KR20100117980A

KR20100117980A - 역률 보상 회로 및 역률 보상 회로의 구동 방법

Info

Publication number: KR20100117980A
Application number: KR1020090036735A
Authority: KR
Inventors: 박영배; 문상철; 김병헌
Original assignee: 페어차일드코리아반도체 주식회사
Priority date: 2009-04-27
Filing date: 2009-04-27
Publication date: 2010-11-04
Also published as: CN101873059B; KR101670994B1; US9088223B2; US20100270984A1; CN101873059A

Abstract

본 발명은 역률 보상 회로 및 역률 보상 방법에 관한 것이다.

본 발명은 출력 전력의 출력 전압에 대한 정보 및 인덕터 전압에 대한 정보를 입력받아 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하고, 전력 스위치의 듀티에 따라 상기 입력 전압을 추정한다.

역률 보상

Description

역률 보상 회로 및 역률 보상 회로의 구동 방법{POWER FACTOR CORRECTION CIRCUIT AND DRIVING METHOD THEREOF}

본 발명은 역률 보상 회로 및 역률 보상 회로의 구동 방법에 관한 것이다.

역률(power factor)은 전력 전달의 효율성(effectiveness)을 나타낸다. 전력 전달에 있어서, 실제 전달되는 전력은 유효 전력(real power)이다. 전력의 전압 및 전류 각각의 실효값의 곱으로 나타내는 피상 전력(apparent power)으로 유효 전력을 나누어 역률을 나타낸다. 이 때 전압과 전류가 모두 정현파일 경우 전압과 전류의 위상차에 따라 역률이 달라진다. 위상차가 적을수록 역률이 개선된다. 따라서 일반적으로 역률을 개선시키는 역률 보상은 입력전류의 모양을 정현파 모양으로 수정하고 전력의 전압 및 전류간의 위상차를 감소시키는 동작을 의미한다.

종래 역률 보상 회로는 입력된 교류 전원을 전파 정류하여 입력 전압을 생성한 후, 입력 전압에 가까운 위상 및 주파수를 가지게끔 인덕터 전류를 제어한다. 역률 보상 회로의 입력전류는 인덕터 전류에서 소정의 저주파 통과 필터를 사용하여 고주파 성분을 제거한 값이다.

도 11 은 역률 보상 회로의 인덕터 전류를 나타낸 도면이다. 도 11에 도시된 바와 같이, 인덕터 전류는 증가와 감소를 반복하는 삼각형 형상으로, 피크치가 전반적으로 점선으로 도시된 사인파 모양이다. 도 11에 도시된 바와 같이, 인덕터 전류는 필터링되어 두꺼운 실선으로 표시된 부드러운 입력 전류가 생성된다

역률 보상 회로는 인덕터에 연결된 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하여 인덕터 전류를 제어한다. 인덕터 전류에 따라 입력 전류가 결정되므로, 역률 보상 회로는 스위칭 동작 제어를 통해 입력 전류를 제어할 수 있다. 역률 보상 회로의 구동 방식에 따라 입력 전압에 대한 정보가 필요 없을 수 있다. 구체적으로, Critical conduction mode PFC(이하, 경계 전도 모드 역률 보상 회로)에서는 도 11에 도시된 인덕터 전류 및 입력 전류가 발생한다. 경계 전도 모드 역률 보상 회로는 스위치 소자에 흐르는 전류 및 출력 전압을 이용하여 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어할 수 있다. 따라서 별도의 입력 전압 정보가 필요하지 않다.

일반적으로 역률 보상 회로의 동작을 제어하는 제어 회로는 칩으로 구현되어 있는데, 기존 제어 회로 칩은 입력 전압을 전달받기 위한 별도의 핀을 포함한다. 기존 제어 회로 칩의 경우 입력 전압을 감지하기 위해 저항 소자를 사용하며, 저항 소자에서 전력 소비가 발생하는 문제점이 있다.

본 발명은 위에서 언급한 문제점을 해결하기 위해, 입력 전압에 대한 정보가불필요한 역률 보상 회로를 및 역률 보상 회로의 구동 방법을 제옥하는 것이다. 구체적으로, 입력 전압을 별도의 핀 및 전력 소비 발생 없이 추정할 수 있는 역률 보 상 회로 및 역률 보상 회로의 구동 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 한 특징에 따른 역률 보상 회로는, 입력 전압을 전달받아, 출력 전력을 공급하는 인덕터; 상기 인덕터에 연결되어, 상기 인덕터에 흐르는 입력 전류를 제어하는 전력 스위치; 및 상기 출력 전력의 출력 전압에 대한 정보 및 상기 인덕터 전압에 대한 정보를 입력받아 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하고, 상기 전력 스위치의 듀티에 따라 상기 입력 전압을 추정하는 역률 보상 제어부를 포함한다. 상기 역률 보상 제어부는, 상기 듀티에 따라 증감하는 체크 신호를 생성하고, 상기 체크 신호의 전압 범위에 따라 입력 전압에 대한 정보를 나타내는 입력 전압 정보를 생성하는 입력 전압 정보 생성부를 포함한다. 상기 입력 전압 정보 생성부는, 상기 듀티에 대응하는 신호에 따라 스위칭 동작하는 방전 스위치; 상기 듀티에 대응하는 신호가 반전된 반전 신호에 따라 스위칭 동작하는 충전 스위치; 상기 방전 스위치 및 상기 충전 스위치가 연결되는 접점에 일단이 연결되어 상기 체크 신호를 생성하는 커패시터; 및 상기 체크 신호의 전압 범위에 따라 상기 입력 전압 정보를 생성하는 입력 전압 정보 생성부를 포함한다. 상기 듀티에 대응하는 신호는 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 신호이다. 상기 입력 전압 정보 생성부는, 상기 체크 신호가 접지 전압에 가까운 전압 범위를 가지면 상기 입력 전압이 낮음을 나타내는 입력 전압 정보를 생성하고, 상기 체크 신호가 최대 체크 전압에 도달하는 기간이 발생하면, 상기 입력 전압이 높음을 나타내는 입력 전압 정보를 생성한다. 상기 역률 보상 제어부는, 상기 출력 전압에 대응하는 분배 전압 과 상기 입력 전압에 따라 적어도 두 개의 오차 기준 전압 중 대응하는 하나의 오차 기준 전압간의 차를 증폭하여 오차 증폭 신호를 생성하는 오차 증폭부; 상기 입력 전압에 대응하는 기울기를 가지는 램프 신호를 생성하는 램프 신호 생성부; 및 상기 램프 신호 및 상기 오차 증폭 신호를 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프시키고, 상기 인덕터 전압에 대한 정보에 따라 상기 전력 스위치의 턴 온을 결정하는 PWM 제어부를 더 포함한다. 상기 램프 신호 생성부는, 적어도 두 개의 전류원; 커패시터; 및 상기 적어도 두 개의 전류원 각각과 상기 커패시터 사이에 연결되어 있는 적어도 두 개의 스위치를 포함하고, 상기 적어도 두 개의 스위치 중 하나는 상기 게이트 신호에 따라 스위칭 동작하고, 적어도 다른 하나는 상기 입력 전압에 따라 스위칭 동작한다. 상기 입력 전압이 높으면 상기 다른 하나의 스위치가 턴 온된다. 또한, 상기 역률 보상 회로는 상기 인덕터 전압에 대한 정보에 대응하는 보조 전압이 소정의 기준 전압 이하가 되면 상기 전력 스위치를 턴 온 시키기 위한 온 제어 신호를 생성하는 온 제어 신호 생성부; 상기 램프 신호와 상기 오차 증폭 신호를 비교하여 비교 결과에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키기 위한 오프 제어 신호를 생성하는 PWM 비교기; 상기 온 제어 신호 및 오프 제어 신호에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하기 위한 게이트 구동부 제어 신호를 생성하는 PWM 플립플롭; 및 상기 게이트 구동부 제어 신호에 따라 상기 전력 스위치를 스위칭 시키는 게이트 신호를 생성하는 게이트 구동부를 포함한다. 상기 보조 전압은 상기 인덕터에 대해 소정의 권선비를 가지고, 상기 인덕터에 커플링 되어 있는 보조 인덕터의 전압이다. 상기 듀티는 상기 온 제어 신호, 상기 오프 제어 신 호, 상기 게이트 구동부 제어 신호 및 상기 게이트 신호 중 어느 하나를 이용하여 감지하는 역률 보상 회로.

본 발명의 다른 특징에 따르는 역률 보상 회로의 구동 방법은 출력 전력의 출력 전압에 대한 정보 및 인덕터 전압에 대한 정보를 입력받아 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 단계 및 상기 전력 스위치의 듀티에 따라 상기 입력 전압을 추정하는 단계를 포함한다. 상기 입력 전압을 추정하는 단계는, 상기 듀티에 따라 증감하는 체크 신호를 생성하는 단계 및 상기 체크 신호의 전압 범위에 따라 입력 전압을 추정하는 단계를 포함한다. 상기 체크 신호를 생성하는 단계는, 상기 전력 스위치가 도통되어 있는 기간 동안 상기 체크 신호를 감소시키는 단계 및 상기 전력 스위치가 차단되어 있는 기간 동안 상기 체크 신호를 증가시키는 단계를 포함한다. 상기 입력 전압을 추정하는 단계는, 상기 체크 신호가 접지 전압에 가까운 전압 범위를 가지면 상기 입력 전압이 낮다고 판단하는 단계 및 상기 체크 신호가 최대 체크 전압에 도달하는 기간이 발생하면, 상기 입력 전압이 높다고 판단하는 단계를 포함한다. 상기 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 상기 출력 전압에 대응하는 분배 전압과 상기 입력 전압에 따라 적어도 두 개의 오차 기준 전압 중 대응하는 하나의 오차 기준 전압 간의 차를 증폭하여 오차 증폭 신호를 생성하는 단계; 상기 입력 전압에 대응하는 기울기를 가지는 램프 신호를 생성하는 단계; 상기 램프 신호 및 상기 오차 증폭 신호를 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프시키는 단계; 및 상기 인덕터 전압에 대한 정보에 따라 상기 전력 스위치의 턴 온 시키는 단계를 포함한다. 상기 전력 스위치의 턴 온을 결정하는 단계는, 상기 인덕터 전압에 대한 정보에 대응하는 보조 전압이 소정의 기준 전압 이하가 된 후, 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 단계를 포함한다.

본 발명은 입력 전압을 별도의 핀 및 전력 소비 발생 없이 추정할 수 있는 역률 보상 회로 및 역률 보상 회로의 구동 방법을 제공한다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 입력 전압 검출 장치를 포함하는 경계 전도 모드 역률 보상 회로(1)를 나타낸 도면이다.

도 1에 도시된 바와 같이, 역률 보상 회로(1)는 역률 보상 제어부(2), 전력 스위치(switch)(11), 브릿지 다이오드(bridge diode)(12), 필터(13), 다이오드(D1), 커패시터(C1), 인덕터(L1), 보조 인덕터(L2) 및 분배 저항(R1, R2)를 포함한다. 본 발명의 실시 예에 따른 전력 스위치(11)는 NMOSFET(n-channel metal oxide semiconductor filed effect transistor)으로 구성되어 있다. 전력 스위치(11)의 드레인 및 소스 전극 사이에는 바디 다이오드(BD)가 형성되어 있다. 전력 스위치(11)에 흐르는 전류를 이하, "드레인 전류(IDS)"라 한다.

브릿지 다이오드(12)는 4 개의 다이오드(도시하지 않음)로 구성되며, 입력 교류 전원(AC)을 전파 정류하여, 입력 전압(Vin)을 생성한다.

브릿지 다이오드(12)의 출력단은 인덕터(L1)의 일단에 연결되어 있다. 인덕터(L1)의 일단에는 입력 전압(Vin)이 공급되고, 인덕터(L1)의 타단은 다이오드(D1)의 애노드 전극에 연결되어 있다.

증감하는 인덕터 전류(IL)는 필터(13)를 통해 전파 정류된 사인파의 입력 전류(Iin)가 된다.

전력 스위치(11)의 드레인 전극은 다이오드(D1)의 애노드 전극 및 인덕터(L1)의 타단에 연결되어 있다.

인덕터(L1)는 입력 전압(Vin)을 전달받고 출력 전력을 생성한다. 전력 스위치(11)의 스위칭 동작에 의해 인덕터(L1)에 흐르는 인덕터 전류(IL)가 제어된다. 도 11에 도시된 바와 같이, 인덕터 전류는 삼각파 형태의 파형으로, 증감을 반복하는데, 전력 스위치(11)가 턴 온되어 있는 기간 동안 증가하고, 전력 스위치(11)가 턴 오프되어 있는 기간 동안 감소한다. 구체적으로, 전력 스위치(11)가 턴 온되어 있는 기간 동안, 인덕터 전류(IL)가 증가하면서, 인덕터(L1)는 에너지를 저장한다. 전력 스위치(11)가 턴 오프되어 있는 기간 동안, 인덕터 전류(IL)는 다이오드(D1)를 통해 흐르면서, 인덕터(L1)에 저장된 에너지가 역률 보상 회로(1)의 출력단으로 전달된다. 전력 스위치(11)가 턴 오프되고 다이오드(D1)가 도통되면, 인덕터 전류(IL)는 역률 보상 회로(1)의 출력단에 연결된 부하로 흐르고, 커패시터(C1)를 충전시킨다. 역률 보상 회로(1)의 출력단에 연결된 부하가 증가할 수록, 부하에 공급되는 인덕터 전류(IL)가 증가하므로, 커패시터(C1)로 흐르는 전류가 상대적으로 감소하여, 출력 전압(Vout)이 상대적으로 감소한다. 반대로 부하가 감소하면, 부하에 공급되는 인덕터 전류(IL)가 감소하므로, 커패시터(C1)로 흐르는 전류가 상대적으로 증가하여, 출력 전압(Vout)이 상대적으로 증가한다.

전력 스위치(11)가 턴 온 되면, 다이오드(D1)가 차단되며, 인덕터 전류(IL)는 전력 스위치(11)를 통해 흐른다. 역률 보상 제어부(2)는 출력 전압(Vout)을 분배 저항(R1, R2)의 저항비(R2/(R1+R2))에 따라 분배된 분배 전압(Vd)을 이용해 오차 증폭 신호(Vcon)를 생성하고, 오차 증폭 신호(Vcon)와 소정의 주기를 가지는 램프 신호(Vramp)를 비교하여 전력 스위치(11)의 턴 오프 시점을 결정하다. 전력 스위치(11)의 턴 온 시점은 보조 인덕터(L2)의 보조 전압(Vaux)에 따라 결정된다.

보조 인덕터(L2)는 인덕터(L1)에 대해 소정의 권선비(n)를 가지고 커플링 되어있다. 구체적으로, 인덕터(L1)의 권선수가 1일때, 보조 인덕터(L2)의 권선수가 N인경우, 권선비(n)는 N과 같다. 전력 스위치가 턴 온 상태인 경우, 보조 인덕터(Vaux)의 전압은 권선비(n)와 입력 전압(Vin)의 곱이다. 전력 스위치가 턴 오프 상태의 경우, 보조 전압(Vaux)은 입력 전압(Vin)에서 출력 전압(Vout)을 뺀 전압(Vin-Vout)에 권선비(n)를 곱한 값이다.

본 발명의 실시 예는 경계 전도 모드 역률 보상 회로이므로, 전력 스위치(11)가 턴 오프되고, 인덕터 전류(IL)가 0이 된 후에 인덕터(L1)와 전력 스위치(11)의 기생 커패시터(도시하지 않음) 간에 공진이 발생한다. 그러면 인덕터(L1)의 전압이 싸인파 형태로 감소하기 시작하고, 그 이후 보조 전압(Vaux)이 소정의 기준 전압까지 감소한 시점에 동기되어 전력 스위치(11)는 다시 턴 온된다. 이하, 역률 보상 제어부(2)에 대해서 자세히 설명한다.

역률 보상 제어부(2)는 램프 신호 생성부(21), 입력 전압 추정부(22), PWM 제어부(23), 오차 증폭부(24) 및 기준 전압 생성부(25)를 포함한다.

오차 증폭부(24)는 기준 전압 생성부(25)로부터 전달되는 오차 기준 전압(EVR)과 분배 전압(Vd)의 차를 증폭하여 오차 증폭 신호(Vcon)를 생성한다. 커패시터(C2)는 오차 증폭부(24)의 출력단에 연결되어 있다. 오차 증폭 신호(Vcon)는 커패시터(C2)를 통해 소정의 이득으로 증폭되고 소정 기간 지연 되어 제어보상된다.

기준 전압 생성부(25)는 입력 전압 정보(IVT)에 따라 오차 기준 전압(EVR1/EVR2)을생성한다. 본 발명의 실시 예에서, 입력 전압 정보(IVT)는 입력 전압(Vin)에 따라 결정되는 신호로서, 입력 전압(Vin)의 크기에 따라 변하는 전압 신호이다. 구체적으로 기준 전압 생성부(25)는 입력 전압 정보(IVT)에 따라 입력 전압(Vin)의 피크치 보다 소정 치 상회하는 출력 전압을 만들기 위한 오차 기준 전 압(EVR)을 생성한다. 입력 전압(Vin)이 낮을 때 출력 전압을 일정하게 유지하기 위해 부스팅(boosting)이 많이 이루어지면, 입력 전류가 커지고 그에 따른 역률 보상 회로의 손실이 증가한다. 이를 방지하기 위해 입력 전압(Vin)의 피크치에 따라 출력 전압을 변화시키는 기준 전압을 생성한다. 구체적으로, 기준 전압 생성부(25)는 입력 전압 정보(IVT)가 증가할수록, 오차 기준 전압(EVR)을 증가시키고, 입력 전압 정보(IVT)가 감소할수록, 오차 기준 전압(EVR)을 감소시킨다.

본 발명의 실시 예에서는 오차 증폭부(24)가 입력 전압(Vin)에 따라 변하는 오차 기준 전압(EVR)과 분배 전압(Vd)의 차에 따라 오차 증폭 신호(Vcon)를 생성하므로, 오차 증폭 신호(Vcon)는 입력 전압(Vin)에 따라 변한다. 입력 전압(Vin)이 증가하면, 오차 기준 전압(EVR)이 증가하므로, 오차 증폭 신호(Vcon)가 증가한다. 반대로, 입력 전압(Vin)이 감소하면, 오차 기준 전압(EVR)이 감소하므로, 오차 증폭 신호(Vcon)가 감소한다. 이와 같이, 입력 전압 정보(IVT)에 따라 오차 기준 전압을 변화시켜 오차 증폭 신호(Vcon)의 범위를 변화 시키는 것이다.

램프 신호 생성부(21)는 전력 스위치(11)가 턴 온 되어 있는 기간 동안 입력 전압 정보(IVT)에 따라 다른 기울기를 가지는 램프 신호를 생성한다. 램프 신호 생성부(21)는 주 전류원(211), 부가 전류원(212), 스위치(213, 214), 스위치 제어부(216) 및 램프 커패시터(215)를 포함한다. 주 전류원(211) 및 부가 전류원(212) 각각의 일단에는 스위치(214) 및 스위치(213) 각각의 일단이 연결되어 있고, 스위치(214) 및 스위치(213)의 타단은 램프 커패시터(215)의 일단이 연결되어 있다. 전원(Vcc)은 주 전류원(211) 및 부가 전류원(212) 각각이 전류를 생성하기 위해 필요 한 전압을 공급한다. 램프 커패시터(215)의 타단은 접지되어 있다. 스위치(214)는 전력 스위치(11)이 턴 온되어 있는 기간 동안 턴 온되며, 스위치(213)는 입력 전압 정보(IVT)가 입력 기준 전압 이상이면, 스위치(214)가 턴 온되어 있는 기간 동안 함께 턴 온된다. 스위치(213, 214)의 스위칭 동작은 제어 신호(S1, S2)에 의해 제어된다. 스위치 제어부(216)은 입력 전압 정보(IVT) 및 게이트 제어 신호(Vgs)를 입력받아, 제어 신호(S1, S2)를 생성한다. 구체적으로 스위치 제어부(216)는 게이트 제어 신호(Vgs)가 전력 스위치(11)를 턴 온시키는 신호인 기간 동안, 스위치(214)를 턴 온 시키는 제어 신호(S1)를 생성하여 스위치(214)로 전달한다. 또한, 스위치 제어부(216)는 입력 전압 정보(IVT)가 입력 기준 전압 이상인 기간 동안, 스위치(213)를 턴 오시키는 제어 신호(S2)를 생성하여 스위치(213)로 전달한다. 스위치(214)가 턴 온되면, 주 전류원(211)의 전류(IM)가 램프 커패시터(215)를 충전시켜, 전류(IM)의 크기에 따라 결정되는 기울기로 램프 신호(Vramp)가 증가한다. 스위치(214)가 턴 온되어 있는 기간 동안, 스위치(213)가 턴 온되어 있으면, 부가 전류원(212)의 전류(IA)와 전류(IM)가 합해진 전류(IA+IM)에 의해 램프 커패시터(215)가 충전되므로, 램프 신호(Vramp)의 상승 기울기는 커진다.

본 발명의 실시 예에 따른 램프 신호 생성부(21)는 하나의 부가 전류원을 포함하고 있으나, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 둘 이상의 부가 전류원을 포함하고, 둘 이상의 부가 전류원 각각과 램프 커패시터(215) 사이에는 둘 이상의 스위치각각이 위치한다. 그러면, 스위치 제어부(216)는 입력 전압 정보(IVT)가 증가함에 따라 둘 이상의 스위치 각각을 순차적으로 턴 온 시켜, 램프 신호(Vramp)의 상승 기울기를 더욱 크게할 수 있다. 스위치(216)는 커패시터(215)에 병렬 연결되어 있고, 전력 스위치(11)가 턴 온되어 있는 기간 동안 턴 오프되어 있고, 전력 스위치(11)가 턴 오프되어 있는 기간 동안 턴 온되어 있다.

PWM 제어부(23)는 보조 전압(Vaux), 램프 신호(Vramp) 및 오차 증복 신호(Vcon)를 이용하여 전력 스위치(11)의 스위칭 동작을 제어하기 위한 게이트 신호(Vgs)를 생성한다. PWM 제어부(23)는 PWM 비교기(231), 온 제어 신호 생성부(232), PWM 플립플롭(233) 및 게이트 구동부(234)를 포함한다.

PWM 비교기(231)는 램프 신호(Vramp)와 오차 증폭 신호(Vcon)를 비교하여 오프 제어 신호(FC)를 생성한다. PWM 비교기(231)는 램프 신호(Vramp)가 입력되는 비반전 단자(+) 및 오차 증폭 신호(Vcon)가 입력되는 반전 단자(-)를 포함한다. PWM 비교기(231)는 램프 신호(Vramp)가 오차 증폭 신호(Vcon) 이상이면 하이 레벨의 오프 제어 신호(FC)를 생성하고, 램프 신호(Vramp)가 오차 증폭 신호(Vcon)보다 작으면 로우 레벨의 오프 제어 신호(FC)를 생성한다. 따라서 상승하던 램프 신호(Vream)가 오차 증폭 신호(Vcon)에 도달하면, 그 시점에 하이 레벨의 오프 제어 신호(FC)가 출력된다.

온 제어 신호 생성부(232)는 보조 전압(Vaux)이 소정의 기준 전압 이하가 되면, 전력 스위치(11)를 턴 온 시키기 위한 온 제어 신호(NC)를 생성한다. 온 제어 신호 생성부(232)는 전력 스위치(11)가 턴 오프된 후 감소하던 보조 전압(Vaux)이 기준 전압 이하가 되는 온 제어 시점에 동기되어 하이 레벨의 펄스를 가지는 온 제어 신호(NC)를 생성한다.

PWM 플립플롭(233)은 온 제어 신호(NC) 및 오프 제어 신호(FC)에 따라 전력스위치(11)의 스위칭 동작을 제어하기 위한 게이트 구동부 제어 신호(GDC)를 생성한다. 온 제어 신호(NC)가 입력되는 셋단(S) 및 오프 제어 신호(FC)가 입력되는 리셋단(R)을 포함한다. PWM 플립플롭(233)은 셋단(S)에 하이 레벨의 신호가 입력되면, 하이 레벨의 게이트 구동부 제어 신호(GDC)를 출력단(Q)을 통해 출력한다. PWM 플립플롭(233)은 리셋단(R)에 하이 레벨의 신호가 입력되면, 로우 레벨의 게이트 구동부 제어 신호(GDC)를 출력단(Q)를 통해 출력한다. 셋단(S) 및 리셋단(R)에 입력되는 신호가 모두 로우 레벨이면, PWM 플립플롭(233)은 현재 게이트 구동부 제어 신호(GDC)를 그대로 유지한다.

게이트 구동부(234)는 게이트 구동부 제어 신호(GDC)에 따라 전력 스위치(11)를 스위칭 시키는 게이트 신호(Vgs)를 생성한다. 게이트 구동부(234)는 하이 레벨의 게이트 구동부 제어 신호(GDC)가 입력되면, 전력 스위치(11)를 턴 온 시킬 수 있는 하이 레벨의 게이트 신호(Vgs)를 생성하고, 로우 레벨의 게이트 구동부 제어 신호(GDC)가 입력되면, 전력 스위치(11)를 턴 오프 시킬 수 있는 로우 레벨의 게이트 신호(Vgs)를 생성한다.

이하, 도 2를 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 입력 전압 추정부(22)를 설명한다. 도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 입력 전압 추정부(22)를 나타낸 도면이다.

입력 전압 추정부(22)는 직접적으로 입력 전압(Vin)을 감지하지 않고, 전력 스위치(11)의 듀티를 소정 기간 측정하여 입력 전압(Vin)을 추정한다.

입력 전압 추정부(22)는 전력 스위치(11)의 듀티를 이용하여 입력 전압을 추정한다. 입력 전압 추정부(22)는 게이트 신호(Vgs)를 입력받고, 전력 스위치(11)의 듀티에 따라 변동하는 체크 신호(CHS)를 생성하고, 체크 신호(CHS)를 이용하여 입력 전압을 추정하며, 추정된 입력 전압에 대응하는 입력 전압 정보(IVT)를 생성한다. 입력 전압 추정부(22)는 인버터(221), 충전 스위치(222), 방전 스위치(223), 소스 전류원(224), 싱크 전류원(225), 커패시터(226) 및 입력 전압 정보 생성부(227)을 포함한다. 인버터(221)는 게이트 신호(Vgs)의 레벨을 반전시켜 출력하고, 인버터(221)로부터 출력된 신호는 충전 스위치(222)의 스위칭 동작을 제어한다. 방전 스위치(223)는 게이트 신호(Vgs)에 따라 스위칭 동작이 제어된다. 구체적으로, 충전 스위치(222) 및 방전 스위치(223)는 하이 레벨의 신호에 의해 턴 온되고, 로우 레벨의 신호에 의해 턴 오프된다. 게이트 신호(Vgs)가 하이 레벨인 경우, 방전 스위치(223)는 턴 온되고, 충전 스위치(222)는 턴 오프된다. 게이트 신호(Vgs)가 로우 레벨인 경우, 방전 스위치(223)는 턴 오프되고, 충전 스위치(222)는 턴 온된다. 커패시터(226)는 방전 스위치(223)가 턴 온되고 충전 스위치(222)가 턴 오프되면, 싱크 전류원(225)에 연결된다. 커패시터(226)는 방전 스위치(223)가 턴 오프되고 충전 스위치(222)가 턴 온되면, 소스 전류원(224)에 연결된다. 커패시터(226)가 싱크 전류원(225)에 연결되면, 싱크 전류(ISI)에 의해 방전된다. 그러면 체크 신호(CHS)의 전압이 하강한다. 커패시터(226)가 소스 전류원(224)에 연결되면, 소스 전류(ISO)에 의해 충전된다. 그러면 체크 신호(CHS)의 전압이 상승한다. 따라서 전력 스위치(11)가 턴 온 되어 있는 기간 동안, 게이트 신호(Vgs)는 하이 레벨이므로, 체크 신호(CHS)는 감소하고, 전력 스위치(11)가 턴 오프 되어 있는 기간 동안, 게이트 신호(Vgs)는 로우 레벨이므로, 체크 신호(CHS)는 증가한다. 입력 전압 정보 생성부(227)는 체크 신호(CHS)의 레벨을 감지하여 입력 전압(Vin)을 추정하여, 추정 결과에 따른 입력 전압 정보(IVT)를 생성한다.

본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 회로(1)는 출력 전압(Vout)이 일정하게유지되도록 제어된다. 출력 전압(Vout)이 증가하면, 분배 전압(Vd)이 증가하고, 오차 증폭 신호(Vcon)가 감소한다. 램프 신호(Vramp)가 오차 증폭 신호(Vcon)에 도달하는 시간이 감소하고, PWM 비교기(231)가 하이 레벨의 오프 제어 신호(FC)를 보다 이른 시점에 생성한다. 그러면, 전력 스위치(11)의 듀티가 감소하여, 인덕터(L1)에 저장되는에너지가 감소한다. 전력 스위치(11)가 턴 오프되면, 다이오드(D1)를 통해 입력 전류(Iin)가 흐르고, 인덕터(L1)에 저장된 에너지가 감소하였으므로, 입력 전류(Iin)의 크기 역시 감소하여 커패시터(C1)를 충전시키는 전류가 감소한다. 다이오드(D1)가 차단되면, 커패시터(C1)는 방전되는데, 다이오드(D1)가 도통되어 있는 기간 동안 충전된 량이 감소하였으므로, 출력 전압(Vout)이 감소한다.

반대로, 출력 전압(Vout)이 감소하면, 분배 전압(Vd)이 감소하고, 오차 증폭 신호(Vcon)가 증가한다. 램프 신호(Vramp)가 오차 증폭 신호(Vcon)에 도달하는 시간이 증가하고, PWM 비교기(231)가 하이 레벨의 오프 제어 신호(FC)를 보다 늦은 시점에 생성한다. 그러면, 전력 스위치(11)의 듀티가 증가하여, 인덕터(L1)에 저장되는 에너지가 증가한다. 전력 스위치(11)가 턴 오프되면, 다이오드(D1)를 통해 입력 전류(Iin)가 흐르고, 인덕터(L1)에 저장된 에너지가 증가하였으므로, 입력 전 류(Iin)의 크기 역시 증가하여 커패시터(C1)를 충전시키는 전류가 증가한다. 다이오드(D1)가 차단되면, 커패시터(C1)는 방전되는데, 다이오드(D1)가 도통되어 있는 기간 동안 충전된 량이 증가하였으므로, 출력 전압(Vout)이 증가한다.

위에서 설명한 출력 전압(Vout)의 증감에 따른 듀티의 변화 및 듀티의 변화에 따른 출력 전압(Vout)의 증감은, 전력 스위치(11)의 한 스위칭 주기 단위로 발생하는 것이다. 결과적으로 출력 전압(Vout)은 일정하게 유지된다.

전력 스위치(11)의 듀티, 입력 전압 및 출력 전압간에는 아래 수학식 1과 같은 관계가 있다.

듀티(Duty)=1-(입력 전압(Vin)/출력 전압(Vout))

출력 전압(Vout)이 일정하게 유지되는 경우, 전력 스위치(11)의 듀티와 입력전압(Vin)은 역관계(inverse relation)이다.

도 3은 입력 교류 전원(AC)의 교류 전압(Vac), 부하 및 듀티의 관계를 수학식 1에 따라 산출한 결과를 나타낸 것이다.

입력 전압(Vin)은 정류된 사인파이므로, 입력 전압(Vin)이 최저 전압인 0일때에는 교류 전원(AC)의 교류 전압 크기에 관계 없이 듀티는 100%로 산출된다.

입력 전압(Vin)의 최대 값은 교류 전압의 크기에 따라 결정된다. 교류전압 115Vac일 때, 최고 전압은 163V이고, 교류전압 230Vac일 때, 최고 전압은 325V이다. 따라서 입력 전압(Vin)의 최대값은 각각 163V 및 325V가 된다. 역률 보상 회로(1)의 출력단에 연결된 부하가 100% 부하 및 25% 부하일 때, 입력 전압(Vin)에 따른 듀티를 측정하면, 도 3의 표와 같다.

이와 같이 교류 전압 115Vac인 경우 듀티는 50%이상이고, 교류 전압 230Vac인 경우, 듀티는 50%보다 작다. 동일한 부하 조건에서 입력 전압(Vin)이 낮을 때 듀티가 증가한다. 본 발명의 실시 예에 따른 입력 전압 정보 생성부(227)는 이런 관계를 이용하여 입력 전압 정보(IVT)를 생성한다.

즉, 듀티가 증가할수록 게이트 신호(Vgs)가 하이 레벨인 기간이 증가하고, 방전 스위치(223)의 온 상태 기간이 증가한다. 따라서 커패시터(226)가 방전되는 기간이 증가하므로, 체크 신호(CHS)의 전압 범위가 전체적으로 감소한다. 반대로 듀티가 감소할수록 게이트 신호(Vgs)가 로우 레벨인 기간이 증가하고, 충전 스위치(222)의 온 상태 기간이 증가한다. 따라서 커패시터(226)가 충전되는 기간이 증가하므로, 체크 신호(CHS)의 전압 범위가 전체적으로 증가한다.

입력 전압 정보 생성부(227)는 체크 신호(CHS)의 전압 범위를 추정하고, 추정된 전압 범위에 대응하는 입력 전압 정보(IVT)를 생성한다. 본 발명의 실시 예에 따른 입력 전압 정보 생성부(227)는 듀티 50%를 기준으로 체크 신호(CHS)를 구분한다. 입력 전압 정보 생성부(227)는 체크 신호(CHS)의 전압 범위가 듀티 50% 초과를 나타내는 경우 낮은 입력 전압을 나타내는 입력 전압 정보(IVT)를 생성하고, 체크 신호(CHS)의 전압 범위가 듀티 50% 미만을 나타내는 경우 높은 입력 전압을 나타내는 입력 전압 정보(IVT)를 생성한다.

도 4는 듀티 53%~79%일 때, 듀티의 변화 및 체크 신호(CHS)를 나타낸 도면이다.

도 5은 듀티 53%~66%일 때, 듀티의 변화 및 체크 신호(CHS)를 나타낸 도면이다. 도 4 및 5에 도시된 바와 같이, 체크 신호(CHS)는 듀티 50% 초과인 경우 접지 전압에 가까운 전압 범위를 가진다. 입력 전압 정보 생성부(227)는 체크 신호(CHS)가 접지 전압 범위를 가지면, 낮은 입력 전압을 나타내는 입력 전압 정보(IVT)를 생성한다.

도 6은 듀티 17%~29%일 때, 듀티의 변화 및 체크 신호(CHS)를 나타낸 도면이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 체크 신호(CHS)는 듀티 50% 미만인 경우 최대 체크 전압(MCV)에 도달한다. 이때, 최대 체크 전압(MCV)란, 충전 전류원(224)에 의해 커패시터(226)에 충전시킬 수 있는 최대 체크 전압(MCV)이다. 입력 전압 정보 생성부(227)는 체크 신호(CHS)가 최대 체크 전압(MCV)에 도달하면, 높은 입력 전압을 나타내는 입력 전압 정보(IVT)를 생성한다.

도 7은 듀티 17%~58%일 때, 듀티의 변화 및 체크 신호(CHS)를 나타낸 도면이다. 듀티가 50%를 기준으로 변화하는 경우, 단위 기간(T11) 동안, 듀티 50% 미만인 기간(T2)이 듀티 50% 초과인 기간(T1)보다 길면, 체크 신호(CHS)는 최대 체크 전압(MCV)에 도달하는 기간(T3)이 발생한다. 입력 전압 정보 생성부(227)는 체크 신호(CHS)가 최대체크 전압(MCV)에 도달하는 기간이 존재하면, 높은 입력 전압을 나타내는 입력 전아 정보(IVT)를 생성한다.

도 8은 듀티 48%~57%일 때, 듀티의 변화 및 체크 신호(CHS)를 나타낸 도면이다. 듀티가 50%를 기준으로 변화하는 경우, 단위 기간(T12) 동안, 듀티 50% 미만인 기간(T4)이 듀티 50% 초과인 기간(T5)보다 짧으면, 체크 신호(CHS)는 접지 전압에 가까운 전압 범위를 가진다. 입력 전압 정보 생성부(227)는 체크 신호(CHS)가 접지 전압에 가까운 전압 범위를 가지므로, 낮은 입력 전압을 나타내는 입력 전아 정보(IVT)를 생성한다.

이와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 입력 전압 정보 생성부(227)는 체크 신호(CHS)의 전압 범위를 추정하여 입력 전압 정보(IVT)를 생성한다. 그러면, 듀티에 따라 입력 전압(Vin)의 높고 낮음을 알 수 있다.

도 9a 및 도 9b는 종래 역률 보상 회로에서 본 발명의 실시예의 입력 전압, 입력 전류, 램프 신호 및 오차 증폭 신호에 대응하는 각 신호를 나타낸 도면이다. 이하, 종래 역률 보상 회로와 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 회로간의 비교를 위해 종래 역률 보상 회로의 각 신호를 본 발명의 실시 예와 동일한 용어를 사용하여 나타낸다.

도 9a 및 9b에 도시된 바와 같이, 입력 전압(Vin)의 최고치가 증가하면, 입력 전류(Iin)의 최고치는 입력 전압(Vin)이 증가한 비율의 제곱의 비율로 감소한다. 즉, 입력 전압(Vin)의 최고치가 3배 증가하면, 입력 전류(Iin)의 최고치는 입력전류는 1/3이 되며, 전력 스위치의 턴 온 시간은

로 감소한다. 전력 스위치의 턴 온 시간은 인덕터 전류를 인덕터 전압으로 나눈 값에 따라 결정된다. 즉, 입력 전압(Vin)이 3배 증가하면, 인덕터의 양단 전압 역시 3배 증가하고, 입력 전류(Iin)이 1/3으로 감소하면, 인덕터 전류 역시 1/3로 감소한다. 따라서 전력 스위치의 턴 온 시간은

로 감소한다. 기간 TON1 동안 증가하던 램프 신호(Vramp1) 가 오차 증폭 신호(Vcon1)에 도달하면, 전력 스위치가 턴 오프되고, 인덕터 전류(IL1)는 더 이상 흐르지 않는다. 또한, 기간 TON2 동안 증가하던 램프 신호(Vramp2)가 오차 증폭 신호(Vcon2)에 도달한 시점에 전력 스위치가 턴 오프되고, 인덕터 전류(IL2))는 더 이상 흐르지 않는다. 종래 역률 보상 회로에서 램프 신호(Vramp1, Vramp2)의 기울기는 일정한다. 입력 전류(Iin)의 최고치가 감소하면, 오차 증폭 신호(Vcon)의 범위가 오차 증폭 신호(Vcon) 범위 1에서 오차 증폭 신호(Vcon) 범위 2로 감소한다. 종래 역률 보상 회로에서는 입력전압(Vin이 높고 부하가 낮은 경우(도 9b의 기간 T21) 오차 증폭 전압(Vcon2)이 스위칭이 되지 않는 버스트 임계치 레벨까지 떨어진다. 그러면, 전력 스위치(11)가 스위칭을 하는 구간과 쉬는 구간이 발생하는 버스트 모드(burst mode)로 동작한다. 버스트 모드에서는 스위칭을 쉬는 구간 때문에 입력 전류의 모양을 사인파 형태로 유지될 수 없다. 그러면 역률개선 효과가 현저히 저하된다.

본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 회로는 입력 전압 정보(IVT)에 따라 오차 증폭 신호(Vcon) 및 램프 신호(Vramp)가 변동하므로, 이런 문제점을 해결할 수 있다.

도 10a 및 10b는 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 회로에서 입력 전압,입력 전류, 램프 신호 및 오차 증폭 신호의 전압 범위를 나타낸 것이다.

먼저 입력 전압(Vin)의 최고치가 증가하여도, 도 10b에 도시된 바와 같이, 경부하 오차 증폭 신호(Vcon)가 버스트 임계치 이하로 감소하지 않는다. 즉, 오차 증폭 신호(Vcon)의 범위(Vcon 범위 4)가 도 9b에 도시된 종래 오차 증폭 신 호(Vcon)의 범위(Vcon 범위 2)에 비해 상향 증폭된다. 따라서 역률 보상 회로가 버스트 모드로 동작하지 않으므로, 입력 전류(Iin)의 파형이 사인파로 유지된다.

램프 신호(Vramp4)의 기울기는 역시 램프 신호(Vramp3)에 비해 증가된다. 이는 전력 스위치(11)의 온 타임(TON4)을 유지하기 위한 것으로 오차 증폭 신호(Vcon)의 변화에 대응하여 램프 신호(Vramp4)의 기울기도 증가시키는 것이다.

이와 같이, 역률 보상 회로는 입력 전압에 대한 정보가 필요하다. 이는 한 예시에 지나지 않으며, 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 회로의 입력 전압 정보(IVT)가 다양하게 사용될 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 회로는 듀티를 이용하여 입력 전압을 추정하므로, 입력 전압을 전달받기 위한 별도의 핀이 필요없고, 입력 전압을 측정하기 위해 발생하는 전력 소비도 방지할 수 있다.

지금까지 본 발명의 실시 예에서는 게이트 신호(Vgs)를 이용하여 듀티 정보를 생성하는 것으로 설명하였으나, 이외 듀티를 제어하는 모든 신호를 사용할 수 있다. 구체적으로 듀티를 감지하기 위해 PWM 플립플롭(233)의 출력 신호, 온 제어 신호 및 오프 제어 신호 중 하나이다.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 입력 전압 검출 장치를 포함하는 역률 보상 회로(1)를 나타낸 도면이다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 입력 전압 추정부(22)를 나타낸 도면이다.

도 3은 입력 전압, 부하 및 듀티의 관계를 표로나타낸 것이다.

도 5은 듀티 53%~66%일 때, 듀티의 변화 및 체크 신호(CHS)를 나타낸 도면이다.

도 6은 듀티 17%~29%일 때, 듀티의 변화 및 체크 신호(CHS)를 나타낸 도면이다.

도 7은 듀티 17%~58%일 때, 듀티의 변화 및 체크 신호(CHS)를 나타낸 도면이다.

도 8은 듀티 48%~57%일 때, 듀티의 변화 및 체크 신호(CHS)를 나타낸 도면이다.

도 9a 및 도 9b는 종래 역률 보상 회로에서 본 발명의 실시예의 입력 전압, 입력 전류, 램프 신호 및 오차 증폭 신호에 대응하는 각 신호를 나타낸 도면이다.

도 11은 일반적인 경계 전도 모드 역률 보상 회로의 인덕터 전류 및 입력 전 류를 나타낸 도면이다.

Claims

입력 전압을 전달받아, 출력 전력을 공급하는 인덕터;

상기 인덕터에 연결되어, 상기 인덕터에 흐르는 입력 전류를 제어하는 전력 스위치; 및

상기 출력 전력의 출력 전압에 대한 정보 및 상기 인덕터 전압에 대한 정보를 입력받아 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하고, 상기 전력 스위치의 듀티에 따라 상기 입력 전압을 추정하는 역률 보상 제어부를 포함하는 역률 보상 회로.
제1항에 있어서,

상기 역률 보상 제어부는,

상기 듀티에 따라 증감하는 체크 신호를 생성하고, 상기 체크 신호의 전압 범위에 따라 입력 전압에 대한 정보를 나타내는 입력 전압 정보를 생성하는 입력 전압 정보 생성부를 포함하는 역률 보상 회로.
제2항에 있어서,

상기 입력 전압 정보 생성부는,

상기 듀티에 대응하는 신호에 따라 스위칭 동작하는 방전 스위치;

상기 듀티에 대응하는 신호가 반전된 반전 신호에 따라 스위칭 동작하는 충 전 스위치;

상기 방전 스위치 및 상기 충전 스위치가 연결되는 접점에 일단이 연결되어상기 체크 신호를 생성하는 커패시터; 및

상기 체크 신호의 전압 범위에 따라 상기 입력 전압 정보를 생성하는 입력 전압 정보 생성부를 포함하는 역률 보상 회로.
제3항에 있어서,

상기 듀티에 대응하는 신호는 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 신호 역률 보상 회로.
제3항에 있어서,

상기 입력 전압 정보 생성부는,

상기 체크 신호가 접지 전압에 가까운 전압 범위를 가지면 상기 입력 전압이 낮음을 나타내는 입력 전압 정보를 생성하고,

상기 체크 신호가 최대 체크 전압에 도달하는 기간이 발생하면, 상기 입력 전압이 높음을 나타내는 입력 전압 정보를 생성하는 역률 보상 회로.
제1항에 있어서,

상기 역률 보상 제어부는,

상기 출력 전압에 대응하는 분배 전압과 상기 입력 전압에 따라 적어도 두 개의 오차 기준 전압 중 대응하는 하나의 오차 기준 전압간의 차를 증폭하여 오차 증폭 신호를 생성하는 오차 증폭부;

상기 입력 전압에 대응하는 기울기를 가지는 램프 신호를 생성하는 램프 신호 생성부; 및

상기 램프 신호 및 상기 오차 증폭 신호를 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프시키고, 상기 인덕터 전압에 대한 정보에 따라 상기 전력 스위치의 턴 온을 결정하는 PWM 제어부를 더 포함하는 역률 보상 회로.
제6항에 있어서,

상기 램프 신호 생성부는,

적어도 두 개의 전류원;

커패시터; 및

상기 적어도 두 개의 전류원 각각과 상기 커패시터 사이에 연결되어 있는 적어도 두 개의 스위치를 포함하고,

상기 적어도 두 개의 스위치 중 하나는 상기 전력 스위치가 턴 온되어 있는 기간 동안 턴온되고, 적어도 다른 하나는 상기 입력 전압에 따라 스위칭 동작하는 역률 보상 회로.
제7항에 있어서,

상기 입력 전압이 높으면 상기 다른 하나의 스위치가 턴 온 되는 역률 보상 회로.
제6항에 있어서,

상기 인덕터 전압에 대한 정보에 대응하는 보조 전압이 소정의 기준 전압 이하가 되면 상기 전력 스위치를 턴 온 시키기 위한 온 제어 신호를 생성하는 온 제어 신호 생성부;

상기 램프 신호와 상기 오차 증폭 신호를 비교하여 비교 결과에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키기 위한 오프 제어 신호를 생성하는 PWM 비교기;

상기 온 제어 신호 및 오프 제어 신호에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하기 위한 게이트 구동부 제어 신호를 생성하는 PWM 플립플롭; 및

상기 게이트 구동부 제어 신호에 따라 상기 전력 스위치를 스위칭 시키는 게이트 신호를 생성하는 게이트 구동부를 포함하는 역률 보상 회로.
제9항에 있어서,

상기 보조 전압은 상기 인덕터에 대해 소정의 권선비를 가지고, 상기 인덕터에 커플링 되어 있는 보조 인덕터의 전압인 역률 보상 회로.
제9항에 있어서,

상기 듀티는 상기 온 제어 신호, 상기 오프 제어 신호, 상기 게이트 구동부 제어 신호 및 상기 게이트 신호 중 어느 하나를 이용하여 감지하는 역률 보상 회 로.
입력 전압을 전달받아, 출력 전력을 공급하는 인덕터 및 상기 인덕터에 연결되어, 상기 인덕터에 흐르는 입력 전류를 제어하는 전력 스위치를 포함하는 역률 보상 회로의 구동 방법에 있어서,

상기 출력 전력의 출력 전압에 대한 정보 및 상기 인덕터 전압에 대한 정보를 입력받아 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 단계; 및

상기 전력 스위치의 듀티에 따라 상기 입력 전압을 추정하는 단계를 포함하는 역률 보상 회로의 구동 방법.
제12항에 있어서,

상기 입력 전압을 추정하는 단계는,

상기 듀티에 따라 증감하는 체크 신호를 생성하는 단계; 및

상기 체크 신호의 전압 범위에 따라 입력 전압을 추정하는 단계를 포함하는 역률 보상 회로의 구동 방법.
제13항에 있어서,

상기 체크 신호를 생성하는 단계는,

상기 전력 스위치가 도통되어 있는 기간 동안 상기 체크 신호를 감소시키는단계; 및

상기 전력 스위치가 차단되어 있는 기간 동안 상기 체크 신호를 증가시키는단계를 포함하는 역률 보상 회로의 구동 방법.
제14항에 있어서,

상기 입력 전압을 추정하는 단계는,

상기 체크 신호가 접지 전압에 가까운 전압 범위를 가지면 상기 입력 전압이 낮다고 판단하는 단계; 및

상기 체크 신호가 최대 체크 전압에 도달하는 기간이 발생하면, 상기 입력 전압이 높다고 판단하는 단계를 포함하는 역률 보상 회로의 구동 방법.
제12항에 있어서,

상기 스위칭 동작을 제어하는 단계는,

상기 출력 전압에 대응하는 분배 전압과 상기 입력 전압에 따라 적어도 두 개의 오차 기준 전압 중 대응하는 하나의 오차 기준 전압간의 차를 증폭하여 오차 증폭 신호를 생성하는 단계;

상기 입력 전압에 대응하는 기울기를 가지는 램프 신호를 생성하는 단계;

상기 램프 신호 및 상기 오차 증폭 신호를 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프시키는 단계; 및

상기 인덕터 전압에 대한 정보에 따라 상기 전력 스위치의 턴 온 시키는 단계를 포함하는 역률 보상 회로의 구동 방법.
제16항에 있어서,

상기 전력 스위치의 턴 온을 결정하는 단계는,

상기 인덕터 전압에 대한 정보에 대응하는 보조 전압이 소정의 기준 전압 이하가 된 후, 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 단계를 포함하는 역률 보상 회로의 구동 방법.