CN112217390A

CN112217390A - 一种基于可控电流源的快速动态响应crm升压pfc变换器

Info

Publication number: CN112217390A
Application number: CN202010870920.4A
Authority: CN
Inventors: 李家镇; 姚凯; 王泽松; 刘乐; 刘劲滔; 杨坚; 高阳
Original assignee: Nanjing University of Science and Technology
Current assignee: Nanjing University of Science and Technology
Priority date: 2020-08-26
Filing date: 2020-08-26
Publication date: 2021-01-12

Abstract

本发明公开了一种基于可控电流源的快速动态响应CRM(Critical conduction mode,临界导通模式)升压PFC(Power factor correction,功率因数校正)变换器，包括主功率电路和控制电路，其中控制电路包括可控线性电流源电路、除法器、输出电流采样电路、输出电压误差放大器、驱动电路、RS触发器、比较器和锯齿波电压信号产生电路。电压型CRM升压PFC变换器通过输出电压误差放大器产生一个误差放大信号v _ea与锯齿波发生交截来产生开关管的关断信号，控制变换器导通时间。本发明利用可控线性电流源电路，当检测到负载变化时，改变可控线性电流源电路输出电流I _dc大小，在v _ea几乎无改变的情况下改变开关管导通时间，使变换器快速进入新的稳态。本发明加快了电压型CRM升压PFC变换器的动态响应速度，超调量理论为零。

Description

一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器

技术领域

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别是一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器。

背景技术

为了改善PFC变换器的动态响应。目前学术界提出了以下几种方法：第一种是负载电流前馈和输入电压前馈，分别用以给负载和输入电压提供快速补偿，以有效降低输出电压的动态过冲。然而能提供精准补偿的最优前馈增益的选取需要对PFC变换器进行精确的建模；第二种是滑膜控制，但是滑模控制下调节时间仍取决于输出电压环参数配置，并未缩短，而且该方法可能引起输入电流的畸变；第三种是在检测到的输出电压送入误差调节器前消去其纹波分量，但是此种方法的纹波消除电路较为复杂。本发明提出一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器，其控制电路简单，动态响应速度快，超调量理论上能为零。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器，在电压型CRM升压PFC变换器加入电流采样电路和可控线性电流源电路，在负载变化时快速改变变换器的主功率开关管导通时间，使变换器达到新的稳态，加快了变换器的动态响应速度，同时减小了超调量。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，其中主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电感L_b、零电流检测绕组L_z、零电流检测电阻R_z、主功率开关管Q_b、主功率二极管D_b、输出电流采样电阻R_so、滤波电容C_o和负载R_Ld；控制电路包括可控线性电流源电路、除法器、输出电流采样电路、输出电压误差放大器、驱动电路、RS触发器、比较器和锯齿波电压信号产生电路；所述主功率电路分别与输出电流采样电路、输出电压误差放大器、驱动电路、RS触发器连接，输出电流采样电路与除法器连接，除法器与可控线性电流源电路连接，可控线性电流源电路与锯齿波电压信号产生电路连接，锯齿波电压信号产生电路与RS触发器、比较器连接，比较器与输出电压误差放大器、RS触发器连接，RS触发器与驱动电路连接。

进一步地，所述主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电感L_b、零电流检测绕组L_z、零电流检测电阻R_z、主功率开关管Q_b、主功率二极管D_b、输出电流采样电阻R_so、滤波电容C_o和负载R_Ld；所述输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出端口与LC滤波器的输入端口连接、LC滤波器的输出端口负极为参考电位零点，LC滤波器的输出端口正极与主电感L_b的一端连接，主电感L_b另一端分别接入主功率开关管Q_b的漏极和主功率二极管D_b的阳极，主电感L_b与零电流检测绕组L_z同向耦合在一磁芯上，电流检测绕组L_z的一端与零电流检测电阻R_z连接，电流检测绕组L_z的另一端为参考电位零点，主功率二极管D_b的阴极分别与滤波电容C_o的一端和输出电流采样电阻R_so的一端连接，滤波电容C_o的另一端连接参考电位零点，输出电流采样电阻R_so的另一端连接负载R_Ld的一端，负载R_Ld的另一端连接参考电位零点负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；所述主功率电路的输出电流采样电阻R_so的两端与输出电流采样电路连接，主功率电路的负载R_Ld的一端与输出电压误差放大器连接，主功率电路的主功率开关管Q_b的栅极与驱动电路连接，主功率电路的零电流检测电阻R_z与RS触发器连接。

进一步地，所述输出电流采样电路的两输入端口分别与主功率电路的输出电流采样电阻R_so两端口连接，输出电压误差放大器的输入端口与主功率电路的负载R_Ld的一端连接，驱动电路的输出端与主功率电路的主功率开关管Q_b的栅极相连，RS触发器的一输入端与主功率电路的零电流检测电阻R_z连接，输出电流采样电路的输出端与除法器的一输入端连接，除法器的另一输入端与+V_B电压连接，除法器的输出端与可控线性电流源电路的输入端连接，可控线性电流源电路的输出端与锯齿波电压信号产生电路的输入端连接，锯齿波电压信号产生电路的另一输入端与RS触发器的一输出端连接，锯齿波电压信号产生电路的输出端与比较器的输入端连接，比较器的另一输入端与输出电压误差放大器的输出端连接，比较器的输出端与RS触发器的另一输入端连接，RS触发器的另一输出端与驱动电路的输入端连接。

进一步地，所述可控线性电流源电路包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第一电流采样电阻R_s、第二运算放大器IC2、第四运算放大器IC4和第二开关Q₂；第三电阻R₃的一端与第一电流采样电阻R_s的一端、锯齿波电压信号产生电路的输入端连接，第四电阻R₄的一端与第一电流采样电阻R_s的另一端连接、第二开关Q₂的源极连接，第三电阻R₃的另一端分别与第五电阻R₅的一端、第二运算放大器IC2的“-”端连接，第四电阻R₄的另一端与第六电阻R₆的一端、第二运算放大器IC2的“+”端连接，第六电阻R₆的另一端与参考地连接，第二运算放大器IC2的输出端与第五电阻R₅的另一端、第四运算放大器IC4的“-”端连接，第四运算放大器IC4的“+”端与除法器的输出端口连接，第四运算放大器IC4的输出端与第七电阻R₇的一端连接，第七电阻R₇的另一端与第二开关Q₂的栅极连接，第八电阻R₈的一端与第二开关Q₂的漏极连接，第八电阻R₈的另一端接VCC电压；锯齿波电压信号产生电路包括第一开关管Q₁和充电电容C_T；第一开关管Q₁的栅极与RS触发器的一输出端连接，第一开关管Q₁的漏极与充电电容C_T的一端、可控线性电流源电路的输出端、比较器的输入端连接，第一开关管Q₁的源极与参考地连接，充电电容C_T的另一端与参考地连接。

进一步地，所述输出电流采样电路包括第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂和第三运算放大器IC3；第十电阻R₁₀的一端与主功率电路的输出电流采样电阻R_so的一端连接，第十一电阻R₁₁的一端与主功率电路的输出电流采样电阻R_so的另一端连接，第十电阻R₁₀的另一端与第九电阻R₉的一端、第三运算放大器IC3的“-”端连接，第十一电阻R₁₁的另一端与第十二电阻R₁₂的一端与第三运算放大器IC3的“+”端连接，第十二电阻R₁₂的另一端与参考地连接，第九电阻R₉的另一端与第三运算放大器IC3的输出端、除法器一输入端连接。

进一步地，所述输出电压误差放大器包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、补偿电容C_COMP、补偿电阻R_COMP和第一运算放大器IC1；第一电阻R₁的一端与主功率电路的负载R_Ld的一端连接，第一电阻R₁的另一端与第二电阻R₂的一端、补偿电阻R_COMP的一端、第一运算放大器IC1的“-”端连接，第二电阻R₂的另一端与参考地连接，第一运算放大器IC1的“+”端与+2.5V电压连接，补偿电阻R_COMP的另一端与补偿电容C_COMP的一端连接，补偿电容C_COMP的另一端与第一运算放大器IC1的输出端、比较器的输入端连接。

进一步地，所述输出电流采样电路中满足R₁₀/R₉＝R₁₁/R₁₂，可控线性电流源电路中满足R₃/R₅＝R₄/R₆，除法器满足B点电压为定值V_B＝I_{o_fullload}·R_so·R₉/R₁₀，其中I_{o_fullload}为满载时输出电流值，输出电流I_o和给电容C_T充电的电流I_dc满足下式关系：

进一步地，所述输出电压误差放大器的第一运算放大器IC1、可控线性电流源电路的第二运算放大器IC2和第四运算放大器IC4、输出电流采样电路的第三运算放大器IC3选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器芯片；所述比较器选用LM293或LM393等型号的比较器芯片；所述RS触发器选用SN74LS279N等型号的RS触发器芯片；所述驱动电路选用TLP250型号的驱动芯片或采用图腾柱驱动电路；所述除法器选用AD534或AD633等除法器芯片。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：1、在不影响***稳定性的前提下加快动态响应速度，理论上动态响应时间为零；2、减小输出电压超调量，理论上超调量为零，避免了在负载切换时因输出电压波动造成的危害；3、功率因数高，稳态工作时，理论功率因数为1。

附图说明

图1是本发明实施例中基于线性电源的快速动态响应CRM升压PFC变换器主功率电路结构及控制结构示意图。

图2是本发明实施例中单相CRM升压PFC变换器主电路图。

图3是本发明实施例中CRM工作模式下一个开关周期内电感电流的波形图。

图4是本发明实施例中传统电压型CRM升压PFC变换器控制原理图。

图5是本发明实施例中基于线性电源的快速动态响应CRM升压PFC变换器的仿真图。

上述图中的主要符号名称：v_in、电源电压。i_in、输入电流。RB、整流桥。v_g、整流后的输出电压。i_g、LC滤波器后的输出电流。L_b、主功率电感。L_z、零电流检测绕组。v_Lb、主功率电感电压。R_z、零电流检测电阻。Q_b、主功率开关管。D_b、主功率二极管。C_o、输出滤波电容。R_so、输出电流采样电阻。R_Ld、负载。V_o、输出电压。I_o、输出电流。v_gs、主功率开关管驱动电压。i_Lb、主功率电感电流。i_{Lb_pk}、主功率电感电流峰值。t_on、主功率开关管导通时间。t_off、主功率开关管关断时间。T_s、主功率开关管开关周期。ZCD、零电流检测。

具体实施方式

下面将结合说明书附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

1CRM升压PFC变换器的工作原理

单相CRM升压PFC变换器主电路如图2所示，包括交流电压源v_in、EMI滤波器、输入整流桥、升压电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、输出电容C_o和负载电阻R_Ld。为了便于分析，做出如下理想情况的假设：1)主电路中所有器件均为理想元件；2)输入电压为纯净无畸变的正弦波；3)输出电压纹波很小，与其直流量相比可以忽略不计；4)开关频率远大于输入电网频率。

图3给出了CRM工作模式下一个开关周期内电感电流的波形，有两个开关模态，1)开关管Q_b导通，二极管D_b截止：电感L_b两端电压为v_g，电感电流i_Lb由零开始以v_g/L_b的斜率线性增长到最大值i_{Lb_pk}，同时电解电容Co向负载提供能量；2)开关管Q_b截止，二极管D_b续流：电感L_b两端电压反向，电感电流i_Lb从其峰值i_{Lb_pk}开始以(V_o－v_g)/L_b的斜率线性下降到零。

变换器输入交流电压v_in和整流桥后的电压v_g表达式分别为

v_in＝V_m sinωt (1)

v_g＝V_m|sinωt| (2)

其中V_m和ω分别为输入电网电压的幅值和角频率。

开关周期内，电感电流峰值i_{Lb_pk}为

其中t_on为开关管Q_b的导通时间。

在每个开关周期内，根据L_b两端的伏秒面积平衡，可得Q_b的关断时间为

其中V_o为输出电压。

电感电流平均值i_{Lb_av}为

平均电感电流i_{Lb_av}即为整流后的输入电流，因此可得输入电流i_in表达式为

假设变换器的效率为1，由输入输出功率平衡可得P_in＝P_o。根据式(1)和(6)，即可求得半个工频周期内，输入输出功率的平均值为

由式(7)可得传统控制下，导通时间t_on的表达式为

2电压型控制与快速动态响应控制的原理

传统电压型CRM升压PFC变换器控制原理图如图4所示，输出电压V_o经过分压电阻R₁和R₂分压后与参考电压V_ref比较，再经过误差放大器，输出v_ea。v_ea与C点电压v_C比较，C点电压v_C由直流电流源I_dc给电容C_T充电产生，充电时长由与电容C_T并联的开关SW决定。比较器输出信号控制RS触发器复位，同时ZCD信号控制RS触发器置位。RS触发器的输出端控制主电路开关管，反相输出端控制开关SW。因此，电压型控制下，变换器的导通时间t_on为

由式(8)可知，在稳态即输入输出功率平衡时，导通时间t_on与输出功率P_o成正比。若负载从R_Ld1变切换为R_Ld2，即输出功率从P_o1变为P_o2，负载切换前后稳态对应的导通时间分别为t_on1和t_on2，其中P_o1/P_o2＝t_on1/t_on2＝R_Ld2/R_Ld1＝k。

由式(9)可知，在传统电压型控制的稳态下，导通时间t_on与电压误差放大器输出值v_ea值成正比。因此，C_T和I_dc值不变，当输出功率从P_o1变为P_o2，为了达到新的稳态，电压误差放大器其输出值从v_ea1连续缓慢变为v_ea2，对应导通时间从t_on1连续缓慢变为t_on2，其中P_o1/P_o2＝t_on1/t_on2＝v_ea1/v_ea2＝k。为了抑制变换器输出电压中含有的两倍工频纹波，减小输入电流的畸变，电压误差放大器的带宽一般都设计得比较小，因此传统电压型控制下的响应速度比较慢，动态时间长。

由式(9)可知，当输出功率从P_o1变为P_o2，在数个开关周期内，误差放大器的输出值v_ea基本无变化，此时若C_T值不变，I_dc值迅速变为原稳态值的k倍，则导通时间变为原稳态值的1/k倍，即导通时间从t_on1迅速变为t_on2，变换器进入新的稳态。前后两个稳态电压误差放大器的输出值v_ea相等，从而消除了电压误差放大器低带宽给动态响应造成的影响，提高了动态响应速度。

3基于线性电源的快速动态响应控制电路

结合图1，所述主功率电路1包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电感L_b、零电流检测绕组L_z、零电流检测电阻R_z、主功率开关管Q_b、主功率二极管D_b、输出电流采样电阻R_so、滤波电容C_o和负载R_Ld；所述输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出端口与LC滤波器的输入端口连接、LC滤波器的输出端口负极为参考电位零点，LC滤波器的输出端口正极与主电感L_b的一端连接，主电感L_b另一端分别接入主功率开关管Q_b的漏极和主功率二极管D_b的阳极，主电感L_b与零电流检测绕组L_z同向耦合在一磁芯上，电流检测绕组L_z的一端与零电流检测电阻R_z连接，电流检测绕组L_z的另一端为参考电位零点，主功率二极管D_b的阴极分别与滤波电容C_o的一端和输出电流采样电阻R_so的一端连接，滤波电容C_o的另一端连接参考电位零点，输出电流采样电阻R_so的另一端连接负载R_Ld的一端，负载R_Ld的另一端连接参考电位零点负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；所述主功率电路1的输出电流采样电阻R_so的两端与输出电流采样电路4连接，主功率电路1的负载R_Ld的一端与输出电压误差放大器5连接，主功率电路1的主功率开关管Q_b的栅极与驱动电路6连接，主功率电路1的零电流检测电阻R_z与RS触发器7连接。

进一步地，所述输出电流采样电路4的两输入端口分别与主功率电路1的输出电流采样电阻R_so两端口连接，输出电压误差放大器5的输入端口与主功率电路1的负载R_Ld的一端连接，驱动电路6的输出端与主功率电路1的主功率开关管Q_b的栅极相连，RS触发器7的一输入端与主功率电路1的零电流检测电阻R_z连接，输出电流采样电路4的输出端与除法器3的一输入端连接，除法器3的另一输入端与+V_B电压连接，除法器3的输出端与可控线性电流源电路2的输入端连接，可控线性电流源电路2的输出端与锯齿波电压信号产生电路9的输入端连接，锯齿波电压信号产生电路9的另一输入端与RS触发器7的一输出端连接，锯齿波电压信号产生电路9的输出端与比较器8的输入端连接，比较器8的另一输入端与输出电压误差放大器5的输出端连接，比较器8的输出端与RS触发器7的另一输入端连接，RS触发器7的另一输出端与驱动电路6的输入端连接。

进一步地，所述可控线性电流源电路2包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第一电流采样电阻R_s、第二运算放大器IC2、第四运算放大器IC4和第二开关Q₂；第三电阻R₃的一端与第一电流采样电阻R_s的一端、锯齿波电压信号产生电路9的输入端连接，第四电阻R₄的一端与第一电流采样电阻R_s的另一端连接、第二开关Q₂的源极连接，第三电阻R₃的另一端分别与第五电阻R₅的一端、第二运算放大器IC2的“-”端连接，第四电阻R₄的另一端与第六电阻R₆的一端、第二运算放大器IC2的“+”端连接，第六电阻R₆的另一端与参考地连接，第二运算放大器IC2的输出端与第五电阻R₅的另一端、第四运算放大器IC4的“-”端连接，第四运算放大器IC4的“+”端与除法器3的输出端口连接，第四运算放大器IC4的输出端与第七电阻R₇的一端连接，第七电阻R₇的另一端与第二开关Q₂的栅极连接，第八电阻R₈的一端与第二开关Q₂的漏极连接，第八电阻R₈的另一端接VCC电压；锯齿波电压信号产生电路9包括第一开关管Q₁和充电电容C_T；第一开关管Q₁的栅极与RS触发器7的一输出端连接，第一开关管Q₁的漏极与充电电容C_T的一端、可控线性电流源电路2的输出端、比较器8的输入端连接，第一开关管Q₁的源极与参考地连接，充电电容C_T的另一端与参考地连接。

进一步地，所述输出电流采样电路4包括第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂和第三运算放大器IC3；第十电阻R₁₀的一端与主功率电路1的输出电流采样电阻R_so的一端连接，第十一电阻R₁₁的一端与主功率电路1的输出电流采样电阻R_so的另一端连接，第十电阻R₁₀的另一端与第九电阻R₉的一端、第三运算放大器IC3的“-”端连接，第十一电阻R₁₁的另一端与第十二电阻R₁₂的一端与第三运算放大器IC3的“+”端连接，第十二电阻R₁₂的另一端与参考地连接，第九电阻R₉的另一端与第三运算放大器IC3的输出端、除法器3一输入端连接。

进一步地，所述输出电压误差放大器5包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、补偿电容C_COMP、补偿电阻R_COMP和第一运算放大器IC1；第一电阻R₁的一端与主功率电路1的负载R_Ld的一端连接，第一电阻R₁的另一端与第二电阻R₂的一端、补偿电阻R_COMP的一端、第一运算放大器IC1的“-”端连接，第二电阻R₂的另一端与参考地连接，第一运算放大器IC1的“+”端与+2.5V电压连接，补偿电阻R_COMP的另一端与补偿电容C_COMP的一端连接，补偿电容C_COMP的另一端与第一运算放大器IC1的输出端、比较器8的输入端连接。

进一步地，所述输出电压误差放大器5产生其输出值v_ea，并调节v_ea使变换器稳定工作；负载发生变换时，如负载从R_Ld变为k·R_Ld，负载切换瞬间输出电压V_o不变，输出电流从I_o变为I_o/k；所述输出电流采样电路3中满足R₁₀/R₉＝R₁₁/R₁₂，可控线性电流源电路2中满足R₃/R₅＝R₄/R₆，除法器3满足B点电压为定值V_B＝I_{o_fullload}·R_so·R₉/R₁₀，其中I_{o_fullload}为满载时输出电流值；从控制电路图可以看出输出电流I_o和给电容C_T充电的电流I_dc满足下式关系：

因此，当输出电流从I_o变为I_o/k时，给电容C_T充电的电流从I_dc变为k·I_dc；

变换器主功率开关管导通时间t_on和给电容C_T充电的电流I_dc的满足下式：

C_T·v_ea＝I_dc·t_on

因为从负载从R_Ld变为k·R_Ld到电容C_T充电的电流从I_dc变为k·I_dc所需要的时间极短，而电压补偿电路的输出值v_ea受自身带宽的影响，所以v_ea可以认为不变；因此主功率开关管导通时间从t_on变为t_on/k；变换器的输入功率为：

因此输入功率从P_in变为P_in/k；

综上所述，当负载从R_Ld变为k·R_Ld时，即输出功率从P_o变为P_o/k时，通过改变给电容C_T充电的电流从I_dc的大小，极短时间内可让输入功率从P_in变为P_in/k，达到功率平衡，变换器进入新的稳态，达到加快动态响应的目的，同时超调量极小。

进一步地，所述输出电压误差放大器5的第一运算放大器IC1、可控线性电流源电路2的第二运算放大器IC2和第四运算放大器IC4、输出电流采样电路4的第三运算放大器IC3选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器芯片；所述比较器8选用LM293或LM393等型号的比较器芯片；所述RS触发器7选用SN74LS279N等型号的RS触发器芯片；所述驱动电路6选用TLP250型号的驱动芯片或采用图腾柱驱动电路；所述除法器3选用AD534或AD633等除法器芯片。

4仿真结果

图5给出基于线性电源的快速动态响应CRM升压PFC变换器的仿真结果，仿真参数具体如下：s输入电压：220VAC；输出电压：400V；输出功率：120W；升压电感：645uH；输入滤波电感：1.2mH；输入滤波电容：0.33μF，输出滤波电容：220μF。

结合图5，在0.305s时刻负载由满载切换至半载，输出电流由0.3A变为0.15A，在基于线性电源的快速动态响应控制下，电感电流和输入电流也在极短的时间内变为原值的半，变换器达到新的稳态，可见整个动态过程时间极短，输出电压基本无超调量；在0.455s时刻负载由半载切换至满载，输出电流由0.15A变为0.3A，在基于线性电源的快速动态响应控制下，电感电流和输入电流也在极短的时间内变为原值的两倍，变换器达到新的稳态，可见整个动态过程时间极短，输出电压基本无超调量。

Claims

1.一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器，其特征在于：包括主功率电路和控制电路，其中主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电感L_b、零电流检测绕组L_z、零电流检测电阻R_z、主功率开关管Q_b、主功率二极管D_b、输出电流采样电阻R_so、滤波电容C_o和负载R_Ld；控制电路包括可控线性电流源电路、除法器、输出电流采样电路、输出电压误差放大器、驱动电路、RS触发器、比较器和锯齿波电压信号产生电路；所述主功率电路分别与输出电流采样电路、输出电压误差放大器、驱动电路、RS触发器连接，输出电流采样电路与除法器连接，除法器与可控线性电流源电路连接，可控线性电流源电路与锯齿波电压信号产生电路连接，锯齿波电压信号产生电路与RS触发器、比较器连接，比较器与输出电压误差放大器、RS触发器连接，RS触发器与驱动电路连接；电压型CRM升压PFC变换器通过输出电压误差放大器产生一个电压信号v_ea与锯齿波电压信号交截产生开关管的关断信号，控制变换器导通时间；输出电流采样电路对负载电流进行采样，当检测到负载变化时，对应改变可控线性电流源电路输出电流I_dc大小，从而改变锯齿波电压信号产生电路种电容C_T上的电压斜率，在v_ea几乎无改变的情况下改变开关管导通时间，使变换器快速进入稳态。本发明加快了电压型CRM升压PFC变换器的动态响应速度，超调量理论上能为零。

2.根据权利要求1所述的一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器，其特征在于：所述主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电感L_b、零电流检测绕组L_z、零电流检测电阻R_z、主功率开关管Q_b、主功率二极管D_b、输出电流采样电阻R_so、滤波电容C_o和负载R_Ld；所述输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出端口与LC滤波器的输入端口连接、LC滤波器的输出端口负极为参考电位零点，LC滤波器的输出端口正极与主电感L_b的一端连接，主电感L_b另一端分别接入主功率开关管Q_b的漏极和主功率二极管D_b的阳极，主电感L_b与零电流检测绕组L_z同向耦合在一磁芯上，电流检测绕组L_z的一端与零电流检测电阻R_z连接，电流检测绕组L_z的另一端为参考电位零点，主功率二极管D_b的阴极分别与滤波电容C_o的一端和输出电流采样电阻R_so的一端连接，滤波电容C_o的另一端连接参考电位零点，输出电流采样电阻R_so的另一端连接负载R_Ld的一端，负载R_Ld的另一端连接参考电位零点负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；所述主功率电路的输出电流采样电阻R_so的两端与输出电流采样电路连接，主功率电路的负载R_Ld的一端与输出电压误差放大器连接，主功率电路的主功率开关管Q_b的栅极与驱动电路连接，主功率电路的零电流检测电阻R_z与RS触发器连接。

3.根据权利要求1所述的一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器，其特征在于：所述输出电流采样电路的两输入端口分别与主功率电路的输出电流采样电阻R_so两端口连接，输出电压误差放大器的输入端口与主功率电路的负载R_Ld的一端连接，驱动电路的输出端与主功率电路的主功率开关管Q_b的栅极相连，RS触发器的一输入端与主功率电路的零电流检测电阻R_z连接，输出电流采样电路的输出端与除法器的一输入端连接，除法器的另一输入端与+V_B电压连接，除法器的输出端与可控线性电流源电路的输入端连接，可控线性电流源电路的输出端与锯齿波电压信号产生电路的输入端连接，锯齿波电压信号产生电路的另一输入端与RS触发器的一输出端连接，锯齿波电压信号产生电路的输出端与比较器的输入端连接，比较器的另一输入端与输出电压误差放大器的输出端连接，比较器的输出端与RS触发器的另一输入端连接，RS触发器的另一输出端与驱动电路的输入端连接。

4.根据权利要求1所述的一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器，其特征在于：所述可控线性电流源电路包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第一电流采样电阻R_s、第二运算放大器IC2、第四运算放大器IC4和第二开关Q₂；第三电阻R₃的一端与第一电流采样电阻R_s的一端、锯齿波电压信号产生电路的输入端连接，第四电阻R₄的一端与第一电流采样电阻R_s的另一端连接、第二开关Q₂的源极连接，第三电阻R₃的另一端分别与第五电阻R₅的一端、第二运算放大器IC2的“-”端连接，第四电阻R₄的另一端与第六电阻R₆的一端、第二运算放大器IC2的“+”端连接，第六电阻R₆的另一端与参考地连接，第二运算放大器IC2的输出端与第五电阻R₅的另一端、第四运算放大器IC4的“-”端连接，第四运算放大器IC4的“+”端与除法器的输出端口连接，第四运算放大器IC4的输出端与第七电阻R₇的一端连接，第七电阻R₇的另一端与第二开关Q₂的栅极连接，第八电阻R₈的一端与第二开关Q₂的漏极连接，第八电阻R₈的另一端接VCC电压；锯齿波电压信号产生电路包括第一开关管Q₁和充电电容C_T；第一开关管Q₁的栅极与RS触发器的一输出端连接，第一开关管Q₁的漏极与充电电容C_T的一端、可控线性电流源电路的输出端、比较器的输入端连接，第一开关管Q₁的源极与参考地连接，充电电容C_T的另一端与参考地连接。

5.根据权利要求1所述的一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器，其特征在于：所述输出电流采样电路包括第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂和第三运算放大器IC3；第十电阻R₁₀的一端与主功率电路的输出电流采样电阻R_so的一端连接，第十一电阻R₁₁的一端与主功率电路的输出电流采样电阻R_so的另一端连接，第十电阻R₁₀的另一端与第九电阻R₉的一端、第三运算放大器IC3的“-”端连接，第十一电阻R₁₁的另一端与第十二电阻R₁₂的一端与第三运算放大器IC3的“+”端连接，第十二电阻R₁₂的另一端与参考地连接，第九电阻R₉的另一端与第三运算放大器IC3的输出端、除法器一输入端连接。

6.根据权利要求1所述的一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器，其特征在于：所述输出电压误差放大器包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、补偿电容C_COMP、补偿电阻R_COMP和第一运算放大器IC1；第一电阻R₁的一端与主功率电路的负载R_Ld的一端连接，第一电阻R₁的另一端与第二电阻R₂的一端、补偿电阻R_COMP的一端、第一运算放大器IC1的“-”端连接，第二电阻R₂的另一端与参考地连接，第一运算放大器IC1的“+”端与+2.5V电压连接，补偿电阻R_COMP的另一端与补偿电容C_COMP的一端连接，补偿电容C_COMP的另一端与第一运算放大器IC1的输出端、比较器的输入端连接。

7.根据权利要求1所述的一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器，其特征在于：所述输出电流采样电路中满足R₁₀/R₉＝R₁₁/R₁₂，可控线性电流源电路中满足R₃/R₅＝R₄/R₆，除法器满足B点电压为定值V_B＝I_{o_fullload}·R_so·R₉/R₁₀，其中I_{o_fullload}为满载时输出电流值，输出电流I_o和给电容C_T充电的电流I_dc满足下式关系：

8.根据权利要求1所述的一种基于可控电流源的快速动态响应CRM升压PFC变换器，其特征在于：所述输出电压误差放大器的第一运算放大器IC1、可控线性电流源电路的第二运算放大器IC2和第四运算放大器IC4、输出电流采样电路的第三运算放大器IC3选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器芯片；所述比较器选用LM293或LM393等型号的比较器芯片；所述RS触发器选用SN74LS279N等型号的RS触发器芯片；所述驱动电路选用TLP250型号的驱动芯片或采用图腾柱驱动电路；所述除法器选用AD534或AD633等除法器芯片。