KR20110095147A - 승강압 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 및 차량용 등기구 - Google Patents

승강압 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 및 차량용 등기구 Download PDF

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Abstract

본 발명은 입력 전압의 변동에 대하여 출력 전압을 일정하게 유지하도록 제어하는 것을 목적으로 한다.
승강압 DC-DC 컨버터(1)는 강압부(2)와, 승압부(3)와, 강압 스위치(SW1) 및 승압 스위치(SW2)를 온 오프하도록 제어하는 제어부(4)를 구비한다. 제어부(4)는 강압부(2) 또는 승압부(3)의 출력값과 목표값을 비교하여 비교 결과를 출력하는 비교부(11)와, 상기 비교 결과와 제1 전압값과의 차분을 상기 제1 전압값으로부터 감산하여 얻은 전압값을 연산 출력 전압으로서 출력하는 연산 회로(12)를 갖는 오차부(5)와, 톱니파 생성부(6)와, 상기 연산 출력 전압과 상기 톱니파를 비교한 결과에 따라서 강압 스위치(SW1)와 승압 스위치(SW2)를 온 오프하는 구동 펄스를 생성하는 구동 펄스 생성부(7)를 구비한다. 구동 펄스 생성부(7)는 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 제1 전압값과 상기 제2 전압값 사이에 있는 경우에, 강압 스위치(SW1) 또는 승압 스위치(SW2)를 선택적으로 전환하여 온 오프하도록 제어한다.

Description

승강압 ＤＣ－ＤＣ 컨버터 및 차량용 등기구{STEP-UP/STEP-DOWN DC-DC CONVERTER AND VEHICLE LAMP}
본 발명은 입력된 직류 전압을 승압 또는 강압하여, 입력된 직류 전압을 정해진 출력 전압으로 변환하는 승강압 DC-DC 컨버터 및 이 승강압 DC-DC 컨버터를 구비한 차량용 등기구에 관한 것이다.
종래, 전자 기기 등의 DC-DC 컨버터로서, 입력 전압이 변동하여도 출력 전압을 일정한 범위로 유지할 수 있는 쵸퍼 방식의 DC-DC 컨버터가 이용되고 있다.
이 종류의 DC-DC 컨버터로서는, 예컨대 강압용 쵸퍼 트랜지스터와 승압용 쵸퍼 트랜지스터를 공통의 쵸크 코일을 통해 접속하여, 입력 전압이 출력 전압보다 높을 때에는, 승압용 쵸퍼 트랜지스터를 오프로 하고, 강압용 쵸퍼 트랜지스터를 온 오프 제어하여 입력 전압을 강압하며, 입력 전압이 출력 전압보다 낮을 때에는, 강압용 쵸퍼 트랜지스터를 온으로 하고, 승압용 쵸퍼 트랜지스터를 온 오프 제어하여 입력 전압을 승압하도록 한 것이 제안되어 있다(특허문헌 1 참조).
이 DC-DC 컨버터에서는, 강압형 쵸퍼 방식의 DC-DC 컨버터와 승압형 쵸퍼 방식의 DC-DC 컨버터가 동일한 회로에 의해 구성된다.
일본 특허 공개 소62-18970호 공보
상기한 종래기술에서는, 입력 전압에 따라 강압용 쵸퍼 트랜지스터와 승압용 쵸퍼 트랜지스터를 선택적으로 동작시키도록 하고 있지만, 강압과 승압의 전환시에 강압용 쵸퍼 트랜지스터와 승압용 쵸퍼 트랜지스터의 동작이 원활히 전환되지 않기 때문에 출력 전압을 일정하게 유지하는 것이 곤란하다.
즉, 강압용 쵸퍼 트랜지스터나 승압용 쵸퍼 트랜지스터에 이용하는 트랜지스터에는, 상기한 전환시에 딜레이 타임이 존재한다. 따라서, 강압과 승압의 전환시에, 입력 전압에 따라 강압용 쵸퍼 트랜지스터와 승압용 쵸퍼 트랜지스터를 선택적으로 동작시켰을 때에, 강압용 쵸퍼 트랜지스터가 온을 유지하고, 승압용 쵸퍼 트랜지스터가 오프를 유지하는 경우가 있다. 이 때문에 강압과 승압의 전환시 입력 전압의 변동에 대한 출력 전압을 일정하게 유지하여 출력하는 것이 곤란하다.
그래서, 본 발명은 입력 전압의 변동에 대하여 출력 전압을 일정하게 유지하도록 제어하는 것을 과제로 한다.
승강압 DC--DC 컨버터는, 직류 전원으로부터 직류 전압을 입력하는 강압 스위치와 상기 강압 스위치에 접속된 쵸크 코일을 갖고 입력 전압보다 낮은 출력 전압을 출력하는 강압부와, 상기 쵸크 코일을 통해 상기 강압 스위치에 접속된 승압 스위치를 갖고 입력 전압보다 높은 출력 전압을 출력하는 승압부와, 상기 강압 스위치와 상기 승압 스위치를 온 오프하도록 제어하는 제어부를 포함하고, 상기 제어부는, 상기 강압부 또는 상기 승압부로부터의 출력값과 미리 설정된 목표값을 비교하여 비교 결과를 출력하는 비교부와, 상기 비교 결과의 전압값과 미리 설정된 제1 전압값과의 차분을 상기 제1 전압값에 가산 또는 그 제1 전압값으로부터 감산한 것과 동일한 특성을 나타내는 전압값을 연산 출력 전압으로서 출력하는 연산회로를 갖는 오차부와, 삼각파를 생성하는 삼각파 생성부와, 상기 연산 출력 전압과 상기 삼각파를 비교한 결과에 따라 상기 강압 스위치와 상기 승압 스위치를 온 오프하는 구동 펄스를 생성하는 구동 펄스 생성부를 포함하며, 상기 구동 펄스 생성부는, 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 제1 전압값과 미리 설정된 제2 전압값 사이에 없는 경우에, 상기 승압 스위치를 오프로 유지하고 상기 강압 스위치를 온 오프하는 강압 모드 또는 상기 강압 스위치를 온으로 유지하고 상기 승압 스위치를 온 오프하는 승압 모드로 하도록 제어하고, 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 제1 전압값과 상기 제2 전압값 사이에 있는 경우에, 상기 강압 스위치의 온 오프 동작과 상기 승압 스위치의 온 오프 동작을 선택적으로 전환하는 승강압 혼재 모드로 하도록 제어하는 것이다.
따라서, 비교 결과와 제1 전압값의 차분을 상기 제1 전압값에 가산 또는 그 제1 전압값으로부터 감산하여 얻어진 연산 출력 전압의 전압값이 상기 제1 전압값과 상기 제2 전압값 사이에 있는 경우에, 강압 스위치의 온 오프 동작과 승압 스위치의 온 오프 동작을 선택적으로 전환하여 승강압 혼재 모드로의 전환 제어가 이루어진다.
본 발명 승강압 DC-DC 컨버터는, 직류 전원으로부터 직류 전압을 입력하는 강압 스위치와 상기 강압 스위치에 접속된 쵸크 코일을 갖고 입력 전압보다 낮은 출력 전압을 출력하는 강압부와, 상기 쵸크 코일을 통해 상기 강압 스위치에 접속된 승압 스위치를 갖고 입력 전압보다 높은 출력 전압을 출력하는 승압부와, 상기 강압 스위치와 상기 승압 스위치를 온 오프하도록 제어하는 제어부를 구비하고, 상기 제어부는, 상기 강압부 또는 상기 승압부로부터의 출력값과 미리 설정된 목표값을 비교하여 비교 결과를 출력하는 비교부와, 상기 비교 결과의 전압값과 미리 설정된 제1 전압값과의 차분을 상기 제1 전압값에 가산 또는 그 제1 전압값으로부터 감산하여 얻은 것과 동일한 특성을 나타내는 전압값을 연산 출력 전압으로서 출력하는 연산 회로를 갖는 오차부와, 삼각파를 생성하는 삼각파 생성부와, 상기 연산 출력 전압과 상기 삼각파를 비교한 결과에 따라 상기 강압 스위치와 상기 승압 스위치를 온 오프하는 구동 펄스를 생성하는 구동 펄스 생성부를 포함하며, 상기 구동 펄스 생성부는, 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 제1 전압값과 미리 설정된 제2 전압값 사이에 없는 경우에, 상기 승압 스위치를 오프로 유지하고 상기 강압 스위치를 온 오프하는 강압 모드 또는 상기 강압 스위치를 온으로 유지하고 상기 승압 스위치를 온 오프하는 승압 모드로 하도록 제어하고, 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 제1 전압값과 상기 제2 전압값 사이에 있는 경우에, 상기 강압 스위치의 온 오프 동작과 상기 승압 스위치의 온 오프 동작을 선택적으로 전환하는 승강압 혼재 모드로 하도록 제어하는 것을 특징으로 한다.
상기한 구성에 의해, 입력 전압과 출력 전압이 가까운 경우에 강압 모드와 승압 모드가 빈번히 전환되기 때문에, 강압 모드와 승압 모드의 전환시에서도 출력 전압을 평균화하여 출력할 수 있다. 따라서, 입력 전압의 변동에 대하여 확실히 출력 전압을 일정하게 유지하도록 제어할 수 있다.
청구항 2에 기재된 발명에 있어서는, 상기 승강압 혼재 모드에서, 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 제1 전압값에 근접함에 따라 상기 강압 스위치의 온 오프 동작 또는 상기 승압 스위치의 온 오프 동작을 선택하는 비율이 2분의 1에 근접하도록 제어되기 때문에, 목표값에 근접하도록 비교 결과의 전압값을 변화시켜 원활한 피드백 제어가 가능해진다.
청구항 3에 기재된 발명에 있어서, 상기 구동 펄스 생성부는, 상기 제1 전압값을 초기 전압값으로서 미리 설정하고, 설정된 상기 초기 전압값과 상기 제2 전압값 사이에 복수의 변환 출력 전압값을 설정하며, 상기 변환 출력 전압값이 상기 연산 출력 전압의 전압값에 도달할 때까지 상기 복수의 변환 출력 전압값의 상기 초기 전압값에 가까운 전압값부터 순서대로 선택하여 상기 초기 전압값을 그 선택된 변환 출력 전압값까지 추이시키는 전압 추이 회로를 가지며, 상기 승강압 혼재 모드에서, 상기 변환 출력 전압값이 상기 연산 출력 전압의 전압값에 도달했을 때에, 상기 강압 스위치의 온 오프 동작이 선택되는 경우에는 상기 승압 스위치의 온 오프 동작으로 전환하고 상기 변환 출력 전압값을 상기 초기 전압값으로 리셋시키고, 상기 승압 스위치의 온 오프 동작이 선택되는 경우에는 상기 강압 스위치의 온 오프 동작으로 전환하고 상기 변환 출력 전압값을 상기 초기 전압값으로 리셋시킨다.
따라서, 강압 모드와 승압 모드의 전환시 제어의 불연속점 발생을 억제할 수 있고, 회로 소자의 특성 변동의 영향을 억제할 수 있다.
청구항 4에 기재된 발명에 있어서는, 상기 변환 출력 전압값이 저하되어 상기 강압 스위치의 온 오프 동작 또는 상기 승압 스위치의 온 오프 동작의 전환이 이루어진 후 상기 변환 출력 전압값이 상기 초기 전압값으로 리셋될 때까지의 동작을 1루틴으로 한 경우에, 상기 변환 출력 전압값을 1루틴마다 상이하게 한다.
따라서, 강압 스위치를 온 오프하는 강압용 구동 펄스와 승압 스위치를 온 오프하는 승압용 구동 펄스와의 발생 비율을 짧은 주기로 변화시킬 수 있기 때문에, DC-DC 컨버터의 공진에 의한 출력의 리플·진동을 억제할 수 있다.
본 발명의 차량용 등기구는, 상기한 청구항 1, 청구항 2, 청구항 3 또는 청구항 4에 기재된 승강압 DC-DC 컨버터를 구비한다.
따라서, 광원에 공급되는 구동 전류를 일정하게 유지할 수 있어, 광원의 깜빡거림을 방지할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시형태에 따른 승강압 DC-DC 컨버터의 구성을 도시한 도면이다.
도 2는 오차부의 구성을 도시한 도면이다.
도 3은 톱니파와 최저 구동 펄스의 관계를 도시한 도면이다.
도 4는 구동 펄스 생성부의 구성을 도시한 도면이다.
도 5는 구동 펄스의 생성에 대해서 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 전압 저하 회로의 구성을 도시한 도면이다.
도 7은 강압 모드 제어, 혼재 모드 제어 및 승압 모드 제어에서의 연산 출력 전압의 변화를 도시한 그래프이다.
도 8은 혼재 모드 제어에서의 강압 스위치 또는 승압 스위치를 선택하는 비율을 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명의 다른 실시형태에 따른 승강압 DC-DC 컨버터의 구성을 도시한 도면이다.
이하에, 본 발명의 승강압 DC-DC 컨버터의 실시형태에 대해서 도면을 참조하여 설명한다. 승강압 DC-DC 컨버터는, 예컨대 차량용 등기구를 구성하는 반도체 광원을 구동시키기 위한 구동 회로 등에 이용된다.
승강압 DC-DC 컨버터(1)는 도 1에 도시하는 바와 같이, 입력 전압(Vin)보다 낮은 출력 전압(Vout)을 출력하는 강압부(2)와, 입력 전압(Vin)보다 높은 출력 전압(Vout)을 출력하는 승압부(3)와, 강압부(2)와 승압부(3)를 제어하는 제어부(4)를 구비하여 구성된다. 승강압 DC-DC 컨버터(1)는, 예컨대 반도체 광원으로서의 LED(Light Emitting Diode)(40, 40)에 구동 전류(Iout)를 공급하기 위한 전류 공급 수단으로서 기능한다.
강압부(2)는 강압 스위치(SW1), 콘덴서(C1), 다이오드(D1), 쵸크 코일(인덕터)(L)을 구비하여 구성된다. 강압 스위치(SW1)는 스위칭 소자, 예컨대 NMOS 트랜지스터(도시 생략)에 의해 구성된다.
강압 스위치(SW1)(NMOS 트랜지스터)는 드레인이 입력 단자(8)에 접속되고, 소스가 다이오드(D1)를 통해 접지되어 쵸크 코일(L)의 일단에 접속되며, 게이트가 제어부(4)에 접속된다. 강압 스위치(SW1)는 제어부(4)로부터의 강압 스위치 구동 신호(온 오프 신호)를 받아 온 오프한다.
콘덴서(C1)는 일단이 입력 단자(8)에 접속되고, 타단이 접지되어 입력 단자(9)에 접속된다.
입력 단자(8)는 전원 스위치(SW3)를 통해 직류 전원인 차재 배터리(+B)의 플러스 단자에 접속되고, 입력 단자(9)는 차재 배터리의 마이너스 단자에 접속된다.
승압부(3)는 강압부(2)와 공통의 쵸크 코일(L), 승압 스위치(SW2), 콘덴서(C2), 다이오드(D2)를 구비한다. 승압 스위치(SW2)는 스위칭 소자, 예컨대 NMOS 트랜지스터(도시 생략)에 의해 구성된다.
승압 스위치(SW2)(NMOS 트랜지스터)는 드레인이 쵸크 코일(L)의 타단에 접속되어 다이오드(D2) 및 션트 저항(RSH)을 통해 출력 단자(27)에 접속되고, 소스가 접지되며, 게이트가 제어부(4)에 접속된다. 승압 스위치(SW2)는 제어부(4)로부터의 승압용 구동 펄스(온 오프 신호)를 받아 온 오프한다.
콘덴서(C2)는 일단이 다이오드(D2)에 접속되고, 타단이 접지되어 출력 단자(28)에 접속된다.
출력 단자(27, 28)에는 LED(40, 40)가 접속된다.
션트 저항(RSH)은 LED(40, 40)에 흐르는 구동 전류(Iout)를 검출한다. 션트 저항(RSH)에는 검출된 구동 전류(Iout)를 증폭시켜 전류 검출 전압으로서 출력하는 전류 검출 증폭기(10)가 접속된다.
제어부(4)는 오차부(5), 삼각파 생성부인 톱니파 생성부(6), 구동 펄스 생성부(7)를 구비하여 구성된다.
오차부(5)는 비교부(11), 연산 회로(12), 승강압 판단부(13)를 구비하여 구성된다. 오차부(5)의 구체적인 회로 구성을 도 2에 도시한다.
비교부(11)는 오차 증폭기(에러 앰프)(30), 저항(Re, R1), 콘덴서(C3)를 구비하여 구성된다. 연산 회로(12)는 연산 증폭기(오피 앰프)(31), 다이오드(D3), 저항(R2∼R4)을 구비하여 구성된다. 승강압 판단부(13)는 비교기(32)에 의해 구성된다.
오차 증폭기(30)의 마이너스 입력과 출력 사이에는 콘덴서(C3)와 저항(R1)이 접속된다. 오차 증폭기(30)의 오차 증폭률은 저항(R1)과 저항(Re)의 비로 결정된다.
오차 증폭기(30)의 마이너스 입력에는 전류 검출 증폭기(10)에서 증폭된 전류 검출 전압이 저항(Re)을 통해 입력되고, 플러스 입력에는 미리 설정된 목표 출력 전압(이하, 「목표값」으로 칭함)이 입력된다.
상기 전류 검출 전압은 강압부(2) 또는 승압부(3)로부터의 출력값을 값으로서 갖는다. 또한 상기 목표값은 LED(40, 40)에 공급되는 원하는 출력 전류(Iout) 또는 출력 전압(Vout)을 얻기 위해 미리 설정된 값이다.
오차 증폭기(30)는 상기 전류 검출 전압과 상기 목표값을 비교하여 오차 증폭한 비교 결과(비교 신호)를 송출한다.
연산 증폭기(31)의 마이너스 입력에는 상기 비교 결과가 입력되고 플러스 입력에는 미리 설정된 제1 전압이 입력된다. 연산 증폭기(31)는 상기 비교 결과의 전압값과 상기 제1 전압의 전압값(이하, 「제1 전압값」으로 칭함)과의 차분을 상기 제1 전압값으로부터 감산하여 얻은 전압값을 연산 출력 전압으로서 출력한다. 상기 제1 전압은 강압 구동 또는 승압 구동 중 어느 하나로 전환하기 위해 필요한 기준 전압이다.
비교기(32)의 플러스 입력에는 상기 비교 결과가 입력되고 마이너스 입력에는 상기 제1 전압값이 입력된다. 상기 비교 결과의 전압값이 상기 제1 전압값 이상인 경우에 하이 레벨 신호가 출력되고, 상기 비교 결과의 전압값이 상기 제1 전압값 미만인 경우에는 로우 레벨 신호가 출력된다.
톱니파 생성부(6)는 비교기, 저항, 콘덴서(모두 도시 생략)를 구비하여 구성되고, 톱니파와 최저 구동 펄스를 생성한다(도 3 참조).
도 3에 도시하는 바와 같이, 비교기가 예컨대 2.0 V(볼트)와 0.5 V의 히스테리시스를 갖는 경우에는 톱니파의 피크 전압(제2 전압)의 전압값(제2 전압값)은 2.0 V가 된다. 톱니파는 전압값이 2.0 V에서 0.5 V까지 감소하는 방전과, 그 후, 2.0 V가 될 때까지 증가하는 충전을 반복하여 생성된다. 또한, 최저 구동 펄스는 톱니파가 감소하는 기간을 온으로 하는 펄스이다(도 3 참조). 최저 구동 펄스의 세부 사항에 대해서는 후술한다.
구동 펄스 생성부(7)는 전환부(14), 구동 펄스 생성 회로(15), 전압 추이 회로인 전압 저하 회로(16)를 구비하여 구성된다.
전환부(14)는 도 4에 도시하는 바와 같이, EXOR 게이트(35), D 플립플롭(36)을 구비하여 구성된다.
EXOR 게이트(35)의 한쪽 입력에는 승강압 판단부(13)로부터 출력되는 승강압 판단 신호가 입력되고, 다른쪽 입력에는 전압 저하 회로(16)로부터 출력되는 전압 저하 회로 출력이 입력된다.
D 플립플롭(36)의 D단자에는 EXOR 게이트(35)의 출력 신호가 입력된다.
구동 펄스 생성 회로(15)는 도 4에 도시하는 바와 같이, 비교기(콤퍼레이터)(41), NOT 게이트(42), D 플립플롭(43), NOR 게이트(44, 46) 및 OR 게이트(45)를 구비하여 구성된다.
비교기(41)의 마이너스 입력에는 상기 연산 출력 전압이 입력되고, 플러스 입력에는 톱니파가 입력된다. 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 톱니파의 전압값 이상인 경우에는 로우 레벨 신호가 출력되고, 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 톱니파의 전압값 미만인 경우에는 하이 레벨 신호가 출력된다(도 5 참조).
비교기(41)의 출력 신호는 구동 펄스(도 5 참조)로서 D 플립플롭(43)의 클록 단자에 입력되고 전압 저하 회로(16)에 출력된다.
NOR 게이트(44)의 한쪽 입력에는 D 플립플롭(43)의 Q 출력이 입력되고, 다른쪽 입력에는 톱니파 생성부(6)에 의해 입력된 최저 구동 펄스가 입력된다.
OR 게이트(45)의 한쪽 입력에는 NOR 게이트(44)의 출력 신호(NOR 신호)가 입력되고, 다른쪽 입력에는 D 플립플롭(36)의 Q 출력이 입력된다.
NOR 게이트(46)의 한쪽 입력에는 NOR 게이트(44)의 NOR 신호가 입력되고, 다른쪽 입력에는 D 플립플롭(36)의
Figure pat00001
출력이 입력된다.
전압 저하 회로(16)는 도 6에 도시하는 바와 같이, 비교기(50), D 플립플롭(51∼60), 카운터(61, 62), 저항(R5∼R17), AND 게이트(70∼74), 로직 스위치(80∼91), NOT 게이트(92, 93)를 구비하여 구성된다.
D 플립플롭(52∼55)은 4 비트 시프트 레지스터로서 기능하고, D 플립플롭(56∼59)은 4 비트 카운터로서 기능한다. 카운터(62)는 3 비트 카운터로서 기능한다.
저항(R8∼R15) 및 로직 스위치(83∼90)는 D/A(디지털/아날로그) 변환기로서 기능한다. D/A 변환기에서는, 상기 제1 전압값을 초기 전압값으로 하도록 그 초기 전압값이 미리 설정되고, 로직 스위치(83∼90)가 온함으로써 상기 초기 전압값보다 낮은 복수의 변환 출력 전압값이 설정된다.
D 플립플롭(51)의 D 단자에는 비교기(41)로부터의 구동 펄스가 입력되고, 클록 입력에는 톱니파 생성부(6)로부터의 최저 구동 펄스가 입력된다. 최저 구동 펄스는 NOT 게이트(92)를 통해 D 플립플롭(52∼55)의 클록 입력에도 입력된다.
비교기(50)의 플러스 입력에는 상기 연산 출력 전압이 입력되고, 마이너스 입력에는 상기 D/A 변환기의 출력 전압(이하, 「D/A 변환 출력 전압」으로 부름)이 입력된다. 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 D/A 변환 출력 전압의 전압값 이상인 경우에는 하이 레벨 신호가 출력되고, 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 D/A 변환 출력 전압의 전압값 미만인 경우에는 로우 레벨 신호가 출력된다.
D 플립플롭(60)의 D 단자에는 비교기(50)의 출력 신호가 입력되고, 클록 입력에는 상기 최저 구동 펄스가 입력되며, Q 출력으로부터 전압 저하 회로 출력이 출력되고,
Figure pat00002
출력으로부터는 리셋 신호가 D 플립플롭(51∼55)의 리셋 단자에 출력되고 상기 리셋 신호가 AND 게이트(74)를 통해 D 플립플롭(56∼59)의 리셋 단자에 출력된다.
이하에, 승강압 DC-DC 컨버터(1)의 동작에 대해서, 강압 모드에서의 제어(이하, 「강압 모드 제어」로 부름), 강압 모드와 승압 모드의 승강압 혼재 모드에서의 제어(이하, 「혼재 모드 제어」로 부름), 승압 모드에서의 제어(이하, 「승압 모드 제어」로 부름)로 나눠 설명한다. 도 7은 강압 모드 제어, 혼재 모드 제어 및 승압 모드 제어에서의 연산 출력 전압의 변화를 도시하는 그래프이다. 도 8은 혼재 모드 제어에서의 강압 스위치(SW1) 또는 승압 스위치(SW2)를 선택하는 비율을 도시한 도면이다. 또한, 이하의 설명에서는, 강압 모드 제어에서의 「강압 모드」를 「단일 강압 모드」로 부르고, 승강압 혼재 모드에서의 「강압 모드」를 「혼재 강압 모드」로 부르며, 승압 모드 제어에서의 「승압 모드」를 「단일 승압 모드」로 부르고, 승강압 혼재 모드에서의「승압 모드」를 「혼재 승압 모드」로 부른다.
먼저, 강압 모드 제어에 대해서 설명한다.
전원 스위치(SW3)가 온하면, 비교부(11)의 오차 증폭기(30)의 마이너스 입력에 저항(Re)을 통해 전류 검출 증폭기(10)로부터의 검출 전류에 대응하는 전류 검출 전압이 입력된다. 오차 증폭기(30)는 상기 전류 검출 전압과 상기 목표값을 비교하여 비교 결과를 출력한다. 본 실시형태에서는 상기 목표값을 비교기(32)의 마이너스 입력에 입력되는 제1 전압(2.5 V)과 동일한 값으로 하고 있지만 상이한 값으로 할 수도 있다.
오차 증폭기(30)는 검출 전압과 목표값의 차분값을 증폭시킨 비교 결과를 출력한다.
연산 회로(12)의 연산 증폭기(31)는 상기 비교 결과의 전압값과 상기 제1 전압값(2.5 V)과의 차분을 상기 제1 전압값으로부터 감산하여 얻은 전압값을 연산 출력 전압으로서 출력한다. 따라서, 단일 강압 모드∼혼재 강압 모드에서는 연산 출력 전압은 우측 위로 증가하고, 혼재 승압 모드∼단일 승압 모드에서는 연산 출력 전압은 우측 아래로 감소한다(도 7 참조).
또한, 비교 결과의 전압값과 제1 전압값과의 차분을 제1 전압값에 가산하여 얻은 전압값을 연산 출력 전압으로서 출력하는 연산 회로 형태일 수도 있다. 이 경우에는, 단일 강압 모드∼혼재 강압 모드에서는 연산 출력 전압은 우측 아래로 감소하고, 혼재 승압 모드∼단일 승압 모드에서는 연산 출력 전압은 우측 위로 증가한다.
또한, 연산 회로(12)는, 상기 비교 결과의 전압값과 미리 설정된 제1 전압값과의 차분을 상기 제1 전압값에 가산 또는 그 제1 전압값으로부터 감산하여 얻은 것과 동일한 특성을 나타내는 전압값을 연산 출력 전압으로서 출력하는 회로 형태일 수도 있다.
비교기(32)는 상기 비교 결과의 전압값이 2.5 V 미만이기 때문에 승강압 판단 신호로서 로우 레벨 신호를 출력한다. 따라서, 전압 저하 회로 출력이 하이 레벨 신호로서 출력되지 않는 한 D 플립플롭(36)의 Q 출력으로부터는 로우 레벨 신호가 계속 출력된다. 후술하는 바와 같이 구동 펄스가 전압 저하 회로(16)에 계속 입력되는 한 전압 저하 회로 출력은 로우 레벨 신호로서 출력되기 때문에 D 플립플롭(36)의 Q 출력으로부터는 로우 레벨 신호가 출력된다.
구동 펄스 생성부(7)의 비교기(41)의 마이너스 입력에 입력되는 연산 출력 전압의 전압값은 제2 전압(2.0 V) 미만이다. 따라서, 톱니파의 전압값이 연산 출력 전압의 전압값 이상일 때에 하이 레벨이 되는 구동 펄스(도 5 참조)가 D 플립플롭(43)의 클록 입력 및 전압 저하 회로(16)의 D 플립플롭(51)의 D 단자에 입력되고, 상기 구동 펄스가 Q 출력으로부터 출력된다.
NOR 게이트(44)로부터의 NOR 신호는 강압용 구동 펄스로서 강압 스위치(SW1)에 출력된다.
강압 스위치(SW1)는 강압용 구동 펄스를 받아 온 오프되고, 승압 스위치(SW2)는 오프로 유지된다.
즉, 구동 펄스 생성부(7)는 연산 출력 전압의 전압값이 제1 전압값(2.5 V)과 제2 전압값(2.0 V) 사이에 없는 경우에, 승압 스위치(SW2)를 오프로 유지하고 강압 스위치(SW1)를 온 오프하는 강압 모드로 하도록 제어한다.
다음으로, 혼재 모드 제어에 대해서 설명한다.
연산 출력 전압의 전압값이 증가하여 상기 제2 전압값(2.0 V) 이상이 되면, 비교기(41)로부터 구동 펄스가 출력되지 않게 되기 때문에, 전압 저하 회로(16)는 정해진 타이밍에 하이 레벨 신호를 출력하고, 혼재 강압 모드시에는 승압용 구동 펄스를 출력하여 혼재 승압 모드로 전환하며, 혼재 승압 모드시에는 강압용 구동 펄스를 출력하여 혼재 강압 모드로 전환한다.
즉, 구동 펄스 생성부(7)는 연산 출력 전압의 전압값이 제1 전압값(2.5 V)과 제2 전압값(2.0 V) 사이에 있는 경우에, 강압 스위치(SW1)의 온 오프 동작과 승압 스위치(SW2)의 온 오프 동작을 선택적으로 전환하여 승강압 혼재 모드로 하도록 제어한다.
이하에, 전압 저하 회로(16)의 동작에 대해서 구체적으로 설명한다.
단일 강압 모드시에는 D 플립플롭(51)의 D 단자에 구동 펄스가 입력되기 때문에, 카운터(61)의 Q8 출력은 하이 레벨이 되고 전압 저하 회로 출력이 로우 레벨이 되며 EXOR 게이트(35)의 출력이 변화되지 않고 승압용 구동 펄스가 출력되지 않는다.
연산 출력 전압의 전압값이 2.0 V 이상이 되고 비교기(41)로부터 구동 펄스가 출력되지 않게 되면, 최저 구동 펄스가 D 플립플롭(52)의 클록 입력에 입력되고, D 플립플롭(52∼55)에 의해 구성되는 4 비트 시프트 레지스터가 동작한다. 도 6의 4 비트 시프트 레지스터의 예에서는, 비교기(50)의 마이너스 입력에 입력되는 D/A 변환 출력 전압의 전압값은 2.500 V, 2.450 V, 2.333 V, 2.250 V, 2.200 V의 순으로 저하된다. D 플립플롭(56∼59)에 의해 구성되는 4 비트 카운터가 동작하고 D/A 변환 출력 전압의 전압값이 2.000 V까지 더 저하된다(도 8 참조). D/A 변환 출력 전압의 전압값이 연산 출력 전압의 전압값 미만이 된 경우에는 상기 4 비트 시프트 레지스터 및 상기 4 비트 카운터는 리셋되고 D/A 변환 출력 전압의 전압값이 초기 전압값인 2.500 V에 복귀된다.
연산 출력 전압의 전압값이, 예컨대 2.480 V인 경우에는, 최초의 최저 구동 펄스의 D 플립플롭(52)에의 클록 입력에 의해 D/A 변환 출력 전압의 전압값이 2.450 V가 되어 연산 출력 전압의 전압값 미만이 되기 때문에, 1클록마다 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스가 교대로 출력된다.
또한, 혼재 승압 모드에 있어서, 연산 출력 전압의 전압값이, 예컨대 2.400 V인 경우에는, 2회째의 최저 구동 펄스의 D 플립플롭(52)에의 클록 입력에 의해 D/A 변환 출력 전압의 전압값이 연산 출력 전압의 전압값 미만이 되기 때문에, 승압용 구동 펄스가 2회 출력된 후에 강압용 구동 펄스가 1회 출력된다. 즉, 3클록에 1회의 비율로 강압용 구동 펄스가 출력된다.
이하에, 도 8을 참조하여 승강압 혼재 모드에서의 D/A 변환 출력 전압의 저하에 수반되는 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율의 변화에 대해서 설명한다. 또한, 도 8의 연산 출력 전압의 그래프는 도 7의 승강압 혼재 모드에서의 연산 출력 전압의 그래프와 동일한 것이고, 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율은 D/A 변환 출력 전압의 전압값이 2.500 V, 2.450 V, 2.333 V, 2.250 V, 2.200 V의 순으로 저하되도록 설정되어 있는 경우의 비율이다.
우선, 연산 출력 전압의 전압값이 2.000 V에서 2.500 V까지 증가해 가는 과정(도 8의 혼재 강압 모드)에서의 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율의 변화에 대해서 설명한다.
연산 출력 전압의 전압값이 2.000 V∼2.200 V 사이에 있고, 2.200 V에 근접함에 따라 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율이 19/20, 18/19, 17/18, …, 12/13, 11/12, …, 4/5의 순으로 변화된다.
또한, 혼재 강압 모드에서의 상기 발생 비율이 예컨대 19/20이란 것은 강압용 구동 펄스가 20클록 중 19회 발생함을 의미한다. 따라서, 혼재 강압 모드에서의 상기 발생 비율에 있어서, X(1 이상의 정수)/Y(1 이상의 정수)가 된 이하의 기재에 대해서는 강압용 구동 펄스가 Y클록 중 X회 발생하는 것을 의미한다.
연산 출력 전압의 전압값이 2.200 V∼2.250 V 사이에 있을 때에는, 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율이 3/4 또는 4/5가 된다.
연산 출력 전압의 전압값이 2.250 V에서 2.333 V 사이에 있을 때에는, 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율이 2/3 또는 3/4가 된다.
연산 출력 전압의 전압값이 2.333 V에서 2.450 V 사이에 있을 때에는, 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율이 1/2(강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스가 교대로 발생) 또는 2/3가 된다.
연산 출력 전압의 전압값이 2.450 V에서 2.500 V 사이에 있을 때에는, 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율이 1/2이 된다.
다음으로, 연산 출력 전압의 전압값이 2.500 V에서 2.000 V까지 감소해 가는 과정(도 8의 혼재 승압 모드)에서의 승압용 구동 펄스와 강압용 구동 펄스의 발생 비율의 변화에 대해서 설명한다.
또한, 혼재 승압 모드에서의 상기 발생 비율이 예컨대 2/3이란 것은 승압용 구동 펄스가 3클록 중 2회 발생함을 의미한다. 따라서, 혼재 승압 모드에서의 상기 발생 비율에 있어서, 예컨대 X(1 이상의 정수)/Y(1 이상의 정수)가 된 이하의 기재에 대해서는 승압용 구동 펄스가 Y클록 중 X회 발생하는 것을 의미한다.
연산 출력 전압의 전압값이 2.500 V에서 2.450 V 사이에 있을 때에는, 승압용 구동 펄스와 강압용 구동 펄스의 발생 비율이 1/2이 된다.
연산 출력 전압의 전압값이 2.450 V에서 2.333 V 사이에 있을 때에는, 승압용 구동 펄스와 강압용 구동 펄스의 발생 비율이 1/2 또는 2/3가 된다.
연산 출력 전압의 전압값이 2.333 V에서 2.250 V 사이에 있을 때에는, 승압용 구동 펄스와 강압용 구동 펄스의 발생 비율이 2/3 또는 3/4이 된다.
연산 출력 전압의 전압값이 2.250 V에서 2.200 V 사이에 있을 때에는, 승압용 구동 펄스와 강압용 구동 펄스의 발생 비율이 3/4 또는 4/5가 된다.
연산 출력 전압의 전압값이 2.200 V∼2.000 V의 사이에 있고, 2.000 V에 근접함에 따라 승압용 구동 펄스와 강압용 구동 펄스의 발생 비율이 4/5, 5/6, 6/7, …, 12/13, 13/14, …, 19/20의 순으로 변화된다.
상기한 바와 같이 강압 스위치(SW1)와 승압 스위치(SW2)의 스위치 구동을 제어하는 것에 의해, 상기 목표값에 근접하도록 상기 비교 결과의 전압값을 변화시켜 원활한 피드백 제어가 가능해진다.
그런데, 상기한 예에서는, D/A 변환 출력 전압의 전압값을 2.500 V, 2.450 V, 2.333 V, 2.250 V, 2.200 V의 순으로 저하시키지만, D/A 변환 출력 전압의 전압값이 저하되어 연산 출력 전압의 전압값 미만이 되고 리셋되어 D/A 변환 출력 전압의 전압값이 초기값으로 복귀될 때까지를 1루틴으로 한 경우에, 상기 4 비트 시프트 레지스터, 4 비트 카운터를 구성하는 각 D 플립플롭으로 설정되는 D/A 변환 출력 전압의 전압값을 1루틴마다 변화시킬 수도 있다.
카운터(62)(3 비트 카운터)와, 그 출력 목적지의 저항(R5∼R7) 및 연산 증폭기(80∼82)에 의해 구성된 D/A 변환기를 동작시켜, 1루틴마다 Q1 출력∼Q3 출력 중 어느 하나를 선택함으로써 D/A 변환 출력 전압의 전압값을 변화시킨다.
상기한 2.450 V에 대해서는, 1루틴마다, 예컨대 2.450 V→2.392 V→2.421 V→2.364 V→2.436 V→2.378 V→2.407 V→2.350 V→2.450 V와 같이 변화시킨다. 상기한 2.333 V에 대해서는, 1루틴마다, 예컨대 2.333 V→2.283 V→2.309 V→2.257 V→2.333 V와 같이 변화시킨다. 상기한 2.250 V에 대해서는, 1루틴마다, 예컨대 2.250 V→2.224 V→2.250 V와 같이 변화시킨다.
상기한 혼재 승압 모드에서의 연산 출력 전압의 전압값이, 예컨대 2.400 V일 때에는, 최초의 루틴에서는 D/A 변환 출력 전압의 전압값이 2.450 V이기 때문에 승압용 구동 펄스가 3클록 중 2회 발생한다. 다음 루틴에서는 D/A 변환 출력 전압의 전압값이 2.392 V이기 때문에 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스가 교대로 발생한다. 다음 루틴에서는 D/A 변환 출력 전압값이 2.421 V이기 때문에 승압용 구동 펄스가 3클록 중 2회 발생한다. 다음 루틴에서는 D/A 변환 출력 전압의 전압값이 2.364 V이기 때문에 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스가 교대로 발생한다. 이와 같이 하여 D/A 변환 출력 전압의 전압값이 8회 변화되어 원래대로 복귀되고, 이들 동작이 반복된다. 이 경우, 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율이 1/2이 되는 확률은 50%가 된다.
연산 출력 전압의 전압값이 2.500 V에 근접함에 따라서 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율이 1/2이 되는 확률이 더 상승한다. 연산 출력 전압의 전압값이 2.333 V에 근접함에 따라서 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율이 1/2이 되는 확률이 저하되어 발생 비율은 2/3에 근접한다.
상기 발생 비율이 1/2∼2/3 사이이면 소위 8분해능이 주어지고, 상기 발생 비율이 2/3∼3/4 사이이면 소위 4분해능이 주어지며, 상기 발생 비율이 3/4∼4/5 사이이면 소위 2분해능이 주어진다. 또한, 분해능의 수치가 클수록 미세한 제어가 가능해진다.
상기한 바와 같이 각 D 플립플롭으로 설정되는 D/A 변환 출력 전압의 전압값을 1루틴마다 변화시키는 것에 의해, 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율을 짧은 주기로 변화시킬 수 있기 때문에 DC-DC 컨버터(1)의 공진에 의한 출력의 리플·진동을 억제할 수 있다.
다음으로, 승압 모드 제어에 대해서 설명한다.
상기 비교 결과의 전압값이 2.500 V 이상이기 때문에 비교기(32)는 승강압 판단 신호로서 하이 레벨 신호를 출력한다.
구동 펄스 생성부(7)의 비교기(41)의 마이너스 입력에 입력되는 연산 출력 전압의 전압값은 제2 전압값(2.0 V) 미만이기 때문에, 톱니파의 전압값이 연산 출력 전압의 전압값 이상일 때에 하이 레벨이 되는 구동 펄스가 D 플립플롭(43)의 클록 입력 및 전압 저하 회로(16)의 D 플립플롭(51)의 D 단자에 입력된다.
전압 저하 회로(16)에 구동 펄스가 계속 입력되는 한 전압 저하 회로 출력으로서 로우 레벨 신호가 출력되기 때문에 강압용 구동 펄스는 하이 레벨이 된다. NOR 게이트(44)의 출력 신호(NOR 신호)는 반전되어 승압용 구동 펄스로서 승압 스위치(SW2)에 출력된다.
승압 스위치(SW2)는 승압용 구동 펄스를 받아 온 오프되고, 강압 스위치(SW1)는 온으로 유지된다.
즉, 구동 펄스 생성부(7)는 연산 출력 전압의 전압값이 제1 전압값(2.5 V)과 제2 전압값(2.0 V) 사이에 없는 경우에, 강압 스위치(SW1)를 온으로 유지하고 승압 스위치(SW2)를 온 오프하는 승압 모드로 하도록 제어한다.
이상으로 설명한 바와 같이, 본 실시형태에 따른 승강압 DC-DC 컨버터(1)에 의하면, 입력 전압(Vin)과 출력 전압(Vout)이 가까운 경우에 강압 모드와 승압 모드가 빈번히 전환되기 때문에, 강압 모드와 승압 모드의 전환시에도, 출력 전압(Vout)을 평균화하여 출력할 수 있다.
이와 같이 승강압 DC-DC 컨버터(1)로부터 출력 전압(Vout)을 평균화하여 출력할 수 있기 때문에, 강압 모드와 승압 모드의 전환시 입력 전압(Vin)의 변동에 대하여 출력 전압(Vout)을 일정하게 유지하도록 제어할 수 있다.
또한, 입력 전압(Vin)과 출력 전압(Vout)이 가까운 경우에 상기한 제어를 실행하기 위한 제어부(4)를 반도체칩 면적에 영향이 적은 로직 회로로 구성하기 때문에 회로의 규모를 작게 할 수 있다.
또한, PWM(펄스폭 변조)의 구동 주기에서 강압 스위치(SW1) 또는 승압 스위치(SW2) 중 어느 하나가 선택되기 때문에 전기적 효율이 향상하고 회로 손실을 적게할 수 있다.
또한, 설정된 제1 전압값 및 제2 전압값의 절대 정밀도가 불필요하기 때문에 회로 소자의 변동의 영향을 억제할 수 있다.
또한, 차량용 등기구의 LED(40, 40)에 공급되는 출력 전압(Vout)[또는 구동 전류(Iout)]을 일정하게 유지할 수 있기 때문에, LED(40, 40)의 깜빡거림을 방지할 수 있다.
또한, 상기한 실시형태에서는, 출력 전류를 피드백하는 방식을 채용한 예를 나타냈지만, 출력 전압 또는 출력 전력을 피드백하는 방식을 채용할 수도 있다.
이하에, 본 발명의 승강압 DC-DC 컨버터(1)의 다른 실시형태에 대해서 도 9를 참조하여 설명한다.
이 다른 실시형태는 도 1에 도시한 구성에 비구동 회로(100)를 더 추가한 형태이다.
비구동 회로(100)는, 상기 혼재 모드시에 있어서, 강압용 구동 펄스(또는 승압용 구동 펄스)의 발생 횟수가 승압용 구동 펄스(또는 강압용 구동 펄스)의 발생 횟수에 비교하여 꽤 많은 경우에, 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스를 전혀 발생시키지 않는 상태(비구동 상태)로 하기 위한 회로이다. 도 8의 예에서는, 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율이, 예컨대 12/13, 19/20인 경우이다.
비구동 회로(100)는 도 9에 도시하는 바와 같이, D 플립플롭(103, 106), AND 게이트(104, 105), OR 게이트(107, 108)에 의해 구성되고, 구동 펄스 생성부(7)에 추가된다.
전압 저하 회로(16)의 카운터(61)의 Q8 출력 반전 신호는 하이 레벨일 때에 혼재 모드를 나타내는 신호이자 비구동 상태를 허가하는 신호이며 AND 게이트(104)에 입력된다.
D 플립플롭(103)의 D 단자에 입력되는 4 비트 카운터의 4비트 출력은 하이 레벨일 때에 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율을 12/13∼19/20으로 하기 위한 신호이다.
강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율이, 예컨대 12/13∼19/20일 때에는, 4비트 출력 및 Q8 출력 반전 신호는 하이 레벨이 되고 전압 저하 출력이 하이 레벨인 경우에는 OR 게이트(107, 108)의 한쪽 입력에 하이 레벨 신호가 입력되기 때문에 NOR 신호의 반전 신호는 출력되지 않고 비구동 상태가 된다.
상기한 구성에 의하면, 컨버터의 공진에 의한 출력의 리플·진동을 억제할 수 있다.
또한, PWM의 구동 주파수가 예컨대 2M(Hz)이며, 강압용 구동 펄스와 승압용 구동 펄스의 발생 비율이 예컨대 12/13∼19/20일 때에 비구동 상태로 한 경우에는, 비구동 주파수는 100 k(Hz)∼200 k(Hz)가 되어 라디오 등의 전파 사용 주파수를 하회하기 때문에, 비구동 상태에서의 주기(주파수)는 라디오 노이즈로서 회로에 악영향을 미치지 않는다.
상기한 실시형태는 본 발명을 적합하게 실시한 형태의 일례에 지나지 않고, 본 발명은 그 주지를 일탈하지 않는 한, 여러 가지 변형하여 실시하는 것이 가능하다.
1: 승강압 DC-DC 컨버터 2: 강압부
3: 승압부 4: 제어부
5: 오차부 6: 톱니파 생성부
7: 구동 펄스 생성부 11: 비교부
12: 연산 회로

Claims (5)

  1. 직류 전원으로부터 직류 전압을 입력하는 강압 스위치와 상기 강압 스위치에 접속된 쵸크 코일을 갖고 입력 전압보다 낮은 출력 전압을 출력하는 강압부와,
    상기 쵸크 코일을 통해 상기 강압 스위치에 접속된 승압 스위치를 갖고 입력 전압보다 높은 출력 전압을 출력하는 승압부와,
    상기 강압 스위치와 상기 승압 스위치를 온 오프하도록 제어하는 제어부
    를 포함하고, 상기 제어부는,
    상기 강압부 또는 상기 승압부로부터의 출력값과 미리 설정된 목표값을 비교하여 비교 결과를 출력하는 비교부와, 상기 비교 결과의 전압값과 미리 설정된 제1 전압값과의 차분을 상기 제1 전압값에 가산 또는 그 제1 전압값으로부터 감산하여 얻은 것과 동일한 특성을 나타내는 전압값을 연산 출력 전압으로서 출력하는 연산 회로를 갖는 오차부와,
    삼각파를 생성하는 삼각파 생성부와,
    상기 연산 출력 전압과 상기 삼각파를 비교한 결과에 따라서 상기 강압 스위치와 상기 승압 스위치를 온 오프하는 구동 펄스를 생성하는 구동 펄스 생성부를 포함하며,
    상기 구동 펄스 생성부는, 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 제1 전압값과 미리 설정된 제2 전압값 사이에 없는 경우에, 상기 승압 스위치를 오프로 유지하고 상기 강압 스위치를 온 오프하는 강압 모드 또는 상기 강압 스위치를 온으로 유지하고 상기 승압 스위치를 온 오프하는 승압 모드로 하도록 제어하고, 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 제1 전압값과 상기 제2 전압값 사이에 있는 경우에, 상기 강압 스위치의 온 오프 동작과 상기 승압 스위치의 온 오프 동작을 선택적으로 전환하는 승강압 혼재 모드로 하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 승강압 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 승강압 혼재 모드에서, 상기 연산 출력 전압의 전압값이 상기 제1 전압값에 근접함에 따라서 상기 강압 스위치의 온 오프 동작 또는 상기 승압 스위치의 온 오프 동작을 선택하는 비율이 2분의 1에 근접하도록 제어되는 것을 특징으로 하는 승강압 DC-DC 컨버터.
  3. 제2항에 있어서, 상기 구동 펄스 생성부는, 상기 제1 전압값을 초기 전압값으로서 미리 설정하고, 설정된 상기 초기 전압값과 상기 제2 전압값 사이에 복수의 변환 출력 전압값을 설정하며, 상기 변환 출력 전압값이 상기 연산 출력 전압의 전압값에 도달할 때까지 상기 복수의 변환 출력 전압값의 상기 초기 전압값에 가까운 전압값부터 순서대로 선택하여 상기 초기 전압값을 그 선택된 변환 출력 전압값까지 추이시키는 전압 추이 회로를 포함하고,
    상기 승강압 혼재 모드에서, 상기 변환 출력 전압값이 상기 연산 출력 전압의 전압값에 도달했을 때에, 상기 강압 스위치의 온 오프 동작이 선택되는 경우에는 상기 승압 스위치의 온 오프 동작으로 전환하고 상기 변환 출력 전압값을 상기 초기 전압값으로 리셋시키며, 상기 승압 스위치의 온 오프 동작이 선택되는 경우에는 상기 강압 스위치의 온 오프 동작으로 전환하고 상기 변환 출력 전압값을 상기 초기 전압값으로 리셋시키는 것을 특징으로 하는 승강압 DC-DC 컨버터.
  4. 제3항에 있어서, 상기 변환 출력 전압값이 저하되어 상기 강압 스위치의 온 오프 동작 또는 상기 승압 스위치의 온 오프 동작의 전환이 이루어진 후 상기 변환 출력 전압값이 상기 초기 전압값으로 리셋될 때까지의 동작을 1루틴으로 한 경우에, 상기 변환 출력 전압값을 1루틴마다 상이하게 한 것을 특징으로 하는 승강압 DC-DC 컨버터.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 기재된 승강압 DC-DC 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 차량용 등기구.
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