KR20190138674A

KR20190138674A - 송신기 및 수신기와 해당 방법들

Info

Publication number: KR20190138674A
Application number: KR1020197033259A
Authority: KR
Inventors: 야곱 크나이슬; 게르드 킬리안; 조세프 베른하르트; 요르지 로버트; 요하네스 웩슬러; 도미니크 솔러; 볼프강 코치
Original assignee: 프라운호퍼 게젤샤프트 쭈르 푀르데룽 데어 안겐반텐 포르슝 에. 베.; 프리드리히-알렉산더-우니베르지테트 에를랑겐-뉘른베르크
Priority date: 2017-04-11
Filing date: 2018-04-06
Publication date: 2019-12-13
Also published as: KR102341875B1; WO2018188808A1; DE102017206248B3; CA3059493C; JP2022064948A; EP3610595A1; PL3610595T3; JP2020519062A; EP3610595B1; CN110720188B; CA3059493A1; RU2733419C1; JP7017585B2; ES2890438T3; CN110720188A; MX2019012196A; US20200036557A1; US10855494B2

Abstract

송신기(1)는 복수의 파일럿 시퀀스 심볼들을 구비하는 파일럿 시퀀스를 각각 가지는 신호를 전송하도록 구성되는데, 송신기(1)는 신호 생성기(2)를 구비하고, 신호 생성기(2)는 복수의 베이스 시퀀스 심볼들을 구비하는 베이스 시퀀스로부터 시작되는 파일럿 시퀀스를 제공하도록 구성되며, 신호 생성기(2)는 연속적으로 (R-1)회 반복되는 베이스 시퀀스 심볼로부터 시작되는 파일럿 시퀀스를 제공하고, R은 2 이상의 자연수이며, 베이스 시퀀스는, 파일럿 시퀀스와 파일럿 시퀀스로부터 형성된 전송 신호와의 상관이 가능한 한 좁은 주 최대값 및/또는 가능한 한 작은 2차 최대값을 가지도록 구성된다.

Description

송신기 및 수신기와 해당 방법들

본 발명은 송신기와 함께 수신기 및 신호를 송신 및 수신하는 해당 방법에 관한 것이다.

많은 데이터 전송 시스템에서, 파일럿 시퀀스(pilot sequences)(또한 훈련(training) 시퀀스 또는 동기화(synchronization) 시퀀스로도 지칭됨)가 신호 검출과 파라미터 평가를 위해 전송될 데이터 스트림에 삽입된다. 이는 파일럿 시퀀스가 어떤 간격으로 분산되는 연속적인(uninterrupted) 데이터 스트림의 전송과, 일반적으로 각 패킷(packet)(또한 전보(telegram)으로도 지칭함)이 정확히 하나의 파일럿 시퀀스를 포함하는 패킷 지향 전송의 양자 모두에 이뤄질 수 있다. 패킷의 시작 또는 중간에 위치하면 파일럿 시퀀스는 또한 전문(preamble) 또는 중문(midamble)으로도 지칭된다. 그러나 파일럿 시퀀스는 둘 이상의 서브시퀀스(subsequence)들로 패킷 내에 분포될 수도 있다.

원격측정(telemetry) 시스템과, 센서 네트워크들과 사물 인터넷(Internet of Things; IoT)이라는 키워드 하의 응용(application)들에서는, 패킷들 사이에 긴 전송 휴지(pause)를 가지는 비동기(asynchronous) 패킷 전송이 일반적으로 이뤄진다.

비동기 패킷 전송에서는, 송신기와 수신기가 동기화되지 않아, 즉 수신기는 개별 데이터 패킷의 전송 시간대(timeslot)를 알지 못한다. 패킷을 놓치지(miss) 않기 위해, 전체 수신 대기 시간 동안 수신기는 패킷의 존재에 대해 그 수신된 신호를 지속적으로 점검하고 그 시간위치(temporal position)를 어떤 정확도로 평가해야 한다.

이 상황을 악화시키게도, 전송 신호의 실제 반송 주파수(carrier frequency)는 공칭 주파수(nominal frequency)로부터 상당히 편이될 수 있고 시간에 따라 변화된다. 수신 필터의 중심 주파수 역시 공칭 주파수로부터 편이될 수 있다. 수신기의 관점에서 전송 신호의 반송 주파수와 수신 필터의 중심 주파수 간의 주파수 차이 - 이하 주파수 편이(offset)로 지칭함 - 가 결정적이다. 데이터 검출을 위해서는 즉각적인(instantaneous) 주파수 편이의 평가(estimation), 코히런트(coherent) 검출 방법의 경우는 위상의 평가 역시 요구된다.

전체적으로, 두 과제가 수신기에 의해 연속적으로 처리되어야 하는데:

1. 검출: 패킷의 식별과 그 시간 위치의 적어도 개략적 평가(rough estimation). 필요하다면 스펙트럼 위치(spectral position) 역시 고려된다.

2. 다음으로 구성되는 동기화

- 시간 동기화: 패킷의 정확한 시간 위치를 평가.

- 주파수 동기화: 주파수 편이의 평가 및 교정, 및

- 위상 동기화: 주파수 교정이 이뤄진 후의 위상의 평가.

비동기 시스템을 사용함으로써, 파일럿 시퀀스에 의해 전보(telegram)의 검출을 수행하는 것이 필요하다. 수신기는 전보가 전송되었는지 센서 노드(sensor node)로 그 수신된 신호를 지속적으로 검색해야 한다. 수신된 신호가 잡음에 의해 유발되었는지 전송 신호에 의한 것인지에 대한 수신기의 판단은 전보 검출(telegram detection), 또는 간단히 검출로만 지칭된다. 이를 위해 전송될 신호에는 전형적으로 고정적으로 규정된 파일럿 심볼을 가지는 파일럿 시퀀스가 선행한다(영문에서는 종종 “마커들(markers)"로 지칭됨).

본 발명 기저의 목적은 데이터 통신을 위해 파일럿 시퀀스를 사용하며 파일럿 시퀀스의 검출 및/또는 처리를 간략화한 송신기와 수신기를 제안하는 것이다.

이 목적은 송신기에 의해 달성된다.

이 송신기는 몇 개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 포함하는 파일럿 시퀀스를 각각 구비하는 신호를 전송하도록 구성된다. 이 송신기는 신호 생성기를 포함한다. 신호 생성기는 적어도 하나의 베이스(base) 시퀀스 심볼을 포함하는 베이스 시퀀스로부터 시작하는 파일럿 시퀀스를 제공한다. 특히 신호 생성기는 R이 2 이상의 자연수일 때 (R-1)회 연속적으로 반복되는 베이스 시퀀스 심볼로부터 시작하는 파일럿 시퀀스를 제공한다.

한 구성에서, 신호 생성기는 몇 개의 베이스 시퀀스 심볼을 가지는 베이스 시퀀스로부터 시작하는 파일럿 시퀀스를 제공한다.

이에 따라, 송신기는 각각 파일럿 시퀀스를 포함하는 신호들을 전송한다. 파일럿 시퀀스는 몇 개의 파일럿 시퀀스 아이콘(icon)들을 가진다. 그럼으로써, 신호 생성기는 각각, 적어도 하나의 베이스 시퀀스 심볼, 한 구성에서는 몇 개의 베이스 시퀀스 심볼들을 가지는 베이스 시퀀스로부터 시작하는 파일럿 시퀀스를 제공한다. 이는 예를 들어 저장된 파일럿 시퀀스들의 참조(fallback) 또는 베이스 시퀀스로부터 시작하는 파일럿 시퀀스의 생성을 포함한다. 이 제공은 또한 예를 들어, 예를 들어 MSK 등의 매핑(mapping)에 따른 전송될 신호의 심볼의 생성을 포함한다.

베이스 시퀀스 심볼은 파일럿 시퀀스 내에서 (R-1)회 연속적으로 반복되므로 베이스 시퀀스 심볼은 R회 존재한다. 이에 따라 베이스 시퀀스 심볼은 파일럿 시퀀스 내에서 (R-1)회 반복되어 각 베이스 시퀀스 심볼이 R회 존재한다. 이는 수신기 측에서 R번째 심볼만을 기록하고 검출을 위해 평가하면 충분하다는 것을 의미한다. 이는 파일럿 시퀀스의 전체 원하는 길이가 파일럿 시퀀스 심볼들의 수로 결과되고 이와 동시에 수신된 신호의 초기 평가(initial estimation)을 위한 노력의 저감으로 결과된다. 이는 수신기 측의 서브 샘플링(sub-sampling)에 의한, 연산적 최적화된 검출을 위한 최적화된 파일럿 시퀀스가 얻어질 수 있음을 의미한다.

각 경우 R겹(R-fold)으로 존재하는 베이스 시퀀스 심볼들의 시퀀스(일부 구성에서는 가능하기로 더 많은 심볼들)는 한 구성에서 변조 알파벳(modulation alphabet)으로 매핑된다. 한 구성에서는 디지털 변조 방법이 사용된다. 한 변형예에서는, 이것이 2진 위상편이 변조(binary phase shift keying; 2진 PSK, BPSK)이다. 예를 들어, 2진 1이 +1에 매핑되고, 2진 0이 -1에 매핑된다. 예를 들어, 심볼 0110을 가지는 베이스 시퀀스가 주어진다면, 간단한 반복은 00111100의 심볼들의 시퀀스의 단순한 반복이 된다. BPSK 이후, 이는 다음 심볼들로 결과된다: [-1, -1, +1, +1, +1, +1, -1, -1].

한 구성에서, 신호 생성기는 파일럿 시퀀스 내에 적어도 하나의 심볼 블록(block)을 생성하는데, 이는 적어도 하나의 베이스 시퀀스 심볼과 그 (R-1)회 반복을 포함한다.

한 구성에서, 신호 생성기는 몇 개의 베이스 시퀀스 심볼들을 구비하는 베이스 시퀀스로부터 시작하는 파일럿 시퀀스를 제공하고, 각각 베이스 시퀀스 심볼과 그 반복들을 구비하는 심볼 블록들을 파일럿 시퀀스에 제공한다. 뿐만 아니라, 신호 생성기는 베이스 시퀀스 심볼들의 심볼 블록들이 베이스 시퀀스 내의 베이스 시퀀스 심볼들의 순서로 서로 바로 이어지도록(immediately follow) 하는 방식으로 파일럿 시퀀스를 제공한다. 이 구성에서, 파일럿 시퀀스 내의 R겹 베이스 시퀀스 심볼들은 파일럿 시퀀스 내에 베이스 시퀀스 심볼들이 베이스 시퀀스 내에서 가지는 순서로 발생되는 심볼 블록들로 지칭된다. 또한 베이스 심볼 블록들은 서로 직접 이어진다(follow).

한 구성에서, 파일럿 시퀀스가 L이 자연수 일 때 L개의 파일럿 시퀀스 심볼을 가지도록 구성된다. 그러면 베이스 시퀀스 심볼들의 수는 R로 나위어진 L의 몫(quotient)과 동일하다. 파일럿 시퀀스가 8 심볼의 길이를 가지고 각 베이스 시퀀스 심볼이 한번 반복된다면, 즉 R = 2라면 4개의 베이스 시퀀스 심볼들이 필요하다.

한 구성에서는, 각 베이스 시퀀스 심볼들이 한번 반복되어 R = 2가 된다.

한 구성에는서, 파일럿 시퀀스와 파일럿 시퀀스로부터 형성된 전송 신호와의 상관(correlation)이 가능한 한 좁은 주 최대값(main maximum) 및/또는 가능한 한 작은 2차 최대값(secondary maximum)를 가지도록 베이스 시퀀스가 구성된다. 이는 베이스 시퀀스의 선택을 지칭한다. 더 정확히는, 이 구성은 실제 파일럿 시퀀스와, 송신기로 전송될 이로부터 변조된 (시간 지속) 신호와의 상관을 기술한다.

한 구성에서, 파일럿 시퀀스가 8개의 파일럿 심볼을 가지는 경우 베이스 시퀀스는 다음 중 한 형태를 가진다: 0010 또는 1101 또는 0100 또는 1011. 이에 따라 0과 1들은 2진 베이스 시퀀스 비트(bit)들이다. 여기 주어진 것과 한 구성에서 다음에 주어지는 시퀀스들은 2진 심볼을 이로부터 실제 생성되는 신호 부분(section)으로 매핑하는 방식으로서 특히 최소천이변조(Minimum Shift Keying; MSK)에 관련된다. 이와는 달리 또는 추가적으로, 여기와 다음 구성에 주어진 시퀀스들에 MSK 또는 GMSK 등의 선형 또는 준(quasi) 선형 변조 방법이 적용될 수 있다.

기술된 비트들은 각각의 변조 및/또는 매핑에 의해 실제 심볼들로 변환된다.

한 구성에서, 파일럿 시퀀스가 12개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 가지는 경우, 베이스 시퀀스는 다음 형태 또는 이로부터 그 비트 순서를 반전해 얻은 형태 중의 하나를 가진다: 000101, 001011, 001101, 010001, 111010, 110100, 110010 또는 101110. 이에 따라 0과 1들은 2진 베이스 시퀀스 비트들이다. 베이스 시퀀스를 선택할 때, 비트 도치(bit inversion)와 비트 순서의 반전은 시퀀스의 상관 특성을 변경시키지 않는 것이 일반적으로 알려져 있다.

한 구성에서, 신호 생성기는 파일럿 시퀀스에 베이스 시퀀스 심볼과 그 (R-1)회 반복을 구비하는 적어도 하나의 심볼 블록을 제공하는데, 베이스 시퀀스 심볼들은 위상 계수(phase factor)를 구비한다. 이 구성은 베이스 시퀀스가 단 하나의 베이스 시퀀스 심볼을 구비하는 경우와 베이스 시퀀스가 몇 개의 베이스 시퀀스 심볼들을 구비하는 경우의 양자 모두를 지칭한다. 이에 따라 전술한 구성에서, 베이스 시퀀스 심볼이 파일럿 시퀀스에서 R겹으로 연속적으로 나타나지만 위상 계수를 구비한다.

한 구성에서, 신호 생성기가 몇 개의 베이스 시퀀스 심볼들을 구비하는 베이스 시퀀스로부터 시작되는 파일럿 시퀀스를 제공한다. 신호 생성기는 이에 따라 파일럿 시퀀스에, 각각 베이스 시퀀스 심볼과 그 (R-1)회 반복을 구비하여 각각 R개의 심볼 길이인 심볼 블록들을 제공한다. 심볼 블록에서 베이스 시퀀스 심볼의 i번째 발생의 위상 계수가 모든 심볼 블록들에 대해 동일해지도록 위상 계수를 가지는 베이스 시퀀스 심볼들을 생성한다. i는 1부터 R 사이의 자연수로 해당 심볼 블록 내에서 베이스 시퀀스 심볼의 위치를 나타낸다. i = 1 인 i번째 발생은 0번째 반복이다. 추가적 설명은 이하의 상세한 설명을 참조하기 바란다. 한 구성은 특히 다른 위상 계수들을 구비하는 반복되는 심볼들을 제공한다.

한 구성에서, 위상 계수는 변조 알파벳의 구성요소(component)이다. 이에 따라 위상 계수는 일반적으로 디지털 심볼을 아날로그 처리 및/또는 현재와 같은 신호 전송을 위해 변환하는 데 사용된다.

이에 따라, 제1 베이스 시퀀스 심볼은 모든 심볼 블록들에 동일한 위상 계수를 가지며 각 제2 - 즉 두 번째 위치에 위치한 - 베이스 시퀀스 심볼도 모든 심볼 블록들에 동일한 위상 계수를 가지지만, 한 구성에서는 각 제1 베이스 시퀀스 심볼의 위상 계수와 달라진다. 이에 따라, 모든 베이스 시퀀스 블록들을 고려할 때, 동일한 위상 계수의 단계 폭(step width)은 베이스 시퀀스 심볼들의 반복으로 주어진다.

한 구성에서, 위상 계수는 φ_r로 식별된 위상과 자연지수함수(natural exponential function)의 지수인 허수(imaginary number) j의 곱(product)으로 결과되는데, 여기서 위상(φ_r)은 0 내지 2π 또는 0° 내지 360°에 위치한다.

한 구성에서, 파일럿 시퀀스가 8개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 가지는 경우, 파일럿 시퀀스는 다음 형태들 또는 그 비트 순서를 반전시켜 이로부터 얻은 형태들 중 하나를 가진다: 01011001, 10100110, 10011010, 01100101, 00001100, 11110011, 00110000, 11001111. 이에 따라 0과 1들은 각각 2진 파일럿 시퀀스 비트들이다. 파일럿 시퀀스에서 심볼들은 규정된 순서로 전송된다.

한 구성에서, 파일럿 시퀀스가 12개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 가지는 경우, 파일럿 시퀀스는 다음 형태들 또는 그 비트 순서를 반전시켜 이로부터 얻은 형태들 중 하나를 가진다:

000000110011 또는 111111001100 또는 1100110000 또는 001100111111 또는 010101100110 또는 101010011001 또는 011001101010 또는 100110010101 또는 000011001111 또는 111100110000 또는 010110011010 또는 101001100101 또는 000011110011 또는 111100001100 또는 110011110000 또는 001100001111 또는 010110100110 또는 101001011001 또는 011001011010 또는 100110100101 또는 001100000011 또는 110011111100 또는 110000001100 또는 001111110011 또는 011001010110 또는 100110101001 또는 011010100110 또는 100101011001.

이에 따라 0과 1들은 각각 2진 파일럿 시퀀스 비트들이다. 한 구성에서, 위 파일럿 시퀀스들은 MSK 매핑에 관련된다.

신호 생성기는 파일럿 시퀀스가 적어도 하나의 보충(supplementary) 심볼을 가지도록 파일럿 시퀀스를 제공해야 한다. 신호 생성기는 파일럿 시퀀스에 적어도 하나의 심볼 블록을 제공하는데, 이는 베이스 시퀀스 심볼 및 그 (R-1)회 반복을 포함한다. 신호 생성기는 적어도 하나의 보충 심볼이 심볼 블록을 선행(precede)하거나 후행(follow)하도록 파일럿 시퀀스를 제공한다.

한 구성에서, 신호 생성기는 파일럿 시퀀스가 적어도 하나의 보충 심볼을 가지게 파일럿 시퀀스를 제공하도록 구성된다. 이에 따라 신호 생성기는, 각각 베이스 심볼 및 그 반복들을 포함하는 심볼 블록을 파일럿 시퀀스에 제공한다. 또한 신호 생성기는 적어도 하나의 보충 심볼이 심볼 블록들을 선행하거나 후행하도록 파일럿 시퀀스를 제공한다. 한 구성에서, 심볼 블록들이 서로 바로 이어져(follow) 심볼 블록들 사이에는 보충 심볼들이 없고 보충 심볼들은 단지 후행하거나 선행한다.

한 구성에서, 신호 생성기는 파일럿 시퀀스가 적어도 두 보충 심볼들을 가지게 파일럿 시퀀스를 제공하도록 구성된다. 이에 따라, 신호 생성기는 적어도 두 보충 심볼들 중의 적어도 하나의 보충 심볼이 심볼 블록을 선행하고 적어도 두 보충 심볼들 중의 적어도 하나의 다른 보충 심볼이 심볼 블록을 후행하도록 파일럿 시퀀스를 제공한다. 이에 따라 파일럿 시퀀스는 R겹의 베이스 시퀀스 심볼들로 형성되는 코어(core)와 보충 심볼들에 의한 일종의 외피(embrace)로 구성된다.

한 구성에서, 적어도 하나의 보충 심볼 또는 적어도 두 보충 심볼들은 파일럿 시퀀스와 파일럿 시퀀스로부터 형성된 전송 신호와의 상관이 가능한 한 좁은 주 최대값(main maximum)를 가지고 및/또는 가능한 한 작은 2차(secondary) 최대값을 가지도록 구성된다. 이에 따라 보충 심볼 또는 심볼들의 선택은 결과적인 파일럿 시퀀스가 가능한 한 식별 및/또는 동기될 수 있다는 사실에 기반한다.

한 구성에서, 파일럿 시퀀스가 8개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 가지는 경우, 베이스 시퀀스는 001의 형태를 가지고 두 보충 비트들은 함께 다음의 형태들 중 하나를 가지고 존재한다: 01 또는 10 또는 00 또는 11. 이에 따라 0과 1들은 각각 2진 베이스 시퀀스 비트 및 2진 보충 비트들이다. 상술한 다른 비트들과 유사하게, 보충 비트는 해당 매핑에 의해 보충 심볼로 변환된다. 베이스 시퀀스 비트에도 마찬가지가 적용된다.

전술한 구성에 대해 보충적 또는 대체적인 구성은 파일럿 시퀀스가 다음 형태들 또는 그 비트 순서를 반전시켜 이로부터 얻은 형태들 중 하나를 가지는 것이다:

00001101 또는 11110010 또는 10110000 또는 01001111 또는 01011000 또는 10100111 또는 00011010 또는 11100101 또는 01000011 또는 1010011100 또는 11000010 또는 00111101 또는 00010110 또는 11101001 또는 01101000 또는 10010111 또는 10000110 또는 01111001 또는 01100001 또는 10011110 또는 10011110 또는 00101100 또는 11010011 또는 00110100 또는 11001011.

이에 따라, 0과 1들은 2진 파일럿 시퀀스 비트들이다. 한 구성에서, 위 파일럿 시퀀스는 MSK 매핑에 관련된다.

한 구성에서, 12개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 가지는 경우, 베이스 시퀀스는 00100의 형태를 가지고 두 보충 비트들은 함께 다음의 형태들 중 하나를 가지고 존재한다: 01 또는 10 또는 00 또는 11. 이에 따라 0과 1들은 각각 2진 베이스 시퀀스 비트 및 2진 보충 비트들이다.

100000011001 또는 011111100110 또는 100110000001 또는 011001111110 또는 001010110011 또는 110101001100 또는 110011010100 또는 001100101011 또는 000000110010 또는 111111001101 또는 010011000000 또는 1011001111 또는 010101100111 또는 101010011000 또는 111001101010 또는 000110010101 또는 010000001100 또는 101111110011 또는 001100000010 또는 1100111101 또는 000101011001 또는 111010100110 또는 100110101000 또는 011001010111.

뿐만 아니라, 본 발명은 신호를 전송하는 방법에 의해 목적을 달성한다.

이에 따라, 이 방법은 적어도 다음 단계들을 포함한다:

- 신호들이 각각, 복수의 파일럿 시퀀스 심볼들을 포함하는 파일럿 시퀀스와 함께 전송되는 단계, 그리고

- 파일럿 시퀀스들이, 베이스 시퀀스 심볼이 적어도 연속적으로(successively) 파일럿 시퀀스 심볼들을 형성하도록, 적어도 하나의 베이스 시퀀스 심볼을 가지는 베이스 시퀀스로부터 시작하여 제공되는 단계.

송신기의 위 구성은 방법의 해당 구성으로 실현될 수 있으므로 여기서 실시예들의 반복은 생략한다.

본 발명은 또한 수신기에 의해 목적을 달성한다.

수신기는 적어도 하나의 신호를 수신하여 파일럿 시퀀스에 대해 이를 평가하도록 구성된다. 한 구성에서, 수신기는 평가를 위해 저장 또는 일반적으로 알려진 기준(reference) 시퀀스를 참조한다(fall~ back).

한 구성에서, 전송을 위해 송신기가 사용한 파일럿 시퀀스에 대응하는 기준 시퀀스가 - 수신기에 - 알려지면, 이 기준 시퀀스는 수신기가 수신된 신호에 파일럿 시퀀스가 포함되어 있는지 평가하는 데 사용된다.

다음 구성들은 각각 평가 또는 평가를 위한 신호 처리의 특정한 변형예들에 관련된다. 이에 따라 특히 수신기의 보충(aids or auxiliary) 구성요소들은 파일럿 시퀀스에 관한 평가에 사용되는 것들이 기재되었다.

한 구성에서, 수신기는 신호 평가 장치를 포함한다.

신호 평가 장치는 수신된 신호가 초기 평가(initial evaluation)를 받도록 구성된다. 이에 따리, 신호 처리 장치는 수신된 신호를 제1 평가 동안 제1 샘플링 비율로 적어도 부분적으로 샘플링 한다(sample). 이와는 달리 또는 추가적으로, 수신된 신호의 샘플의 처리에 신호 평가 장치는 i번째마다의 샘플들만을 사용한다. 여기서 i는 2 이상의 자연수이다. 또한 신호 처리 장치는 제1 평가 동안의 파일럿 시퀀스에 관한 평가 결과를 생성한다.

평가 결과에 따라, 신호 처리 장치는 수신된 신호가 제2 평가를 받게 한다. 이를 위해, 신호 평가 장치는 제2 평가 동안 제2 샘플링 비율로 수신된 신호를 적어도 부분적으로 샘플링 한다. 이와는 달리 또는 추가적으로, 신호 평가 장치는 수신된 신호의 추가적 처리를 위해 제2 평가에서 k번째마다의 샘플만을 사용한다. 이에 따라 제2 샘플링 비율이 제1 샘플링 비율보다 크거나 및/또는 k가 i보다 작은 자연수이다.

신호 평가 장치는 이와 같이 샘플링 동안 샘플링 비율을 설정하거나 더 적은 샘플들을 처리함으로써 제1 평가에서 서브 샘플링(sub-sampling)을 수행한다. 특히 전술한 송신기로부터의 신호가 베이스 시퀀스들에 기반한 파일럿 시퀀스들을 사용한다면, 심볼들의 반복 때문에 서브 샘플링으로 충분하다.

그러므로 평가 결과가 제1 평가 동안에 이미 생성될 수 있는데, 이는 파일럿 시퀀스가 검출되었는지에 대한 정보를 제공한다. 한 구성에서는, 이 경우 더 높은 샘플링 비율이 사용되는 제2 평가가 이뤄진다. 한 구성에서, 이는 제1 평가의 긍정적인 평가 결과를 검증할 수 있도록 해준다. 예를 들어, 제2 평가에서 베이스 시퀀스의 각 심볼들이 실제로 R겹인지 판단될 수 있다.

한 구성에서, 신호 평가 장치가 제1 평가에서 수신된 신호로부터 복수의 심볼들로 구성된 단축(reduced) 파일럿 시퀀스를 식별할 수 있는데, 단축 파일럿 시퀀스의 심볼의 수는 베이스 시퀀스의 심볼의 수와 같다. 이에 따라 평가 결과를 생성하기 위해, 신호 평가 장치는 식별된 단축 파일럿 시퀀스를 저장된 베이스 시퀀스(달리 말해 기준 베이스 시퀀스)와 비교한다. 제1 샘플링 비율이 베이스 시퀀스 심볼들의 반복 속도에 해당한다면, 결과는 파일럿 시퀀스를 제공하는 데 사용된 베이스 시퀀스와 이상적으로 동일한 단축 파일럿 시퀀스가 된다. 이를 위해 해당 데이터 메모리 내의 구성에 저장된 가능한 베이스 시퀀스들이 신호 처리 장치에 사용 가능하다.

한 구성에서, 신호 평가 장치는 샘플들의 처리 또는 저장된 베이스 시퀀스들과의 상관의 근사(approximation) 동안 상관을 판단할 수 있다. 이에 따라 저장된 베이스 시퀀스들 역시 파일럿 시퀀스의 생성에 일반적으로 사용되는 것이어서, 역시 예를 들어 기준 베이스 시퀀스로 지칭될 수 있다.

수신기의 다른 구성에서는, 수신기가 처리 장치를 포함한다. 이 처리 장치는 신호 처리 장치의 대체 또는 보충으로 존재할 수 있다.

처리 장치는 수신된 신호를 적어도 부분적으로 중첩되는 두 부분영역(subarea)들로 분할하도록 구성된다. 처리 장치는 파일럿 시퀀스의 적어도 두 부분영역들을 기준 시퀀스의 부분영역들과 상관시켜(correlate) 각 경우에 부분적 결과를 생성한다. 마지막으로, 처리 장치는 이 부분적 결과들로부터 수신된 신호의 파일럿 시퀀스에 관한 전체적 결과를 생성한다.

한 구성에서, 기준 시퀀스들은 데이터 메모리에 저장된다.

한 구성에서, 처리 장치가 부분적 결과들을 비 코히런트하게(incoherently) 합산하여 전체적 결과를 얻는다.

한 구성에 따르면, 처리 장치는 상관(평가) 전에, 적어도 두 부분영역의 심볼들에 심볼들이 얼마나 많은 부분영역에 속하는지에 따라 가중치를 부여한다(subject to~ weighting). 이에 따라 심볼들이 중첩 영역에 속한다면, 이들이 비중첩 영역에 속하는 경우와 다른 가중치가 부여된다.

수신기의 다른 구성에서, 수신기는 변환 장치를 포함한다. 이 변환장치는 신호 평가 장치 및/또는 처리 장치의 대체 또는 보충으로 존재할 수 있다.

변환 장치는 파일럿 시퀀스의 적어도 두 서브패킷(subpacket)들 또는 적어도 두 서브파일럿(subpilot) 시퀀스들에 대한 별도의 푸리에 변환(Fourier transform)을 수행(determine)할 수 있다. 변환 장치는 수행된 푸리에 변환들을 비 코히런트하게 합산하여 합산 결과를 생성한다. 또한 변환 장치는 합산 결과에 기반하여 평가 결과를 생성한다. 한 구성에서, 평가 결과는 기준 시퀀스의 적용에 기반할 수 있다. 한 구성에서, 평가 결과는 파일럿 시퀀스에, 그리고 이와는 달리 공통의 파일럿 시퀀스에 속하는 적어도 두 서브파일럿 시퀀스들에 대해 적용될 수 있다.

구성에 따라, 파일럿 시퀀스는 이와 같이 서브패킷들로 분할되거나 서브 파일럿 시퀀스들의 형태로 수신될 수 있다. 예를 들어 완전하고 코리런트한(coherent) 파일럿 시퀀스가 수신되어 수신기 평가 동안에 서브시퀀스들로 분할된다.

한 구성에서, 두 서브패킷들이 두 수신된 신호들에 속한다. 이에 따라 수신기는 각각 적어도 하나의 서브패킷이 속하는 적어도 두 신호들을 수신한다.

한 대체적인 구성에서, 두 서브패킷들이 한 수신된 신호에 속한다.

한 구성에 따르면, 푸리에 변환을 수행하기 전에 변환 장치가 변환될 서브패킷 또는 서브시퀀스를 서브패킷 또는 서브시퀀스의 시작 또는 종단에 0들을 채운다.

한 구성은 변환 장치가 푸리에 변환의 수행 후에, 변환될 서브패킷 또는 서브시퀀스의 최대값과 최대값의 인접 위치들 간의 보간법(interpolation)을 수행한다.

대체적인 구성에서는, 변환 장치가 합산 결과를 생성한 다음, 변환될 서브패킷 또는 변환될 서브시퀀스의 최대값과 최대값의 인접 위치들 간의 보간법을 수행한다.

한 구성에 따르면, 변환 장치는 2차 다항식으로 보간법을 수행한다.

한 구성은 변환 장치가 다음 형태의 다항식으로 보간법을 수행한다: y(x) = y₀- c(x-x₀)²,

여기서 자유 파라미터 y₀, c 및 x₀들은 인접 위치들의 최대값에 기반하여 결정된다. 이 파라미터들은 각각 최대값 및 인접 위치들을 통과(run through)하도록 선택된다.

변환 장치는 보간 곡선의 최대값을 다음 함수로 결정한다:

,

여기서 x₀는 다항식의 최대값의 횡좌표 값(abscissa value), y(0)는 최대값, 그리고 y(-1) 및 y(1)들은 인접 위치들이다.

y(x) = y₀-c(x-x₀)^2is 형태의 2차 다항식이 한 구성에서 보간 함수로 사용된다.

예를 들어 다항식 최대값의 횡좌표 값 x₀는 향상된 시각 평가(샘플링 간격 T/N에 대해 정규화)을 나타낸다.

다항식 최대값의 횡좌표 값 x₀로부터, 향상된 주파수 평가치는 다음을 통해

결정될 수 있다.

한 구성에 따르면, 비 코히런트 합산은 양(amount) 또는 양의 제곱의 합산 또는 수행된 푸리에 변환의 양의 근사 등이다. 양의 근사는 예를 들어 실수부의 양과 허수부의 양의 합이다.

한 구성은 변환 장치가 주파수 및/또는 위상에 대해 파일럿 시퀀스를 평가하는 데 고속(fast) 푸리에 변환 또는 이산(discrete) 푸리에 변환을 수행하도록 구성된다.

또한, 본 발명은 적어도 하나의 신호를 수신하는 방법으로 목적을 달성하는데, 수신된 신호는 파일럿 시퀀스에 관해 평가된다.

수신기의 위 구성은 방법의 해당 구성의 단계들로 실현될 수 있으므로 실시예들의 반복은 생략한다.

한 구성에서 방법은 다음 단계들을 구비한다:

- 수신된 신호는 초기 평가를 받게 되는데,

- 여기서 수신된 신호가 제1 샘플링 비율로 적어도 부분적으로 샘플링 되거나

및/또는

i번째마다의 샘플 값만이 수신된 신호의 샘플들의 추가적 처리에 사용되고,

- 여기서 파일럿 시퀀스에 관한 평가 결과가 생성되며,

- 여기서 i는 2 이상의 자연수이다.

- 평가 결과에 따라 수신된 신호는 제2 평가를 받게 된다.

- 여기서 수신된 신호는 제2 샘플링 비율로 적어도 부분적으로 샘플링되거나

및/또는

k번째마다의 샘플 값만이 수신된 신호의 샘플들의 추가적 처리에 사용되고,

- 제2 샘플링 비율이 제1 샘플링 비율보다 더 크거나 및/또는 k가 i보다 작은 자연수이다.

다음 단계들이 대체적 또는 보충적 구성에 제공된다:

- 신호의 파일럿 시퀀스는 부분적으로 중첩되는 적어도 두 부분들로 분할된다.

- 이 적어도 두 부분영역들은 기준 시퀀스의 부분영역들과 상관을 가지며, 각 경우 부분적 결과가 생성된다.

- 파일럿 시퀀스에 대한 전체적 결과가 부분적 결과들로부터 생성된다.

마찬가지로 대체적 또는 보충적 구성에서 방법은 적어도 다음 단계들을 포함한다:

- 파일럿 시퀀스의 적어도 두 서브패킷들 또는 적어도 두 서브파일럿 시퀀스들에 대해, 각 경우 푸리에 변환이 별도로 수행된다,

- 수행된 푸리에 변환이 비 코히런트하게 합산되어 합산 결과가 생성된다.

- 합산 결과에 기반하고 기준 시퀀스에 기반하여 파일럿 시퀀스의 평가 결과가 생성된다.

뿐만 아니라, 본 발명은 전술한 구성들 중의 하나인 적어도 하나의 송신기와 전술한 구성들 중의 하나인 적어도 하나의 수신기를 가지는 신호 전송 시스템에 관련된다.

마지막으로, 본 발명은 전술한 구성들 중의 하나를 따른 방법을 수행하는 프로그램 코드를 가지는 컴퓨터 프로그램에 관련된다.

구체적으로, 송신기, 수신기, 시스템 및 해당 방법들을 설계 및 구성할 여러 가지의 가능성들이 있다. 이를 위해, 한편으로 청구항들과, 다른 편으로 도면들과 연계한 이하의 실시예들의 설명을 참조할 수 있는데, 도면에서:
도 1은 파일럿 시퀀스를 검출하는 상관법에 따른 신호 처리를 개략적으로 보이고,
도 2는 2진 시퀀스 10010111의 비주기 자기상관 함수를 보이며,
도 3은 MSK 변조와 MSK 정합 필터에 의한 시퀀스 10010111의 시간 지속 상호상관 함수를 보이고,
도 4는 미지의 주파수 편이를 가지는 신호 처리를 보이며,
도 5는 몇 개의 송신기와 수신기들을 가지는 시스템의 개략도를 보이고,
도 6은 베이스 시퀀스로부터 파일럿 시퀀스를 생성하는 시각적 표현을 보이며,
도 7은 8 심볼의 파일럿 시퀀스 길이에 대한 정합 필터 수신기를 가지는 MSK 변조의 상관함수의 크기를 보이는 도표,
도 8은 12 심볼의 파일럿 시퀀스 길이에 대한 정합 필터 수신기를 가지는 MSK 변조의 상관함수들의 크기를 보이는 도표,
도 9는 보충 심볼들을 가지는 8 심볼의 파일럿 시퀀스 길이에 대한 정합 필터 수신기를 가지는 MSK 변조의 상관함수들의 크기를 보이는 도표,
도 10은 보충 심볼들을 가지는 12 심볼의 파일럿 시퀀스 길이에 대한 정합 필터 수신기를 가지는 MSK 변조의 상관함수들의 크기를 보이는 도표,
도 11은 파일럿 시퀀스의 중첩 없는 두 부분영역들로의 분할의 개략도를 보이고,
도 12는 파일럿 시퀀스의 중첩 있는 두 부분영역들로의 분할의 개략도를 보이고,
도 13은 파일럿 시퀀스의 중첩 있는 세 부분영역들로의 분할의 개략도를 보이고, 그리고
도 14는 사용된 변조의 예의 개략도를 보인다.

이하에서, 데이터 통신(data communication)을 위한 비동기 시스템(asynchronous system)의 문제점들을 다시 한 번 논의한다. 이에 따라, 송신기는 파일럿 시퀀스(pilot sequence)들을 구비하는 신호들을 전송한다. 수신기는 신호들을 수신하여 이들을 파일럿 시퀀스에 대해 평가, 즉 수신기가 수신된 신호들이 파일럿 시퀀스를 가지는지 시험한다. 이를 위해 수신기는 알려진(known) 기준 시퀀스들을 부분적으로 참조한다(falls back).

샘플링된 수신 신호는 정상적으로 어떤 오버샘플링(oversampling)을 가지고 수신기에 존재한다. 수신기에서 오버샘플링된 신호의 각 시간 단계 k마다 수신된 신호의 바로 선행하는 시간 창(time window)에 동기화 시퀀스가 존재했는지 가능성(probability)이 평가된다. 이를 위해, 각 시간 단계마다 수신된 신호의 샘플들에 함수 f_NP(k)가 적용되어, 그 출력 값이 임계값(threshold)과 비교된다. 함수 값이 임계값을 초과하면, 이 시점(point)에 파일런 시퀀스가 전송되었다고 추정된다. 이 방법의 이론적 기반은 소위 “검출 이론(detection theory)"에서 다루어진다(니이만-피어슨 검출기(Neyman-Pearson detector), [8]).

현재까지, 검출의 실제적 구현에는 상관법(correlation method)이 사용되어 왔는데, 여기서는 수신된 신호가 파일럿 시퀀스와 영구히 상관된다. 검출을 위해 상관 결과의 양이 평가된다. 이어서, 바로 전술한 임계값 검출 또는 최대공산법(maximum likelihood; ML) 검출 또는 양자의 조합이 수행된다.

사용될 파일럿 시퀀스의 선택에서, 자기상관 함수(autocorrelation function; ACF)가 지금까지 전형적으로 결정에 사용되어 왔다. 시퀀스들은 ACF의 2차 상관 피크들이 최소이고 ACF가 주 피크(main peak) 양측에서 가파르게 하락하도록 선택된다. 이는 정확한 동기화 시간을 매우 정확하게 결정할 수 있게 해준다. 또한, 낮은 2차 피크 덕분에 이 2차 피크의 위치들에서의 오 검출(false detection)의 수도 감소된다.

DE 10 2011 082 098 A1에는, 배터리 전원 송신기가 기재되어 있는데, 여기서는 데이터 패킷이 몇 개의 서브패킷들로 분할되고, 그 각각은 전체 정보의 부분(fraction)만을 전송한다(소위 “전보 분할(telegram splitting)”). 이러한 서브패킷들은 “홉(hop)"으로 지칭된다. 몇 개의 정보 심볼들이 한 홉 내에 전송된다. 홉들은 한 주파수로 전송되거나 몇 개의 주파수들에 분배된다(소위 ”주파수 호핑(frequency hopping)"). 홉들 사이에는 전송이 이뤄지지 않은 휴지(pause)들이 존재한다.

한 구성에서, 이러한 홉들은 가능하기로 후술할 송신기 또는 수신기들에 사용된다.

수신기는 각 전보에 존재하는 파일럿 시퀀스를 사용하여 일반 서론에 논의한 주제(top)들을 수행한다: 검출 및 동기화(Detection and synchronization).

파일럿 시퀀스는 L개의 변조 심볼들(파일럿 심볼들 또는 이 명세서에서 파일럿 시퀀스 심볼로도 지칭됨)로 구성되어, 일반적으로 전보의 시작(전문; preamble) 또는 중간(중문; midamble)의 어느 하나에 간단히(compactly) 전송된다. 이와는 달리, 파일럿 시퀀스는 데이터 심볼들 사이에 임의적으로 분산될 수도 있다. 파일럿 심볼들을 데이터 심볼들과 동일한 변조 알파벳으로부터 취하는 것이 일반적 관행이다(예를 들어 다중 위상천이변조(multiple phase-shift keying; M-PSK), 또는 M진 직교진폭변조(M-ary Quadrature Amplitude Modulation, M-QAM)). 파일럿 심볼들은 수신자에게 미리 알려져 있거나 적절히 저장되어 있다.

전보 분할이 사용될 때, 즉 전보를 몇 개의 서브패킷(조각(fragment)으로도 지칭)들로 분할할 때, 각 조각은 그 자체의 파일럿 시퀀스를 포함한다. 이에 따라 개별적인 조각들이 일반적으로 동일한 파일럿 시퀀스를 포함한다.

무선 기반 시스템의 현대의 수신기들에서, 대역통과 필터링(bandpass filtering)한 다음 수신 신호를 기저 대역(baseband)으로 믹스다운(mix down)하고 아날로그 디지털 변환기(ADC)를 사용하여 이를 샘플링하고 양자화(quantize)시키는 것이 일반적 관행이다. 각 샘플링된 값은 복소수 값(complex-valued)이어서 실수부와 허수부로 구성된다. 이에 따라 샘플링은 적어도 심볼 클록 내에서, 또는 원칙적으로 그 정수 배(integer multiple)에서 수행된다(오버샘플링; oversampling). 그러므로 검출의 한 목표는 샘플들의 이 시퀀스에서 파일럿 시퀀스를 가지는 신호 부분을 검색하는 것이다. 이를 위한 여러 가지 방법들이 알려져 있는데, 이하에 간단히 설명한다.

저주파 편이 상관법(Low frequency offset correlation method)

수신된 신호의 샘플들의 시퀀스가 알려진 기준 시퀀스의 심볼들의 시퀀스와 상관된다.

시간 k에서의 상관 값을 결정하기 위해, 시간 k에서의 샘플 값과 선행하는 (L-1)개의 샘플들이 수신된 신호로부터 심볼 간격으로 취해진다. N겹(N-fold) 오버샘플링을 사용하면, N번째마다의 샘플만이 취해진다.

이 L 값이 파일럿 시퀀스의 복소수 심볼들의 복소수 곱(conjugated complex)으로 곱해진다. 이어서 그 곱들이 서로 합산된다. 이렇게 얻어진 상관 값의 양에 기반하여, L개의 샘플들이 완전한 파일럿 시퀀스를 포함하고 있는지 여부가 결정된다. 이에 따라 상관 값의 양은 결정 변수(decision variable)로도 지칭된다.

샘플링 시간 k에서의 완전한 신호처리의 예가 도 1에 도시되어 있다.

이에 따라, 수신된 신호들 r(t)은 시간 종속 함수 x(t)를 얻기 위해 먼저 수신 필터(예를 들어 정합 필터(matched filter)로도 알려진 최적 필터(optimum filter) 등)를 통과한다. 파일럿 시퀀스의 마킹된(marked) 평가 종단은 k₀로 식별된다. 또한 T는 심볼 간격, 또는 1/T가 심볼 속도(symbol rate)이다. N은 오버샘플링 계수이다.

는 최적 샘플링 시간으로부터의 편차(deviation)(죽 시간 오류)이고

는 k번째 샘플된 값의 시간이다. 또한 a[0], a[1], ..., a[L-1]들은 파일럿 심볼들(또는 파일럿 시퀀스 심볼들)인데, 심볼 a[0]가 처음 전송되고 a[L-1]이 마지막으로 전송된다. 위첨자(superscript character) *는 복소수 곱 값이 취해져야 것을 나타낸다. 마지막으로, z-^N은 N개의 샘플들을 지연시키는 지연 소자(delay element)를 나타낸다.

다음 표기법(notation)이 일반적으로 사용된다:

- 괄호 내의 시간 변수들은 언제나 시간 연속적(time-continuous)이다. 예를 들어 r(t)는 시간 연속적 수신 신호를 표시한다.

- 꺾쇠괄호 내의 시간 변수들은 언제나 시간 이산적(time-discrete)이고 언제나 샘플들이 이어지는 번호를 나타낸다. 예를 들어, x[k]는 수신 필터 이후의 (시간 연속적) 신호 x(t)의 k번째 값을 표시한다.

파일럿 시퀀스가 존재하는지의 결정을 위해, 두 방법이 기본적으로 알려져 있는데, 이들은 흔히 차례로 사용된다:

1. 먼저 임계값 검출이 일반적으로 수행된다. 결정 변수 |d[k]|가 임계값(d_thr)과 비교된다. 결정 변수가 임계값보다 높으면, 파일럿 시퀀스가 검출된 것으로 간주되어 시간 지표 k가 시퀀스의 마지막 샘플을 마킹한다(marked). 이에 따라 파일럿 시퀀스의 일시적 위치의 개략적 평가(rough estimate)이 이미 가능하다. 이는 도 1에서 k₀ = k가 설정된 경우이다. 부정적인 경우에서는 카운터(counter) k가 증가한다; k가 k+1이 된다.

2. 검출된 파일럿 시퀀스로부터, 첫 검출로부터의 시간 이후의 규정된 시간 창 내에서 최대값 검출이 선택적으로 수행될 수 있다. 이를 위해, 결정 변수의 최대 양을 가지는 샘플 값이 검출 시간으로 사용된다. 시간 창은 일반적으로 전보 지속시간(telegram duration)보다 더 작다. 이 단계는 시간 추정의 정확도를 증가시키는데, 이는 특히 바람직하지 못한 상관 특성을 가지는 파일럿 시퀀스들에 특히 유용하다.

파일럿 시퀀스의 선택(Selection of the pilot sequence):

M개의 심볼들을 가지는 심볼 알파벳에는 M^L개의 가능한 파일럿 시퀀스들이 존재한다. 2진 심볼 알파벳(M=2)과 L=8의 파일럿 시퀀스 길이를 가지면, 전체 2⁸=256개의 가능한 시퀀스들이 존재한다.

상관법에 의한 검출을 위해서는, 파일럿 시퀀스의 비주기 자기상관함수(ASF)의 특성들이 가장 중요하다. 수학적으로 이는 다음과 같이 규정된다:

l < 1 또는 l ≥ L에 대해 a[l] = 0일 때

최대값은 i = 0이고 모든 시퀀스들에 대해 L이다. 파일럿 시퀀스의 검출이 고려되면, 모든 시퀀스들이 동일하게 적합하다.

그러나 가능한 한 정확히 시간을 평가하기 위해서는, i ≠ 0에 대한 모든 ACF 값의 크기가 최대값에 비해 가능한 한 작은 것이 바람직하다. 이 값들은 또한 상관 2차 피크들로 지칭된다.

그 상관 2차 피크가 0이면, CKF가 이상적이라고 기술된다. 불행히도, 이상적인 AVF를 가지는 시퀀스들은 존재하지 않는다.

현재로서는, 최소의 가능한 2차 피크들을 포함하는 파일럿 시퀀스들을 사용하는 것이 관행이다. 길이 8의 2진 시퀀스의 예는 10010111이다. 비트 0과 1이 심볼 +1과 -1에 매핑되면 도 2의 ACF가 결과된다. 이에 따라, i가 x축에, ACF[i]가 y축에 그려진다. 2차 피크는 2의 최대 진폭을 가진다.

또한, 변조 및 필터링 된 신호와 파일럿 시퀀스 사이에 시간 지속적 상호상관 함수(cross correlation function; CCF)를 사용하여 시간 이산적 ACF 대신에 파일럿 시퀀스를 선택하는 것이 관행이다. 그러나 이들의 형태는 기본적으로 파일럿 시퀀스의 ACF에 의해 결정되지만, 또한 변조 충격(modulation impulse)과 수신 필터의 충격 응답에도 좌우된다.

선형으로 변조된 신호와 선형 변조로 표현될 수 있는 신호(예를 들어 최소천이변조(Minimum Shift Keying, MSK), 또는 가우시안 최소천이변조(Gaussian Minimum Shift Keying, GMSK) 등)들에 대해서는, 이 상호상관함수가 다음 정규화된 표현으로 주어짐을 알 수 있다:

여기서 h(t)는 변조 펄스 g(t)의 수신 필터의 펄스 응답 _gr(t)과의 콘벌루션(합성곱; convolution)으로부터 결과된다.

정확한 시간 평가를 위해서는, 가능한 한 이상적 CCF에 가까운 주 최대치 전후의 CCF를 가지는 시퀀스들이 선호된다. 이상적 CCF는 위 방정식에서 파일럿 시퀀스의 이론적으로 이상적인 ACF로부터 결과된다. 이에 따라 이는 펄스 h(t)의 형태를 가진다. 위 시퀀스 10010111은 이 특성을 충족시킨다(도 3 참조).

도 3에는 정합 필터와 함께 MSK에 대한 이상적 CCF가 점선으로 도시되어 있다. 정규화된 CCF가 x축 상에 도시되어 있다. 이에 따라 MSK 변조와 정합 필터를 거친 시퀀스 10010111의 지속적 CCF가 도시되어 있다. 점선 곡선은 함수 h(t)이다.

미지의 주파수 편이에서의 검출 방법(Detection method at unknown frequency offset):

전술한 상관법의 단점은 검출이 매우 작은 주파수 차이(이에 따라 전송 신호의 반송 주파수와 수신 필터의 중심 주파수 간의 작은 주파수 차이)에서만 신뢰성이 있다는 것이다. 그러므로 다른 방법들을 이하에 기술한다.

FFT 법(FFT method):

[9]에는 큰 주파수 편이에도 적합한 방법이 기재되어 있다. 이는 전술한 방법의 일반화라고 볼 수 있다. 그 필수적 특징을 이하에 요약한다.

도 1로부터의 값 x[k-l]a*[L-l+1]이 합산(summation) 전에 복소수 지수 진동(complex exponential oscillation)의 샘플들로 곱해진다. 이는 주파수 가설(frequency hypotheses)이라고 지칭되는 다른 주파수들에 대해 몇 차례 수행된다.

각 주파수 가설에 대해, 별도의 결정 변수 |d[k,i]|가 얻어지는데, 이는 k에 종속될 뿐 아니라, i가 i번째 주파수를 지칭할 때 지수 i에도 종속된다. 시간 단계 k에 대해 결정된 모든 시간 변수 |d[k,i]|들의 최대값이 선택된다. 관련 주파수 지수는 i0[k]로 지칭된다.

이어서 최대값이 임계값과 비교된다. 최대값이 임계값 이상이면 파일럿 시퀀스가 검출되고 i0[k] 지수에 연계된 주파수가 주파수 편이의 대략적인 평가으로 사용될 수 있다.

등거리 주파수 가설(equidistant frequency hypotheses)에 대해서는, 이것이 x[k-N]a*[L-2]에서 x[k-(L-1)N]a*[0]에 대한 L 값 x[k]a*[L-1]의 이산 푸리에변환(Fourier transform; DFT)에 해당한다.

L이 2의 거듭제곱(power of two)이라면 DTF는 잘 알려진 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform; FFT)의 형태로 특히 효율적으로 수행될 수 있다. L이 2의 거듭제곱이 아니라면 DTF 길이는 다음 높은 2의 거듭제곱으로 반올림되고(rounded) 해당 수의 0들이 L 값에 추가되어 FFT가 적용될 수 있다.

검출 신뢰성을 향상시키기 위해서는, 여전히 L FFT 입력값이 어떤 수의 추가적인 0들로 보충될 수 있다.

이 방법이 도 4에 도시되어 있다.

이 방법은 심볼 속도의 거의 절반까지의 주파수 편이에 적합하다.

그러나 정합 필터(소위 최적 필터)가 사용된다면 0.5의 주파수 편이에서 약 3 dB의 에너지 손실을 허용해야 한다. 수신 필터의 대역폭을 (예를 들어 1.2의 배수로) 확대함으로써 이 손실이 현저히 감소될 수 있다. 그러나 이는 저주파 편이에서 어떤 손실을 야기한다(1.2의 대역폭 확대에서 손실은 약 0.8 dB이다).

FFT 법의 단점은 비교적 높은 계산 노력(computational effort)이다. (L이 2의 거듭제곱이어서 0들이 삽입되지 않는) 최선의 경우 FFT 만으로 시간 단계 k 당 약 5L(1+ldL)회의 부동 소수점 연산(floating point operation; FLOP)들이 수행되어야 한다[10]. 이는 저주파 편이에서의 상관법의 합산에 소요되는 것보다 2L FLOP만큼 현저히 많다.

FFT 법은 니이만-피어슨 기준(criterion)으로는 이론적으로 최적으로 간주된다[11].

위상 차이 상관(Phase difference correlation):

종래기술은 현저히 적은 신호처리 노력을 포함하는 미지의 주파수에서의 검출 방법 역시 기술하고 있다.

샘플 x[k] 대신, 심볼 간격에서의 두 심볼들의 곱 x*[k]x[k-N]이 각 경우 사용되는데, 가장 최근의 값으로부터 각각 복소수 곱 복소수 값이 취해진다.

이에 따라 도 1에 도시된 시퀀스에서, 심볼 a[l]들이 곱 a*[l]a[l-1]들로 대체된다. 그러면 합산은 L-1개의 값들 만에 연장된다. 파일럿 시퀀스가 검출되면, 결정 변수 d[k]의 위상 값이 평가 주파수 편이의 척도(measure)이다.

단점은 결정 변수에서의 신호 대 잡음 출력비가 FFT 법보다 더 작다는 것이다. 이에 따라 파일럿 시퀀스가 검출되지 않을 가능성이 더 높다.

도 5는 시스템(50)을 도시하는데, 현재 두 송신기(1, 100)들이 신호를 전송하고 세 수신기(10, 20, 30)들이 수신한다. 신호들은 파일럿 시퀀스와 함께 방출되어 이에 따라 수신기(10, 20, 30)들은 이들이 수신한 신호에서 파일럿 시퀀스들을 검출하도록 구성된다. 위를 위해 수신기(10, 20, 30)들은 각각 기준 시퀀스들을 참조한다(fall back).

송신기(100)는 파일럿 시퀀스를 가지는 신호를 전송하는 종래기술에 따른 송신기이다. 종래기술에 따른 이러한 신호들은 특히 도시된 셋 중 두 수신기(20, 30)들에 수신되어 최적으로 처리될 수 있다.

다른 송신기(1)는 그 파일럿 시퀀스가 베이스 시퀀스에 기반하는 신호를 전송한다. 이 방식의 파일럿 시퀀스를 이용하기 위해서 참조번호 10으로 식별된 수신기는 특별히 구성되어 있다.

송신기(1)는 특히 각 파일럿 시퀀스의 구비에 대해 그 특성이 도 6에 연계해 후술할, 전송될 신호들을 생성하는 신호 생성기(11)를 가진다. 특히 여기에는 심볼 반복을 가지는 파일럿 시퀀스가 존재한다. 전송될 신호는 예를 들어 각 파일럿 시퀀스뿐 아니라, 예를 들어 센서로부터 유래하거나 송신기의 특성에 관한 것 등의 데이터도 포함한다.

도 6은 맨위 행에 8개의 심볼들을 가지는, 즉 길이 L에 대해 L = 8인 파일럿 시퀀스를 개략적으로 도시한다. 이 파일럿 시퀀스는 몇 개의 베이스 시퀀스 심볼들을 포함하는 베이스 시퀀스로부터 생성되어야 한다.

파일럿 시퀀스의 생성은 베이스 시퀀스 심볼들이 연속적으로 몇 차례 반복되도록 수행된다. 도시된 예에서, 각 베이스 시퀀스 심볼은 1회 반복되어야 한다. 이와는 달리, 각 베이스 시퀀스 심볼이 파일럿 시퀀스 심볼로서 차례로 2회 나타나도록 조성될 수도 있다. (R-1)반복들에 대해, 각 베이스 시퀀스 심볼은 R회 존재한다. 여기서는 R = 2가 적용된다.

그러므로 8개의 파일럿 시퀀스 심볼을 얻기 위해서는, 4개의 베이스 시퀀스 심볼들이 반복을 위해 필요하다(L/R = 8/2 = 4). 이에 따라 베이스 시퀀스는 4의 길이를 가진다. 2진 베이스 시퀀스 심볼들이 다음 순서의 예들에 주어진다: 0110. 이 베이스 시퀀스 심볼들은 도 6의 세 번째 행에 들어간다. 위 표기법에 따르면, 심볼들은: a[0] = 0; a[1] = 1; a[2] = 1 및 a[3] = 0.

베이스 시퀀스 심볼들을 배증함으로써, 맨밑 행에 도시된 파일럿 시퀀스는 다음이 된다: 00111100.

한 구성에서, 필요에 따라 - 특히 BPSK 등의 매핑에 따라 - 자주 반복되는 개별적 베이스 시퀀스 심볼들은 위상 계수(phase factor)를 구비한다.

8 심볼의 파일럿 시퀀스 길이로, 다음 베이스 시퀀스들은 유용한 자기상관을 특징으로 하는데, 이는 평가를 현저히 간략화한다. 이들이 베이스 시퀀스들이다:

0010,

1101,

0100,

1011.

이는 다음 네 시퀀스들로 결과된다:

00001100,

11110011,

00110000,

11001111

베이스 시퀀스 심볼들의 반복으로 결과되는 심볼 블록들 내의 위상 계수의 순서가 동일한 위상 계수가 추가된다면(이 예에서 각 경우 180°), 이어지는 반전 매핑 후 배치에서 다음 파일럿 시퀀스들이 얻어진다:

01011001,

10100110,

10011010,

01100101.

중간 단계는 이하에서 복소수 심볼들을 사용하여 기술된다.

도 7은 정합 필터 수신기로 MSK 변조하는 동안의 상관 함수의 양을 도시한다. 선 a는 완전 상관이다. 선 b는 R= 2인 부분 상관이다. 점선 c는 MSK 기본 펄스의 ACF이다. 값 |ε _ν |_max는 완전 상관을 사용한 최대 시스템 주파수 평가 편이(maximum systematic frequency estimate offset)인데, -0.5T 내지 +0.5T의 샘플링 시간 오류와 -0.4 내지 +0.4 사이의 수신 신호의 νT의 주파수 편이가 고려되었다. 도 7의 예에서 각 경우의 값은 0.027이다.

다음 베이스 시퀀스들이 베이스 시퀀스 심볼들의 반복을 가지는 L = 12의 파일럿 시퀀스 길이에 바람직하다.

000101,

001011,

001101,

010001.

다음 바람직한 파일럿 시퀀스들이 특히 위상 계수로부터 결과된다:

베이스 시퀀스 a[0…5]	완전한 시퀀스 또는 파일럿 시퀀스 a[0…11]	\|Max.ε _ν
000101	000000110011 111111001100 110011000000 001100111111	0.022
000101	010101100110 101010011001 011001101010 100110010101	0.022
001011	000011001111 111100110000	0.0046
001011	010110011010 101001100101	0.0046
001101	000011110011 111100001100 110011110000 001100001111	0.015
001101	010110100110 101001011001 011001011010 100110100101	0015
010001	001100000011 110011111100 110000001100 001111110011	0.0085
010001	011001010110 100110101001 011010100110 100101011001	0.0085

도 7과 유사하게, 도 8은 네 베이스 시퀀스들의 상관 함수의 크기를 보이는데, 각 경우의 해당 베이스 시퀀스가 도표 옆에 있다. 완전 상관의 선 a가 각 경우에 표기되고, 부분 상관의 선 b가 R = 2로 표기되었다. 점선은 MSK 기본 펄스의 ACF이다.이에 따라 한 구성에서 다음 특성들을 가지는 파일럿 시퀀스들이 사용되었다:

각 R개의 파일럿 심볼을 가지는 파일럿 시퀀스의 연속 내에는 한 위상 계수(e^jφ)를 제외하고는 동일한 심볼들이 있다. 첫 번째 반복된 심볼들에 대한 위상 계수는 모든 연속들에서 동일하다. 이는 또한 두 번째 반복에 대해서도 모든 연속들에서 동일하다. 한 구성에서는 위상 계수가 다른 반복들에 대해 다르고 다른 구성에서는 동일하다. 이에 따라 R은 L의 분모(divider)이다. 변조 알파벳의 일부인 위상 계수들이 선호된다.

한 구성에서, 데이터는 이어서 위상 계수를 도입하기 전에 변조 알파벳으로 매핑된다. 이것은 예를 들어 BPSK(2진 PSK)이다.

도 6의 예에서, 베이스 심볼들이 [0, 1, 1, 0]로 정의되므로, BPSK 이후(즉 a 0이 a -1이 되고 a 1이 a +1이 되는 매핑으로) 심볼들은 다음으로 읽힌다: [-1, -1, +1, +1, +1, +1, -1, -1].

여기서는 90°인 전술한 위상 계수가 심볼 반복에 삽입된다면, 파일럿 시퀀스는: [-1, -j, +1, +j, +1, +j, -1, -1j].

이 방식의 파일럿 시퀀스는 서브샘플링(도 7 내지 10의 선 b 참조)에 의한 검출에서 반복 길이 R에 걸친 시간불변성(time invariance)이 달성된다는 큰 이점을 제공한다.

파일럿 시퀀스는 예를 들어 길이 L/R의 베이스 시퀀스를 선택하고 각 심볼을 (R-1)회 반복함으로써 구축될 수 있다. 한 구성에서 각 연속의 r번째 반복(r = 1, 2, ..., R-1)이 위상 계수로 곱해지는데, φ_r은 0 내지 2π 사이에서 자유로이 선택 가능하다.

종래기술에서 이전에 사용되던 파일럿 시퀀스에 대한 이점은 상당히 저감된 신호처리 노력을 가지는 방법이 검출에 사용될 수 있다는 것이다.

단점은 한정된 시퀀스 선택이다. 이에 따라 전체 파일럿 시퀀스의 ACF 특성 역시 모든 심볼들의 자유로운 선택에 비해 덜 최적으로 설정될 수 있다. 그러나 경험상 주파수, 시간 및 위상 평가에 대한 영향은 무시할 정도이다.

수신기 측에서의 파일럿 시퀀스의 검출을 더 개선하기 위해, 신호 생성기(2)의 다른 구성(도 5 참조)에서는 파일럿 시퀀스가 베이스 시퀀스 심볼들의 반복의 심볼 블록으로 선행되거나 및/또는 후행되는 보충 심볼들이 구비된다. 이는 심볼(들)이 선행되거나 및/또는 후행되는(appended) 심볼 반복들을 가지는 파일럿 시퀀스로 결과된다.

한 구성에서는, 생성될 길이 L의 전체 파일럿 시퀀스로부터 L-1 또는 L-2 길이의 연속이 전술한 특성을 가진다. 그 전제조건은 심볼 블록 당 베이스 시퀀스 심볼들의 수로서 R이 L-1 또는 L-2의 분모가 되는 것이다.

보충 심볼들을 가지는 파일럿 시퀀스를 구축하기 위해, 길이 (L-1)/R 또는 (L-2)/R의 베이스 시퀀스의 심볼들이 (R-1)회 반복되어 심볼들이 R회 나타난다(available). 이어서 보충 심볼 또는 몇 개의(적어도 두) 보충 심볼들이 선행 또는 후행한다.

한 이점은 전체 파일럿 시퀀스의 ACF 특성이 자유로이 선택된 경계(border) 심볼 또는 두 경계 심볼(보충 심볼들에 대한 대체적 명칭)에 의한 이상적 특성에 더 잘 맞춰질 수 있다는 것이다.

단점은 전체 파일럿 시퀀스에서 베이스 시퀀스의 비율이 감소하는 것이다. 이는 수신기가 서브샘플링될 때 신호 대 잡음비의 손실로 결과된다(아래 참조).

x개의 보충 심볼들이 파일럿 시퀀스의 L 심볼의 전체 길이에 사용된다면, 길이 (L-x)의 서브시퀀스의 특성은 반복된 베이스 심볼들로부터 결과된다.

다음 실시예들에는, 11, 00, 01 또는 10 형태를 가지는 두 보충 심볼들이 존재한다. 이에 따라, 양 보충 블록들이 모두 심볼 블록들로 선행되거나 또는 한 보충 블록은 선행되고 다른 보충 블록은 후행된다.

보충 블록들 덕분에, 파일럿 시퀀스의 규정된 길이에 대한 베이스 시퀀스의 심볼들의 수는 동시에 감소된다.

각 베이스 시퀀스 심볼의 단일한 반복(이에 따라 R = 2)을 가지는 L = 8을 가지는 파일럿 시퀀스의 길이와 두 보충 심볼들에 대해, 다음 형태: 001을 가지는 세 베이스 시퀀스 심볼들이 필요하다. 보충 심볼들 01, 10, 00, 및 11과 위상 계수들로, 다음 바람직한 파일럿 시퀀스가 결과되는데, 보충 심볼들은 각각 파일럿 시퀀스의 실제 코어로부터 분리되는데, 이는 심볼 블록에 의해, 수직선에 의해 형성된다:

베이스 시퀀스 a[0…2]	전체 시퀀스 a[0…7]	\|ε _ν \|_max
001	000011\|01 111100\|10 10\|110000 01\|001111	0.037
001	010110\|00 101001\|11 00\|011010 11\|100101	0.037
001	01\|000011 10\|111100 110000\|10 001111\|01	0.024
001	00\|010110 11\|101001 011010\|00 100101\|11	0.024
001	1\|000011\|0 0\|111100\|1 0\|110000\|1 1\|001111\|0	0.011
001	0\|010110\|0 1\|101001\|1 0\|011010\|0 1\|100101\|1	0.011

도 9는 상관 함수들의 각 크기를 보이는데, 해당 파일럿 시퀀스가 도표 옆에 있다. 완전 상관의 선 a가 표기되고, 부분 상관의 선 b가 R = 2로 표기되었다. 점선은 각각 MSK 기본 펄스의 ACF이다.각 베이스 시퀀스 심볼의 단일한 반복(이에 따라 R = 2)과 두 보충 심볼들의 L = 12의 파일럿 시퀀스 길이에 대해서는, 다음 형태: 00010을 가지는 5개의 베이스 시퀀스 심볼들이 필요하다(즉 베이스 시퀀스 심볼들: a[0] = a[1] = a[2] = 0; a[3] = 1; a[4] = 0). 보충 심볼들 01, 10, 00 및 11과 위상 계수를 가지면 다음 파일럿 시퀀스가 결과되는데, 여기서 보충 심볼들은 이전과 같이 수직선으로 심볼 블록들과 분리된다:

베이스 시퀀스 a[0…4]	전체적 시퀀스 = 파일럿 시퀀스 a[0…11]	\|ε _ν \|_max
00010	1\|0000001100\|1 0\|1111110011\|0 1\|0011000000\|1 0\|1100111111\|0	0.012
	0\|0101011001\|1 1\|1010100110\|0 1\|1001101010\|0 0\|0110010101\|1	0.012
	0000001100\|10 1111110011\|01 01\|0011000000 10\|1100111111	0.025
	0101011001\|11 1010100110\|00 11\|1001101010 00\|0110010101	0.025
	01\|0000001100 10\|1111110011 0011000000\|10 1100111111\|01	0.010
	00\|0101011001 11\|1010100110 1001101010\|00 0110010101\|11	0.010

도 10은 상관 함수들의 크기를 보이는데, 해당 파일럿 시퀀스들은 도표 옆에 표시되어 있다. 완전 상관의 선 a와 부분 상관의 선 b는 R = 2로 표기되어 있다. 점선은 MSK 기본 펄스의 ACF이다.이하에는, 도 5의 시스템과 특히 거기 도시된 수신기(10, 20, 30)들에 대해 기술한다.

기재된 송신기(1)에 맞는(matching) 도 5의 수신기(10)는 내부 데이터 메모리에 근접할 수 있는 신호 평가 장치(11)를 가진다.

신호 평가 장치(11)는 먼저 수신된 신호들의 초기 평가를 수행한다. 예를 들어 송신기(1)가 베이스 시퀀스의 심볼들을 단순히 반복하는 것이 알려져 있다면, 신호 평가 장치(11)는 수신된 신호의 두 번째마다의 점만을 샘플링하거나 또는 두 번째마다의 샘플만을 평가하거나 또는 절반의 심볼 클록만으로 샘플링한다(더 높은 샘플링 비율, 두 번째마다의 샘플이 사용되는 것보다 낮은). 이는 (상호상관 구성에서) 신호 평가 장치(11)가 데이터 메모리(12)에 저장된 베이스 시퀀스와 비교할 단축된 파일럿 시퀀스로 결과된다. 이는 단축된 파일럿 시퀀스가 베이스 시퀀스에 부합되는지, 즉 파일럿 시퀀스가 조금이라도(at all) 존재하는지를 나타내는 평가 결과로 결과된다.

긍정적인 경우, 신호 평가 장치(11)는 수신된 신호가 갱신되도록 하고, 여기서 특히, 파일럿 시퀀스가 존재하는지 다시 점검하는 제2 평가를 받게 된다. 이를 위해 샘플링 비율을 증가시키거나 더 많은 샘플들이 평가된다.

전체적으로, 파일럿 시퀀스의 지속적 검출을 위한 상관 비율의 저감이 이뤄진다.

파일럿 시퀀스 검출을 위한 한 구성에서, 다음 특징을 가지는 알려진 방법의 변경(예를 들어 저주파 편이(deviation)를 가지는 상관법 또는 미지의 주파수 편이(offset)에서의 FFT 법)이 수행되었다:

상관은 샘플 시퀀스의 각 RN번째(N은 오버샘플링 계수이고 R은 베이스 시퀀스의 심볼들의 빈도와 동일하거나 또는 반복 수 + 1과 동일한 자연수) 샘플에 대해서만 수행되었다. 또는 필터링된 수신 신호의 RN번째마다의 값들만이 결정 변수들의 연산에 사용되었다.

상관 길이는 파일럿 시퀀스에 포함된 베이스 시퀀스의 길이로 단축된다. 전술한 파일럿 시퀀스에 대해 상관은 L/R 값으로 단축된다. 보충 심볼들을 가지는 파일럿 시퀀스에 대해서 이는 (L-1)/R 또는 (L-2)/R 심볼들 또는 x개의 보충 심볼들에 대해 일반적으로 (L-x)/R 심볼로 단축된다.

이점은 N겹 오버샘플링에 의한 완전 상관에 비해 신호처리 노력이 저감되는 것이다.

종래기술에 설명된 상관법(예를 들어 저주파 편이를 가지는 상관법)에 대해서는, (실수값(real-valued) 부동소수점 연산으로 측정한) 노력이 1/(NR²) 계수로 저감된다. 저감 계수는 예를 들어 1/(2^*2²) = 1/8이다.

종래기술에 설명된 FFT 법에 대해서는, 베이스 시퀀스와 의 상관에 길이 L 또는 L/R의 FFT를 사용할 때 대략 1/(NR2) * {1 - 5ld(R)/(9+5ld(L))}의 계수로 감소된다. N = 2, R = 2 및 L = 8에 대해 감소 계수는 예를 들어 1/10이다.

단점은 더 작은 수의 심볼들에 상관되므로 결정 변수의 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio; SNR)에서의 어떤 손실은 수용해야 한다는 것이다. 추가적 심볼들이 없는 시퀀스의 손실은 약 10 logR dB로, 이에 따라 R = 2에서 약 3 dB이다. 이 단점은 이에 따른 더 긴(정확히 R배 길이의) 파일럿 시퀀스를 사용하거나 몇 개의 서브시퀀스들을 사용함으로써 보상될 수 있다.

N겹 오버샘플링을 가지는 완전한 파일럿 시퀀스에 기반한 검출 이후의 제2 단계에서 주파수 편이, 최적 샘플링 시간 및 위상의 정확한 평가(estimation)을 수행하는 것이 추천되는데, 정상적으로 N = 2이면 충분하다. 검출 이후에 샘플링된 값에 근접하기 위해, 한 구성에서는 오버샘플링 계수 N으로의 샘플링이 검출 단계(detection phase)에서 이미 필요하다. 결과적으로, ADC가 초단 N/T 값의 샘플링 비율로 지속적으로 샘플링한다. 검출 단계 동안, 신호처리 노력이 주로 감소된다.

도 5의 수신기(20)는 처리 장치(21)를 가진다. 처리 장치(21)는 수신된 신호의 파일럿 시퀀스를 서로 부분적으로 중첩되는 적어도 두 부분영역(subarea)들로 분할하도록 구성된다. 각 부분영역은 데이터 메모리(22)에 저장된 기준 시퀀스의 부분영역들과 상관된다. 결과적인 부분적 결과들이 수신된 신호의 파일럿 시퀀스에 관한 전체적 결과로 조합된다.

이 구성에서는 이와 같이 부분적 상관이 확장된다.

[3]에는 몇 개의 (서브) 파일럿 시퀀스를 가지는 전보의 주파수 편이 하에서의 개선된 검출 방법이 기재되어 있다. 파일럿 시퀀스는 몇 개의 부분 영역들로 분할되는데, 각 부분 영역은 별도로 상관된다. 파일럿 시퀀스의 부분영역 또는 서브시퀀스들로의 구획은 도 11에 도시되어 있다.

도 11에서, P로 식별된 파일럿 시퀀스는 D로 식별된 두 데이터 시퀀스들 사이에 위치한다. 파일럿 시퀀스는 추가적 평가를 위해 두 이산적 부분영역 P1 및 P2로 분할된다.

그러나 이 방법에서 두 부분영역(P1, P2)들 사이에 위치하는 정보의 일부는 폐기된다.

검출 능력의 향상을 위해, 중첩 영역이 규정된다. 예를 들어 도 12에는 도 11로부터의 두 파일럿 시퀀스 부분들이 중첩을 가지고 규정된다. 이는 두 파일럿 시퀀스 부분들의 길이를 연장시킨다.

그러나 양 부분들의 연장으로 주파수 편이의 증가에 대한 검출의 민감성(susceptibility)이 증가한다. 주파수 편이에 비해 일정한 성능을 달성하기 위해, 파일럿 시퀀스 부분들의 길이는 동일하게 유지되어야 한다.

예를 들어 도 13에서는, 이것이 파일럿 시퀀스를 셋 이상의(more than two) 부분영역들로 분할함으로써 달성된다. 도시된 구성에는 세 부분영역들: P1, P2, 및 P3이 존재한다.

부분적 결과들이 코히런트하게 합산되어 주파수 편이는 더 작은 영향을 가진다.

다른 구성에서는, 부분적 상관에 의한 중첩 영역의 정규화가 수행된다.

전술한 구성은 [3]에 기재된 방법에 비해 잡음에 대한 상관의 성능을 향상시킨다. 그러나 신호들이 전송되는 채널에 간섭이 발생되면, 중첩 영역들에 의해 부정적 효과가 산출된다.

중첩 영역 내의 각 심볼은 상관에 적어도 두 번 사용되지만 중첩 영역 외부의 심볼들은 한번만 사용된다. 이는 중첩 영역 내의 심볼들이 중첩 영역 외부의 심볼들보다 더 높게 가중된다는 것을 의미한다. 간섭이 중첩 영역 내에 포함되면, 이는 중첩 영역에 포함되지 않는 경우보다 더 큰 영향을 가진다.

이 문제를 방지하기 위해 한 구성에서는, 중첩 영역 내의 심볼들에 정규화에 의해 더 약한 가중치가 주어지거나 영역 외부의 심볼들에 더 간한 가중치가 주어진다. 이에 따라 가중은 심볼이 얼마나 많은 부분영역들에 속하는지에 좌우된다.

가중 계수는 선택된 부분영역들과 중첩 영역들의 수에 좌우된다.

참조번호 30으로 식별된 수신기는 공통의 파일럿 시퀀스의 적어도 두 서브파일럿 시퀀스들 또는 파일럿 시퀀스의 적어도 두 서브패킷들에 별도로 푸리에 변환을 수행하는 변환 장치를 가진다. 이에 따라 서브패킷들은 중첩 또는 분리(disjunctive)된다.

변환 장치(31)는 수행된 푸리에 변환을 비 코히런트하게 합산하고 여기서는 데이터 메모리(32)에 저장된 기준 시퀀스를 사용하여 합산 결과를 생성한다. 그러면 합산 결과는 파일럿 시퀀스에 대한 평가 결과를 생성할 수 있게 한다.

한 구성에서, 이는 부분 상관과 조합한 DFT 법에 의한 최적화 검출인데, 이에 따라 방법의 최적화는 도 4에 도시되어 있다.

수신기의 처리의 기본 원리를 이하에 논의한다.

종래기술은 FFT 법(DFT 법)을 기술하고 있는데, 이는 작은 계산 노력을 사용하여 심볼 비율의 +-0.5 배 범위의 미지의 주파수 편이에서의 파일럿 시퀀스를 검출할 수 있게 해준다.

DTF 법의 단점은 부분 상관에서 또는 분포된 동기화 시퀀스(distributed synchronization sequence)를 가지는 경우는 사용될 수 없다는 것이다. 이 문제는 전술한 수신기(30)에 의해 우회된다.

전체 동기화 시퀀스에 걸쳐 DFT(FFT)를 연산하는 대신, 부분 상관의 모든 서브시퀀스들(이에 따라 파일럿 시퀀스의 서브 패킷들)에 대해 독립적인 DFT 또는 FFT들이 연산된다. 검출의 전체적 결과는 개별 FF 또는 DFT의 주파수 선들의 비 코히런트(non-coherent) 합산으로부터 결과된다. 비 코히런트 합산의 예는 절대 합산(absolute addition), 절대 제곱 합산(absolute square addition) 또는 이 방법들의 근사(approximation)이다.

FFT를 사용하는 이점은 “상관(correlation)"이 몇 개의 주파수들에 동시에(in parallel) 수행되는 것이다.

FFT(DFT) 연산의 자세한 관찰은 FFT가 (몇 개의 다른 편이들과 동시에) 주파수 천이를 수행한다는 것이다. 그러면 이 주파수 천이된 선이 합산에 의해 추가된다. 이 방법의 검색 영역은 (심볼 비율에 대응하는) +-0.5 샘플링 비율이다.

FFT의 해상도가 충분히 정확하지 않으면 FFT/DFT의 입력 데이터의 0채우기(zero padding)가 이뤄진다. 이는 FFT/DFT의 주파수 선들을 증가시킨다. 여기서 0들이 FFT의 시작 또는 종단의 어느 하나에 설정된다는 것에 주목해야 한다.

0채우기에 대한 대안으로, 최대값과 인접 위치들 사이의 보간(내삽: interpolation)이 대체적 구성에서 수행된다.

이점은 종래의 FFT 법에 비해, FFT/DFT들의 비 코히런트 합산이 동기화 시퀀스들 간의 코히런스(coherence)가 필요 없게 하므로 분할 동기화 시퀀스라도 비교적 용이하게 검출될 수 있는 것이다.

매핑의 예로 MSK 변조에 관련한 실시예들에서 언급된 시퀀스들은 다음 특성들을 가진다.

프리코딩(precoding)을 가지는 MSK(matlab의 'non-diff'):

- 각 시간 단계마다 -pi/2 회전 (== 우측 == 시계방향)

- 데이터에 대한 회전 == 1: +pi/2 == 좌측 == 반시계방향

- 데이터에 대해 == 0: -pi/2 == 우측 == 시계방향

도 14는 MSK 변조의 도해를 보인다. 도시된 것은 프리코딩을 가지는 MSK의 가능한 (성상도에서의) 신호점(constellation point)들이다(MATLAB에서는 non-diff MSK로도 알려져 있다.).

이에 따라 전송될 심볼들은 네 심볼의 그룹들로 분할되는데, 첫 심볼들이 시간 T₀에 전송된다. 이에 따라 신호점 +1 + 0j가 시간 T₀에 2진 0에 대해 선택되고 신호점 -1 + 0j가 2진 1에 대해 선택된다. 시간 T₀+ΔT가 후속 심볼에 대해 선택된다. 이에 따라 신호점은 0 + 1j(2진 1) 및 0 - 1j(2진 0)로 결과된다. 후속되는 두 시간들에 대해 신호점들이 동일한 방법으로 연산된다. 네 심볼들이 신호점들에 매핑되고 난 다음, 연산은 다시 시간 T₀에서 시작된다.

(본 발명의) 어떤 국면(aspect)들이 장치와 연계하여 설명되었지만, 이 국면들은 또한 해당 방법의 설명을 나타내는 것이어서 장치의 블록 또는 구성요소는 또한 해당 방법 단계 또는 방법 단계의 특징으로 이해되어야 할 것이다. 마찬가지로, 방법 단계로 또는 이에 연계하여 설명된 국면 역시 해당 장치의 블록 또는 상세 또는 특징이다. 방법 단계들의 일부 또는 전부는 마이크로프로세서, 프로그래밍 가능한 컴퓨터, 또는 전자회로 등의 하드웨어 장치로(또는 하드웨어 장치를 사용하여) 수행될 수 있다. 일부 실시예들에서, 일부 또는 그 이상의 가장 중요한 방법 단계들이 이러한 장치로 수행될 수 있다.

어떤 구현 요건들에 따라서는, 본 발명의 실시예들이 하드웨어 또는 소프트웨어 또는 적어도 부분적으로 하드웨어 또는 적어도 부분적으로 소프트웨어로 구현될 수 있다. 이 구현은 프로그래밍 가능한 컴퓨터 시스템과 상호작용하여 반복적 방법을 수행할 수 있는 전자적으로 판독 가능한 제어 신호들이 저장되는 플로피 디스크, DVD, 블루레이(BluRay) 디스크, CD, ROM, PROM, EPROM, EEPROM 또는 FLASH 메모리, 하드디스크 또는 다른 자기 또는 광학 메모리 등의 디지털 저장 매체를 사용하여 수행될 수 있다. 이에 따라 디지털 저장 매체는 컴퓨터 판독 가능할 수 있다.

이에 따라 본 발명에 따른 일부 실시예들은 이 명세서에 기재된 하나 이상의 방법이 수행되도록 프로그래밍 가능한 컴퓨터 시스템과 상호작용할 수 있는 전자적으로 판독 가능한 제어 신호들을 포함하는 데이터 캐리어(carrier)를 구비할 수 있다.

일반적으로, 본 발명의 실시예들은 프로그램 코드를 가지는 컴퓨터 프로그램 제품으로 구현될 수 있는데, 이 프로그램 코드는 컴퓨터 프로그램 제품이 컴퓨터 상에서 실행될 때 방법들 중의 하나를 수행하는 데 유효하다.

프로그램 코드는 또한 예를 들어 기계 판독 가능한 캐리어 상에 저장될 수 있다.

다른 실시예들은 이 명세서에 기재된 방법들 중의 하나를 수행하는 컴퓨터 프로그램을 포함하는데, 컴퓨터 프로그램은 기계 판독 가능한 매체 상에 저장된다. 달리 말해, 본 발명 방법의 실시예들은 이에 따라 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 상에서 실행될 때 이 명세서에 기재된 방법들 중의 하나를 수행하는 프로그램 코드를 포함한다.

이에 따라 본 발명 방법의 다른 실시예는, 이 명세서에 기재된 방법들 중의 하나의 구현을 위한 컴퓨터 프로그램이 기록된 데이터 캐리어(또는 디지털 저장 매체 또는 컴퓨터 판독 가능한 매체)이다.

이에 따라 본 발명 방법의 다른 실시예는, 이 명세서에 기재된 방법들 중의 하나를 실행하는 컴퓨터 프로그램을 표현하는 데이터 스트림 또는 신호들의 시퀀스이다. 데이터 스트림 또는 신호들의 시퀀스는 예를 들어 예를 들어 인터넷을 통하는 등 데이터 통신 링크를 통해 전달될 수 있다.

다른 실시예는 이 명세서에 기재된 방법들 중의 어느 것을 수행하도록 구성 또는 맞춰진 컴퓨터 또는 프로그래밍 가능한 논리 장치(programmable logic device) 등의 처리 장치를 포함한다.

다른 실시예는 이 명세서에 기재된 방법들 중의 하나를 수행하는 컴퓨터 프로그램이 설치된 컴퓨터를 포함한다.

본 발명에 따른 다른 실시예는 이 명세서에 기재된 방법들 중의 적어도 어느 하나를 실행하는 컴퓨터 프로그램을 수신기에 전송하도록 구성된 장치 또는 시스템을 포함한다. 이 전송은 예를 들어 전자적으로 또는 광학적으로 이뤄질 수 있다. 예를 들어, 수신기는 컴퓨터 모바일 기기, 저장 장치, 또는 유사한 장치가 될 수 있다. 예를 들어 장치 또는 시스템은 컴퓨터 프로그램을 수신기에 전송하는 파일 서버를 포함할 수 있다.

일부 실시예들에서, (현장 프로그래밍 가능한 게이트 어레이(field-programmable gate array; FPGA) 등의) 프로그래밍 가능한 논리 장치가 이 명세서에 기재된 방법들의 기능의 일부 또는 전부를 수행할 수 있다. 일부 실시예에서는 현장 프로그래밍 가능한 게이트 어레이가 마이크로프로세서와 상호작용하여 이 명세서에 기재된 방법들 중의 하나를 수행할 수 있다. 일반적으로, 일부 실시예들에서는 방법들이 어떤 하드웨어 장치로 실행된다. 이는 컴퓨터 프로세서(CPU) 등의 범용 하드웨어, 또는 ASIC 등 공정에 특정된 하드웨어, 또는 ARM 아키텍처 등의 마이크로프로세서가 될 수 있다.

이상에 설명한 실시예들은 단지 본 발명의 원리들의 예시이다. 이 명세서에 기재된 구조와 상세들에 대한 변경과 변형들이 다른 당업자들에게 이해될 것임은 말할 필요도 없다. 이에 따라 본 발명이 이하의 청구항들의 보호의 범위만으로 한정되며 이 명세서의 기재와 실시예들의 설명에 표현된 특정한 상세에는 한정되지 않을 것을 의도한 것이다.

참고문헌

[1] Z. Y. Choi 및 Y. H. Lee, “주파수 편이 존재에서의 프레임 동기화(Frame synchronization in the presence of frequency offset),” Communications, IEEE Transactions on, vol. 50, no. 7, pp. 1062-1065, 2002.

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[3] 국제특허출원 “전보 응용(프로그램)을 위한 최적화된 전문과 간섭에 강한 패킷 검출 방법(Optimized Preamble and Methods for Interference Robust Packet Detection for Telemetry Applications)” (PCT/EP2016/057014)

[4] G. Kilian, H. Petkov, R. Psiuk, H. Lieske, F. Beer, J. Robert, 및 A. Heuberger, “전보 분할을 사용하는 저출력 전보 시스템의 향상된 커버리지(Improved coverage for low-power telemetry systems using telegram splitting),” in Proceedings of 2013 European Conference on Smart Objects, Systems and Technologies (SmartSysTech), 2013

[5] G. Kilian, M. Breiling, H. H. Petkov, H. Lieske, F. Beer, J. Robert, 및 A. Heuberger, “전보 분할을 사용하는 전보 시스템의 전송 신뢰성 향상(Increasing Transmission Reliability for Telemetry Systems Using Telegram Splitting),” IEEE Transactions on Communications, vol. 63, no. 3, pp. 949-961, Mar. 2015.

[6] Wolfgang Koch, Script for the Seminar “Empafngersynchronisation(수신기 동기화; Receiver Synchronization) at Fraunhofer IIS, 10.06.2015 - 15.06.2015

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[8] Kay, Steven M.: 통계적 신호처리 개론: 검출 이론(Fundamentals of Statistical Signal Processing: Detection theory). Upper Saddle River, NJ : Prentice Hall PTR, 1998. ISBN 9780135041352

[9] Umberto Mengali, Aldo N. D'Andrea: "디지털 수신기의 동기화 기법(Synchronization Techniques for Digital Receivers)" Plenum Press, 1997, ISBN 0-306-45725-3

[10] Walter Kellermann: "디지털 신호처리(Digital Signal Processing)", lecture notes from WS 2016/17, Chair in Multimedia Communication and Signal Processing (LMS) at the Friedrich-Alexander-University Erlangen-Nuremberg.

[11] Steven M. Kay: “통계적 신호처리 개론 - 2권L 검출 이론(Fundamentals of Statistical Signal Processing - Vol. 2: Detection Theory)“, Prentice Hall, 1998, ISBN: 0-13-345711-7

[12] Z. Y. Choi 및 Y. H. Lee, “주파수 편이 존재 하에서의 프레임 동기화(Frame synchronization in the presence of frequency offset)”, IEEE Transactions on Communications, vol. 50, no. 7, pp. 1062-1065, 2002.

Claims

송신기(1)로,
상기 송신기(1)가 몇 개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 포함하는 한 파일럿 시퀀스를 각각 가지는 신호들을 전송하도록 구성되고,
상기 송신기(1)가 신호 생성기(2)를 구비하며,
상기 신호 생성기(2)가 몇 개의 베이스 시퀀스 심볼들을 포함하는 베이스 시퀀스에 기반하여 상기 파일럿 시퀀스를 제공하도록 구성되고,
R이 2 이상의 자연수일 때, 상기 신호 생성기(2)가 연속적으로 (R-1)회 반복되는 베이스 시퀀스 심볼들에 기반하여 상기 파일럿 시퀀스 심볼을 제공하도록 구성되며,
상기 베이스 시퀀스가, 상기 파일럿 시퀀스의 상기 베이스 시퀀스로부터 형성된 전송 신호와의 상관이 가능한 한 좁은 주 최대값 및/또는 가능한 한 작은 2차 최대값을 가지도록 구성되는 송신기(1).
청구항 1에서,
상기 신호 생성기(2)가 상기 파일럿 시퀀스 내에 각각 베이스 시퀀스 심볼과 그 (R-1)회 반복들을 포함하는 심볼 블록들을 생성하고, 그리고
상기 신호 생성기(2)가, 상기 베이스 시퀀스들의 심볼 블록들이 상기 베이스 시퀀스 내의 상기 베이스 시퀀스 심볼들의 순서로 서로 바로 이어지도록 파일럿 시퀀스를 생성하는 송신기(1).
청구항 1 또는 2에서,
상기 파일럿 시퀀스가 8개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 포함하는 경우, 베이스 시퀀스가 다음 형태들 중 하나를 가지고:
0010 또는 1101 또는 0100 또는 1011, 그리고
상기 0과 1들이 각각 2진 베이스 시퀀스 비트들인 송신기(1).
청구항 1 또는 2에서,
상기 파일럿 시퀀스가 12개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 포함하는 경우, 상기 베이스 시퀀스가 다음 형태들 또는 그 비트 순서를 반전하여 이로부터 얻어진 형태들 중 하나를 가지고:
000101, 001011, 001101, 010001, 111010, 110100, 110010 또는101110, 그리고
상기 0과 1들이 각각 2진 베이스 시퀀스 비트들인 송신기(1).
청구항 1 내지 4 중의 어느 한 항에서,
상기 신호 생성기(2)가 상기 파일럿 시퀀스 내에 각각 베이스 시퀀스 심볼과 그 (R-1)회 반복들을 포함하는 심볼 블록들을 제공하고,
상기 신호 생성기(2)가, i가 1과 R 사이의 자연수일 때, 한 심볼 블록 내의 베이스 시퀀스 심볼의 각 i번째 출현의 위상 계수가 모든 심볼 블록들에 동일하도록 상기 위상 계수를 가지는 베이스 시퀀스 심볼을 제공하는 송신기(1).
청구항 5에서,
상기 위상 계수가 변조 알파벳의 구성요소인 송신기(1).
청구항 5 또는 6에서,
상기 파일럿 시퀀스가 8개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 포함하는 경우, 상기 파일럿 시퀀스가 다음 형태들 또는 그 비트 순서를 반전하여 이로부터 얻어진 형태들 중 하나를 가지고:
01011001, 10100110, 10011010, 01100101, 00001100, 11110011, 00110000, 11001111, 그리고
상기 0과 1들이 각각 2진 베이스 시퀀스 비트들인 송신기(1).
청구항 5 또는 6에서,
상기 파일럿 시퀀스가 12개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 포함하는 경우, 상기 파일럿 시퀀스가 다음 형태들 또는 그 비트 순서를 반전하여 이로부터 얻어진 형태들 중 하나를 가지고:
000000110011 또는 111111001100 또는 1100110000 또는 001100111111 또는 010101100110 또는 101010011001 또는 011001101010 또는 100110010101 또는 000011001111 또는 111100110000 또는 010110011010 또는 101001100101 또는 000011110011 또는 111100001100 또는 110011110000 또는 001100001111 또는 010110100110 또는 101001011001 또는 011001011010 또는 100110100101 또는 001100000011 또는 110011111100 또는 110000001100 또는 001111110011 또는 011001010110 또는 100110101001 또는 011010100110 또는 100101011001, 그리고
상기 0과 1들이 각각 2진 베이스 시퀀스 비트들인 송신기(1).
청구항 1 내지 8 중의 어느 한 항에서,
상기 신호 생성기(2)가, 상기 파일럿 시퀀스가 적어도 하나의 보충 심볼을 가지도록 상기 파일럿 시퀀스를 제공하고,
상기 신호 생성기(2)가 상기 파일럿 시퀀스 내에 각각 베이스 시퀀스 심볼과 그 (R-1)회 반복들을 포함하는 심볼 블록들을 제공하며,
상기 신호 생성기(2)가, 적어도 하나의 상기 보충 심볼이 상기 심볼 블록을 선행하거나 후행하도록 하는 방식으로 상기 파일럿 시퀀스를 제공하는 송신기(1).
청구항 9에서,
상기 신호 생성기(2)가, 상기 파일럿 시퀀스가 적어도 두 상기 보충 심볼들을 가지도록 상기 파일럿 시퀀스를 제공하고, 그리고
상기 신호 생성기(2)가, 적어도 두 상기 보충 심볼들 중 적어도 하나의 보충 심볼이 상기 심볼 블록들을 선행하고 적어도 두 상기 보충 심볼들 중 적어도 하나의 다른 보충 심볼이 상기 심볼 블록들을 후행하도록 상기 파일럿 시퀀스를 제공하는 송신기(1).
청구항 9 또는 10에서,
적어도 하나의 보충 심볼 또는 적어도 두 보충 심볼들이, 상기 파일럿 시퀀스의 상기 베이스 시퀀스로부터 형성된 전송 신호와의 상관이 가능한 한 좁은 주 최대값 및/또는 가능한 한 작은 2차 최대값을 가지도록 구성되는 송신기(1).
청구항 9 내지 11 중의 어느 한 항에서,
상기 파일럿 시퀀스가 8개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 포함하는 경우, 상기 베이스 시퀀스가 001 형태를 가지고 함께 다음 형태들: 01 또는 10 또는 00 또는 11 중 하나를 가지는 두 보충 비트들이 존재하고, 그리고
상기 0과 1들이 각각 2진 베이스 시퀀스 비트들과 2진 보충 심볼들인 송신기(1).
청구항 12에서,
상기 파일럿 시퀀스가 다음 형태들 또는 그 비트 순서를 반전하여 이로부터 얻은 형태들의 하나를 가지며:
00001101 또는 11110010 또는 10110000 또는 01001111 또는 01011000 또는 10100111 또는 00011010 또는 11100101 또는 01000011 또는 1010011100 또는 11000010 또는 00111101 또는 00010110 또는 11101001 또는 01101000 또는 10010111 또는 10000110 또는 01111001 또는 01100001 또는 10011110 또는 10011110 또는 00101100 또는 11010011 또는 00110100 또는 11001011, 그리고
상기 0과 1들이 각각 파일럿 2진 시퀀스 비트들인 송신기(1).
청구항 9 내지 11 중의 어느 한 항에서,
상기 파일럿 시퀀스가 12개의 파일럿 시퀀스 심볼들을 포함하는 경우, 상기 베이스 시퀀스가 00010 형태를 가지고 함께 다음 형태들: 01 또는 10 또는 00 또는 11 중 하나를 가지는 두 보충 비트들이 존재하고, 그리고
상기 0과 1들이 각각 베이스 시퀀스 2진 비트들과 보충 2진 비트들인 송신기(1).
청구항 14에서,
상기 파일럿 시퀀스가 다음 형태들 또는 그 비트 순서를 반전하여 이로부터 얻은 형태들의 하나를 포함하며:
100000011001 또는 011111100110 또는 100110000001 또는 011001111110 또는 001010110011 또는 110101001100 또는 110011010100 또는 001100101011 또는 000000110010 또는 111111001101 또는 010011000000 또는 1011001111 또는 010101100111 또는 101010011000 또는 111001101010 또는 000110010101 또는 010000001100 또는 101111110011 또는 001100000010 또는 1100111101 또는 000101011001 또는 111010100110 또는 100110101000 또는 011001010111, 그리고
상기 0과 1들이 각각 파일럿 2진 시퀀스 비트들인 송신기(1).
신호들을 전송하는 방법으로,
상기 신호들이 각각, 복수의 파일럿 시퀀스 심볼들을 포함하는 파일럿 시퀀스를 가지고 전송되고,
상기 파일럿 시퀀스가 복수의 베이스 시퀀스 심볼들을 포함하는 베이스 시퀀스로부터 시작하도록 제공되며,
상기 파일럿 시퀀스 심볼들이, R이 2 이상의 자연수일 때 (R-1)회 연속적으로 반복되는 베이스 시퀀스 심볼로부터 제공되고, 그리고
상기 베이스 시퀀스가, 상기 파일럿 시퀀스의 상기 베이스 시퀀스로부터 형성된 전송 신호와의 상관이 가능한 한 좁은 주 최대값 및/또는 가능한 한 작은 2차 최대값을 가지도록 구성되는 신호들의 전송 방법.
수신기(10, 20, 30)로,
상기 수신기(10, 20, 30)가 청구항 1 내지 16 중의 어느 한 항에 따른 송신기로부터의 적어도 하나의 신호를 수신하여 이를 파일럿 시퀀스에 관해 평가하도록 구성되고,
상기 수신기(10)가 신호 평가 장치(11)를 구비하며,
상기 신호 평가 장치(11)가 수신된 신호가 제1 평가를 받도록 구성되고,
상기 신호 평가 장치(11)가 상기 제1 평가 동안 상기 수신된 신호를 제1 샘플링 비율로 적어도 부분적으로 샘플링하거나 및/또는 i가 2 이상의 자연수일 때 상기 수신된 신호의 처리에 i번째마다의 샘플만을 사용하며,
상기 신호 평가 장치(11)가 제1 평가 동안 상기 파일럿 시퀀스에 대한 평가 결과를 생성하고,
상기 신호 평가 장치(11)가 상기 평가 결과의 함수로서 상기 수신된 신호가 제2 평가를 받게 하며,
상기 신호 평가 장치(11)가 상기 제2 평가 동안 상기 수신된 신호를 제2 샘플링 비율로 적어도 부분적으로 샘플링하거나 및/또는 k가 2 이상의 자연수일 때 상기 수신된 신호의 처리에 k번째마다의 샘플만을 사용하고, 그리고
상기 제2 샘플링 비율이 상기 제1 샘플링 비율보다 크고 및/또는 k가 i보다 작은 자연수인 수신기(10, 20, 30).
청구항 17에서,
상기 신호 평가 장치(11)가 상기 제1 평가에서 수신된 신호로부터 복수의 심볼들로 구성된 단축된 파일럿 시퀀스를 산출하는데, 상기 단축된 파일럿 시퀀스의 심볼들의 수는 베이스 시퀀스의 심볼들의 수와 동일하고, 그리고
상기 평가 결과를 생성하는 신호 평가 장치(11)가 상기 산출된 파일럿 시퀀스를 저장된 베이스 시퀀스와 비교하여 평가 결과를 생성하는 수신기(10).
청구항 17 또는 18에서,
상기 신호 평가 장치(11)가 샘플들의 처리 동안 상기 저장된 베이스 시퀀스와의 상관을 판단하는 수신기(10).
청구항 16의 방법에 의해 적어도 하나의 신호를 수신하는 방법에서,
상기 수신된 신호가 파일럿 시퀀스에 관해 평가되고,
상기 수신된 신호가 다음
(i) 수신된 신호가 제1 샘플링 비율로 적어도 부분적으로 샘플링되거나 및/또는 i가 2 이상의 자연수일 때 i번째마다의 샘플만이 상기 수신된 신호의 추가적 처리에 사용되고, 그리고
(ii) 상기 파일럿 시퀀스에 관한 평가 결과가 생성되는
제1 평가를 받으며, 그리고
상기 수신된 신호가 상기 평가 결과의 함수로서 다음
상기 수신된 신호가 제2 샘플링 비율로 적어도 부분적으로 샘플링되거나 및/또는 k번째마다의 샘플만이 상기 수신된 신호의 추가적 처리에 사용되는데, 여기서 제2 샘플링 비율은 제1 샘플링 비율보다 크고 및/또는 k가 i보다 작은 자연수인
제2 평가를 받는 신호의 수신 방법.
청구항 20에서,
상기 신호의 상기 파일럿 시퀀스가 서로 부분적으로 중첩되는 적어도 두 부분영역들로 분할되고,
상기 적어도 두 부분영역들이 기준 시퀀스들의 부분영역들과 상관되어 각 경우에 부분적 결과가 생성되고, 그리고
상기 파일럿 시퀀스에 대한 전체적 결과가 상기 부분적 결과들로부터 생성되는 신호의 수신 방법.
청구항 20 또는 21에서,
상기 파일럿 시퀀스의 적어도 두 서브패킷들 또는 적어도 두 서브파일럿 시퀀스들의 각 경우에 대해 푸리에 변환이 별도로 수행되고,
수행된 상기 푸리에 변환들이 비 코히런트하게 합산되어 합산 결과가 생성되며, 그리고
파일럿 시퀀스에 대한 평가 결과가 상기 합산 결과와 기준 시퀀스들을 기반으로 생성되는 신호의 수신 방법.
신호 전송을 위한 시스템(50)으로,
청구항 1 내지 15 중의 한 항에 따른 적어도 하나의 송신기(1)와, 청구항 17 내지 19 중의 한 항에 따른 적어도 하나의 수신기(10, 20, 30)를 구비하는 신호 전송 시스템(50)
청구항 16 또는 20 내지 22 중의 어느 한 항의 방법을 수행하는 프로그램 코드를 구비하는 컴퓨터 프로그램.
수신기(10, 20, 30)로,
상기 수신기(10, 20, 30)가 적어도 하나의 신호를 수신하여 이를 파일럿 시퀀스에 관해 평가하도록 구성되고,
상기 수신기(10)가 신호 평가 장치(11)를 구비하고,
상기 평가 장치(11)가, 상기 수신된 신호가 제1 평가를 받도록 구성되고,
상기 신호 평가 장치(11)가 상기 제1 평가 동안 상기 수신된 신호를 제1 샘플링 비율로 적어도 부분적으로 샘플링하거나 및/또는 i가 2 이상의 자연수일 때 상기 수신된 신호의 처리에 i번째마다의 샘플만을 사용하며,
상기 신호 평가 장치(11)가 제1 평가 동안 상기 파일럿 시퀀스에 대한 평가 결과를 생성하고,
상기 신호 평가 장치(11)가 상기 평가 결과의 함수로서 상기 수신된 신호가 제2 평가를 받게 하며,
상기 신호 평가 장치(11)가 상기 제2 평가 동안 상기 수신된 신호를 제2 샘플링 비율로 적어도 부분적으로 샘플링하거나 및/또는 k가 2 이상의 자연수일 때 상기 수신된 신호의 처리에 k번째마다의 샘플만을 사용하고, 그리고
상기 제2 샘플링 비율이 상기 제1 샘플링 비율보다 크고 및/또는 k가 i보다 작은 자연수인 수신기(10, 20, 30).
청구항 25에서,
상기 신호 평가 장치(11)가 상기 제1 평가에서 수신된 신호로부터 복수의 심볼들로 구성된 단축된 파일럿 시퀀스를 산출하는데, 상기 단축된 파일럿 시퀀스의 심볼들의 수는 베이스 시퀀스의 심볼들의 수와 동일하고, 그리고
상기 평가 결과를 생성하는 신호 평가 장치(11)가 상기 산출된 파일럿 시퀀스를 저장된 베이스 시퀀스와 비교하여 평가 결과를 생성하는 수신기(10).
청구항 25 또는 26에서,
상기 신호 평가 장치(11)가 샘플들의 처리 동안 저장된 베이스 시퀀스들과의 상관을 판단하는 수신기(10).
적어도 하나의 신호를 수신하는 방법으로,
상기 수신된 신호가 파일럿 시퀀스에 관해 평가되고,
상기 수신된 신호가 다음
(i) 수신된 신호가 제1 샘플링 비율로 적어도 부분적으로 샘플링되거나 및/또는 i가 2 이상의 자연수일 때 i번째마다의 샘플만이 상기 수신된 신호의 추가적 처리에 사용되고, 그리고
(ii) 상기 파일럿 시퀀스에 관한 평가 결과가 생성되는
제1 평가를 받으며, 그리고
상기 수신된 신호가 상기 평가 결과의 함수로서 다음
상기 수신된 신호가 제2 샘플링 비율로 적어도 부분적으로 샘플링되거나 및/또는 k번째마다의 샘플만이 상기 수신된 신호의 추가적 처리에 사용되는데, 여기서 제2 샘플링 비율은 제1 샘플링 비율보다 크고 및/또는 k가 i보다 작은 자연수인
제2 평가를 받는 신호의 수신 방법.
청구항 28에서,
상기 신호의 상기 파일럿 시퀀스가 서로 부분적으로 중첩되는 적어도 두 부분영역들로 분할되고,
상기 적어도 두 부분영역들이 기준 시퀀스들의 부분영역들과 상관되어 각 경우에 부분적 결과가 생성되며, 그리고
상기 파일럿 시퀀스에 대한 전체적 결과가 상기 부분적 결과들로부터 생성되는 신호의 수신 방법.
청구항 28 또는 29에서,
상기 파일럿 시퀀스의 적어도 두 서브패킷들 또는 적어도 두 서브파일럿 시퀀스들의 각 경우에 대해 푸리에 변환이 별도로 수행되고,
수행된 상기 푸리에 변환들이 비 코히런트하게 합산되어 합산 결과가 생성되며, 그리고
파일럿 시퀀스에 대한 평가 결과가 상기 합산 결과와 기준 시퀀스들을 기반으로 생성되는 신호의 수신 방법.
청구항 28 내지 30 중의 어느 한 항의 방법을 수행하는 프로그램 코드를 구비하는 컴퓨터 프로그램.