KR20100074185A - 모바일 역량을 지닌 고선명 텔레비전 송신 - Google Patents

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KR20100074185A
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Abstract

모바일 핸드헬드 송신을 위해 적응된 ATSC 표준에 따라 동작하는 인코더와 디코더 사이의 신호 통신을 처리하기 위한 방법 및 아키텍처가 개시된다. 이 방법 및 장치는 패킷 ID와 훈련 시퀀스들에 코드 속도 식별자들을 삽입하는 것, 훈련 시퀀스로서 첩 시퀀스를 사용하는 것, 및 데이터가 다수의 코드 속도에 따라 인코딩되는 단일 버스트에서 데이터를 송신하는 것을 포함한다.

Description

모바일 역량을 지닌 고선명 텔레비전 송신{HIGH DEFINITION TELEVISION TRANSMISSION WITH MOBILE CAPABILITY}
우선권 주장
본 출원은 본 명세서에 참조로 통합되어 있고, 제목이 "High Definition Television Transmission with Mobile Capabillity"인 미국 가 특허 출원 60/998,978호, 제목이 "Physical Layer Control Block for Mobile VSB Submission"인 미국 가 특허 출원 60/999,040호, 및 제목이 "High Definition Television Transmission Including a Mode For Mobile Operation"인 미국 가 특허 출원 60/998,961호의 이익을 주장한다.
본 발명은 멀티모드(multimode) 송신 시스템에서 데이터를 송신하는 것에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 다수의 코드 속도가 ATSC와 같은 단일 표준 송신 프로토콜 내에서 데이터 송신에 사용될 수 있는 송신 시스템에 관한 것이다.
과거 수십년간, 비디오 송신 시스템은 아날로그 형태에서 디지털 형태로 이동하였다. 예컨대, 미국에서는 방송국들이 NTSC(National Television System Committee) 아날로그 텔레비전 시스템에서 ATSC(Advanced Television Systems Committee) A/53 디지털 텔레비전 시스템으로의 전환을 완료하는 최종 단계에 있다. A/53 표준은 "비디오 인코더 입력 스캐닝 포맷들과 전처리(preprocessing), 및 비디오 인코더의 압축 파라미터들, 오디오 인코더 입력 신호 포맷과 전처리 및 오디오 인코더의 압축 파라미터들, 서비스 다중화 및 수송 층 특성들과 표준 규격(normative specification), 및 VSB RF/송신 서브시스템을 포함하는 시스템의 파라미터들의 규격"을 제공한다. A/53 표준은 소스 데이터(예컨대, 디지털 오디오 및 비디오 데이터)가 어떻게 처리되고 어떻게 대기를 통해 송신될 신호로 변조되어야 하는지를 한정한다. 이러한 처리는 여분의(redundant) 정보를 소스 데이터에 추가하여, 수신기가 심지어 채널이 송신된 신호에 잡음 및 다중경로 간섭을 추가하는 경우에도 소스 데이터를 복구할 수 있게 한다. 소스 데이터에 추가된 여분의 정보는 소스 데이터가 송신되는 유효 속도를 감소시키지만, 수신된 신호로부터 소스 데이터의 성공적인 복구에 관한 가능성을 증가시킨다.
ATSC A/53 표준의 개발 과정은 고선명 텔레비전(HDTV)과 고정된 수신에 집중되었다. 즉, 시스템은 이미 시장에 진입을 시작한 큰 고해상도 텔레비전 스크린들을 위한 비디오 비트 속도를 최대화하기 위해 설계되었다. 하지만 ATSC A/53 표준 하의 송신 방송은 모바일 수신기에 관해서는 어려움을 드러내고 있다. 모바일 디바이스에 의한 디지털 텔레비전 신호들의 강력한 수신을 위해서는 표준에 대한 강화가 요구된다.
이러한 사실을 인지하면, 2007년에는 ATSC가 방송국이 텔레비전 콘텐츠와 데이터를 그들의 디지털 방송 신호를 통해 모바일 및 핸드헬드 디바이스에 전달할 수 있게 하는 표준을 개발하는 과정의 착수를 발표하였다. 이에 다수의 제안이 접수되었다. ATSC-M/H라고 부르게 되는 그 결과 표준은 ATSC A/53과 역호환될 수 있도록 의도되어, 기존의 수신 장비에 대한 역 영향 없이 동일한 RF 채널에서 기존의 ATSC 서비스들이 동작하는 것을 허용한다.
일부 제안된 ATSC-M/H 시스템과 같은 모바일 디바이스로의 송신을 위한 많은 시스템은 주기적인 송신을 수행한다. 그러한 시스템들은 수신기 시스템 동작을 돕기 위해, 그것들의 송신시 프리앰블(preamble)을 포함할 수 있다. 프리앰블은 통상적으로 수신 시스템의 부분들이 수신을 개선하기 위한 훈련에 사용할 수 있는 알려진 정보를 포함하는데, 이는 특히 모바일 동작에서 발견된 것과 같은 어려운 환경에서 특히 유용할 수 있다. 그러한 시스템들은 또한 상이한 코딩 속도로 데이터를 인코딩할 수 있다. 콘볼루션형(convolutional) 코드와 같이 순방향 에러 정정(FEC: forward error correction) 코드의 코딩 속도 또는 정보 속도는 정보의 총량 중 어느 부분이 여분의 것이 아닌지를 진술한다. 코드 속도는 통상적으로 분수이다. 코드 속도가 k/n이라면, 유용한 정보의 모든 k 비트에 관해 코더는 데이터의 전체가 n비트인 데이터를 생성하고, 그 중 n-k가 여분의 것이다.
주기적이거나, 코드 속도들과 같은 다수의 가능한 송신 프로토콜을 더 포함할 수 있는 모드를 포함하는 멀티모드(multimode) 송신 시스템들에서의 흔한 문제점은, 송신 신호 내의 송신 프로토콜의 식별이고, 이로 인해 수신 시스템에 상당한 장점을 제공한다. 식별을 제공하는 것은 통상적으로 별도의 데이터 채널을 요구하거나 적합한 코드 속도가 발견될 때까지 각각의 가능한 코드 속도에서 인입 데이터를 디코딩하려고 시도하는 수신기를 구현함으로써, 데이터 송신의 효율을 감소시킨다. 이는 시간 낭비적인 수고로서, 이는 데이터의 시의 적절한 획득을 방해하고, 특히 데이터 스트림 동안 코드 속도가 계속해서 변할 수 있는 시스템에 있어 그러하다. 그러므로, 데이터를 디코딩시 사용될 코드 속도를 표시하는 시스템에서는, 효율에 영향을 주지 않는 식별 시스템을 찾는 것이 바람직하고, 이를 통해 모든 가능한 코드 속도를 디코딩하려고 하는 필요성을 회피하는 것이 요망된다. 본 명세서 설명된 본 발명은 이러한 및/또는 다른 문제점을 다룬다.
본 발명의 일 양상에 따르면, 신호 처리를 위한 방법이 개시된다. 예시적인 일 실시예에 따르면, 데이터를 인코딩하기 위한 방법은 제 1 포맷으로 상기 데이터를 인코딩하는 단계와, 상기 데이터와 패킷 식별자를 포함하는 패킷으로 상기 데이터를 패킷화하는 단계를 포함하고, 상기 패킷 식별자는 상기 제 1 포맷을 표시하는 표시자를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 신호를 처리하기 위한 방법이 개시된다. 예시적인 일 실시예에 따르면, 데이터를 디코딩하기 위한 방법은 데이터와 패킷 식별자를 포함하는 패킷을 수신하는 단계와, 상기 패킷 식별자 부분에 응답하여 코드 속도를 결정하는 단계, 및 상기 코드 속도에 따라 상기 데이터를 디코딩하는 단계를 포함한다.
본 발명을 이용함으로써, 멀티모드 송신 시스템에서 데이터를 송신하는 것, 특히 다수의 코드 속도가 ATSC와 같은 단일 표준 송신 프로토콜 내에서 데이터 송신에 사용될 수 있는 송신 시스템이 만들어질 수 있다.
도 1은 본 개시물의 모바일/핸드헬드 수신을 위한 지상파 방송 송신기의 일 실시예의 블록도.
도 2는 본 개시물의 예시적인 모바일/핸드헬드 데이터 스트림의 한 부분의 일 실시예의 블록도.
도 3은 본 개시물의 예시적인 데이터 프레임의 일 실시예의 블록도.
도 4는 본 개시물의 모바일/핸드헬드 수신을 위한 지상파 방송 수신기의 일 실시예의 블록도.
도 5는 본 개시물의 디코더의 일 실시예의 블록도.
도 6은 본 개시물의 디코더의 또 다른 실시예의 블록도.
도 7은 본 발명에 따른 인코딩 방법의 예시적인 일 실시예의 상태도.
도 8은 본 발명에 따른 디코딩 방법의 예시적인 일 실시예의 상태도.
도 9는 본 발명에 따른 인코딩 방법의 추가적인 예시적 실시예의 상태도.
도 10은 본 발명에 따른 디코딩 방법의 추가적인 예시적 실시예의 상태도.
도 11은 본 발명에 따른 인코딩 방법의 추가적인 예시적 실시예의 상태도.
도 12는 본 발명에 따른 디코딩 방법의 추가적인 예시적 실시예의 상태도.
도 13은 본 발명에 따른 인코딩 방법의 추가적인 예시적 실시예의 상태도.
도 14는 본 발명에 따른 디코딩 방법의 추가적인 예시적 실시예의 상태도.
도 15는 본 발명에 따른 인코딩 방법의 추가적인 예시적 실시예의 상태도.
본 명세서에서 나열된 예증들은 본 발명의 바람직한 실시예를 예시하고, 그러한 예증들은 본 발명의 범주를 어떤 식으로든 제한하는 것으로 여겨져서는 안 된다.
본 명세서에서 설명된 것처럼, 본 발명은 ATSC A/53과 같은 레거시 송신 및 수신 경로들과의 역호환성을 허용하면서, 제안된 ATSC-M/H 시스템과 같은 모바일 디지털 텔레비전을 위한 송신 서브시스템에서 코드 속도 식별자의 삽입을 가능하게 하기 위한 방법 및 장치를 제공한다. 본 발명이 바람직한 설계를 가지는 것으로 설명되었지만, 본 발명은 본 개시물의 취지와 범주 내에서 더 수정될 수 있다. 그러므로 본 출원은 그것의 일반적인 원리들을 사용하는, 본 발명의 임의의 변형, 사용 또는 적응을 포함하는 것으로 의도된다. 또한 본 출원은 분야에서 알려지거나 습관적인 실시 내에 속하고, 본 발명이 속한 첨부된 청구항들의 한계 내에 있는 본 개시물로부터 벗어난 것을 포함하는 것으로 의도된다. 예컨대, 설명된 기술은 다른 유형의 데이터에 관해 설계되거나, 상이한 코딩, 에러-정정, 리던던시, 인터리빙, 또는 변조 구조를 사용하는 송신 시스템에 적용 가능하다.
이제 도면, 특히 본 개시물의 모바일/핸드헬드 수신을 위한 지상파 방송 송신기의 일 실시예의 블록도가 도시되어 있는 도 1을 참조한다. 도 1의 실시예(100)는 MPEG 수송 스트림 소스(110)와 같은 복수의 신호 송신 수단, ATSC M/H 전처리 경로(115), 및 레거시 ATSC A/53 처리 경로를 포함한다. ATSC-M/H 전처리(115) 내의 요소들은 패킷 인터리버(120), 직렬 연결된(concatenated) 블록 코더(125), 패킷 디인터리버(130), MPEG 수송 스트림 헤더 수정기(135), 프리앰블 패킷 삽입기(140)를 포함한다. 레거시 ATSC A/53 처리 경로(145)는 데이터 랜더마이저(150), 리드 솔로몬(reed Solomon) 인코더(155), 바이트 인터리버(160), 트렐리스 인코더(165), 동기(sync) 삽입기(170), 파일럿 삽입기(175), 및 변조기(180)를 포함한다.
ATSC-M/H 전처리 흐름에서는, MPEG 수송 스트림 소스(110)로부터의 인입 MPEG 수송 데이터(112)가 패킷 인터리버(120)에서 수신된다. 패킷 인터리버(120)는 바이트들의 순서화된 번호를 상이한 시퀀스로 재배열하여 비트 에러 속도와 프레임 속도 성능을 개선한다. 이러한 예시적인 실시예에서, 패킷 인터리버(120)는 행 단위 순으로 고정된 개수의 연속 패킷들로부터 바이트들을 취하고, 그 바이트들을 열 단위로 출력한다. 이러한 식으로, 패킷들의 모든 제 1 바이트들은 함께 그룹화되고, 패킷들의 모든 제 2 바이트들이 함께 그룹화되는 식으로 패킷들의 마지막 바이트들까지 계속된다. 각각의 소스 패킷은 동기 바이트가 제거된 MPEG 수송 스트림 패킷이고, 따라서 각각의 패킷 길이는 187 바이트이다. 각각의 코드 프레임에서의 패킷들의 개수는 GF(256) 직렬 연결된 블록 코드에 관해 요구된 소스 심벌들의 개수와 동일하다.
그런 다음 인터리빙된 데이터가 GF(256) 직렬 연결된 블록 코더(SCBC: serial concatenated block coder)(125)에 결합된다. SCBC(125)는 바라는 데이터 속도와 코드워드 길이에 따라 복수의 형태 중 하나로 패킷 인터리빙된 데이터를 코딩한다. SCBC(125)는 전반적인 코드 성능을 개선하기 위해, GF(256) 코드 최적화된 블록 인터리버들에 의해 링크된, 직렬 방식으로 종속 접속된(cascaded) 하나 이상의 구성 GF(256)로 이루어진다. 이는 임의로 바라는 코드워드 길이를 달성하기 위해 GF(256) 펑처(puncture)가 후속할 수 있다.
그런 다음 데이터는 패킷 디인터리버(130)에 결합된다. 패킷 디인터리버(130)는 열 단위 순으로 패킷들의 본래 그룹에 관한 결과 SCBC 코드워드들로부터의 바이트를 취하고, 그 바이트들을 행 단위로 출력한다. 본래의 패킷들이 재구성되고, 새로운 패킷들이 SCBC 코드워드들의 패리티 바이트들로부터 만들어진다. 각각의 패킷은 모든 생성된 SCBC 코드워드들에서의 공통 GF(256) 심벌 위치에 대응한다. 각각의 코드 프레임에서 만들어진 패킷들의 개수는 nSCBC이고, 이 경우 첫 번째 kSCBC 패킷들이 본래의 데이터 패킷들이고, 마지막 (nSCBC-kSCBC) 패킷들이 패리티 패킷들이다.
그런 다음, MPEG 헤더들이 수정되는 MPEG TS 헤더 수정기(135)에 데이터가 결합된다. MPEG TS 헤더 수정기는 에러 정정 구조에 의해 사용된 코드 속도를 표시하기 위해, MPEG 수송 스트림 헤더들의 패킷 식별자(PID: packet Identifier)를 수정할 수 있다. 코드 속도들은 사용된 데이터 바이트들의 총 개수에 대한 데이터 바이트들의 본래 개수의 분수(fraction)로서 표현된다. 예컨대, 12개의 데이터 바이트를 40개의 패리티 바이트로 보충하는 12/52 속도(rate) 모드에서는, 12 바이트의 각 그룹이 하나의 R=1/2 인코더와, 2개의 R=12/26 인코더를 사용하고, 각각의 12/26 인코더는 2개의 R=2/3 인코더들과 하나의 27/26 펑처를 사용하여, 12/52 속도 모드를 초래한다. R=27/26 펑처는 27바이트의 마지막 바이트가 버려지는 방식으로 수행된다. 12/52 속도 모드 하에서는 2개의 데이터 블록이 12개의 MPEG TS 패킷을 송신하기 위해 사용된다. 12/26 속도 모드는 12개의 데이터 바이트를 14개의 패리티 바이트로 보충하고, 12개의 데이터 바이트의 각 그룹은 2개의 R=2/3 인코더와 하나의 R=27/26 펑처를 사용하여 12/26 속도 모드를 초래한다. R=27/26 펑처는 27바이트의 마지막 비트가 버려지는 방식으로 수행된다. 12/26 속도 모드 하에서는 12개의 MPEG TS 패킷을 송신하기 위해 하나의 데이터 블록이 사용된다. 17/26 속도 모드는 9개의 패리티 바이트로 17개의 데이터 바이트를 보충하고, 17개의 데이터 바이트 그룹의 각 그룹은 8개의 패리티 바이트로 16개의 데이터 바이트를 보충하기 위해 하나의 R=2/3 인코더를 사용하며, 1개의 패리티 바이트로 1개의 데이터 바이트를 보충하기 위해 하나의 R=1/2 인코더를 사용하여 17/26 속도 모드를 초래한다. 17/26 속도 모드 하에서는 17개의 MPEG TS 패킷들을 송신하기 위해 하나의 데이터 블록이 사용된다. 24/208 속도 모드는 184개의 패리티 바이트로 24개의 데이터 바이트를 보충하고, 24개의 데이터 바이트의 각 그룹은 24개의 R=1/4 인코더와 8개의 12/26 인코더를 사용하여, 24/208 속도 모드를 초래한다. R=27/26 펑처는 27바이트의 마지막 바이트가 버려지는 방식으로 수행된다. 24/208 속도 모드 하에서 24개의 MPEG TS 패킷들을 송신하기 위해 8개의 데이터 블록이 사용된다.
MPEG 프로토콜을 이용하는 각각의 패킷은 통상적으로 패킷 식별 부분 즉 PID를 포함한다. 최근의 시스템은 8000개가 넘는 가능한 고유한 식별 요소들을 허용하고, 현재는 50개만이 사용된다. PID는 통상적으로 패킷에서 데이터의 유형을 식별하기 위해 사용된 정보의 하나 이상의 바이트이다. 현재, 비트들의 PID 부분들 중 많은 것이 예비되고 사용되지 않는다. 이들 PID는 패킷에 부과될 특정 에러 정정 코드 속도를 식별하기 위해 사용될 수 있다. PID가 임의의 수신 시스템에 의해 적절히 식별되는 것을 보장하기 위해서는 MPEG 프로토콜에 기초한 일정한 규칙들이 유지되어야 한다. 3바이트 헤더(440)는 모바일/핸드헬드 송신의 부분으로서 패킷을 식별하는 13비트 패킷 식별자(PID)를 포함한다. ATSC-M/H 스트림으로부터의 MPEG 패킷들의 헤더(440)는 레거시 ATSC A/53 수신기들에 의해 인지되지 않는 패킷 식별자들(PID들)을 포함하기 위해 패킷-디인터리빙 후 수정된다. 그러므로, 레거시 수신기는 ATSC-M/H 특정 데이터를 무시해 역 호환성을 제공해야 한다.
그런 다음 이 데이터는 프리앰블 패킷 삽입기(140)에 결합되고, 이 프리앰블 패킷 삽입기(140)에서는 연속 MPEG 패킷들로 이루어지는 프리앰블 패킷들이 프리앰블 블록으로 형성된다. MPEG 패킷들은 PN 생성기(미도시)로부터 생성된 데이터 바이트들을 구비한 유효한 MPEG 헤더로 형성된다. PN 생성기로부터 생성된 데이터 바이트들의 개수는, 예컨대 사용된 코드 속도에 따라 변하고, 184개의 데이터 바이트가 12/52 속도 모드에서 생성되어, 총 2208바이트의 PN 데이터를 초래하게 된다. 예시적인 일 실시예에 따르면, PN 생성기는 9개의 피드백 탭(tap)들을 구비한 16비트 시프트 레지스터이다. 시프트 레지스터 출력들 중 8개가 출력 바이트로서 선택된다. ATSC M/H 패킷들은 데이터 블록들에서 프리앰블 블록들 사이에 놓인다. 모든 데이터 블록은 동일한 코딩을 가지는 26개의 ATSC M/H 인코딩된 패킷들 또는 26개의 ATSC A/53 인코딩된 패킷을 포함한다. 일단 프리앰블 패킷들이 삽입되면(140), ATSC M/H 스트림이 형성된다.
그런 다음, ATSC M/H 데이터 스트림은 데이터 랜더마이저(150), 리드-솔로몬 인코더(155), 바이트 인터리버(160), 12-1 트렐리스 인코더(165), 동기 삽입(170), 파일럿 삽입(175), 및 변조(180)를 포함하는 레거시 ATSC A/53 경로(145)에 의해 처리된다. 데이터 랜더마이저(150)에서는, 각각의 바이트 값이 의사-난수 생성의 알려진 패턴에 따라 변경된다. 이 공정은 수신기에서는 반대로 되어 적절한 데이터 값들을 복구한다. 세그먼트와 필드 동기들을 제외하고, 최대 효율로 할당된 채널 공간을 사용하기 위해, 평탄한 잡음과 같은 스펙트럼을 가져야 하는 송신된 신호 주파수 응답을 제공할 수 있는 완전히 랜덤한 잡음과 같은 성질을 8-VSB 비트 스트림이 가지는 것이 바람직하다.
그런 다음, 데이터는 리드-솔로몬 인코더(155)에 결합되고, 그러한 리드-솔로몬 인코더에서는 리드-솔로몬(RS) 코딩이 추가 데이터를 송신된 스트림에 추가함으로써, 수신기에서 추가적인 에러 정정 가능성을 제공한다. 예시적인 일 실시예에서, VSB 송신 시스템에서 사용된 RS 코드는 t=10(207,187) 코드이다. RS 데이터 블록 크기는 187바이트이고, 이 경우 에러 정정을 위해 20개의 RS 패리티 바이트들이 추가된다. RS 코드 워드마다 전체 RS 블록 크기가 207바이트인 RS 블록이 송신된다. 직렬 비트 스트림으로부터 바이트들을 생성시, MSB는 제 1 직렬 비트가 되고, 20개의 RS 패리티 바이트가 데이터 블록 또는 RS 코드 워드의 끝에서 보내진다.
그런 다음, 바이트 인터리버(160)가 리드-솔로몬 인코더(155)의 출력을 처리한다. 인터리빙은 송신 동안 발생할 수 있는 버스트 에러들을 다루기 위한 흔한 기술이다. 인터리빙 없이는, 버스트 에러가 데이터의 하나의 특별한 세그먼트에 큰 영향을 미쳐, 그러한 세그먼트를 정정할 수 없게 만든다. 하지만 데이터가 송신 전에 인터리빙된다면, 버스트 에러의 효과는 다수의 데이터 세그먼트들에 걸쳐 효과적으로 확산될 수 있다. 정정될 수 없는 하나의 국부화된 세그먼트에 도입되는 큰 에러들보다는, 순방향 에러 정정, 패리티 비트, 또는 다른 데이터 보전(integrity) 구조의 정정 가능성 내에 각각 별개로 있는 다수의 세그먼트들에 작은 에러들이 도입될 수 있다. 예컨대, 공통(255,223) 리드-솔로몬 코드는 각각의 코드 워드에서 16개까지의 심벌 에러들의 정정을 허용하게 된다. 리드-솔로몬 코딩된 데이터가 송신 전에 인터리빙된다면, 디인터리빙 후 긴 에러 버스트가 다수의 코드워드들에 걸쳐 확산되는 경향이 강해져, 임의의 특별한 코드워드에 16개보다 많은 정정 가능한 심벌 에러들이 존재할 기회를 감소시킨다.
VSB 송신 시스템에서 이용된 인터리버는 52개의 데이터 세그먼트{인터세그먼트(intersegment)} 콘볼루션형 바이트 인터리버이다. 인터리빙은 데이터 필드의 약 1/6의 깊이(4㎳ 깊은)까지 제공된다. 데이터 바이트만이 인터리빙된다. 인터리버는 데이터 필드의 제 1 데이터 바이트까지 동기화된다. 인트라세그먼트(intrasegment) 인터리빙 또한 트렐리스 코딩 공정의 혜택을 위해 수행된다.
그런 다음 신호는 트렐리스 인코더(165)에 결합된다. 전체 MPEG-2 패킷을 동시에 하나의 블록으로 다루는 리드-솔로몬 코딩과는 다르게, 트렐리스 코딩은 시간을 통해 발전함에 따라 비트들의 전진하는 스트림을 추적하는 진화하는 코드이다. 따라서, 리드-솔로몬 코딩은 블록 코드의 형태로 알려져 있는데 반해, 트렐리스 코딩은 콘볼루션형 코드이다.
ATSC 트렐리스 코딩에서는, 각각의 8비트 바이트가 4개의 2비트 워드의 스트림으로 분할된다. 트렐리스 코더에서, 도착하는 각각의 2비트 워드는 이전의 2비트 워드들의 과거 히스토리와 비교된다. 3비트 2진 코드는 수학적으로 생성되어 이전의 2비트 워드로부터 현재의 2비트 워드로의 전이를 설명한다. 이들 3비트 코드는 본래의 2비트 워드로 대체되고, 8-VSB의 8개 레벨 심벌들(3비트=8개의 조합 또는 레벨들)로서 대기를 통해 송신된다. 트렐리스 코더로 가는 모든 2개의 비트의 경우, 3개의 비트가 나온다. 이러한 이유로, 8-VSB 시스템에서의 트렐리스 코더는 2/3 속도 코더라고 말해진다. 트렐리스 코드에서 사용된 시그널링 파형은 8-레벨(3비트)의 1차원 배열(constellation)이다. 송신된 신호는 8VSB라고 한다. 4가지 상태 트렐리스 인코더가 사용될 수 있다.
예시적인 일 실시예에서, 트렐리스 코드 인트라세그먼트 인터리빙이 사용된다. 이는 인터리빙된 데이터 심벌들에서 동작하는 12개의 동일한 트렐리스 인코더와 프리코더를 사용한다. 코드 인터리빙은 하나의 그룹으로서의 심벌들(0,12,24,36...), 두 번째 그룹으로서의 심벌들(1,13,25,37,...), 세 번째 그룹으로서의 심벌들(2,14,26,38,...) 등으로 총 12개의 그룹을 인코딩함으로써 달성된다.
일단 데이터가 트렐리스 인코딩되면, 동기 삽입기(170)에 결합된다. 동기 삽입기(170)는 다양한 동기화 신호들(데이터 세그먼트 동기와 데이터 필드 동기)을 삽입하는 멀티플렉서이다. 2-레벨(2진) 4-심벌 데이터 세그먼트 동기가 각각의 데이터 세그먼트의 시작시 8-레벨 디지털 데이터 스트림으로 삽입된다. MPEG 동기 바이트는 데이터 세그먼트 동기로 대체된다. ATSC 송신 표준들을 사용하는 예시적인 실시예에서, 완전한 세그먼트는 832개의 심벌, 즉 데이터 세그먼트 동기를 위한 4개의 심벌과 828개의 데이터와 패리티를 더한 심벌로 이루어진다. 동일한 동기 패턴이 77.3s 간격으로 규칙적으로 발생하고, 이는 이러한 속도로 반복되는 유일한 신호이다. 데이터와는 달리, 데이터 세그먼트 동기를 위한 4개의 심벌은 리드-솔로몬 또는 트렐리스 인코딩되지 않고, 인터리빙되지도 않는다. ATSC 세그먼트 동기는 데이터 세그먼트의 앞에 추가되는 반복적인 4개의 심벌(1 바이트) 펄스이고, 본래의 MPEG-2 데이터 패킷의 잃어버린 첫 번째 바이트(패킷 동기 바이트)를 대체한다. 8-VSB 수신기에서의 상관 회로들은 세그먼트 동기의 반복적인 성질에 기초하고, 이는 완전히 랜덤한 데이터의 배경과 쉽게 대조가 된다. 복구된 동기 신호는 수신기 클록을 생성하고 데이터를 복구하기 위해 사용된다. 세그먼트 동기들은 수신기에 의해 쉽게 복구될 수 있는데, 이는 그것들의 반복적 성질과 확장된 지속 기간 때문이다. 정확한 데이터 복구가 불가능한 레벨들 한참 위의 잡음 및 간섭 레벨들에서는, 정확한 클록 복구가 채널 변경 및 다른 일시적인 상태 동안의 신속한 데이터 복구를 허용하게 할 수 있다.
동기 삽입 후, 8-VSB 기저대역 신호에 작은 DC 시프트(shift)가 인가되는 파일럿 삽입에 신호가 결합되어, 작은 잔여 반송파가 결과 변조된 스펙트럼의 0인 주파수 포인트에서 나타나게 한다. 이러한 ATSC 파일럿 신호는 8-VSB 수신기에서의 RF PLL 회로들에 잠그라는 신호를 제공하고, 송신되는 데이터는 잠그라는 신호에 독립적이다. 파일럿의 주파수는 억제된 반송파 주파수와 동일하다. 이는 디지털 기저대역 데이터에 동기 신호(+1,+3,+5,+7)를 더한 모든 심벌(데이터와 동기)에 추가된 작은 (디지털) DC 레벨(1.25)에 의해 생성될 수 있다. 파일럿의 전력은 통상적으로 평균 데이터 신호 전력의 11.3㏈ 아래에 있다.
파일럿 신호가 삽입된 후에는, 데이터가 변조기(180)와 결합된다. 변조기 진폭은 중간 주파수(IF) 반송파에서 8 VSB 기저대역 신호를 변조한다. 일상적인 진폭 변조를 통해, 각각의 RF 측파대가 다른 것의 미러(mirror) 이미지인 반송파 주파수에 대한 2배의 측파대 RF 스펙트럼을 생성한다. 이는 여분의 정보를 나타내고, 하나의 측파대가 임의의 순수한 정보 손실 없이 버려질 수 있다. 8 VSB 변조기는 10.76Msymbols/s로 8-레벨 트렐리스 인코딩된 복합 데이터 신호(파일럿 및 동기가 더해진)를 수신한다. ATV 시스템 성능은 도 12에 도시된 바와 같이 연결된 송신기와 수신기에서의 선형 위상 레이즈드 코사인 나이퀴스트(linear phase raised cosine Nyquist) 필터 응답에 기초한다. 시스템 필터 응답은, 대역의 각각의 단부에서의 전이 구역들을 제외하고는, 전체 대역에 걸쳐 본질적으로 평탄하다. 명목상, 송신기에서의 롤-로프(roll-off)는 선형 위상 루트(root) 레이즈드(raised) 코사인 필터의 응답을 가지게 된다.
송신 시스템은 송신의 버스트 모드에서 모바일 및 휴대 가능한 디바이스를 위한 동작을 포함한다. 버스트 모드에서 동작하는 여러 중요한 장점들이, 위 문서 전역에 걸쳐 설명되고, 역호환성을 여전히 유지하면서 새로운 부류의 디바이스에 의해 수신될 능력을 포함한다. 이러한 새로운 부류의 디바이스는 기존의 방송 표준에서 발견되는 낮은 레벨의 비디오 해상도를 요구하고, 따라서 더 높은 잡음 레벨들의 존재시의 작용(working)을 포함하는 다른 특징들과 함께, 더 높은 코딩 및 압축을 또한 허용할 수 있다. 버스트 모드 유형의 동작의 추가 장점은, 신호들이 오직 수신될 디바이스를 위해 의도될 때 디바이스의 사용에 초점을 맞춤으로써, 잠재적인 디바이스 전력 절약에 집중된다.
설명된 버스트 모드 동작들은 레거시 시스템과 수신기의 전체 성능을 유지하기 위해, 신호의 높은 데이터 송신이 요구되지 않는 시간 기간을 이용할 수 있다. 버스트 모드 동작은 소위 새로운 정보 처리 속도에 기초한 처리 신호들에 기초할 수 있고, 이러한 새로운 정보 처리 속도는 현재의 방송 신호 특성들에 따라 달라질 수 있다.
레거시 시스템과의 역호환성은 새로운 프로그램 식별자들을 위한 정보를 도입함으로써, 데이터 패킹된(packed) 레벨에서의 버스트 모드 동작들에 초점을 맞추어 유지된다. 새로운 프로그램 식별자들은 기존 장비의 동작에 영향을 미치지 않으면서, 새로운 부류의 장비가 데이터를 인지하는 것을 허용한다. 일정한 버스트 모드 프로파일 동안 레거시 신호 송신 동작을 유지하기 위해, 오버레이(overlay) 구조를 포함시킴으로써 추가 레거시 지원이 존재한다.
도 2를 참조하면, 본 개시물의 예시적인 모바일/핸드헬드 데이터 스트림(200)의 한 부분의 일 실시예의 블록도가 도시되어 있다. 26개의 ATSC M/H 코딩된 패킷들이 1개의 데이터 블록으로 그룹화된다. 레거시 ATSC 송신에서는 물리적으로 요구되지 않더라도 모든 데이터 블록이 통상적으로 동일한 코딩을 가진다. 프리앰블 블록들은 2개 블록 길이를 가지고 52개가 코딩된다. 프리앰블 블록 다음에 오는 바로 첫 번째 MPEG 패킷은 시스템 정보를 포함하는 제어 패킷이다. 랜덤화 및 순방향 에러 정정 처리 다음에는, 데이터 패킷들이 송신을 위해 데이터 프레임들로 포맷되고, 데이터 세그먼트 동기와 데이터 필드 동기가 더해진다.
ATSC M/H 데이터 스트림(200)은 선택된 데이터 속도 모드에 관해 적합한 미리 결정된 개수의 데이터 블록(230)이 후속하는 프리앰블 블록(210)을 가지는 버스트들로 이루어진다. 예시적인 실시예에 따르면, 각각의 데이터 블록(230)은 26개의 MPEG 패킷들로 이루어진다. 각각의 데이터 프레임은 각각 313개의 데이터 세그먼트를 포함하는 2개의 데이터 필드로 이루어진다. 각각의 데이터 필드의 제 1 데이터 세그먼트는 고유한 동기화 신호(데이터 필드 동기)이고, 수신기에서 등화기에 의해 사용된 훈련 시퀀스를 포함한다. 나머지 312개의 데이터 세그먼트들은 각각 하나의 188바이트의 수송 패킷에 그것과 연관된 FEC 오버헤드가 더해진 것으로부터 데이터의 등가물을 운반한다. 각각의 데이터 세그먼트에서의 실제 데이터는 수 개의 수송 패킷으로부터 오는데, 이는 데이터 인터리빙 때문이다. 각각의 데이터 세그먼트는 832개의 심벌로 이루어진다. 처음 4개의 심벌은 2진 형태로 송신되고, 세그먼트 동기화를 제공한다. 이러한 데이터 세그먼트 동기 신호는 또한 188바이트의 MPEG-호환성 있는 수송 패킷의 동기 바이트를 나타낸다. 각각의 데이터 세그먼트의 나머지 828개의 심벌은 수송 패킷과 그것과 연관된 FEC 오버헤드의 나머지 187개의 바이트와 등가인 데이터를 운반한다. 이들 828개의 심벌은 8-레벨 신호들로서 송신되고, 따라서 심벌마다 3개의 비트를 운반한다. 그러므로, 823 ×3=2484비트의 데이터가 각각의 데이터 세그먼트에서 운반되고, 이는 보호된 수송 패킷을 보내기 위한 필요 조건이다.
ATSC M/H 데이터 스트림은 각 블록이 레거시 VSB A/53 시스템의 26개의 패킷으로 이루어지는 블록들의 시퀀스로 이루어진다. ATSC M/H 데이터 스트림은 각 버스트가 Nb개의 데이터 블록이 후속하는 프리앰블 블록을 가지는 블록들의 버스트로 이루어지고, 여기서 Nb란 시스템 가변 파라미터이고, 송신될 전반적인 ATSC M/H 데이터 속도의 함수이다. 각각의 데이터 블록은 한정된 ATSC M/H 속도 모드들 중 하나로 인코딩된다. 이 속도 모드가 전체 데이터 블록에 적용된다. 블록들의 각각의 버스트에 관해, 블록들의 버스트에서 가장 높이 코딩된 FEC 속도(즉, 가장 낮은 분수)가 가장 일찍 전달되고, 가장 낮게 코딩된 FEC 속도(즉, 가장 높은 분수)가 가장 나중에 전달되도록 데이터 블록들이 전달되어, 프리앰블 블록으로부터 시작해서, 임의의 후속하는 데이터 블록은 현재의 데이터 블록의 강력함 이하인 강력함을 가지게 된다. 26개의 패킷들의 ATSC A/53 8VSB 코딩된 레거시 데이터 블록들은 레거시 오버레이 동작을 위한 하나 또는 그 이상의 블록에 놓일 수 있다.
핸드헬드 또는 휴대 가능한 디바이스에 특별히 유리할 수 있는 ATSC 또는 ATSC M/H 송신 프로토콜들에 대한 증강은, 코드 속도로 송신된 기본 층(Base layer)과 더 높은 속도로 송신된 강화된 층과 같이, 동일한 버스트 내에서의 상이한 코딩의 데이터 패킷들을 사용하는 것이다. 이러한 구조 하에서, 예컨대 랩톱은 강화된 비디오를 보여주기 위해 2가지를 결합하지만, 셀룰러 전화기는 기본 층만을 보여줄 수 있다. 이는 더 강력한 코딩을 요구하는 디바이스들이 종종 더 낮은 해상도의 디스플레이를 가질 때 유리하다. 본 발명에 따른 예시적인 실시예에서, 핸드헬드 데이터 스트림(200)은 프리앰블 블록들(210)과 데이터 블록들(230)을 포함한다. 데이터 블록(0과 1)은 기본 층에 관해서는 1/4로 코딩될 수 있고, 데이터 블록(10과 11)은 강화된 층에 관해서는 1/2로 코딩될 수 있다. 그러므로 상이한 코드 속도가 동일한 버스트에서 송신된다.
또한, 첩(chirp) 신호가 등화기를 훈련시키기 위한 시퀀스로서 사용될 수 있다. 패턴 간섭은 NTSC 신호들이 송신될 때 문제점이지만, NTSC 신호들의 불연속 사용의 경우에는 고정된 패턴 첩 신호가 받아들여질 수 있다. 첩은 주파수가 시간에 따라 증가{'업-첩(up-chirp)'} 또는 감소{'다운-첩(down-chirp)'}하는 신호이다. 첩은 소나나 레이저에 흔하게 사용되지만, 확산 스펙트럼 통신에서와 같이 다른 응용예를 가진다. 확산 스펙트럼 사용시, RAC들과 같은 SAW 디바이스가 첩핑된(chirped) 신호들을 생성하고 복조하기 위해 종종 사용된다. 선형 첩 파형은 시간에 따라 주파수가 선형적으로 증가하는 사인파이다.
이제, 본 발명에 따른 데이터 프레임(300)이 도시된 도 3을 참조한다. 도시된 데이터 프레임(300)은, 각각의 데이터 프레임이 각각 313개의 데이터 세그먼트를 포함하는 2개의 데이터 필드로 이루어지는 송신을 위해 조직된다. 각각의 데이터 필드의 제 1 데이터 세그먼트는 고유한 동기화 신호(데이터 필드 동기)이고, 수신기에서의 등화기에 의해 사용된 훈련 시퀀스를 포함한다. 나머지 312개의 데이터 세그먼트는 각각 188바이트의 수송 패킷에 그것과 연관된 FEC 오버헤드를 더한 것으로부터의 데이터의 등가물을 운반한다. 데이터 인터리빙 때문에 각각의 데이터 세그먼트에서의 실제 데이터는 수 개의 수송 패킷들로부터 온다. 각각의 데이터 세그먼트는 832개의 심벌로 이루어진다. 처음 4개의 심벌은 2진 형태로 송신되고, 세그먼트 동기화를 제공한다. 이러한 데이터 세그먼트 동기 신호는 또한 188바이트의 MPEG 호환성 있는 수송 패킷의 동기 바이트를 나타낸다. 각각의 데이터 세그먼트의 나머지 828개의 심벌은 수송 패킷과 그것과 연관된 FEC 오버헤드의 나머지 187개의 바이트와 등가인 데이터를 운반한다. 이들 828개의 심벌은 8-레벨 신호들로서 송신되고, 따라서 심벌마다 3개의 비트를 운반한다. 그러므로, 828 ×3=2484비트의 데이터가 각각의 데이터 세그먼트에서 운반되고, 이는 보호된 수송 패킷을 보내기 위한 필요 조건과 정확히 매칭된다.
187 데이터 바이트 + 20 RS 패리티 바이트 = 207 바이트
207 바이트 ×8 비트/바이트 = 1656 비트
2/3 속도 트렐리스 코딩은 3/2 ×1656 비트 = 2484 비트를 요구한다.
정확한 심벌 속도는 아래 식 1에 의해 주어진다.
(1)
Figure pct00001
데이터 세그먼트의 주파수는 아래 식 2에 의해 주어진다.
(2)
Figure pct00002
데이터 프레임 속도는 아래 식 3에 의해 주어진다.
(3)
Figure pct00003
심벌 속도(Sr)와 수송 속도(Tr)는 주파수에서 서로 잠금 상태(locked)가 된다.
2진 데이터 세그먼트 동기와 데이터 필드 동기 신호들과 결합된 8-레벨 심벌들은 단일 반송파를 억제된-반송파 변조하기 위해 사용된다. 하지만 송신 전에, 대부분의 하방 측파대가 제거된다. 그 결과 스펙트럼은 공칭 제곱근 자승의 코사인 응답이 620㎑의 전이 구역들을 초래하는 대역 가장자리들을 제외하고는 평탄하다. 더 낮은 대역 가장자리로부터의 310㎑와 같은 억제된-반송파 주파수에서는, 전술한 바와 같이 신호에 작은 파일럿이 추가된다.
이제 본 개시물의 모바일/핸드헬드 수신을 위한 지상파 방송 수신기(400)의 일 실시예가 도시되어 있는 도 4를 참조한다. 수신기(400)는 신호 수신 요소(410), 튜너(420), 전치-등화기 복조기(430), 등화기 제어기(440), 등화기(450), 후치-등화기 정정 프로세서(460), 수송 디코더(470), 및 튜너 제어기(480)를 포함한다.
신호 수신 요소(410)는 위성 방송 시스템 및/또는 다른 유형의 신호 방송 시스템과 같이, 하나 이상의 신호 소스로부터 오디오, 비디오, 및/또는 데이터 신호들(예컨대, 텔레비전 신호들 등)을 포함하는 신호들을 수신하도록 동작한다. 예시적인 일 실시예에 따르면, 신호 수신 요소(410)는 로그(log) 주기적 안테나와 같은 안테나로서 구현되지만, 임의의 유형의 신호 수신 요소로서 구현될 수도 있다. 본 예시적인 실시예의 안테나(410)는, 주파수 대역폭에 걸쳐 ATSC M/H 지상파 송신된 오디오, 비디오, 및 데이터 신호들을 수신하도록 동작한다. ATSC 신호들은 일반적으로, 54 내지 870㎒의 주파수 범위에 걸쳐 송신되고, 채널당 대략 6㎒의 대역폭을 가진다. 하위 채널들은 시간 다중화될 수 있다. 신호는 동축 케이블이나 인쇄된 회로 보드 트레이스(printed circuit board trace)와 같은 전송선을 통해 안테나로부터 결합된다.
튜너(420)는 튜너 제어기(480)로부터의 제어 신호에 응답하여 신호 튜닝 기능을 수행하도록 동작한다. 예시적인 일 실시예에 따르면, 튜너(420)는 안테나(410)로부터 RF 신호를 수신하고, 필터링에 의해 신호 튜닝 기능을 수행하며, RF 신호를 주파수 하향 변환하여{즉, 단일 또는 다수 단(stage) 하향 변환}, 중간 주파수(IF: intermediate frequency) 신호를 생성한다. RF 신호와 IF 신호는 오디오, 비디오, 및/또는 데이터 콘텐츠(예컨대, 텔레비전 신호 등)를 포함할 수 있고, 아날로그 신호 표준(예컨대, NTSC, PAL, SECAM 등) 및/또는 디지털 신호 표준(예컨대, ATSC, QAM, QPSK 등)일 수 있다. 튜너(420)는 반송파 주파수로부터 수신된 ATSC M/H 신호를 중간 주파수로 변환하기 위해 동작한다. 예컨대, 튜너는 안테나(410)에서 수신된 57㎒의 신호를 43㎒의 IF 신호로 변환할 수 있다. 전치-등화기 복조기(430)는 튜너(420)로부터 기저대역 디지털 스트림으로 IF 신호를 복조하도록 동작한다. 그런 다음 기저대역 디지털 스트림은 등화기에 결합된다.
튜너 제어기(480)는 신호 레벨과 튜닝된 채널 또는 바라는 튜닝된 채널의 주파수에 응답하여 수송 디코더(470)로부터의 명령어들을 수신하도록 동작한다. 튜너 제어기(480)는 튜너(420) 동작을 제어하기 위해 이들 수신된 명령어에 응답하여 제어 신호를 생성한다.
등화기 제어기(440)는 디코딩된 데이터에 응답하여 에러 조건(term)을 생성하도록 동작한다. 이는 데이터 지향된 등화기에 관한 능력을 제공한다. 등화기 제어기(440)는 수신된 데이터와 디코딩된 데이터 사이의 에러를 추정하고, 에러 조건을 생성한다. 에러 조건은 최소화될 등화기(450)에 공급된다.
등화기(450)는 전치-등화기 복조기(430)로부터 튜닝되고 복조된 MPEG 스트림을 수신하고, 에러가 없는 신호를 만들기 위해 등화기 내에서 등화기 필터에 인가되는 등화기 계수들을 계산하도록 동작한다. 등화기(450)는 감쇄와 심벌간(intersymbol) 간섭과 같은 송신 에러들을 보상하도록 동작한다. 등화기는 심벌간 간섭을 상쇄하도록 동작하는 롤 오프(roll off) 필터링을 수행하는 매칭된 필터를 포함한다. 등화기 훈련 기간 동안, 이전에 선택된 훈련 신호는 채널을 통해 송신되고, 수신기에 미리 저장되는 이러한 신호의 적절히 지연된 버전이 기준 신호로서 사용된다. 이 훈련 신호는 등화기가 보통 채널 왜곡을 보상하는 것을 허용하기에 충분히 긴 의사-잡음 시퀀스이다. 본 발명의 예시적인 일 실시예에 따른 등화기는 복수의 의사-잡음 시퀀스를 저장하도록 동작하고, 이 경우 각각의 의사-랜덤 시퀀스는 코드 속도에 대응한다. 등화기(450)가 의사랜덤 시퀀스 훈련 신호를 수신하면, 등화기는 수신된 시퀀스의 한 부분을 복수의 저장된 시퀀스와 비교한다. 매칭이 되면, 수신된 시퀀스와 연관된 코드 속도는 디코더에 의해 사용되어, 훈련 시퀀스 후 수신된 데이터를 디코딩한다.
각각의 데이터 필드의 제 1 데이터 세그먼트는, 수신기에서 등화기(450)에 의해 사용된 훈련 시퀀스를 포함하는 동기화 신호(데이터 필드 동기)이다. 전술한 바와 같이, 유리한 구성예는 고유한 코드 속도와 연관된 상이한 패턴을 각각의 의사랜덤 시퀀스에 할당할 수 있다. 등화기(450)는 프리앰블 내의 코드 속도를 식별하기 위해 이용 가능한 가장 높은 매칭 상관기를 사용하게 된다.
등화기 훈련 외에, 코드 속도 식별을 위해 데이터 세그먼트를 이용하는 것은, 데이터 전달의 제 2 모드를 통해 수신기에 관한 결정적 정보를 제공할 수 있다. 다수의 훈련 신호들을 수신하도록 구비된 수신기는 각각의 코드 속도에 관한 고유한 상관기를 필요로 하지만, 이러한 기술을 사용하여 강력하고 효율적인 시스템을 제공한다. ATSC 표준에 의해 한정되지 않는 필드 동기 의사랜덤 시퀀스 내의 63개의 심벌은 코드 속도를 표시하도록 구성될 수 있다.
각각의 의사랜덤 시퀀스는 코드 속도에 관한 상이한 패턴을 가진다. 상이한 상관기들의 출력은 가장 높은 것을 사용한다. 가장 높은 것은 프리앰블로 코드 속도를 식별한다. 훈련을 위해 주로 사용된 송신 시스템의 기존의 세그먼트를 이용하는 것은, 데이터 전달의 제 2 모드에 관한 결정적 정보를 제공한다. 각각의 코드 속도에 관한 고유한 상관기에는 비용이 든다. 효율적인 강력한 시스템을 얻는다는 개념이다.
후치-등화기 정정 프로세서(460)와 수송 디코더(470)는 에러 정정을 수행하고 MPEG 데이터 스트림을 디코딩하도록 동작한다. 이들 요소는 도 5와 도 6에 상세히 도시되고 논의된다.
이제 수신기 시스템에서 사용된 디코더(500)의 일 실시예의 블록도가 도시된 도 5를 참조한다. 디코더(500)는 수신기에 의해 수신된 데이터를 디코딩하는 것을 돕기 위해 전술한 데이터 스트림에서의 체계적이지 않은 패킷들과 같은 여분의 패킷을 사용하도록 적응되는 회로를 포함한다. 디코더(500)는 또한 일반적으로 레거시 또는 기존의 A53 표준을 사용하여 인코딩된 데이터를 디코딩할 수 있다.
디코더(500)에서는, 다른 회로들(도 4)에 의한 초기 튜닝, 복조, 및 처리 후, 트렐리스 디코더(502)가 인입 신호를 수신한다. 트렐리스 디코더(502)는 콘볼루션형 디인터리버(504)에 연결된다. 콘볼루션형 디인터리버(504)의 출력은 바이트-코드 디코더(506)에 연결된다. 바이트-코드 디코더(506)는 리드-솔로몬 디코더(508)에 연결된 출력을 가진다. 리드-솔로몬 디코더(508)의 출력은 디랜더마이저(510)에 연결된다. 디랜더마이저(510)는 데이터 디코더(512)에 연결된다. 데이터 디코더(512)는 비디오 디스플레이나 오디오 재생과 같은 수신기 시스템의 나머지 부분에서 사용하기 위한 출력 신호를 제공한다.
기존의 또는 레거시 A53 표준에 따르면, 트렐리스 디코더(502)는 신호 디멀티플렉서, 12개의 2/3-속도 트렐리스 디코더 및 신호 멀티플렉서를 포함한다. 디멀티플렉서는 디지털 샘플들을 12개의 2/3-속도 트렐리스 디코더에 배분하고, 멀티플렉서는 12개의 2/3-속도 트렐리스 디코더에 의해 생성된 바이트 추정치를 다중화한다. 콘볼루션형 인터리버와 같은 디인터리버(504)는 트렐리스-디코딩된 비트 추정치의 스트림을 디인터리빙하여, 207바이트를 포함하도록 배열된 시퀀스 또는 패킷들을 만든다. 패킷 배열은 도시되지 않은 동기화 신호들의 위치를 결정하고 식별하는 것과 관련하여 수행된다. 리드-솔로몬 에러 정정 회로(508)는 하나 이상의 코드워드로서 디인터리버(504)에 의해 만들어진 207바이트의 각각의 시퀀스를 고려하고, 그 코드워드 또는 패킷에서의 임의의 바이트가 송신 중의 에러로 인해 잘못되었는지를 결정한다. 그러한 결정은 종종 코드워드들에 관한 에러 패턴들 또는 신드럼들의 세트를 계산하고 평가함으로써 수행된다. 잘못된 것이 검출되면, 리드-솔로몬 에러 정정 회로(508)는 패리티 바이트에서 인코딩된 정보를 사용하여 손상된 바이트들을 복구하려고 시도한다. 그런 다음 에러-정정된 데이터 스트림이 디랜더마이저(510)에 의해 디랜더마이징되고, 그 후 송신되는 콘텐츠의 유형에 따라 데이터 스트림을 디코딩하는 데이터 디코더(512)에 제공된다. 통상적으로, 트렐리스 디코더(502), 디인터리버(504), 리드-솔로몬 디코더(508), 및 디랜더마이저(510)의 조합은 수신기 내에서 8-VSB 디코더로서 식별된다. 일반적으로, 레거시 A/53, 표준을 따르는 신호들을 수신하기 위한 통상적인 수신기는 송신 공정의 역순으로 수신 공정을 수행한다는 점을 주목하는 것이 중요하다.
데이터 패킷들의 바이트 형태로 된 수신된 데이터는 트렐리스 디코더(502)에 의해 디코딩되고, 디인터리버(504)에 의해 디인터리빙된다. 데이터 패킷들은 데이터의 207바이트를 포함할 수 있고, 더 나아가 24,26, 또는 52개의 패킷의 그룹으로 그룹화될 수 있다. 트렐리스 디코더(502)와 디인터리버(504)는 바이트-코드 인코딩된 데이터뿐만 아니라 인입 레거시 포맷 데이터를 처리할 수 있다. 수신기에 의해 또한 알려지는 미리 결정된 패킷 송신 시퀀스에 기초하여, 바이트-코드 디코더(506)는 패킷이 바이트-코드 인코딩되거나 강력한 데이터 스트림에 포함된 패킷인지를 결정한다. 수신된 패킷이 바이트-코드 인코딩된 데이터 스트림으로부터의 것이 아니라면, 수신된 패킷은 바이트-코드 디코더(506)에서의 임의의 추가 처리 없이, 리드-솔로몬 디코더(508)에 제공된다. 바이트 코드 디코더(506)는 또한 인코딩 동안 데이터 스트림에 곱해지거나 더해질 상수들의 알려진 시퀀스를 제거하는 디랜더마이저를 포함할 수 있다. 거친 데이터 스트림이 본래 데이터와 같은 체계적인 패킷들 및 바이트와, 여분의 데이터를 포함하는 체계적이지 않은 패킷들 및 바이트 모두를 포함한다는 점을 주목하는 것이 중요하다.
바이트-코드 디코더(506)가 수신된 것이 강력하거나 거친 데이터 스트림에 속하는 바이트-코드 인코딩된 패킷이라고 결정하면, 그 패킷은 동일한 데이터 스트림을 포함하는 다른 패킷들과 함께 디코딩될 수 있다. 일 실시예에서, 동일한 데이터 스트림의 바이트-코드 인코딩된 패킷들은 바이트-코딩된 패킷을 전개하기 위해 사용된 요소 값의 역수를 패킷 내의 각각의 바이트에 곱함으로써 디코딩된다. 체계적이지 않은 패킷의 바이트들의 디코딩된 값들은 체계적인 패킷의 바이트들의 값들과 비교되고, 동일하지 않은 2개의 패킷에서의 임의의 바이트들의 값들은 체계적인 패킷에서 삭제(즉 0으로 설정)되거나 체계적이지 않은 패킷에서의 정보로 대체될 수 있다. 이후 삭제된 에러 바이트를 지닌 체계적인 패킷은 리드-솔로몬 디코더(508)에서 수행된 리드-솔로몬 디코딩을 사용하여 디코딩될 수 있다. 바이트-코드 디코더들의 다른 실시예들의 추가 설명이 아래에 논의된다.
바이트 코드 디코더(506)는 또한 도 1에 도시된 바와 같이 인코딩된 신호들을 디코딩하기 위한 블록 디코더로서 동작하도록 적응될 수 있다. 예컨대, 바이트 코드 디코더(506)는 패킷 인터리버(120)와 유사한 패킷 인터리버와, 패킷 디인터리버(130)와 유사한 패킷 디인터리버를 포함할 수 있다. 추가로, 바이트 코드 인코더 기능은 GF(256) 직렬 연결된 블록 코딩된(SCBC: Serial Concatenated Block Coded) 신호를 디코딩하도록 적응될 수 있다. 바이트 코드 디코더(506)는 또한 모바일 또는 ATSC M/H 수신 및/또는 선험적(a priori) 훈련 패킷들의 식별을 위해 인코딩된 데이터를 식별하기 위해 사용된 식별기 블록을 포함할 수 있다. 추가로, 식별기 블록은, 예컨대 인입 패킷들에서의 헤더들이 모바일 수신을 위해 사용된 PID를 포함하는지를 결정하기 위한 패킷 식별기 블록을 포함할 수 있다.
바람직한 인코더에서, 바이트-코드 인코딩이 데이터 패킷들의 리드-솔로몬 인코딩에 선행한다는 점을 주목하는 것이 중요하다. 하지만, 이 경우 도시된 디코더(500)에서는, 인입 데이터가 리드-솔로몬 디코딩되기 전에 바이트-코드 디코딩된다. 바이트-코드 동작과 리드-솔로몬 코드 동작 모두가 A53 표준에서 사용된 갈로이스(Galois) 필드(256)에 걸쳐 선형적이고, 선형 연산자(operator)들이 갈로이스 필드에서 교환 가능하기 때문에 재배열이 가능하다. 리드 솔로몬 전에 블록 디코딩을 먼저 행하는 것이 유리한데, 이는 반복적인 디코딩 알고리즘을 가지게 하는 것이 실제적이 되게 하는 소프트 디코딩 알고리즘이 존재하기 때문이다. 재배열의 중요성은 중요한데, 이는 바이트-코드 인코딩이 소프트 디코딩 알고리즘을 제공하고, 이는 수신된 신호에서 에러들을 복구하기 위한 더 높은 신뢰도를 가지는 반복적인 디코딩 또는 터보 디코딩을 가능하게 하기 때문이다. 그 결과, 리드-솔로몬 디코딩에 앞서 바이트-코드 디코딩을 수행하는 것이 비트-에러 속도와 신호대 잡음비에 관해 측정될 때 개선된 수신기 성능을 초래한다.
이제 수신기에서 사용된 디코더(600)의 또 다른 실시예의 블록도가 도시되어 있는 도 6을 참조한다. 디코더(600)는 공중을 통한 전자기파와 같이 전송 매체를 통해 신호를 송신함으로써 악 영향을 받은 신호들을 수신하고 디코딩하기 위한 처리와 추가 회로를 포함한다. 디코더(600)는 레거시 데이터 스트림과 함께 거친 데이터 스트림 모두를 디코딩할 수 있다.
디코더(600)에서는, 초기 처리 후 인입 신호가 등화기(606)에 제공된다. 등화기(606)는 2개의 출력을 제공하는 트렐리스 디코더(610)에 연결된다. 트렐리스 디코더(610)로부터의 제 1 출력은 피드백을 제공하고, 등화기(606)로의 피드백 입력으로서 다시 연결된다. 트렐리스 디코더(610)로부터의 제 2 출력은 콘볼루션형 디인터리버(614)에 연결된다. 콘볼루션형 디인터리버(614)는 역시 2개의 출력을 제공하는 바이트-코드 디코더(616)에 연결된다. 바이트-코드 디코더(616)로부터의 제 1 출력은 콘볼루션형 인터리버(618)를 통해 트렐리스 디코더(610)로의 피드백 입력으로서 다시 연결된다. 바이트-코드 디코더(616)로부터의 제 2 출력은 리드-솔로몬 디코더(620)에 연결된다. 리드-솔로몬 디코더(620)의 출력은 디랜더마이저(624)에 연결된다. 디랜더마이저(624)의 출력은 데이터 디코더(626)에 연결된다. 리드-솔로몬 디코더(620), 디랜더마이저(624) 및 데이터 디코더(626)는, 도 5에서 설명된 리드-솔로몬, 디랜더마이저, 및 데이터 디코더 블록들과 유사한 방식으로 연결되고 기능적으로 동작하며, 여기서는 더 설명되지 않는다.
수신기(미도시)의 전단 처리(front end processing)(예컨대, 안테나, 튜너, 복조기, A/D 변환기)로부터의 입력 신호는 등화기(606)에 제공된다. 등화기(606)는 수신된 신호를 처리하여 수신된 신호를 복구하기 위한 시도로 송신 채널 영향을 완전히 또는 부분적으로 제거한다. 다양한 제거 또는 등화 방법이 당업자에게 공지되어 있고 여기서는 논의되지 않는다. 등화기(506)는 피드-포워드 등화기(FFE: feed-forward equilizer) 섹션과 결정-피드백-등화기(DFE: decision-feedback-equlizer) 섹션을 포함하는 처리 회로의 다수의 섹션을 포함할 수 있다.
등화된 신호는 트렐리스 디코더(610)에 제공된다. 트렐리스 디코더(610)는 하나의 출력으로서, 등화기(606)의 DFE 섹션에 제공되는 결정 값들의 세트를 만든다. 트렐리스 디코더(610)는 또한 등화기(606)의 DFE 섹션에 제공되는 중간 결정 값들을 또한 생성할 수 있다. DFE 섹션은 등화기(606)에서의 필터 탭들의 값들을 조정하기 위해, 트렐리스 디코더(610)로부터의 중간 결정 값들과 함께 결정 값들을 사용한다. 조정된 필터 탭 값들은 수신된 신호에 존재하는 간섭과 신호 반사들을 상쇄한다. 반복적인 공정은 트렐리스 디코더(610)로부터의 피드백의 도움으로, 등화기(606)가 시간에 따라 신호 송신 환경 상태를 변경하는 가능성에 동적으로 조정하는 것을 허용한다. 반복적인 공정이 디지털 텔레비전 방송 신호에 관한 19Mb/s와 같은 신호의 인입 데이터 속도와 유사한 속도로 일어날 수 있다는 점을 주목하는 것이 중요하다. 반복적인 공정은 또한 인입 데이터 속도보다 높은 속도에서 일어날 수 있다.
트렐리스 디코더(610)는 트렐리스 디코딩된 데이터 스트림을 콘볼루션형 디인터리버(614)에 제공한다. 콘볼루션형 디인터리버(614)는 도 5에 설명된 디인터리버와 유사하게 동작하여 데이터 패킷들 내에서 조직된 디인터리빙된 바이트를 생성한다. 바이트-코드 디코더(5616)에 데이터 패킷들이 제공된다. 전술한 바와 같이, 거친 데이터 스트림의 부분이 아닌 패킷들은 간단히 바이트-코드 디코더(616)를 통과하여, 리드-솔로몬 디코더(620)에 보내진다. 바이트-코드 디코더(616)가 거친 데이터 스트림의 부분으로서 패킷들의 그룹을 식별하면, 바이트-코드 디코더(616)는 전술한 바와 같이 패킷들에서 바이트들을 처음에 디코딩하기 위해 체계적이지 않은 패킷들에서의 여분의 정보를 사용한다.
바이트-코드 디코더(616)와 트렐리스 디코더(610)는 거친 데이터 스트림을 디코딩하기 위해, 터보-디코더라고 하는 반복적인 방식으로 동작한다. 특히, 트렐리스 디코더(610)는 콘볼루션형 디인터리버(614)에 의한 디인터리빙 후, 거친 데이터 스트림에 포함되는 패킷들의 각각의 바이트에 관해 제 1 소프트 결정 벡터를 바이트-코드 디코더(616)에 제공한다. 통상적으로, 트렐리스 디코더(610)는 확률 값들의 벡터로서 소프트 결정을 만들어낸다. 일부 실시예들에서는, 벡터에서의 각각의 확률 값이 벡터와 연관된 바이트가 가질 수 있는 값과 연관된다. 다른 실시예들에서는, 확률 값들의 벡터가 체계적인 패킷에 포함되는 모든 하프-니블(half-nibble)(즉, 2개의 비트)에 관해 생성되는데, 이는 2/3-속도 트렐리스 디코더가 2비트의 심벌을 추정하기 때문이다. 일부 실시예들에서는, 트렐리스 디코더(610)가 일 바이트의 4개의 하프-니블과 연관된 4개의 소프트 결정을 결합하여, 그 바이트가 가질 수 있는 값들의 확률의 벡터인 하나의 소프트-결정을 만들어낸다. 그러한 실시예들에서는, 그 바이트에 대응하는 소프트 결정들이 바이트-코드 디코더(616)에 제공된다. 다른 실시예들에서는, 바이트-코드 디코더가 체계적인 패킷의 바이트에 관한 소프트-결정을 4개의 소프트-결정 벡터들로 분리하고, 그러한 경우, 4개의 소프트-결정 각각은 그 바이트의 하프-니블과 연관된다.
바이트-코드 디코더(616)는 거친 데이터 스트림의 패킷들을 포함하는 바이트들과 연관된 소프트 결정 벡터를 사용하여, 그 패킷들을 포함하는 바이트들의 제 1 추정을 만들어낸다. 바이트-코드 디코더(616)는 체계적인 패킷과 체계적이지 않은 패킷 모두를 사용하여, 거친 스트림을 포함하는 패킷들의 각각의 바이트에 관한 제 2 소프트 결정 벡터를 생성하고, 콘볼루션형 인터리버(618)에 의한 리인터리빙(re-interleaving) 후, 트렐리스 디코더(610)에 제 2 소프트-결정 벡터를 제공한다. 이후 트렐리스 디코더(610)는 제 1 결정 벡터의 추가 반복을 만들기 위해 제 2 소프트-결정 벡터를 사용하고, 이러한 제 1 결정 벡터는 바이트-코드 디코더(616)에 제공된다. 트렐리스 디코더(610)와 바이트-코드 디코더(616)는, 트렐리스 디코더와 바이트-코드 디코더에 의해 만들어진 소프트-결정 벡터가 수렴하거나 미리 결정된 개수의 반복이 착수될 때까지 이러한 식으로 반복한다. 이후, 바이트-코드 디코더(616)는 체계적인 패킷들의 각각의 바이트에 관한 하드 결정을 생성하기 위해, 체계적인 패킷들의 각각의 바이트에 관한 소프트-결정 벡터에서 확률 값들을 사용한다. 하드 결정 값들(즉, 디코딩된 바이트들)은 바이트-코드 디코더(616)로부터 리드-솔로몬 디코더(620)에 출력된다. 트렐리스 디코더(610)는 MAP(Maximum a Posteriori) 디코더를 사용하여 구현될 수 있고, 바이트 또는 하프-니블(심벌) 소프트 결정들에 대해 동작할 수 있다.
터보-디코딩이 통상적으로 인입 데이터 속도보다 높은 블록들 사이에서 결정 데이터를 전달하는 것에 관련된 반복 속도들을 이용한다는 점을 주목하는 것이 중요하다. 가능한 반복의 회수는 데이터 속도와 반복 속도의 비에 제한된다. 그 결과, 그리고 실제적인 정도로, 터보-디코더에서의 더 높은 반복 속도는 일반적으로 에러 정정 결과들을 개선한다. 일 실시예에서는, 인입 데이터 속도의 8배인 반복 속도가 사용될 수 있다.
도 6에서 설명된 것과 같은 소프트 입력 소프트 출력 바이트-코드 디코더는 벡터 디코딩 함수들을 포함할 수 있다. 벡터 디코딩은 체계적인 바이트와 체계적이지 않은 바이트를 포함하는 데이터의 바이트들을 그룹화하는 것을 수반한다. 예컨대, 1/2 바이트 코드 인코딩된 스트림의 경우, 1개의 체계적인 바이트와 1개의 체계적이지 않은 바이트가 그룹화된다. 2개의 바이트는 64,000개가 넘는 가능한 값을 가진다. 벡터 디코더는 2개의 바이트의 가능한 값들 각각에 관한 확률을 결정 또는 추정하고, 확률 맵(map)을 생성한다. 소프트 결정은 확률들의 일부 또는 전부의 확률들과 가능한 코드워드까지의 유클리드(Euclidian) 거리에 가중치를 부여한 것(weighting)에 기초하여 이루어진다. 하드 결정은 유클리드 거리의 에러가 임계값 아래로 떨어질 때 이루어질 수 있다.
도 5와 도 6에서 설명된 바이트-코드 디코더들은 간단한 바이트-코드 인코더들 또는 연결된 바이트-코드 인코더들에 의한 인코딩을 포함하여, 전술한 바이트-코드 인코더들에 의해 인코딩된 거친 데이터 스트림을 디코딩할 수 있다. 도 5와 도 6에서의 바이트-코드 디코더들은 단일 인코딩 단계만을 수반하는 간단하거나 구성하는 바이트-코드 인코더에 의해 인코딩된 거친 데이터 스트림을 디코딩하는 것을 설명한다. 연결된 바이트-코드 디코딩은 디인터리빙, 디펑처링(de-puncturing), 및 재삽입(re-insertion)과 같은 중간 처리 외에, 하나의 디코딩 단계보다 많이 인입 코드워드들이나 바이트들을 디코딩하는 것을 포함한다.
이제, 본 발명에 따른 인코딩 방법의 예시적인 실시예의 상태도가 도시되는 도 7을 참조한다. 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 데이터를 인코딩하기 위한 방법(700)은 다음 상태들을 포함한다. 먼저, 디바이스가 시작 전 대기 상태로 들어간다(710). 그런 다음 디바이스가 VSB 또는 QAM 포맷일 수 있고, 코드 속도에 따라 인코딩될 수 있는 제 1 포맷으로 데이터를 인코딩한다(720). 코드 속도는 인코딩된 데이터 패킷들의 개수와 비교된 인코더에 의해 생성된 여분의 패킷들의 개수를 표시한다. 그런 다음 디바이스는 패킷 ID를 생성한다(730). 그런 다음, 디바이스는 패킷에서의 데이터와 패킷 ID를 패킷화한다(740). 그런 다음, 디바이스는 패킷을 송신하고(750), 대기 상태(710)로 되돌아간다.
이제, 본 발명에 따른 디코딩 방법(800)의 예시적인 실시예의 상태도가 도시되어 있는 도 8을 참조한다. 디바이스는 먼저 패킷을 수신하는 것을 기다리는 대기 상태로 들어간다(810). 그런 다음 디바이스는 데이터와 패킷 식별자를 포함하는 패킷을 수신한다(820). 그런 다음, 디바이스는 상기 패킷 식별자의 부분에 응답하여 코드 속도를 결정하는 단계(830)로 진행한다. 디바이스는 적절히 구비되었다면 상기 코드 속도에 따라 패킷 내의 데이터를 디코딩한다(840). 그런 다음 디바이스는 대기 상태로 되돌아간다.
이제, 본 발명에 따른 인코딩 방법(900)의 예시적인 실시예의 상태도가 도시되어 있는 도 9를 참조한다. 디바이스는 먼저 인코딩할 데이터를 기다리는 대기 상태로 들어간다(910). 데이터를 수신한 후, 디바이스는 복수의 코드 속도 중 하나에 따라 상기 데이터를 인코딩한다(910). 그런 다음 디바이스는 송신을 위해 그 데이터를 패킷화한다(920). 디바이스는 훈련 시퀀스가 복수의 코드 속도 중 상기 하나를 표시하는 훈련 시퀀스를 인코딩한다. 그런 다음, 디바이스는 훈련 시퀀스를 송신한다(930). 그런 다음 디바이스는 송신한다(940). 이러한 방법에 따라 동작하는 인코더는 훈련 시퀀스와 패킷을 생성하기 위한 프로세서를 포함할 수 있고, 상기 패킷은 적어도 하나의 데이터를 포함하며, 상기 적어도 하나의 데이터는 제 1 포맷에 따라 인코딩되고, 상기 훈련 시퀀스는 상기 제 1 포맷을 표시한다.
이제, 본 발명에 따른 디코딩 방법(1000)의 예시적인 실시예의 상태도가 도시되어 있는 도 10을 참조한다. 디바이스는 먼저 훈련 시퀀스를 수신하는 것을 기다리는 대기 상태로 들어간다(1010). 그런 다음 디바이스는 훈련 시퀀스를 수신한다(1020). 훈련 시퀀스를 수신하면, 디바이스는 상기 훈련 시퀀스의 한 부분에 응답하여 코드 속도를 결정한다(1020). 예시적인 일 실시예에서, 각각의 코드 속도는 고유한 훈련 시퀀스와 연관된다. 수신기 또는 디코더와 같은 디바이스가 고유한 훈련 시퀀스를 수신할 때, 그것은 저장된 코드 속도와 그 훈련 시퀀스를 연관시키고, 이를 통해 디바이스가 곧바로 수신될 임의의 인입 데이터의 코드 속도를 예상하는 것을 용이하게 한다. 그런 다음, 디바이스는 데이터를 포함하는 패킷을 수신한다(1040). 그런 다음 디바이스는 훈련 시퀀스(1050)로부터 결정된 코드 속도에 따라 데이터를 디코딩한다. 이러한 방법에 따른 디코더는 훈련 시퀀스와 패킷을 수신하기 위한 프로세서를 포함하게 되고, 상기 패킷을 적어도 하나의 데이터를 포함하며, 상기 프로세서는 또한 상기 훈련 시퀀스와 연관된 코드 속도를 식별하고 상기 코드 속도에 따라 상기 적어도 하나의 데이터를 디코딩하도록 동작한다.
이제, 본 발명에 따른 인코딩 방법(1100)의 예시적인 실시예의 상태도가 도시되어 있는 도 11을 참조한다. 디바이스는 먼저 인코딩할 데이터를 기다리는 대기 상태로 들어간다(1110). 데이터를 수신하면, 디바이스는 코드 속도에 따라 데이터를 인코딩한다(1120). 그런 다음 디바이스는 상기 데이터와 패킷 식별자를 포함하는 패킷을 생성한다(1120). 패킷 식별자는 복수의 코드 속도 중 상기 하나를 표시하는 표시자를 포함한다. 그런 다음, 디바이스는 복수의 코드 속도 중 상기 하나를 표시하는 훈련 시퀀스를 생성한다(1150). 그런 다음, 디바이스는 송신을 위한 훈련 시퀀스를 송신기에 임의로 송신 또는 결합한다(1140). 그런 다음, 디바이스는 송신을 위해 패킷을 송신기에 임의로 송신 또는 결합한다(1150). 그런 다음 디바이스는 대기 상태로 임의로 되돌아갈 수 있다(1110). 설명된 방법에 따라 동작하는 인코더는 훈련 신호와 패킷을 생성하기 위한 프로세서를 포함할 수 있는데, 상기 패킷은 패킷 식별자와 데이터 프레임을 포함하고, 상기 데이터 프레임은 제 1 포맷에 따라 인코딩되며, 상기 패킷 식별자의 한 부분은 상기 제 1 포맷을 표시하고, 상기 훈련 신호는 상기 제 1 포맷을 표시한다.
이제, 본 발명에 따른 디코딩 방법(1200)의 예시적인 실시예의 상태도가 도시되어 있는 도 12를 참조한다. 디바이스는 훈련 시퀀스를 수신한다(1210). 그런 다음 디바이스는 훈련 시퀀스에 따라 코드 속도를 결정한다(1220). 이러한 결정은 수학적으로 또는, 저장된 훈련 시퀀스와 수신된 훈련 시퀀스를 비교함으로써 룩업 테이블(look up table)을 통해 이루어질 수 있고, 그런 다음 매칭이 이루어지면 저장된 훈련 시퀀스와 연관된 코드 속도를 결정하였다. 그런 다음, 디바이스는 데이터와 패킷 식별자를 포함하는 패킷을 수신한다(1230). 그런 다음, 디바이스는 상기 훈련 시퀀스의 부분과 상기 패킷 식별자의 부분 중 적어도 하나에 응답하여 코드 속도를 결정한다(1240). 그런 다음 디바이스는 상기 코드 속도에 따라 데이터를 디코딩한다(1250). 디바이스는 임의의 대기 상태(1210)로 되돌아갈 수 있다. 설명한 방법에 따라 동작하는 디코더는, 훈련 시퀀스와 패킷을 수신하도록 동작하는 프로세서를 포함할 수 있고, 상기 패킷은 패킷 식별자를 포함하며, 상기 프로세서는 코드 속도에 따라 데이터를 디코딩하도록 또한 동작하고, 상기 코드 속도는 패킷을 처리하기 위한 상기 훈련 시퀀스와 상기 패킷 식별자 중 적어도 하나에 응답하여 결정되며, 상기 패킷은 적어도 하나의 데이터와 패킷 식별자를 포함한다.
이제, 본 발명에 따른 인코딩 방법(1300)의 예시적인 실시예의 상태도가 도시되어 있는 도 13을 참조한다. 인코딩할 데이터를 수신하면, 디바이스는 먼저 제 1 코드 속도로 상기 데이터의 제 1 부분을 인코딩한다(1310). 그런 다음 디바이스는 제 2 코드 속도로 상기 데이터의 제 2 부분은 인코딩한다(1320). 그런 다음 디바이스는 제 1 버스트 내에서 데이터의 상기 제 1 부분과 데이터의 상기 제 2 부분을 인코딩한다(1330). 그런 다음, 디바이스는 버스트를 송신 또는 송신기에 결합하도록 동작한다(1340). 이러한 방법을 수행하도록 동작하는 인코더는 제 1 코드 속도로 상기 데이터의 제 1 부분을 그리고 제 2 코드 속도로 상기 데이터의 제 2 부분을 인코딩하고, 데이터의 상기 제 1 부분과 데이터의 상기 제 2 부분을 제 1 버스트로 인코딩하도록 동작하는 프로세서를 포함할 수 있다.
이제, 본 발명에 따른 디코딩 방법(1400)의 예시적인 실시예의 상태도가 도시되어 있는 도 14를 참조한다. 디바이스는 먼저 버스트를 수신한다(1410). 그런 다음 디바이스는 제 1 코드 속도에 따라 상기 데이터의 제 1 부분을 디코딩하도록 동작한다(1420). 그런 다음 디바이스는 제 2 코드 속도에 따라 상기 데이터의 제 2 부분을 임의로 디코딩할 수 있다(1430). 그런 다음 디바이스는 제 1 데이터와 제 2 데이터를 결합할 수 있다(1440). 이러한 결합된 데이터는 임의로 사용되어 이미지를 생성할 수 있다(1450). 이러한 방법을 구현하도록 동작하는 디코더는, 데이터를 포함하는 버스트를 수신하고, 제 1 코드 속도에 따라 상기 데이터의 제 1 부분을 디코딩하며, 제 2 코드 속도에 따라 상기 데이터의 제 2 부분을 디코딩하도록 동작하는 프로세서를 포함할 수 있다.
버스트는 짧은 시간 기간에 걸친 임의의 비교적 높은-대역폭 송신이다. 예컨대, 다운로드는 평균적으로 2Mbit/s를 사용하는데 반해, 피크 버스트는 가령 2.4Mbit/s에 이른다. 버스트는 또한 매우 짧은 송신 시간과 매우 높은 데이터 시그널링(signaling) 속도를 결합하는 송신일 수 있는데, 즉 메시지가 압축된다. 이는 수신기가 버스트 기간들 동안에만 턴 온되어 동작 시간 기간에 걸쳐 전력을 절약하는 것을 허용한다는 바람직한 장점을 가진다. 이는 특히 ATSC M/H 수신기와 프로세서와 같은 핸드헬드 및 휴대 가능한 디바이스에서 유리하다.
데이터 네트워크의 동작에서는 데이터 송신이 이따금 중단된다. 이제, 본 발명에 따른 인코딩 방법(1500)의 예시적인 실시예의 상태도가 도시되어 있는 도 15를 참조한다. 디바이스는 먼저 8VSB 또는 QAM과 같은 데이터 포맷에 따라 데이터를 인코딩한다(1510). 그런 다음 디바이스는 ATSC M/H와 같은 송신 포맷에 따라 데이터를 패킷화한다(1520). 그런 다음 디바이스는 첩 패턴을 포함하는 훈련 시퀀스를 생성한다(1530). 그런 다음 디바이스는 훈련 시퀀스를 송신기에 송신 또는 결합시킨다(1540). 그런 다음 디바이스는 패킷을 송신기에 송신 또는 결합시킨다(1550). 이러한 방법을 구현하도록 동작하는 장치는 첩 패턴을 포함하는 훈련 시퀄스를 생성하도록 동작하는 프로세서와, 상기 훈련 시퀀스를 송신하기 위한 송신기를 포함할 수 있다.
위에서 송신된 훈련 시퀀스를 수신하기 위한 디코더는 첩 패턴을 포함하는 훈련 신호와 데이터 스트림을 필터링하기 위한 등화기, 상기 등화기를 제어하고 상기 훈련 시퀀스에 응답하여 적어도 하나의 등화기 가중치를 조정하기 위한 등화기 제어기, 및 상기 데이터 스트림을 디코딩하기 위한 디코더를 포함할 수 있다. 디코더는 첩 패턴을 포함하는 훈련 시퀀스를 수신하고, 상기 훈련 시퀀스에 응답하여 적어도 하나의 등화기 가중치를 조정하며, 데이터를 포함하는 패킷을 수신하고, 상기 코드 속도에 따라 상기 데이터를 디코딩함으로써 신호를 디코딩할 수 있다.
첩은 시간에 따라 주파수가 증가하는('up-chirp') 또는 감소하는('down-chirp') 신호이다. 첩은 소나나 레이저에 흔히 사용되지만, 확산 스펙트럼 통신에서와 같은 다른 응용예를 가진다. 확산 스펙트럼 사용에서는, RAC들과 같은 SAW 디바이스가 첩핑된(chirped) 신호들을 생성하고 복조하기 위해 종종 사용된다. 광학 분야에서는, 초단파 레이저 펄스가 또한 그것들이 전파하는 물질들의 분산으로 인한 첩을 보여준다. 선형 첩 파형에는, 사인파가 시간에 따라 선형적으로 주파수가 증가한다. 선형 첩에서는, 순시 주파수인 f(t)가 시간에 따라 선형적으로 변하는데, 즉 f(t)=f0+kt이고, 여기서 f0는 시작 주파수(시간 t=0에서)이며, k는 주파수 증가 속도 또는 첩 속도이다.
지수(exponential) 첩이라고도 하는 기하학적 첩에서는, 신호의 주파수가 시간에 따른 기하학적 관계에 따라 변한다. 다시 말해, 파형에서 2개의 점인 t1과 t2가 선택된다면, 그들 사이의 시간 간격인 t2-t1은 일정하게 유지되고, 주파수 비인 f(t2)/f(t1) 또한 일정하게 된다. 지수 첩에서는, 신호의 주파수가 시간의 함수로서 지수함수적으로 변하는데, 즉 f(t)=f0kt이고, 여기서 f0는 시작 주파수(시간 t=0에서)이며, k는 주파수가 지수 함수적으로 증가하는 속도이다. 일정한 첩 속도를 가지는 선형 첩과는 달리, 지수 첩은 지수함수적으로 증가하는 첩 속도를 가진다.
비록 본 발명이 특정 실시예의 관점에서 설명되었지만, 본 발명의 범주 내에 있는 수정예들이 만들어질 수 있음을 알게 된다. 예컨대, 다양한 처리 단계들이 개별적으로 또는 결합되어 구현될 수 있고, 범용 또는 전용 데이터 처리 하드웨어로 구현될 수 있다. 더 나아가, 비디오, 오디오, 이미지, 텍스트, 또는 다른 유형의 데이터에 관해 다양한 인코딩 방법 또는 압축 방법이 이용될 수 있다. 또한 패킷 크기, 속도 모드, 블록 코딩, 및 다른 정보 처리 파라미터들이 본 발명의 상이한 실시예들에서 달라질 수 있다.
110: MPEG 수송 스트림 소스 120: 패킷 인터리버
125: 직렬 연결된 블록 코더 130: 패킷 디인터리버
135: MPEG 수송 스트림 헤더 수정기 140: 프리앰블 패킷 삽입기
145: 레거시 ATSC A/53 처리 경로 150: 데이터 랜더마이저
155: 리드 솔로몬 인코더 160: 바이트 인터리버
165: 트렐리스 인코더 170: 동기 삽입기(170)
175: 파일럿 삽입기 180: 변조기

Claims (23)

  1. 데이터를 인코딩하는 방법으로서,
    상기 데이터를 제 1 포맷으로 인코딩하는 단계와,
    상기 데이터를 하나의 패킷에서 패킷화하는 단계를
    포함하고,
    상기 패킷은 상기 데이터와 패킷 식별자를 포함하며, 상기 패킷 식별자는 상기 제 1 포맷을 표시하는 표시자를 포함하는, 데이터를 인코딩하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 포맷은 코드 속도(code rate)에 대응하는, 데이터를 인코딩하는 방법.
  3. 데이터를 수신하는 방법으로서,
    데이터를 포함하는 패킷과 패킷 식별자를 수신하는 단계,
    상기 패킷 식별자의 부분에 응답하여 코드 속도를 결정하는 단계, 및
    상기 코드 속도에 따라 상기 데이터를 디코딩하는 단계를
    포함하는, 데이터를 수신하는 방법.
  4. 디코더로서,
    패킷을 수신하기 위한 프로세서를 포함하고,
    상기 패킷은 적어도 하나의 데이터와 패킷 식별자를 포함하며, 상기 프로세서는 또한 상기 패킷 식별자 내의 코드 속도 식별자에 응답하여, 상기 적어도 하나의 데이터를 디코딩하도록 동작하는, 디코더.
  5. 인코더로서,
    패킷을 생성하기 위한 프로세서와,
    상기 패킷을 송신하기 위한 송신기를
    포함하고,
    상기 패킷은 패킷 식별자와 적어도 하나의 데이터를 포함하며, 상기 데이터는 제 1 포맷에 따라 인코딩되고, 상기 패킷 식별자의 부분은 상기 제 1 포맷을 표시하는, 인코더.
  6. 데이터를 인코딩하는 방법으로서,
    복수의 코드 속도 중 하나의 코드 속도에 따라 상기 데이터를 인코딩하는 단계와,
    복수의 코드 속도 중 상기 하나의 코드 속도를 표시하는 훈련 시퀀스를 인코딩하는 단계를
    포함하는, 데이터를 인코딩하는 방법.
  7. 데이터를 수신하는 방법으로서,
    훈련 시퀀스를 수신하는 단계,
    상기 훈련 시퀀스의 부분에 응답하여 코드 속도를 결정하는 단계,
    데이터를 포함하는 패킷을 수신하는 단계, 및
    상기 코드 속도에 따라 상기 데이터를 디코딩하는 단계를
    포함하는, 데이터를 수신하는 방법.
  8. 디코더로서,
    적어도 하나의 데이터를 포함하는 패킷과 훈련 시퀀스를 수신하기 위한 프로세서를 포함하고,
    상기 프로세서는 또한 상기 훈련 시퀀스와 연관된 코드 속도를 식별하고, 상기 코드 속도에 따라 상기 적어도 하나의 데이터를 디코딩하도록 동작하는, 디코더.
  9. 인코더로서,
    적어도 하나의 데이터를 포함하는 패킷과 훈련 시퀀스를 생성하기 위한 프로세서를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 데이터는 제 1 포맷에 따라 인코딩되며, 상기 훈련 시퀀스는 상기 제 1 포맷을 표시하는, 인코더.
  10. 데이터를 인코딩하는 방법으로서,
    복수의 코드 속도 중 하나의 속도에 따라 상기 데이터를 인코딩하는 단계,
    상기 데이터와 패킷 식별자를 포함하는 패킷을 생성하는 단계로서, 상기 패킷 식별자는 복수의 코드 속도 중 상기 하나의 코드 속도를 표시하는 표시자를 포함하는, 패킷 생성 단계, 및
    복수의 코드 속도 중 상기 하나의 코드 속도를 표시하는 훈련 시퀀스를 생성하는 단계를
    포함하는, 데이터를 인코딩하는 방법.
  11. 데이터를 수신하는 방법으로서,
    훈련 시퀀스를 수신하는 단계,
    데이터와 패킷 식별자를 포함하는 패킷을 수신하는 단계,
    상기 훈련 시퀀스의 부분과 상기 패킷 식별자의 부분 중 적어도 하나에 응답하여 코드 속도를 결정하는 단계, 및
    상기 코드 속도에 따라 상기 데이터를 디코딩하는 단계를
    포함하는, 데이터를 수신하는 방법.
  12. 디코더로서,
    훈련 시퀀스와, 패킷 식별자를 포함하는 패킷을 수신하도록 동작하고, 또한 코드 속도에 따라 데이터를 디코딩하도록 동작하는 프로세서를 포함하고,
    상기 코드 속도는, 적어도 하나의 데이터와 패킷 식별자를 포함하는 패킷을 처리하기 위해, 상기 훈련 시퀀스와 상기 패킷 식별자 중 적어도 하나에 응답하여 결정되는, 디코더.
  13. 인코더로서,
    훈련 신호와, 패킷 식별자와 데이터 프레임을 포함하는 패킷을 생성하기 위한 프로세서를 포함하고,
    상기 데이터 프레임은 제 1 포맷에 따라 인코딩되며, 상기 패킷 식별자의 부분은 상기 제 1 포맷을 표시하고, 상기 훈련 신호는 상기 제 1 포맷을 표시하는, 인코더.
  14. 데이터를 인코딩하는 방법으로서,
    - 제 1 코드 속도로 상기 데이터의 제 1 부분을 인코딩하는 단계,
    - 제 2 코드 속도로 상기 데이터의 제 2 부분을 인코딩하는 단계,
    - 제 1 버스트에서 데이터의 상기 제 1 부분과 데이터의 상기 제 2 부분을 인코딩하는 단계를
    포함하는, 데이터를 인코딩하는 방법.
  15. 데이터를 수신하는 방법으로서,
    - 데이터를 포함하는 버스트를 수신하는 단계,
    - 제 1 코드 속도에 따라 상기 데이터의 제 1 부분을 디코딩하는 단계, 및
    - 제 2 코드 속도에 따라 상기 데이터의 제 2 부분을 디코딩하는 단계를
    포함하는, 데이터를 수신하는 방법.
  16. 제 15항에 있어서,
    데이터의 상기 디코딩된 제 1 부분과 데이터의 상기 디코딩된 제 2 부분을 제 1 이미지로 결합하는 단계를 더 포함하는, 데이터를 수신하는 방법.
  17. 디코더로서,
    데이터를 포함하는 버스트를 수신하고, 제 1 코드 속도에 따라 상기 데이터의 제 1 부분을 디코딩하며, 제 2 코드 속도에 따라 상기 데이터의 제 2 부분을 디코딩하도록 동작하는 프로세서를
    포함하는, 디코더.
  18. 제 17항에 있어서,
    데이터의 상기 디코딩된 제 1 부분과 데이터의 상기 디코딩된 제 2 부분을 제 1 이미지로 결합하도록 또한 동작하는, 디코더.
  19. 데이터를 인코딩하는 인코더로서,
    제 1 코드 속도로 상기 데이터의 제 1 부분을 인코딩하고, 제 2 코드 속도로 상기 데이터의 제 2 부분을 인코딩하며, 데이터의 상기 제 1 부분과 데이터의 상기 제 2 부분을 제 1 버스트로 인코딩하도록 동작하는 프로세서를 포함하는, 인코더.
  20. 데이터를 인코딩하는 방법으로서,
    첩(chirp) 패턴을 포함하는 훈련 시퀀스를 인코딩하는 단계를 포함하는, 데이터를 인코딩하는 방법.
  21. 데이터를 수신하는 방법으로서,
    첩 패턴을 포함하는 훈련 시퀀스를 수신하는 단계,
    상기 훈련 시퀀스에 응답하여 적어도 하나의 등화기 가중치(weight)를 조정하는 단계,
    데이터를 포함하는 패킷을 수신하는 단계, 및
    상기 코드 속도에 따라 상기 데이터를 디코딩하는 단계를
    포함하는, 데이터를 수신하는 방법.
  22. 장치로서,
    - 데이터 스트림과, 첩 패턴을 포함하는 훈련 신호를 필터링하기 위한 등화기(equalizer),
    - 상기 등화기를 제어하고, 상기 훈련 시퀀스에 응답하여 적어도 하나의 등화기 가중치를 조정하기 위한 등화기 제어기, 및
    - 상기 데이터 스트림을 디코딩하기 위한 디코더를
    포함하는, 장치.
  23. 장치로서,
    첩 패턴을 포함하는 훈련 시퀀스를 생성하도록 동작하는 프로세서와,
    상기 훈련 시퀀스를 송신하기 위한 송신기를 포함하는, 장치.
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