(300), 부트 저항(311R), 부트 다이오드(311D), 부트 콘덴서(311C) 및 스위칭 소자(312)로 구성되는 경로에 전류가 흘러, 부트 콘덴서(311C)가 충전된다. 충전된 부트 콘덴서(311C)의 양단에 발생하는 콘덴서 전압 Vc는, Vc=Vdc+VBD-Vdr-Vf로 나타낼 수 있다. Vdc는 직류 전압원(300)의 전압, VBD는 보디 다이오드(312a)의 순방향 전압, Vdr는 부트 저항(311R)의 강하 전압, Vf는 부트 다이오드(311D)의 순방향 전압이다.
예를 들면, Vdc가 6.0V, VBD가 3.0V, Vdr이 0.5V, Vf가 1.5V인 경우, Vc는 7.0V가 된다. 이에 대해서, 구동 회로(311DC)의 정격 전압이 6.0V인 경우, Vc의 값은 구동 회로(311DC)의 정격 전압보다도 높아진다. 이와 같이 Vc의 값이 높아지는 이유는, 부트 콘덴서(311C)에는, 직류 전압원(300)의 전압뿐만 아니라, 보디 다이오드(312a)의 순방향 전압도 인가되기 때문이다. 보디 다이오드(312a)의 순방향 전압은, 보디 다이오드(312a)에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압이다. 예를 들면, PN 접합의 퍼텐셜 장벽이 높은 WBG 반도체에 의해 형성된 스위칭 소자가, 스위칭 소자(312)로서 이용되고 있는 경우, 이 스위칭 소자(312)의 보디 다이오드(312a)의 순방향 전압이 높아지는 경향이 있다. 한편, 보디 다이오드(312a)의 순방향 전압이 높아지는 스위칭 소자(312)는, WBG 반도체에 의해 형성된 스위칭 소자로 한정되지 않고, 부트 콘덴서(311C)의 콘덴서 전압 Vc가 구동 회로(311DC)의 정격 전압보다도 높아지도록, 보디 다이오드의 순방향 전압이 높아지는 경향을 나타내는 것이면, Si 스위칭 소자도 해당하는 경우가 있다.
콘덴서 전압 Vc가 구동 회로(311DC)의 정격 전압보다도 높아지면, 구동 회로(311DC)의 내전압이 저하될 우려가 있다. 또 구동 회로(311DC)에서 생성되는 구동 신호의 값이 커지기 때문에, 스위칭 소자(311)의 단락 내량이 저하될 우려가 있다. 또, 이와 같이 높은 전압이 인가되는 구동 회로(311DC)에 의해 스위칭 소자(311)가 구동되면, 구동 회로(311DC)에서 생성되는 구동 신호의 값은, 직류 전압원(300)의 전압이 인가되는 구동 회로(312DC)에서 생성되는 구동 신호의 값보다도 커진다. 그 때문에 스위칭 소자(311)의 온 시의 손실과 스위칭 소자(312)의 온 시의 손실이 상이한 값이 되고, 스위칭 소자(311)와 스위칭 소자(312)의 사이의, 발열의 치우침이 커진다. 발열의 치우침이 커지면, 한쪽 스위칭 소자를 구성하는 반도체의 교차점 온도가 허용값을 초과한 경우, 정상적인 동작을 할 수 없게 될 가능성이 있다.
도 26에 나타내는 전력 변환 장치(100)에서는, 부트 콘덴서(311C)와 구동 회로(311DC)의 사이에 게이트 전압 억제 다이오드(311D')가 마련되어 있다. 즉, 부트 콘덴서(311C)가 게이트 전압 억제 다이오드(311D')를 통하여, 구동 회로(311DC)에 접속되어 있다. 그 때문에, 부트 콘덴서(311C)의 콘덴서 전압은, 게이트 전압 억제 다이오드(311D')에 의해, 일정값 저감된 후, 구동 회로(311DC)의 전원 전압으로서 구동 회로(311DC)에 인가된다. 이와 같이, 게이트 전압 억제 다이오드(311D')는, 부트 콘덴서(311C)로부터 구동 회로(311DC)에 주어지는 구동 회로(311DC)의 전원 전압을 조정하기 위한 전원 전압 조정용 소자로서 기능한다.
예를 들면, Vdc가 6.0V, VBD가 3.0V, Vdr이 0.5V, Vf가 1.5V, VD가 1.0V인 경우, Vc의 값은, Vc=Vdc+VBD-Vdr-Vf-VD로 표시되고, Vc=6.0V가 된다. VD는, 게이트 전압 억제 다이오드(311D')의 순방향 전압, 즉, 게이트 전압 억제 다이오드(311D')에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압이다.
이와 같이, 게이트 전압 억제 다이오드(311D')가 마련되어 있지 않은 경우, 구동 회로(311DC)에는 Vc(7.0V)와 동등한 구동 전압이 인가되는 데 비해, 게이트 전압 억제 다이오드(311D')가 마련되어 있는 경우, 구동 회로(311DC)에는 6.0V가 인가된다. 즉, 게이트 전압 억제 다이오드(311D')를 마련하는 것에 의해, 부트 콘덴서(311C)로부터 구동 회로(311DC)에 주어지는 구동 회로(311DC)의 전원 전압을, 구동 회로(311DC)의 정격 전압까지 저하시킬 수 있다. 또, 상기와 같이, Vdc, VBD, Vdr, Vf, VD 등을 설정한 경우, 구동 회로(311DC)의 전원 전압은, 직류 전압원(300)의 전압 Vdc와 동등해진다.
실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)에 의하면, 구동 회로(311DC)의 내전압의 저하를 억제할 수 있고, 스위칭 소자(311)의 단락 내량의 저하를 억제할 수 있다. 또, 구동 회로(311DC)의 전원 전압을, 구동 회로(312DC)의 전원 전압과 동등한 값으로 조정할 수 있기 때문에, 스위칭 소자(311)와 스위칭 소자(312)의 사이의 발열의 치우침을 억제할 수 있어, 전력 변환 장치(100)의 신뢰성이 향상된다.
또, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)에 의하면, 구동 회로(311DC)의 전원 전압을, 구동 회로(312DC)의 전원 전압과 동등한 값으로 조정할 수 있기 때문에, 구동 회로(311DC) 및 구동 회로(312DC)를 구성하는 부품을 공통화할 수 있어, 구동 회로(311DC) 및 구동 회로(312DC)를 상이한 부품으로 제조하는 경우에 비해, 부품의 수율이 향상된다. 또 구동 회로(311DC) 및 구동 회로(312DC)의 제조 비용이 저감되고, 또 구동 회로(311DC) 및 구동 회로(312DC)의 제조 단계에 있어서의 부품의 감용화(減容化)를 도모할 수 있다. 또한, 전력 변환 장치(100)의 수리 시에 있어서의 구동 회로(311DC) 및 구동 회로(312DC)의 교환 작업이 용이화된다.
한편, 도 26에 나타내는 전력 변환 장치(100)에서는, 부트스트랩 회로(401)의 내부에 게이트 전압 억제 다이오드(311D')가 마련되어 있지만, 게이트 전압 억제 다이오드(311D')는 부트스트랩 회로(401)와는 별도로 제작하여, 부트스트랩 회로(401)와 구동 회로(311DC)의 사이에 마련해도 된다. 부트스트랩 회로(401)의 내부에 게이트 전압 억제 다이오드(311D')를 마련한 경우, 게이트 전압 억제 다이오드(311D'), 부트 콘덴서(311C) 등을 일체로 하여 부트스트랩 회로(401)를 제조할 수 있기 때문에, 전력 변환 장치(100)의 생산 효율이 향상된다. 또 게이트 전압 억제 다이오드(311D')를 부트스트랩 회로(401)와는 별도로 제작하여, 부트스트랩 회로(401)와 구동 회로(311DC)의 사이에 마련한 경우, 순방향 전압이 상이한 복수의 게이트 전압 억제 다이오드(311D') 중에서, 보디 다이오드(312a)의 순방향 전압의 값에 따른 적절한 것을 선택하여 장착할 수 있기 때문에, 구동 회로(311DC)의 전원 전압을 용이하게 조정할 수 있다.
도 27은 실시형태 1의 제 1 변형예에 따른 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 27에 나타내는 전력 변환 장치(100-1)에서는, 도 26에 나타내는 부트스트랩 회로(401, 402) 대신에, 부트스트랩 회로(401A, 402A)가 이용된다. 부트스트랩 회로(401A)에서는, 게이트 전압 억제 다이오드(311D')가 생략되고, 부트 콘덴서(311C)의 일단이 구동 회로(311DC)에 직접 접속되어 있다. 부트스트랩 회로(402A)에서는, 게이트 전압 억제 다이오드(321D'가 생략되고, 부트 콘덴서(321C)의 일단이 구동 회로(321DC)에 직접 접속되어 있다. 또 전력 변환 장치(100-1)에서는, 스위칭 소자(312)에 게이트 전압 억제 다이오드(312RD)가 병렬 접속되고, 스위칭 소자(322)에 게이트 전압 억제 다이오드(322RD)가 병렬 접속되어 있다.
게이트 전압 억제 다이오드(312RD)의 애노드는, 보디 다이오드(312a)의 애노드에 접속되고, 게이트 전압 억제 다이오드(312RD)의 캐소드는, 보디 다이오드(312a)의 캐소드에 접속된다. 게이트 전압 억제 다이오드(312RD)의 순방향 전류-순방향 전압 특성은, 보디 다이오드(312a)의 순방향 전류-순방향 전압 특성보다도 우수한 것으로 한다. 예를 들면, 게이트 전압 억제 다이오드(312RD)의 순방향 전압이 1.5V, 보디 다이오드(312a)의 순방향 전압이 3.0V인 경우, 1.5V와 직류 전압원(300)의 전압의 합계값으로부터, 부트 저항(311R)의 강하 전압과 부트 다이오드(311D)의 순방향 전압을 뺀 값의 전압에 의해, 부트 콘덴서(311C)가 충전된다. 충전된 부트 콘덴서(311C)의 콘덴서 전압은, 게이트 전압 억제 다이오드(312RD)가 이용되지 않은 경우에 비해 낮은 값이 되고, 구동 회로(311DC)의 전원 전압으로서 이용된다. 이와 같이, 게이트 전압 억제 다이오드(312RD)는, 부트 콘덴서(311C)의 양단에 발생하는 콘덴서 전압을 조정하기 위한 콘덴서 전압 조정용 소자로서 기능한다.
게이트 전압 억제 다이오드(322RD)의 애노드는, 보디 다이오드(322a)의 애노드에 접속되고, 게이트 전압 억제 다이오드(322RD)의 캐소드는, 보디 다이오드(322a)의 캐소드에 접속된다. 게이트 전압 억제 다이오드(322RD)의 순방향 전류-순방향 전압 특성은, 보디 다이오드(322a)의 순방향 전류-순방향 전압 특성보다도 우수한 것으로 한다. 게이트 전압 억제 다이오드(322RD)는, 부트 콘덴서(321C)의 양단에 발생하는 콘덴서 전압을 조정하기 위한 콘덴서 전압 조정용 소자로서 기능한다.
도 27에 나타내는 전력 변환 장치(100-1)에 의하면, 부트 콘덴서의 충전 전압의 상승을 억제할 수 있음과 더불어, 데드 타임 및 제로 크로스 시의 비동기 정류 기간에 있어서의 보디 다이오드에 의한 손실 증가를 억제할 수 있다.
도 28은 실시형태 1의 제 2 변형예에 따른 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 28에 나타내는 전력 변환 장치(100-2)에서는, 도 26에 나타내는 부트스트랩 회로(402) 대신에, 도 27에 나타내는 부트스트랩 회로(402A)가 이용된다. 즉, 전력 변환 장치(100-2)에서는, 제 1 암에만 게이트 전압 억제 다이오드(311D')가 이용된다.
전력 변환 장치(100-2)와 같이 풀 브리지 구성의 전력 변환 장치에서는, 스위칭 소자(321, 322)의 전원 극성에 근거하여 동기 정류 제어하는 것에 의해, 보디 다이오드를 통한 부트 콘덴서를 충전하는 경로가 발생하지 않는다. 그 때문에, 전력 변환 장치(100-2)에서는, 제 1 암에만 게이트 전압 억제 다이오드(311D')를 실시하면 되고, 사용되는 부품을 줄일 수 있다.
도 29는 실시형태 1의 제 3 변형예에 따른 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 29에 나타내는 전력 변환 장치(100-3)에서는, 도 27에 나타내는 게이트 전압 억제 다이오드(322RD)가 생략되어 있다. 즉, 전력 변환 장치(100-3)에서는, 제 1 암에만 게이트 전압 억제 다이오드(312RD)가 이용된다. 전력 변환 장치(100-3)에서는, 전력 변환 장치(100-2)와 마찬가지로, 스위칭 소자(321, 322)의 전원 극성에 근거하여 동기 정류 제어하는 것에 의해, 보디 다이오드를 통한 부트 콘덴서를 충전하는 경로가 발생하지 않는다. 그 때문에, 전력 변환 장치(100-3)에서는, 제 1 암에만 게이트 전압 억제 다이오드(312RD)를 실시하면 되고, 사용되는 부품을 줄일 수 있다.
한편, 실시형태 1에서는, 교류 전원(1)이, 50Hz/60Hz의 상용 전원인 경우, 가청역(可聽域) 주파수는 16kHz부터 20kHz까지의 범위, 즉 상용 전원의 주파수의 266배부터 400배까지의 범위가 된다. 이와 같은 가청역 주파수로 스위칭 소자가 구동된 경우, 스위칭에 기인하는 소음이 문제가 된다. WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자는, 고속 스위칭이 가능하기 때문에, 이와 같은 가청역 주파수보다 높은 주파수, 예를 들면 20kHz보다 높은 스위칭 주파수로 스위칭 가능한 스위칭 소자로서 적합하다.
또, Si 반도체에 의해 형성된 스위칭 소자를 수 10kHz 이상의 스위칭 주파수, 예를 들면 20kHz보다 높은 스위칭 주파수로 구동한 경우, 스위칭 손실의 비율이 커져, 방열 대책이 필수가 된다. WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자는, 20kHz보다 높은 스위칭 주파수로 구동한 경우에도, Si 반도체에 의해 형성된 스위칭 소자에 비해, 스위칭 손실이 매우 작다. 그 때문에, WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자를 전력 변환 장치(100)에 이용하는 것에 의해, 스위칭 소자에 대한 방열 대책이 불필해지거나, 또는 스위칭 소자에 대한 방열 대책을 위해서 이용되는 방열 핀 등의 부재의 사이즈를 소형화할 수 있기 때문에, 전력 변환 장치(100)의 소형화 및 경량화가 가능해진다. 또, WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자의 고주파 스위칭이 가능해지는 것에 의해, 리액터(2)의 인덕턴스를 상대적으로 작게 할 수 있기 때문에, 리액터(2)의 소형화가 가능하게 된다. 한편, 잡음 단자 전압 규격의 측정 범위에 스위칭 주파수의 1차 성분이 들어가지 않게 하기 위해, 스위칭 주파수는, 150kHz 이하로 하는 것이 바람직하다.
또, WBG 반도체는, Si 반도체에 비해 정전 용량이 작기 때문에, 스위칭에 기인하는 리커버리 전류의 발생이 적고, 리커버리 전류에 기인하는 손실 및 노이즈의 발생을 억제할 수 있기 때문에, 고주파 스위칭에 적합하다.
또, WBG 반도체는, 100kHz 정도의 고주파로 구동한 경우에도, 스위칭 소자에서 발생하는 손실의 증가가 억제되기 때문에, 리액터(2)의 소형화에 의한 손실 저감 효과가 커져, 넓은 출력 대역, 즉 넓은 부하 조건에 있어서, 고효율인 컨버터를 실현할 수 있다.
또, WBG 반도체는, Si 반도체에 비해 내열성이 높고, 암간의 손실의 치우침에 의한 스위칭의 발열 허용 레벨이 높다. 제 1 암(31)은, 제 2 암(32)에 비해, 높은 주파구로 구동되는 것에 의해 스위칭 손실이 증가하고, 발열량이 높아지기 때문에, WBG 반도체는, 제 2 암(32)보다도 발열량이 높은 제 1 암(31)에 적합하다.
한편, 저속 스위칭하는 암을 구성하는 스위칭 소자에는, 수퍼 정션(Super Junction: SJ)-MOSFET를 이용해도 된다. SJ-MOSFET를 저속 스위칭하는 암에 이용하는 것에 의해, SJ-MOSFET의 메리트인 낮은 온 저항을 살리면서, 정전 용량이 높고 리커버리가 발생하기 쉽다는 SJ-MOSFET의 디메리트를 억제할 수 있다. 또, SJ-MOSFET를 이용하는 것에 의해, WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자를 이용하는 경우에 비해, 저속 스위칭하는 암의 제조 비용을 저감할 수 있다.
한편, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)는, 범용의 인텔리전트 파워 모듈(Intelligent Power Module: IPM)로 구성해도 된다. IPM를 이용하는 것에 의해, 스위칭 소자(311, 312, 321, 322)의 구동 회로를, IPM 내부에 도입하는 것이 가능하고, 리액터(2), 브리지 회로(3), 평활 콘덴서(4), 전원 전압 검출부(5), 전원 전류 검출부(6), 모선 전압 검출부(7) 및 제어부(10)를 실장하는 기판 면적을 작게 할 수 있다. 또 범용의 IPM를 이용함으로써 비용의 증가를 억제할 수 있다.
한편, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)는, 전원 전압 Vs의 극성을 파악할 수 있으면 되고, 전원 전압 Vs의 제로 크로스점을 검출하는 것에 의해 전원 전압 Vs의 극성을 판정하는 구성으로 한정되지 않는다. 한편, 제로 크로스점을 검출하는 경우, 제로 크로스 근처에서의 극성 오판정을 억제하기 위해, 전력 변환 장치(100)는, 전원 전압 위상 추정값 θ^s에 근거하여, 제 1 암(31) 및 제 2 암(32)의 동작을, 제로 크로스의 시점으로부터 일정 기간 오프시킨다.
한편, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)에서는, 전원 전류 Is의 절대값이 전류 임계값 이상일 때, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)를 온 상태로 하는 것을 허가하고 있지만, 전력 변환 장치(100)의 구성은 이것으로 한정되지 않는다. 전력 변환 장치(100)는, 전원 전압 Vs와, 제 1 암(31)에 인가되는 전압과, 모선 전압 Vdc와, 스위칭 소자의 양단에 인가되는 전압 중 어느 것을 이용하여, 스위칭 소자의 보디 다이오드에 전류가 흐르고 있는 것을 추정해서, 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)를 제어해도 된다. 한편, 전원 전압 Vs와, 제 1 암(31)에 인가되는 전압과 모선 전압 Vdc 중 어느 것을 이용하여, 스위칭 소자의 보디 다이오드에 전류가 흐르고 있는 것을 추정하는 경우, 판정에 있어서의 불균형 요인이 많기 때문에, 추정 오차에 주의가 필요하다. 또, 스위칭 소자의 양단에 인가되는 전압을 이용하여, 스위칭 소자의 보디 다이오드에 전류가 흐르고 있는 것을 추정하는 경우, 전류의 흐름을 추정하는 스위칭 소자마다 전압 검출 회로가 필요해진다.
한편, 실시형태 1에서는, 전원 전류 Is를 검출함으로써 동기 정류 제어를 행하는 예를 설명했지만, 실시형태 1에 따른 전력 변환 장치(100)는, 전원 전류 Is 대신에, 브리지 회로(3)와 평활 콘덴서(4)의 사이의 모선에 흐르는 전류를 검출함으로써, 동기 정류 제어를 행하는 구성으로 해도 된다. 이 경우, 단락 경로의 전류를 검출할 수 없기 때문에, 전류 임계값을 이용하여 동기 정류 제어를 하면, 동기 정류 동작의 가능한 기간이 짧아지는 경우가 있다. 그 때문에, 모선 전류를 검출하여 동기 정류 제어를 하는 경우에는, 전술한 바와 같이 단락 전류 동작 시에는, 전원 전류 Is의 절대값이 임계값 미만이었다고 해도 극성에 따라 스위칭 소자(321) 또는 스위칭 소자(322)를 온하도록 제어해도 된다. 그 경우, 넓은 기간에 있어서 동기 정류 동작이 가능해지기 때문에, 스위칭 소자(321) 또는 스위칭 소자(322)의 도통 손실을 저감할 수 있다.
한편, 제 1 암(31)은, 스위칭 소자(311, 312)를 1개의 패키지에 마련한, 소위 2 in1 모듈에 실장하는 것이 바람직하다. 마찬가지로, 제 2 암(32)은, 스위칭 소자(321, 322)를 1개의 패키지에 마련한, 2 in1 모듈에 실장하는 것이 바람직하다. 2 in1 모듈에서는, 동일한 스위칭 특성의 2개의 스위칭 소자가 탑재되는 경우가 많다. 제 1 암(31) 및 제 2 암(32)의 각각을 2 in1 모듈에 실장하는 것에 의해, 스위칭 소자(311, 312, 321, 322)를 각각 1개의 모듈로 구성한 경우에 비해, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(312)간의 발열의 치우침이 억제되고, 또한 스위칭 소자(321) 및 스위칭 소자(322)간의 발열의 치우침이 억제된다.
이상으로 설명한 바와 같이 실시형태 1에 의하면, 구동 회로(311DC)의 전원 전압의 상승을 억제할 수 있기 때문에, 구동 회로의 내전압의 저하를 억제할 수 있고, 스위칭 소자의 단락 내량의 저하를 억제할 수 있고, 또한, 스위칭 소자(311)와 스위칭 소자(312)의 사이의 발열의 치우침을 억제할 수 있다. 따라서, 전력 변환 장치(100)의 신뢰성을 향상시킬 수 있다. 또, 구동 회로(311DC)의 전원 전압의 상승을 억제할 수 있기 때문에, 부트스트랩 회로(401)와 구동 회로(311DC)의 사이에, 절연 내압을 향상시키기 위한 절연 전원을 별도 마련할 필요가 없고, 전력 변환 장치(100)의 구조가 간소화되고, 또 전력 변환 장치(100)의 제조 비용을 저감할 수 있다. 또 콘덴서 전압의 상승을 억제하기 위해서 직류 전압원(300)의 전압을 저하시킬 필요가 없으므로, 구동 회로(312DC)가 동작 가능한 전원 전압을 확보하면서, 구동 회로(311DC)의 전원 전압을, 구동 회로(312DC)의 전원 전압과 동등한 값으로 조정할 수 있다. 따라서, 스위칭 소자(311)와 스위칭 소자(312)의 사이의 발열의 치우침을 억제할 수 있어, 전력 변환 장치(100)의 신뢰성이 향상된다. 또, 구동 회로(311DC)의 전원 전압을, 구동 회로(312DC)의 전원 전압과 동등한 값으로 조정할 수 있기 때문에, 스위칭 동작 시에 한쪽의 전원 전압이 필요 이상으로 높아지는 것에 의한 손실이 억제되고, 전력 변환 장치(100)의 소비 전력이 억제되어, 전력 변환 장치(100)의 효율을 향상시킬 수 있다. 또, 실시형태 1은, WBG의 MOSFET와 같이, 보디 다이오드의 순방향 전류-순방향 전압 특성이 뒤떨어지는 스위칭 소자를 이용한 경우에도, 구동 회로(311DC)의 전원 전압의 상승을 억제할 수 있기 때문에, WBG의 MOSFET, 특히 SiC의 MOSFET를 이용한 전력 변환 장치(100)에 적합하다. 또, 실시형태 1은, WBG의 스위칭 소자와 같이, 게이트 구동 전압에 관한 감도가 높은 특성을 갖는 스위칭 소자를 이용한 전력 변환 장치(100)에 적합하다.
게이트 구동 전압에 관한 감도에 대해 설명한다. SiC의 MOSFET의 성능 지표에는, 도통 손실과 스위칭 손실이 이용된다. 도통 손실은, MOSFET의 온 저항과 전류값으로 결정되고, 온 저항은 게이트 구동 전압에 의해 크게 변화하는 것이 알려져 있다. 일반적으로, 게이트 구동 전압이 낮은 경우에는 온 저항은 급격하게 상승하는 경향을 나타내고, 게이트 구동 전압이 높아짐에 따라, 온 저항은 특정한 값으로 수속(收束)한다. 단 반도체에는 소자 내압이 존재하기 때문에, 게이트 구동 전압을 한도 없이 올릴 수 있는 것은 아니고, 예를 들면 게이트 구동 전압이 16∼18V일 때에 온 저항이 특정한 값으로 수속하는 경우에는, 게이트 구동 전압을 10V까지 저하시키면 온 저항이 상기 특정한 값의 2배가 된다. 이와 같이 게이트 구동 전압의 값에 의해 온 저항이 변화하는 것을, 본 실시형태에서는, 게이트 구동 전압에 관한 감도라고 칭하고 있다.
실시형태 2.
실시형태 1에서는, 직렬 접속된 2개의 스위칭 소자로 구성되는 1개의 스위칭 소자쌍이 제 1 암(31)에 마련되어 있지만, 실시형태 2에서는, 제 1 암(31)에 n개의 스위칭 소자쌍을 병렬 접속하여 동기 제어를 행하는 구성을 설명한다. n은 2 이상의 정수이다. 도 30은 실시형태 2에 따른 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다. 실시형태 2에 따른 전력 변환 장치(100A)에서는, 제 1 암(31)이 제 5 스위칭 소자인 스위칭 소자(313)와 제 6 스위칭 소자인 스위칭 소자(314)를 구비한다. 스위칭 소자(313) 및 스위칭 소자(314)는, 직렬 접속된다. 스위칭 소자(313) 및 스위칭 소자(314)로 구성되는 스위칭 소자쌍은, 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(312)로 구성되는 스위칭 소자쌍에 병렬 접속된다. 스위칭 소자(313)와 스위칭 소자(314)의 접속점에는 리액터(2)가 접속된다. 도 30에는, 2개의 암을 이용하여 동기 제어를 행하는 구성예가 나타난다.
제어부(10)는, 2개의 스위칭 소자쌍이 병렬로 접속된 제 1 암(31)을 구동할 때에는, 2개의 스위칭 소자쌍 중, 상부 암을 구성하는 2개의 스위칭 소자(311, 313)의 각각을 동시에 구동하고, 또, 하부 암을 구성하는 2개의 스위칭 소자(312, 314)의 각각을 동시에 구동한다. 한편, 병렬로 접속된 2개의 스위칭 소자를 동시에 구동하는 것을 「병렬 구동」이라고 부른다.
병렬로 접속된 2개의 스위칭 소자쌍이 병렬 구동되는 것에 의해, 각 스위칭 소자에 흐르는 전류는, 스위칭 소자쌍이 1개인 경우에 비해, 2분의 1이 된다. 도 19의 특성으로부터 분명한 바와 같이, 전류가 작아지면, 스위칭 소자의 손실은 작아지므로, 제 1 암(31)에서 발생하는 손실이 저감된다. 따라서, 제 1 암(31)과 제 2 암(32)의 사이의 발열의 치우침을 보다 한층 작게 할 수 있다.
한편, 도 30에서는, 2개의 스위칭 소자쌍을 병렬로 접속하는 구성을 예시하고 있지만, 스위칭 소자쌍은 2개로 한정되는 것은 아니고, n개여도 된다. n개의 스위칭 소자쌍을 이용하여 제 1 암(31)을 구성한 경우, 1개의 스위칭 소자쌍에 흐르는 전류는 n분의 1이 되므로, 제 1 암(31)에 있어서의 손실을 더 작게 할 수 있다. 한편, 병렬 접속된 n개의 스위칭 소자쌍의 사이에서의 손실의 치우침을 완전히 없앨 필요는 없고, 손실의 치우침이 허용되는 범위에 있어서, 병렬 접속되는 스위칭 소자쌍의 수를 선정하면 된다.
또, 도 30의 예에서는, 제 1 암(31)에 있어서 병렬 접속된 2개의 스위칭 소자를 동시에 구동하는 것을 설명했다. 즉, 실시형태 2에서는, 병렬 접속된 스위칭 소자를 동시에 스위칭하는 동기 제어 방식이 채용되고 있다. 그러나, 병렬 접속된 스위칭 소자의 제어 방식은, 이것으로 한정되지 않고, 병렬 접속된 2개의 스위칭 소자의 위상을 180° 어긋나게 하여 제어하는, 이른바 인터리브 제어여도 된다.
인터리브 제어는, 병렬 접속된 스위칭 소자(311) 및 스위칭 소자(313)를 온으로 할 때의 위상을 180° 어긋나게 하여 제어하고, 또, 병렬 접속된 스위칭 소자(312) 및 스위칭 소자(314)를 온으로 할 때의 위상을 180° 어긋나게 하여 제어한다. 이에 의해, 병렬 접속된 2개의 스위칭 소자가 인터리브 구동된다.
제 1 암(31)을 인터리브 구동하는 것에 의해, 고주파화가 용이해져, 리액터(2)의 소형화, 및 리액터 손실의 저감이 가능해진다. 한편, 공기 조화기와 같이 패시브한 상태에서 사용되는 것이 많은 경우, 리액터(2)를 소형화할 필요는 없고, 실시형태 1의 구성 및 동작 쪽이, 고조파의 억제 및 전원 역률의 면에서 유효하다.
한편, 실시형태 1, 2에서는, 교류 전원(1)과 제 1 암(31)의 사이에 1개의 리액터(2)가 마련되어 있지만, 실시형태 1, 2의 구성은 이것으로 한정되지 않고, 교류 전원(1)과 제 2 암(32)의 사이에도 리액터를 마련해도 된다. 이와 같이 2개의 리액터를 이용하는 것에 의해, 1개의 리액터의 용량을 작게 할 수 있기 때문에, 용량이 큰 1개의 리액터를 이용하는 경우에 비해, 전력 변환 장치(100, 100A)의 설계의 자유도가 향상된다.
여기에서, 실시형태 1, 2에 따른 전력 변환 장치(100, 100A)가 구비하는 제어부(10)의 하드웨어 구성에 대해 설명한다. 도 31은 실시형태 1, 2의 제어부를 실현하는 하드웨어 구성의 일례를 나타내는 도면이다. 실시형태 1, 2에서 설명한 제어부(10)는, 프로세서(201) 및 메모리(202)에 의해 실현된다.
프로세서(201)는, CPU(Central Processing Unit, 중앙 처리 장치, 처리 장치, 연산 장치, 마이크로프로세서, 마이크로컴퓨터, 프로세서, DSP(Digital Signal Processor)라고도 함), 또는 시스템 LSI(Large Scale Integration)이다. 메모리(202)는, RAM(Random Access Memory), ROM(Read Only Memory), 플래시 메모리, EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory), 또는 EEPROM(등록상표)(Electrically Erasable Programmable Read Only Memory)과 같은 반도체 메모리가 해당한다. 반도체 메모리는 불휘발성 메모리여도 되고 휘발성 메모리여도 된다. 또 메모리(202)는, 반도체 메모리 이외에도, 자기 디스크, 플렉시블 디스크, 광 디스크, 콤팩트 디스크, 미니 디스크 또는 DVD(Digital Versatile Disc)여도 된다.
도 13에 나타낸 전원 전류 지령값 제어부(21), 온 듀티 제어부(22), 전원 전압 위상 산출부(23), 제 1 펄스 생성부(24), 제 2 펄스 생성부(25), 전류 지령값 산출부(26) 및 순시값 지령값 산출부(27)는, 도 31에 나타낸 프로세서(201) 및 메모리(202)에 의해 실현된다. 즉, 프로세서(201)가 전원 전류 지령값 제어부(21), 온 듀티 제어부(22), 전원 전압 위상 산출부(23), 제 1 펄스 생성부(24), 제 2 펄스 생성부(25), 전류 지령값 산출부(26) 및 순시값 지령값 산출부(27)의 각각으로서 동작하기 위한 프로그램을 메모리(202)에 저장해 두고, 메모리(202)에 저장되어 있는 프로그램을 프로세서(201)가 판독하여 실행하는 것에 의해, 상기의 각 부가 실현된다.
실시형태 3.
도 32는 실시형태 3에 따른 모터 구동 장치의 구성예를 나타내는 도면이다. 실시형태 3에 따른 모터 구동 장치(101)는, 부하인 모터(42)를 구동한다. 모터 구동 장치(101)는, 실시형태 1의 전력 변환 장치(100)와, 인버터(41)와, 모터 전류 검출부(44)와, 인버터 제어부(43)를 구비한다. 인버터(41)는, 전력 변환 장치(100)로부터 공급되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고 모터(42)에 출력하는 것에 의해, 모터(42)를 구동한다.
한편, 모터 구동 장치(101)는, 실시형태 1의 전력 변환 장치(100) 대신에, 실시형태 2의 전력 변환 장치(100A)를 구비해도 된다. 또, 실시형태 3에서는, 모터 구동 장치(101)의 부하, 즉 인버터(41)에 접속되는 기기가 모터(42)이지만, 인버터(41)에 접속되는 기기는, 교류 전력이 입력되는 기기이면, 모터(42) 이외의 기기여도 된다.
인버터(41)는, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 비롯한 스위칭 소자를, 3상 브리지 구성 또는 2상 브리지 구성으로 한 회로이다. 인버터(41)에 이용되는 스위칭 소자는, IGBT로 한정되지 않고, WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자, IGCT(Insulated Gate Controlled Thyristor), FET(Field Effect Transistor) 또는 MOSFET여도 된다.
모터 전류 검출부(44)는, 인버터(41)와 모터(42)의 사이에 흐르는 전류를 검출한다. 인버터 제어부(43)는, 모터 전류 검출부(44)에서 검출된 전류를 이용하여, 모터(42)가 회전수에서 회전하도록, 인버터(41) 내의 스위칭 소자를 구동하기 위한 PWM 신호를 생성하고, 생성한 PWM 신호를 인버터(41)에 출력한다. 인버터 제어부(43)는, 제어부(10)와 마찬가지로, 프로세서 및 메모리에 의해 실현된다. 한편 모터 구동 장치(101)의 인버터 제어부(43)와, 전력 변환 장치(100)의 제어부(10)는, 1개의 회로로 실현되어도 된다.
실시형태 1, 2에 따른 전력 변환 장치(100, 100A)가 모터 구동 장치(101)에 이용되는 경우, 도 1 및 도 30에 나타내는 브리지 회로(3)의 제어에 필요한 모선 전압 Vdc가, 모터(42)의 운전 상태에 따라 변화한다. 일반적으로, 모터(42)의 회전수가 고회전이 될수록, 인버터(41)의 출력 전압을 높게 할 필요가 있다. 이 인버터(41)의 출력 전압의 상한은, 인버터(41)에의 입력 전압, 즉 전력 변환 장치(100, 100A)의 출력인 모선 전압 Vdc에 의해 제한된다. 인버터(41)로부터의 출력 전압이, 모선 전압 Vdc에 의해 제한되는 상한을 초과하여 포화하는 영역을 과변조 영역이라고 부른다.
이와 같은 모터 구동 장치(101)에 있어서, 모터(42)가 저회전인 범위, 즉 과변조 영역에 도달하지 않는 범위에서는, 모선 전압 Vdc를 승압시킬 필요는 없다. 한편, 모터(42)가 고회전이 된 경우에는, 모선 전압 Vdc를 승압시킴으로써, 과변조 영역을 보다 고회전측으로 할 수 있다. 이에 의해, 모터(42)의 운전 범위를 고회전측으로 확대할 수 있다.
또, 모터(42)의 운전 범위를 확대할 필요가 없으면, 그 만큼, 모터(42)가 구비하는 고정자에의 권선의 권수를 늘릴 수 있다. 권선의 권수를 늘리는 것에 의해, 저회전의 영역에서는, 코일의 양단에 발생하는 모터 전압이 높아지고, 그 만큼, 코일에 흐르는 전류가 저하되기 때문에, 인버터(41) 내의 스위칭 소자의 스위칭 동작으로 생기는 손실을 저감할 수 있다. 모터(42)의 운전 범위의 확대와, 저회전의 영역의 손실 개선의 쌍방의 효과를 얻는 경우에는, 모터(42)의 권선의 권수는 적절한 값으로 설정된다.
실시형태 3에 의하면, 실시형태 1, 2에 따른 전력 변환 장치(100, 100A)가 이용되고 있기 때문에 모터 구동 장치(101)의 신뢰성이 향상된다는 효과가 얻어진다. 또, WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자를 실시형태 1, 2에 따른 전력 변환 장치(100, 100A)에 적용하는 것에 의해, 모터 구동 장치(101)의 온도 상승이 억제되기 때문에, 모터 구동 장치(101)의 사이즈를 소형화해도, 모터 구동 장치(101)에 탑재되는 부품의 냉각 능력을 확보할 수 있다. 또, WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자의 고주파 구동에 의해, 리액터(2)의 소형화 및 저손실화가 가능해진다. 그 때문에, WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자를 실시형태 1, 2에 따른 전력 변환 장치(100, 100A)에 적용하는 것에 의해, 모터 구동 장치(101)의 중량의 증가를 억제할 수 있다.
실시형태 4.
도 33은 실시형태 4에 따른 공기 조화기의 구성예를 나타내는 도면이다. 실시형태 4에 따른 공기 조화기(700)는, 냉동 사이클 장치의 일례이고, 실시형태 3에 따른 모터 구동 장치(101) 및 모터(42)를 구비한다. 또, 공기 조화기(700)는, 압축기(81), 사방 밸브(82), 실외 열교환기(83), 팽창 밸브(84), 실내 열교환기(85) 및 냉매 배관(86)을 구비한다.
공기 조화기(700)는, 실외기가 실내기로부터 분리된 세퍼레이트형 공기 조화기여도 되고, 압축기(81), 실내 열교환기(85) 및 실외 열교환기(83)가 1개의 하우징 내에 마련된 일체형 공기 조화기여도 된다.
압축기(81)의 내부에는, 냉매를 압축하는 압축 기구(87)와, 압축 기구(87)를 동작시키는 모터(42)가 마련된다. 모터(42)는, 모터 구동 장치(101)에 의해 구동된다. 공기 조화기(700)에서는, 압축기(81), 사방 밸브(82), 실외 열교환기(83), 팽창 밸브(84), 실내 열교환기(85) 및 냉매 배관(86)에 냉매가 순환하는 것에 의해, 냉동 사이클이 구성된다.
한편, 공기 조화기(700)가 구비하는 구성 요소는, 냉동 사이클을 구비하는 냉장고 또는 냉동고와 같은 기기에도 적용 가능하다. 또, 실시형태 4에서는, 압축기(81)의 구동원에 모터(42)가 이용되고 있지만, 모터(42)는, 압축기(81) 대신에, 미도시의 실내기 송풍기 및 실외기 송풍기의 각각을 구동하는 구동원으로 해도 된다. 또, 실내기 송풍기, 실외기 송풍기 및 압축기(81)의 각각의 구동원에 모터(42)를 적용하고, 그들의 3개의 모터(42)가 모터 구동 장치(101)에서 구동되는 구성으로 해도 된다.
또, 공기 조화기(700)에서는, 출력이 정격 출력의 절반 이하인 중간 조건에서의 운전, 즉 저출력 영역에서의 운전이 연간을 통틀어 지배적이기 때문에, 중간 조건에서의 연간 소비 전력에의 기여도가 높아진다. 또, 공기 조화기(700)에서는, 모터(42)의 회전수가 낮고, 모터(42)의 구동에 필요한 모선 전압은 낮은 경향이 있다. 이 때문에, 공기 조화기(700)에 이용되는 스위칭 소자는, 패시브한 상태에서 동작시키는 것이 시스템 효율의 면에서 유효하다. 따라서, 패시브한 상태부터 고주파 스위칭 상태까지의 폭넓은 운전 모드로 손실의 저감이 가능한 전력 변환 장치(100)는, 공기 조화기(700)에 있어 유용하다. 전술한 바와 같이 인터리브 제어에서는 리액터(2)를 소형화할 수 있지만, 공기 조화기(700)에서는 중간 조건에서의 운전이 많기 때문에, 리액터(2)를 소형화할 필요가 없고, 실시형태 1, 2에 따른 전력 변환 장치(100, 100A)의 구성 및 동작 쪽이, 고조파의 억제, 전원 역률의 면에서 유효하다.
또, 전술한 바와 같이, WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자를 10kHz 이상의 높은 스위칭 주파수로 구동한 경우의 스위칭 손실은, Si 반도체로 형성되는 스위칭 소자에 비해 작기 때문에, WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자를 실시형태 1, 2에 따른 전력 변환 장치(100, 100A)에 적용하는 것에 의해, 모터 구동 장치(101)의 온도 상승이 억제된다. 그 때문에, 실외기 송풍기의 사이즈를 소형화해도, 모터 구동 장치(101)에 탑재되는 부품의 냉각 능력을 확보할 수 있다. 따라서, 실시형태 1, 2에 따른 전력 변환 장치(100, 100A)는, 고효율임과 더불어 4.0kW 이상의 고출력의 공기 조화기(700)에 적합하다.
또, WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자는, Si 반도체로 형성되는 스위칭 소자보다도 높은 주파수에서의 구동이 가능하다. 그 때문에, 고주파 구동에 의해, 리액터(2)의 소형화 및 저손실화가 가능해진다. 따라서, WBG 반도체로 형성되는 스위칭 소자를 실시형태 1, 2에 따른 전력 변환 장치(100, 100A)에 적용하는 것에 의해, 공기 조화기(700)의 중량의 증가를 억제할 수 있다.
또, 실시형태 4에 의하면, 스위칭 소자의 고주파 구동에 의해, 스위칭 손실이 저감되고, 에너지 소비율이 낮아, 고효율의 공기 조화기(700)를 실현할 수 있다.
이상의 실시형태에 나타낸 구성은, 본 발명의 내용의 일례를 나타내는 것이고, 별도의 공지된 기술과 조합하는 것도 가능하고, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서, 구성의 일부를 생략, 변경하는 것도 가능하다.
1: 단상 교류 전원, 2: 리액터, 3: 브리지 회로, 4: 평활 콘덴서, 5: 전원 전압 검출부, 6: 전원 전류 검출부, 7: 모선 전압 검출부, 10: 제어부, 11, 311, 312, 313, 314, 321, 322: 스위칭 소자, 21: 전원 전류 지령값 제어부, 22: 온 듀티 제어부, 23: 전원 전압 위상 산출부, 24: 제 1 펄스 생성부, 25: 제 2 펄스 생성부, 26: 전류 지령값 산출부, 27: 순시값 지령값 산출부, 31: 제 1 암, 32: 제 2 암, 41: 인버터, 42: 모터, 43: 인버터 제어부, 44: 모터 전류 검출부, 50: 부하, 81: 압축기, 82: 사방 밸브, 83: 실외 열교환기, 84: 팽창 밸브, 85: 실내 열교환기, 86: 냉매 배관, 87: 압축 기구, 100, 100-1, 100-2, 100-3, 100A: 전력 변환 장치, 101: 모터 구동 장치, 201: 프로세서, 202: 메모리, 241: 캐리어 생성부, 242: 기준 PWM 생성부, 243: 데드 타임 생성부, 244: 펄스 셀렉터, 300: 직류 전압원, 311C, 321C: 부트 콘덴서, 311D, 321D: 부트 다이오드, 311D', 312RD, 321D', 322RD 게이트 전압 억제 다이오드, 311DC, 312DC, 321DC, 322DC: 구동 회로, 311R, 321R: 부트 저항, 311a, 312a, 321a, 322a: 보디 다이오드, 312BD: 보디 다이오드 전압, 401, 401A, 402, 402A: 부트스트랩 회로, 501: 제 1 배선, 502: 제 2 배선, 503: 제 3 배선, 504: 제 4 배선, 506: 제 1 접속점, 508: 제 2 접속점, 600: 반도체 기판, 601, 603: 영역, 602: 산화 절연막, 604: 채널, 700: 공기 조화기.

Claims (22)

  1. 교류 전원으로부터 공급되는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 전력 변환 장치로서,
    각각이 상기 교류 전원에 접속되는 제 1 배선 및 제 2 배선과,
    상기 제 1 배선 상에 배치되는 제 1 리액터와,
    제 1 스위칭 소자와, 제 2 스위칭 소자와, 제 1 접속점을 갖는 제 3 배선을 구비하고, 상기 제 1 스위칭 소자 및 상기 제 2 스위칭 소자는 상기 제 3 배선에 의해 직렬로 접속되고, 상기 제 1 접속점은 상기 제 1 배선에 의해 상기 제 1 리액터에 접속되는 제 1 암과,
    상기 제 1 암과 병렬로 접속되고, 제 3 스위칭 소자와, 제 4 스위칭 소자와, 제 2 접속점을 갖는 제 4 배선을 구비하고 상기 제 3 스위칭 소자 및 상기 제 4 스위칭 소자는 상기 제 4 배선에 의해 직렬로 접속되고, 상기 제 2 접속점은 상기 제 2 배선에 의해 상기 교류 전원에 접속되는 제 2 암과,
    상기 제 2 암과 병렬로 접속되는 제 1 콘덴서와,
    상기 제 1 스위칭 소자를 구동하는 제 1 구동 신호를 출력하는 제 1 구동 회로와,
    상기 제 1 구동 회로의 전원 전압을 상기 제 1 구동 회로에 주는 제 2 콘덴서를 갖는 부트스트랩 회로와,
    순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압인 제 1 전압이 상기 제 2 스위칭 소자에 형성되는 보디 다이오드에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압인 제 2 전압보다도 낮고, 상기 전원 전압을 조정하기 위한 다이오드
    를 구비하는 전력 변환 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 다이오드는, 상기 제 2 콘덴서와 상기 제 1 구동 회로의 사이에 마련되는 전력 변환 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 다이오드는, 상기 제 2 스위칭 소자에 병렬 접속되는 전력 변환 장치.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 다이오드는, 상기 부트스트랩 회로에 마련되는 전력 변환 장치.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 2 스위칭 소자를 구동하는 제 2 구동 신호를 출력하는 제 2 구동 회로를 구비하고,
    상기 제 1 전압은, 상기 제 1 구동 신호의 전압이 상기 제 2 구동 신호의 전압과 동등해지는 값으로 설정되는 전력 변환 장치.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 암의 스위칭 주파수는, 상기 제 2 암의 스위칭 주파수보다도 높은 전력 변환 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 1 암의 스위칭 주파수는, 상기 교류 전원의 주파수의 266배보다도 높은 전력 변환 장치.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 1 암의 스위칭 주파수는, 16kHz보다도 높은 전력 변환 장치.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 스위칭 소자 및 상기 제 2 스위칭 소자는, 와이드 밴드 갭 반도체로 형성되는 전력 변환 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 와이드 밴드 갭 반도체는, 탄화 규소 또는 질화 갈륨계 재료인 전력 변환 장치.
  11. 제 9 항 또는 제 10 항에 있어서,
    상기 제 3 스위칭 소자 및 상기 제 4 스위칭 소자는, 탄화 규소 반도체로 형성되는 전력 변환 장치.
  12. 제 9 항 또는 제 10 항에 있어서,
    상기 제 3 스위칭 소자 및 상기 제 4 스위칭 소자는, 수퍼 정션 금속 산화막 반도체 전계 효과형 트랜지스터인 전력 변환 장치.
  13. 제 1 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 암 및 상기 제 2 암 중 적어도 하나가 2 in1 모듈에 실장되는 전력 변환 장치.
  14. 제 1 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 교류 전원으로부터 출력되는 전원 전류를 검출하는 전류 검출부를 구비하고,
    상기 전원 전류에 따라, 상기 제 3 스위칭 소자 및 상기 제 4 스위칭 소자의 온을 허가하는지 여부를 결정하는 전력 변환 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 전원 전류가 임계값 이하인 경우에는, 상기 제 1 스위칭 소자 및 상기 제 2 스위칭 소자의 온을 허가하지 않고, 상기 전원 전류가 상기 임계값보다 큰 경우에는, 상기 제 1 스위칭 소자 및 상기 제 2 스위칭 소자의 온을 허가하는 전력 변환 장치.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 전원 전류가 임계값 이하인 경우에는, 상기 제 3 스위칭 소자 및 상기 제 4 스위칭 소자의 온을 허가하지 않고, 상기 전원 전류가 상기 임계값보다 큰 경우에는, 상기 제 3 스위칭 소자 및 상기 제 4 스위칭 소자의 온을 허가하는 전력 변환 장치.
  17. 제 1 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 암은,
    직렬 접속되는 제 5 스위칭 소자 및 제 6 스위칭 소자를 구비하고,
    상기 제 5 스위칭 소자는 상기 제 1 스위칭 소자와 병렬 접속되고,
    상기 제 6 스위칭 소자는 상기 제 2 스위칭 소자와 병렬 접속되는 전력 변환 장치.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 1 스위칭 소자 및 상기 제 5 스위칭 소자는 동시에 구동되고,
    상기 제 2 스위칭 소자 및 상기 제 6 스위칭 소자는 동시에 구동되는 전력 변환 장치.
  19. 모터를 구동하는 모터 구동 장치로서,
    청구항 1 내지 18 중 어느 한 항에 기재된 전력 변환 장치와,
    상기 전력 변환 장치로부터 출력되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고 상기 모터에 출력하는 인버터
    를 구비하는 모터 구동 장치.
  20. 상기 모터와,
    청구항 19에 기재된 모터 구동 장치
    를 구비하는 공기 조화기.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 모터로 구동되는 송풍기를 구비하는 공기 조화기.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 모터로 구동되는 압축기를 구비하는 공기 조화기.
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