CN111083082B

CN111083082B - 一种fhss-gmsk***多重同步方法

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Publication number: CN111083082B
Application number: CN201910754957.8A
Authority: CN
Inventors: 熊军; 谢琦; 郭晓峰; 王旭
Original assignee: Xi'an Yufei Electronic Technology Co ltd
Current assignee: XI'AN YUFEI ELECTRONIC TECHNOLOGY Co.,Ltd.
Priority date: 2019-08-15
Filing date: 2019-08-15
Publication date: 2022-03-29
Anticipated expiration: 2039-08-15
Also published as: CN111083082A

Abstract

本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种FHSS‑GMSK***多重同步方法；包括以下步骤：S1对GMSK信号设置三级同步跳架构；S2对GMSK信号独立调整；S3对S2中的GMSK信号同步处理和频偏计算；S4对跳内信号的2次同步，完成最终每一跳内的同步；本发明利用多重同步，能够快速准确的同步和修正频偏；采用独立的GMSK调制方式，相关同步时不会出现多个相关峰值点。本地同步信号采用非高斯滤波且无过采样，节省了乘法器，并且每一次相关的长度仅仅是原始同步符号的长度。跳内训练序列滑动相关得到匹配滤波器h，接收信号r匹配滤波后然后再和本地训练序列相关，找到匹配滤波后的同步点，这样完成了最终每一跳内的同步，真正使得三重同步无缝连接。

Description

一种FHSS-GMSK***多重同步方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种FHSS-GMSK***多重同步方法。

背景技术

现有技术中GMSK的接收流程图如图1所示输入信号首先经过跳频同步，找到跳频的起始位置和当前时间(TOD)，同时完成初始的定时同步和载波频偏估计。随后，按跳频规律解跳，在数据跳时，先进行定时同步跟踪和载波频偏跟踪，再进行GMSK解调，并将得到的软解调信息送给LDPC译码模块进行译码。

本***符号速率12.5MHz，工作时钟与采样率为100MHz，8倍采样。输入射频信号经过正交下变频到基带后，首先经过低通滤波后，再进行后续处理。

同步捕获是利用跳频同步头里的伪随机码来完成的，在搜索时，不考虑有无实际信号或跳频扫频频率是否对齐，始终对接收到的信号与同步头进行相关，当接收到的是噪声或频率没有扫到时，相关峰是很小的，只有接收到的是同步头的信号且频率扫对、位对准时(即最佳采样点对准)，相关峰才会超过门限，完成同步捕获。

相关时采用波形相关，即利用接收信号与已知的GMSK调制波形做相关，若接收信号为r(n)，本地已知波形为l(n)，则相关过程为：

相关时间长度为半跳，对于粗相关时，N＝100MHz/32*48.64us＝152个采样点；对于细相关时，N＝100MHz*48.64us＝4864个采样点。当相关值超过门限时，认为捕获上。

相关过程分为粗相关和细相关两个阶段。一开始是粗相关，利用ACODE的前半部分进行。前半部分的符号速率低，在滤波时进行了32倍抽取，因此搜索时的时间间隔比较大，每32个时钟周期搜索一次，每次相关计算时所用的数据点数为152，减少了搜索计算量。每次相关需要152次复乘运算，在32个时钟周期内必须算完，至少需要152/32＝5个复数乘法器，每个复数乘法器需要4个实数乘法器实现，故需5*4＝20个实数乘法器。由于有4组ACODE需要并行同时进行相关，需要20*4＝80个实数乘法器。考虑到4组A CODE中的2组是其他2组取反而得，对应的复信号波形是互为共轭的，因此减少一半的乘法器数量，即只需40个实数乘法器。

由于存在多普勒，最大会有±18kHz的频偏，因此相关时，需要考虑频偏的影响，在频偏点上也需要进行搜索，搜索的间隔为6kHz，共需要搜索6个频偏点。频偏搜索值为：

为了减少频偏搜索时的计算量，先将采样率进一步降低后再在不同的频点上相关。即先用接收信号与本地A CODE波形共轭相乘以去除调制信息后，每8个点积分清0，降采样至19个数据点。再利用这19个点，在6个频偏点上进行搜索。每个频偏点需要19次复乘运算，6个频偏点需要19*6＝114次复乘运算。由于6个频偏点中的3个值是其他3个值的相反数，对应的复载波波形是互为共轭的，因此减少一半的乘法运算，即只需57次复乘运算。在32个时钟周期内必须算完，至少需要57/32＝2个复数乘法器，即8个实数乘法器。

粗相关后，时间上的不确定度仍有32个采样点，需要利用A CODE的后半部分进行细相关。细相关利用粗相关得到的起始位置找到后半部分对应的起始位置，以该位置前后16个采样点(共33个点)作为起始位置进行细搜索。细搜索所用的采样点数为4864。比较33个相关值，相关值最大所对应的位置即为最佳位置。细相关计算需要4864*33次复乘运算，但有4跳的时间来处理(同一频率的B CODE至少在4跳后)，因此需要4864*33/(9728*4)＝5个复数乘法器，即20个实数乘法器。

在最佳位置，对频偏进行更细的搜索，搜索步进为100Hz，搜索范围为±3kHz，需搜索30个频偏点。为了减少频偏点上搜索的计算量，每256个采样点积分后清0，将4864个采样点降为19个点后，再在30个频偏点进行搜索。需要19*30/2＝285次复乘运算。

捕获到A CODE，完成跳同步后，继续用该频率搜索第2组初始同步频码，并在与捕获时的相应位置(相隔4跳或其整数倍)进行搜索。由于A CODE的4跳重复了5遍，因此搜索的位置有可能仍是A CODE，排除方法为利用接收数据与对应的本地A CODE做相关，若相关值低于门限，说明不是A CODE，则对该跳按照普通数据跳的处理方式进行定时跟踪、载波跟踪与解调译码后，提取出TTOD[22:17]。

在高速率下(8M、4M、2M)，定时跟踪利用每跳的跳头与跳尾进行，由于跳头与跳尾的内容是已知的，因此在当前最佳采样点及其前后两点，共3个位置利用接收的跳头与跳尾数据与本地已知的头与跳尾波形进行相关，判断哪个位置的相关值最大，作为最佳采样点。

在低速率下(125k、250k)，采用了扩频(扩频比为16和32)，因此定时跟踪利用1024个数据码元进行。仍然是在当前最佳采样点及其前后两点，共3个位置利用接收的数据符号与本地扩频码波形做相关：一个符号(扩频周期)内，利用接收数据与扩频码波形做相关，由于有0、1两种情况，因此先比较每个符号0、1时的相关值，取大者作为该符号的相关值，再将所有数据符号的相关值求和作为最后的相关值。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明公开了一种FHSS-GMSK***多重同步方法，用于解决现有技术中针对GMSK信号进行粗细两种相关找粗同步，粗频偏然后精确同步和精频偏方法过于复杂，并且抗噪效果受限的问题。

本发明通过以下技术方案予以实现：

一种FHSS-GMSK***多重同步方法，所述同步方法包括以下步骤：

S1对GMSK信号设置三级同步跳架构；

S2对GMSK信号独立调整；

S3对S2中的GMSK信号同步处理和频偏计算；

S4对跳内信号的2次同步，完成最终每一跳内的同步。

更进一步的，所述S1中，设置三级同步，在GMSK每一秒设置一个初始同步跳，采用4组独立的GMSK调制信号用于同步跳；

第二级在每一个时隙采用2组独立的GMSK调制信号用于第二级同步和频偏校准；

第三级采用训练序列用于每一跳的同步，第三极不进行频偏校准。

更进一步的，所述S2中，采用4组独立GMSK调制的训练序列，并且每一段的GMSK都是独立调制，从调制器的处理流程是，输入的数据序列是由{0，1}序列组成的二进制数据序列；GMSK调制之前，首先需要进行差分编码，然后将归零信号转化为不归零序列，即：

其中d∈{0,1}，a∈{-1,1}分别代表差分编码的输入和输出序列。

更进一步的，调制过程为：

在调制之前要先进行成型滤波，选择合适的成型滤波函数g(t)，

其中rect(x)定义为:

h(t)定义

其中：

BT＝0.3

B是冲激响应为h(t)且具有3db带宽的滤波器，T是一个输入数据比特的延时；

符号序列a[n]与g(t)进行卷积，得到频率函数，再与π相乘，得到相位函数

为

其中h为调制系数；载波调制处理：

I＝cosΘ

Q＝cosΘ

更进一步的，GMSK调制分为两种情况：第一种是对发射同步信号GMSK调制，发射信号的调制需要过采样，过采样因子OSR的定义是f_s/r_b，其中f_s是采样频率，r_b是符号速率，第二种是本地预存同步信号loc_S,没有进行过采样。

更进一步的，所述S3中，对匹配滤波后的数据进行捕获，捕获时以1/OSR符号的间隔进行搜索，每1/OSR个符号用接收数据与已知同步头进行相关。

更进一步的，分段搜索算法如下,

公式中每一段的长度onel，每一跳分段数量是M，OSR是GMSK信号的过采样倍数；接收信号r是过采样，过采样倍数是OSR倍，本地同步信号loc_s没有过采样，故此接收信号和本地信号相关时，每隔离OSR个信号和对应的本地信号相关；

搜索算法采样分段搜索，段内相关数值矢量叠加，段间信号标量叠加；分段搜索算法，通过寻找最大相关峰值点找到信号的起始同步点，也就是maxPOS也即是同步头起始位置；

[maxValue,maxPOS]＝max(sum_sample(t))

此时能够修正的最大频偏

频偏搜索值为：

在计算掐后两段共轭相乘相加求频偏时，需要首先去除原始的调制信号；

r_pss(t)＝loc_S^*(n+m·oneL).*r([n+m·oneL]*OSR+t)

前后两段共轭相乘，求得频偏,如果有4段，那么能够求得3个频偏数值，这三个频偏数值求平均，能够得到更加准确的频偏数值：

Δf＝mean(Δf_m)；

OSR＝fs/fb,OSR是过采样因子，其中fs是采样频率，fb是符号速率，Tb是物理层的采样间隔，Tb＝1/fb。

更进一步的，所述S4中，同步是根据训练序列的相关特性获得的TRAINING，经过GMSK无内插和高速滤波映射后得T_SEQ；训练序列经过信道后，在接收端接收到的信号为：

其中h是信道冲击响应，w是信道噪声，用T_SEQ[-]^*与上式卷积的到：

上式中第三步的近似式是基于w为白噪声及T_SEQ具有白噪声特性；如果接收到的突发信号与T_SEQ[-]^*求卷积，其结果用v表示，那么在v中包含了信道冲击响应，采用滑动窗技术同时完成同步和信道估计。

更进一步的，在GSM***中，滑动窗技术用于专用同步突发的同步，该同步确定接收信号的采样时间；滑动窗技术的是用r与T_SEQ[-]^*卷积获得信号h:

h＝r*T_SEQ[-]^*

在获得采样同步和估计出信道冲击响应之后，匹配滤波器的输出为：

y＝r*h^*[-]

输出完成之后，由于匹配滤波输出的信号y是过采样信号，此时继续和发射信号进行相关

此时y继续和T_SEQ[-]^*进行相关

yT＝y*T_SEQ[-]^*

最后计算yT最大数值位置，这个位置就是最终这一跳信号的起始位置

[maxV,maxPOSyT]＝max(yT)。

本发明的有益效果为：

本发明利用多重同步，能够快速准确的同步和修正频偏；采用独立的GMSK调制方式，相关同步时不会出现多个相关峰值点。；本地同步信号采用非高斯滤波且无过采样，这样生成的本地同步序列和接收序列相关时无需乘法运算，节省了乘法器，并且每一次相关的长度仅仅是原始同步符号的长度。跳内训练序列滑动相关得到匹配滤波器h，接收信号r匹配滤波后然后再和本地训练序列相关，找到匹配滤波后的同步点，这样完成了最终每一跳内的同步，真正使得三重同步无缝连接。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术中GMSK的接收流程图；

图2是三级同步帧机构图；

图3是GMSK帧结构图；

图4是GMSK独立调制图；

图5是发射信号的GMSK调制器图；

图6是本地预存用于同步的GMSK信号loc_S图；

图7是初始相位相同时会出现多个相关峰值点图；

图8是初始相位不同时仅会出现一个相关峰值点图；

图9是最终滑动相关的峰值点图；

图10是GMSK-FHSS信号的多重同步流程图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本实施例中为了提升***频偏测量的可靠性，提升***同步捕获的准确性，设置三级同步，在GMSK每一秒设置一个初始同步跳，采用4组独立的GMSK调制信号(4*345)用于同步跳。第二级在每一个时隙采用2组独立的GMSK调制信号(2*621)用于第二级同步和频偏校准。第三级采用训练序列用于每一跳的同步，第三极不进行频偏校准。

图2是三级同步帧机构图，第一级初始同步跳段分的多并且短，易于适用大频偏。第二级中间同步跳段少并且每一段长，能够估计更加准确。第三级每一跳的训练序列能能在窗内滑动估计出准确的相位偏移，以及这一跳的主路径位置，用于后面的解调。

注意：中间同步跳需要根据前面初始同步跳的位置前后加窗，考虑后面多径影响，主路径可能在一定范围内跳动，为此按照初始同步跳位置；前后8*OSR个点搜索最大相关数值。并且初始同步跳每一次都要重新计算更新。

当然为了***的简化，也可采用2级同步处理，图3是GMSK帧结构图举例图。

GMSK独立调整原理和实现步骤：上面同步跳中无论是初始同步跳还是中间同步跳，每一跳都是多个独立的GMSK调制数据块组成的，并且每一块都是M序列或者GOLD序列，不同块间相位不同。

图4是GMSK独立调制GMSK独立调制的含义是输入GMSK调制器都是独立输入，也就是输入完成d1序列，完成调制之后再输入d2序列，然后再依次输入d3,d4序列。把各自调制完成的序列再次串联起来。连续调制就是首先[d1,d2,d3,d4]串联起来再调制。独立调制时先调制在串联。独立调制的优势是每一段信号能够独立处理，和前后段没有相位上的关联。

采用4组独立GMSK调制的训练序列，并且每一段的GMSK都是独立调制，也就是都是从调制器执行处理流程。

调制器的处理流程是，输入的数据序列是由{0，1}序列组成的二进制数据序列。GMSK调制之前，首先需要进行差分编码，然后将归零信号(RTZ)转化为不归零序列(NRZ)，即：

其中d∈{0,1}，a∈{-1,1}分别代表差分编码的输入和输出序列。

调制过程：

在调制之前要先进行成型滤波。要选择合适的成型滤波函数g(t)，

其中rect(x)定义为:

h(t)定义为

其中：

BT＝0.3

B是冲激响应为h(t)且具有3db带宽的滤波器。T是一个输入数据比特的延时。

为

其中h为调制系数，举例***取值为0.5。

载波调制处理：

I＝cosΘ

Q＝cosΘ

GMSK调制分为两种情况：第一种是对发射同步信号GMSK调制，发射信号的调制需要过采样，过采样因子OSR的定义是f_s/r_b，其中f_s是采样频率，r^b是符号速率..第2种是本地预存同步信号loc_S,没有进行过采样。图5是发射信号的GMSK调制器；图6是本地预存用于同步的GMSK信号loc_S图；本地预存的GMSK同步信号loc_S，是无需经过高斯内插滤波模块。采用的是基带速率fb。故此存储量变小，以及后续相关运算量极大降低，相关精度还达到Tb/OSR.OSR是过采样倍数，也就是发射的同步信号的内插倍数。

下面仿真了4段GMSK信号非独立调制且每一段GMSK调制的原始信号相同时，出现多个相关峰值点。如果采用GMSK信号独立调制，并且原始同步信号初始相位不同，仅仅出现一个相关峰值点，这样就很容易找到相关峰值。计算简单准确。图7是初始相位相同时会出现多个相关峰值点；图8是初始相位不同时仅会出现一个相关峰值点。

同步处理和频偏计算：一个同步跳内分成多个同步块，并且为了增强抗噪性能，多个分段相关结果绝对数值叠加。并且每一段的PN序列不相关，同时利用前后两段的相位差也同步计算出频偏大小。尽管发射信号时GMSK信号，但是本地仍采用1，-1交替的信号，还避免了乘法运算，故此次针对GMSK信号的同步和相关具有很高的创新性，为了拓展后续对更大频偏的兼容性，***采用频偏预设并行的方式进行同步和频偏测量。

对匹配滤波后的数据进行捕获，捕获时以1/OSR符号的间隔进行搜索，即每1/OSR(例如OSR：4,8等)个符号用接收数据与已知同步头进行相关.

本***的多普勒加钟差的量级约2*10-6，在2GHz的载波频率下，产生的频偏值约为2GHz*2*10-6＝4kHz，已知最大移动速度是1.5km/s,故此最大频偏是10KHZ，捕获时在345个符号下产生的最大相位旋转量为2*π*14kHz*345/12.5MHz＝14*345/12500*2*π＝0.38*2*π，对捕获所造成的损失有限，忽略。分段搜索算法如下,

上面公式中每一段的长度oneL(例如等于345,691)，

每一跳分段数量是M(例如等于2，4)

OSR是GMSK信号的过采样倍数(一般取4，8)

接收信号r是过采样，过采样倍数是OSR倍，本地同步信号loc_s没有过采样，故此接收信号和本地信号相关时，每隔离OSR个信号和对应的本地信号相关。达到速率一致的目的，同时还降低了整个***相关的长度。上述搜索算法采样分段搜索，段内相关数值矢量叠加，段间信号标量(绝对值)叠加。

分段搜索算法，通过寻找最大相关峰值点找到信号的起始同步点，也就是maxPOS也即是同步头起始位置。

[maxValue,maxPOS]＝max(sum_sample(t))

此时能够修正的最大频偏

最大修正频偏计算得到±12.5*10^6/(2*345)＝±18kHz

如果存在更大的多普勒，最大会有±18kHz*3＝±54kHz的频偏，因此相关时，首先要在大间隔的频偏点上也进行搜索，搜索的间隔为18kHz，共需要搜索3个频偏点。频偏搜索值为：

在各自搜索的频点内进行分段相关。当然也降低每一段的长度，适应更大频偏要求。

对于频偏。

在计算掐后两段共轭相乘相加求频偏时，需要首先去除原始的调制信号。

r_pss(t)＝loc_S^*(n+m·oneL).*r([n+m·oneL]*OSR+t)

Δf＝mean(Δf_m)

初始同步时频率偏移比较大，采用4*309的方式求取频偏和同步。

同步头由于完成了频偏校准和同步后，后续数据跳中的训练序列的压力降低。在一个时隙内频率变动一般很小(例如小于1000HZ)，

中间同步跳进一步修正频偏，使得频偏大小控制在500HZ以内。

这样小的频偏

对***的解调性能影响有限。故此后续的训练序列不再进行频偏校准工作。

跳内信号的2次同步通过初试同步和中间同步，实际上同步的位置已经找到，但是为了适应每一跳由于多径原因，主路径相对位置可能改变，在前面确定的大致位置前后加窗，再次进行跳内的同步。在此处加窗滑动，只要相关较少的信号就得到匹配滤波器系数，只要根据同步跳确定的起始位置搜索即可。

同步、信道估计和匹配滤波分两步进行。为了完成匹配滤波，必须先进行同步和信道估计。

信道估计和匹配滤波都是以接收信号r为输入，r是接收到的GSM突发信号的采样序列。过采样因子OSR的定义是f_s/r_b，其中f_s是采样频率，r_b是符号速率，L_h表示信道冲击响应的期望长度，单位是比特时间。信道估计器将信道冲击响应h输入到匹配滤波器，同时传递估计出的接收信号r中的突发位置。

下面是提取匹配滤波器峰值点周围的点，用于后续的匹配滤波

匹配滤波后的信号，再次重新和训练序列相关，找到匹配滤波之后的最佳采样点。

有可能匹配滤波会使得最佳采样点偏移。

同步是根据训练序列的相关特性获得的TRAINING，经过gMSK无内插和高速滤波映射后得T_SEQ。训练序列经过信道后，在接收端接收到的信号为：

r_TSEQ＝T_SEQ*h+w

上式中第三步的近似式是基于w为白噪声及T_SEQ具有白噪声特性。如果接收到的突发信号与T_SEQ[-]^*求卷积，其结果用v表示，那么在v中包含了信道冲击响应，这样，采用滑动窗技术同时完成同步和信道估计。

在GSM***中，滑动窗技术用于专用同步突发的同步，该同步确定接收信号的采样时间。滑动窗技术的是用r与T_SEQ[-]^*卷积获得信号h:

h＝r*T_SEQ[-]^*

y＝r*h^*[-]

此时y继续和T_SEQ[-]^*进行相关

yT＝y*T_SEQ[-]^*

最后计算yT最大数值位置，这个位置就是最终这一跳信号的起始位置。[maxV,maxPOSyT]＝max(yT)

图9是最终滑动相关的峰值点图；整个算法处理流程如图10所示，整个流程涉及到3个加窗位置：

第一个位置：初始同步后，确定中间同步跳相关位置的起始点和终点，第一次加窗。

第二个位置：定中间同步跳相关后，确定匹配滤波的起始点和终点，第二次加窗。

第三个位置：匹配滤波后的信号y和本地同步序列相关，规定相关的起始和终点，第三次加窗。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims

1.一种FHSS-GMSK***多重同步方法，其特征在于，所述同步方法包括以下步骤：

S1对GMSK信号设置三级同步跳架构；

S2对GMSK信号独立调整；

S3对S2中的GMSK信号同步处理和频偏计算；

S4对跳内信号的2次同步，完成最终每一跳内的同步；

所述S1中，设置三级同步，在GMSK每一秒设置一个初始同步跳，采用4组独立的GMSK调制信号用于同步跳；

第三级采用训练序列用于每一跳的同步，第三极不进行频偏校准；

所述S2中，采用4组独立GMSK调制的训练序列，并且每一段的GMSK都是独立调制，从调制器的处理流程是，输入的数据序列是由{0，1}序列组成的二进制数据序列；GMSK调制之前，首先需要进行差分编码，然后将归零信号转化为不归零序列，即：

其中d∈{0,1}，a∈{-1,1}分别代表差分编码的输入和输出序列。

2.根据权利要求1所述的FHSS-GMSK***多重同步方法，其特征在于，调制过程为：

其中rect(x)定义为:

otherwise

h(t)定义

其中：

BT＝0.3

为

其中h为调制系数；载波调制处理：

I＝cosΘ

Q＝cosΘ。

3.根据权利要求2所述的FHSS-GMSK***多重同步方法，其特征在于，GMSK调制分为两种情况：第一种是对发射同步信号GMSK调制，发射信号的调制需要过采样，过采样因子OSR的定义是f_s/r_b，其中f_s是采样频率，r_b是符号速率，第二种是本地预存同步信号loc_S,没有进行过采样。

4.根据权利要求1所述的FHSS-GMSK***多重同步方法，其特征在于，所述S3中，对匹配滤波后的数据进行捕获，捕获时以1/OSR符号的间隔进行搜索，每1/OSR个符号用接收数据与已知同步头进行相关，OSR的定义是f_s/r_b，其中f_s是采样频率，r_b是符号速率。

5.根据权利要求4所述的FHSS-GMSK***多重同步方法，其特征在于，分段搜索算法如下,

公式中每一段的长度oneL，每一跳分段数量是M，OSR是GMSK信号的过采样倍数；接收信号r是过采样，过采样倍数是OSR倍，本地同步信号local_s没有过采样，故此接收信号和本地信号相关时，每隔离OSR个信号和对应的本地信号相关；

搜索算法采样分段搜索，段内相关数值矢量叠加，段间信号标量叠加；分段搜索算法，通过寻找最大相关峰值点找到信号的起始同步点，maxPOS即是同步头起始位置；

[maxValue,maxPOS]＝max(sum_sample(t))

此时能够修正的最大频偏

频偏搜索值为：

r_pss(t)＝loc_S^*(n+m·oneL).*r([n+m·oneL]*OSR+t)

前后两段共轭相乘，求得频偏,对频偏数值求平均，得到准确的频偏数值：

Δf＝mean(Δf_m)；

6.根据权利要求1所述的FHSS-GMSK***多重同步方法，其特征在于，所述S4中，同步是根据训练序列的相关特性获得的TRAINING，经过GMSK无内插和高速滤波映射后得T_SEQ；训练序列经过信道后，在接收端接收到的信号为：

7.根据权利要求6所述的FHSS-GMSK***多重同步方法，其特征在于，在GSM***中，滑动窗技术用于专用同步突发的同步，该同步确定接收信号的采样时间；滑动窗技术是用r与T_SEQ[-]^*卷积获得信号h:

h＝r*T_SEQ[-]^*

y＝r*h^*[-]

此时y继续和T_SEQ[-]^*进行相关

yT＝y*T_SEQ[-]^*

最后计算yT最大数值位置，这个位置就是最终这一跳信号的起始位置[maxV,maxPOSyT]＝max(yT)。