KR20080069626A - 전력 컨버터, 전력 컨버터를 포함하는 장치, 및 전력컨버터를 제어하기 위한 방법 - Google Patents

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코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

전력 컨버터는 제1 제어가능한 스위치(M2)의 제1 주 전류 경로와 제2 제어가능한 스위치(M3)의 제2 주 전류 경로의 직렬 구성을 포함한다. 직렬 구성은 DC-입력 전압(V1)을 수신하도록 구성된다. 인덕턴스(L)와 커패시턴스(2)의 직렬 구성은 제2 주 전류 경로와 병렬로 구성된다. 인덕턴스(L)와 연결된 출력 노드(NO)는 전력 컨버터의 출력 전압을 제공한다. 전력 컨버터는 커패시턴스(2)를 변경시키기 위한 수단(M1)을 더 포함한다. 컨트롤러(1)는 출력 전압(VO)을 안정화하기 위해, 변경가능한 반복 주파수(fr)로 제1 제어가능한 스위치(M2) 및 제2 제어가능한 스위치(M3)를 제어하고, 전력 컨버터의 출력 전력에 따라 커패시턴스(2) 또는 인덕턴스(L)를 변경시키기 위해, 변경하기 위한 수단(M1)을 제어한다.
전력 컨버터, 커패시턴스, 인덕턴스, 전력 모드, 클리핑, 피크 출력 전력, 출력 전압

Description

전력 컨버터, 전력 컨버터를 포함하는 장치, 및 전력 컨버터를 제어하기 위한 방법{POWER CONVERTER}
본 발명은 전력 컨버터, 여러가지 전력 모드(power modes)를 가지며 전력 컨버터를 포함하는 장치, 및 전력 컨버터를 제어하는 방법에 관한 것이다.
보통, 공진 LLC 전력 컨버터는 두 MOSFET의 직렬 구성(series arrangement)을 포함하며, 이 직렬 구성을 통해 DC-입력 전압이 제공된다. LLC 전력 컨버터는 변압기의 1차 권선(primary winding) 및 커패시터의 직렬 구성을 더 포함하며, 이 직렬 구성은 MOSFET 중 하나와 병렬로 배치된다. 변압기(transformer)는 정류기(rectifier)를 통해 부하(load)에 DC-전압을 제공하는 2차 권선을 갖는다. 컨트롤러(controller)는 부하에 걸리는 출력 전압을 안정화(stabilize)하기 위해서, 변경가능한 반복 주파수(repetition frequency)로 제1 및 제2 제어가능한 스위치를 제어한다.
이러한 LLC 전력 컨버터는 예를 들어, 2002년에 발행된, 번호 EN 3122 785 12770인 "Philips Electronics Service Manual of Chassis FM24AA"의 페이지 EN93에서부터 개시되어 있다.
이러한 LLC 전력 컨버터가 부하에 제공할 수 있는 피크 전력 레벨(peak power level)은 변압기에 의해 형성되는 인덕턴스의 인덕턴스 값과 커패시터의 커패시턴스 둘 다에 의해 결정된다. 전력 컨버터의 피크 전력을 증가시킬 수 있는 한 가지 방법은 커패시턴스 또는 인덕턴스를 증가시키는 것이다. 그러나, 커패시턴스의 증가는 전력 컨버터에서의 손실(losses) 또한 증가된다는 결점이 있으며, 이러한 더 높은 손실을 다룰 수 있도록 전력 컨버터의 컴포넌트들이 디멘셔닝(dimensioning)되어야 한다는 결점을 갖는다. 인덕턴스의 증가는 변압기가 더 커지고 더 비싸진다는 결점이 있다.
본 발명의 목적은 오버-디멘셔닝(over-dimensioning)된 컴포넌트를 필요로 하지 않고서도 큰 피크 전력을 제공할 수 있는 전력 컨버터를 제공하는 것이다.
본 발명의 제1 양상은 청구항 1에 청구된 바와 같은 전력 컨버터를 제공한다. 본 발명의 제2 양상은 청구항 10에 청구된 바와 같이, 여러가지 전력 모드로 동작하는 회로 및 전력 컨버터를 포함하는 장치를 제공한다. 본 발명의 제3 양상은 청구항 11에 청구된 바와 같이, 전력 컨버터를 제어하기 위한 방법을 제공한다. 이로운 실시예들은 종속항들에서 정의된다.
본 발명의 제1 양상에 따른 전력 컨버터는 제1 제어가능한 스위치의 제1 주 전류 경로(main current path)와 제2 제어가능한 스위치의 제2 주 전류 경로의 직렬 구성을 포함한다. 이 직렬 구성을 통해 DC 입력 전압이 공급된다. 인덕턴스 및 커패시턴스의 직렬 구성은 제2 주 전류 경로와 병렬로 배치된다. 전력 컨버터의 출력 전압을 제공하는 출력 노드는 인덕턴스에 연결된다. 인덕턴스는 단일 인덕터로서 나타난 코일이거나, 그의 주요 측에서 보이는 변압기의 인덕턴스(the inductance of a transformer seen at its primary side)일 수 있다. 그의 주요 측에서 보이는 변압기의 인덕턴스는 자화 인덕터(magnetizing inductor)와 누설 인덕터(leakage inductor)의 직렬 구성으로 나타날 수 있다. 변압기가 사용되면, 출력 노드는 변압기의 2차 권선에 연결된다. 코일 또는 변압기의 인덕턴스 및 커패시터의 커패시턴스는 공진 회로를 형성한다.
컨트롤러는 전력 컨버터의 출력 전압을 안정화하기 위해서, 변경가능한 반복 주파수로 제1 및 제2 제어가능한 스위치를 제어한다. 컨트롤러는 전력 컨버터의 요구되는 피크 출력 전력에 따라 커패시턴스 또는 인덕턴스를 제어한다. 출력 전력은 출력부에서의 전류 센서로 감지될 수 있지만, 대안적으로, 관련 종속항들과 관련하여 설명되어지는 바와 같이, 출력 전력을 나타내는 다른 신호들이 사용될 수 있다. 바람직하게, 전력 컨버터는 LLC 컨버터이다.
커패시터의 커패시턴스 값, 및/또는 인덕터의 인덕턴스 값은 제공될 실제 피크 전력에 맞도록 선택된다. 따라서, 전력 컨버터의 디멘셔닝(dimensioning)은 제공될 출력 전력에 따라, 요구되는 피크 전류에 맞도록 자동으로 변경된다. 피크 전류가 짧은 시간 주기 동안에만 제공되어야 하기 때문에, 컴포넌트의 열적 속성과 관련한 컴포넌트의 디멘셔닝은 제공될 평균 전력에 의해 결정된다. 반대로, 종래 기술의 LLC 전력 컨버터에서, 커패시턴스 및 인덕턴스는 가장 높은 피크 전력이 제공될 수 있도록 선택된 고정값을 갖는다. 따라서, 긴 시간 주기 동안 제공된 전력이 피크 전력보다 훨씬 더 낮더라도, 커패시터의 높은 커패시턴스 값에 의한 스위칭 손실(switching loss)은 계속적으로 존재한다. 따라서, 전력 컨버터의 효율은 최적이 아니며, 이러한 스위칭 손실을 다루기 위해 컴포넌트들은 오버-디멘셔닝되어야 한다.
US 6,621,718은 고정된 주파수로 동작하는 발진기(oscillator) 및 발진기에 연결된 공진 회로를 갖는 전력 컨버터를 개시한다. 이 전력 컨버터는 동작 주파수(operating frequency)를 변화시킴으로써가 아니라 공진 회로의 공진을 제어함으로써 자신의 출력 전압을 안정화하고, 따라서 본 발명과는 완전히 다르게 동작한다.
청구항 2에 청구된 것과 같은 실시예에서, 커패시턴스는 제1 및 제2 커패시터의 병렬 구성이거나 제1 및 제2 커패시터의 직렬 구성이다. 컨트롤러는 제2 커패시터를 제1 커패시터와 병렬로 연결하거나, 제1 커패시터와 직렬로 배치되었을 때 제2 커패시터를 단락(short-circuit)시키는 스위치를 제어함으로써 커패시턴스를 변화시킨다. 그러나, 대안적으로 변경가능한 커패시턴스를 갖는 컴포넌트가 사용될 수 있다. 인덕턴스도 유사한 방식으로 변경될 수 있다.
청구항 4에 청구된 것과 같은 실시예에서, 커패시터와 직렬로 배치된 인덕터는 변압기의 1차 권선을 포함하거나, 변압기의 1차 권선이다. 부하는 변압기의 2차 권선에 연결된다.
청구항 5에 청구된 것과 같은 실시예에서, 컨트롤러는 부하의 전력 모드를 나타내는 명령을 수신한다. 전력 모드가 미리-결정된(predetermined) 레벨보다 높은 부하의 전력 소비를 나타내면 커패시턴스 또는 인덕턴스는 증가된다. 이러한 응용에서 부하의 전력 모드는 알려져 있다.
청구항 6에 청구된 것과 같은 실시예에서, 부하는 제1 전력 모드가 대기 모드(standby mode)이고 제2 모드가 정상 동작 모드(normal operating mode)인 전력 소비 회로 또는 장치이다. 사용자는 회로 또는 장치를 정상 모드와 대기 모드 사이에서 전환할 수 있다. 사용자의 선택에 따라, 컨트롤러는 커패시턴스 또는 인덕턴스를 제어하여 이들이 고전력(high power) 정상 동작 모드에서보다 저전력(low power) 대기 모드 중에 더 낮은 값을 가지도록 한다. 예를 들어, 대기 모드를 가진 장치는 저전력 대기 모드 및 동작 모드를 가진 텔레비전 수상기일 수 있다. 고전력과 저전력 사이의 전환은 다른 외부 신호들에 의해 제어될 수 있다. 예를 들어, 기지국과 통신하는 휴대 전화에서, 휴대 전화의 출력 전력은 기지국에 의해 설정될 수 있다.
청구항 7에 청구된 것과 같은 실시예에서, 컨트롤러는 DC-입력 전압이 미리-결정된 레벨 아래로 떨어질 경우에 커패시턴스 또는 인덕턴스를 증가시키기 위해 DC-입력 전압을 수신하기 위한 입력부를 갖는다. 높은 DC-입력 전압 레벨에서, 전력 컨버터는 높은 피크 출력 전력을 제공하는 것이 가능하다. DC-입력 전압이 떨어지면, 최대 피크 출력 전력 또한 감소한다. DC-입력 전압의 특정 값 아래에서, 커패시턴스 또는 인덕턴스는 증가되어, 전력 컨버터에 의해 제공될 수 있는 피크 전력을 증가시킬 수 있다.
청구항 8에서 청구된 것과 같은 실시예에서, 컨트롤러는 반복 주파수가 미리-결정된 주파수 아래로 떨어지면 커패시턴스 또는 인덕턴스를 증가시킨다. 그 결과, 공진 주파수가 감소하고 더 높은 피크 출력 전력이 가능하다.
청구항 9에서 청구된 것과 같은 실시예에서, 컨트롤러는 반복 주파수를 미리-결정된 최소 값으로 제한하는 주파수 제한기(frequency limiter)를 포함한다. 에러 증폭기(error amplifier)는 출력 전압 및 기준 레벨(reference level)을 수신하여 출력 전압이 기준 레벨을 넘는지를 결정한다. 클리핑 검출기(clipping detector)는 에러 증폭기의 출력 신호를 수신하여 이 출력 신호가 클리핑인지를 검출한다. 클리핑 검출기가 클리핑된 출력 신호를 검출하면 컨트롤러는 커패시턴스 또는 인덕턴스를 증가시킨다. 그 결과, 전력 컨버터의 스위칭 주파수(switching frequency)가 최소 값에 도달하면, 공진 주파수를 낮추기 위해 커패시턴스 또는 인덕턴스가 증가되고 전력 컨버터는 더 높은 피크 전력을 제공하는 것이 가능해진다.
전력 컨버터가 이른바 커패시티브 모드(capacitive mode)에 들어가는 것을 막기 위해, 최소 반복 주파수는 실제 공진 주파수와 같거나 또는 그보다 얼마간 더 높다. 전력 컨버터가 최대 피크 전력을 제공하는 순간에, 반복 주파수는 최소 반복 주파수와 같다. 이제, 에러 증폭기가 클리핑하고, 이 클리핑은 쉽게 검출될 수 있으며 커패시턴스 또는 인덕턴스를 증가시키기 위한 트리거(trigger)로서 이용될 수 있다.
본 발명의 이들 양상 및 다른 양상들은 이후에 설명되는 실시예들을 참조함으로써 명백해지고 명료해질 것이다.
도 1은 본 발명에 따라 LLC 컨버터의 실시예의 개략적인 블록도를 도시한 다.
도 2는 LLC 컨버터의 공진 커패시턴스를 변화시키기 위한 대안적인 실시예의 회로도를 도시한다.
도 3은 컨버터의 DC-입력 전압의 레벨에 응답하여 공진 커패시턴스를 변화시키기 위한 회로의 개략적인 회로도를 도시한다.
도 4는 컨버터의 반복 주파수에 따라 공진 커패시턴스를 변화시키기 위한 블록도를 도시한다.
도 5는 도 4에 도시된 회로의 동작을 설명하기 위해 반복 주파수 범위를 도시한다.
도 6은 에러 증폭기의 클리핑에 따라 공진 커패시턴스를 변화시키기 위한 블록도를 도시한다.
도 7은 도 6에 도시된 회로의 동작을 설명하기 위해 반복 주파수 범위를 도시한다.
서로 다른 도면들에서 같은 참조 번호를 갖는 항목들은 동일한 구조적 특징 및 동일한 기능들을 갖거나, 동일한 신호들임을 유의해야 한다. 이러한 항목의 기능 및/또는 구조가 이미 설명된 경우, 상세한 설명에서 반복된 설명이 필요하지 않다.
도 1은 본 발명에 따라 LLC 컨버터의 실시예의 개략적인 블록도를 도시한다. LLC 컨버터에서의 약어 LLC는 인덕터, 인덕터, 및 커패시터를 나타낸다. 도 1에 도시된 바와 같이, LLC 컨버터의 LLC 부분은 인덕터 L1 및 L2, 그리고 커패시터 C1의 직렬 구성으로 형성된다. 인덕터 L1은 누설 인덕턴스를 나타내고 인덕터 L2는 변압기의 자화 인덕턴스를 나타낸다. 부하 LO는 선택적인 정류기 회로 RE를 통해 인덕터 L2와 병렬로 연결된다. 변압기 대신 코일이 사용되는 경우, 인덕턴스 L1이존재하지 않는다. 정류기 회로 RE는 단일 다이오드, 풀 브리지(full bridge), 또는 다른 임의의 적합한 정류 구성요소 또는 회로를 포함할 수 있다. 부하 양단의 LLC 컨버터의 출력 전압은 VO로서 표시된다.
인덕터 L1은 노드 N1과 N2 사이에 배치된다. 인덕터 L2는 노드 N2와 N3 사이에 배치된다. 커패시터 C1은 노드 N3와 N4 사이에 배치된다. LLC 컨버터는 두 개의 주 스위치 M2 및 M3를 더 포함하며, 여기서 주 전류 경로는 DC-입력 전압 V1을 수신하기 위해 직렬로 배치된다. 두 주 전류 경로의 접합부가 노드 N1이고, 주 스위치 M3가 노드 N1과 N4 사이에 배치된다. 제어 회로(10)는 두 개의 주 스위치 M2 및 M3에 스위치 신호 CS2 및 CS3를 각각 제공하기 위한 두 출력부를 갖는다. 제어 회로(10)는 대안적으로 주 스위치 M2와 M3를 온 및 오프로 스위치한다. 주 스위치 M2 및 M3의 정확한 스위칭은 본 기술분야에서 잘 알려진 것이다. 인덕터 L1, L2, 및 커패시터 C1은, 인덕터 L1 및 L2에 의해 형성된 인덕턴스 및 커패시터 C1의 커패시턴스에 의해 결정되는 특정 공진 주파수 fr1에서 공진하는 공진 회로를 형성한다.
제어 회로(10)는 통상적으로 적절한 레벨을 얻기 위해 탭인(tapped-in)된 출력 전압 VO를 수신하여, 본 기술 분야에서 잘 알려진 바와 같이, 출력 전압 VO를 안정화하기 위해 주 스위치 M2 및 M3의 반복 주파수 fr를 제어한다. 보통, LLC 컨버터의 반복 주파수는, 컨버터를 인덕티브 모드(inductive mode)에 유지하고 커패시티브 모드로 변경되는 것을 막기 위해, 공진 주파수 fr1보다 더 높도록 선택된다. LLC 컨버터가 그의 최대 전력을 제공하면, 반복 주파수 fr은 공진 주파수 fr1과 동일하거나 거의 같다. 출력 전력이 감소하면, 인덕턴스 및 커패시턴스에 의해 형성된 직렬 공진 회로의 양호도(quality factor)를 낮추기 위해 제어 회로는 반복 주파수 fr을 증가시키고, 이로써 출력 전압 VO가 증가하는 것을 막는다.
본 발명의 실시예에 따라, LLC 컨버터는 공진 주파수 fr1을 변화시키기 위해 LLC 컨버터의 공진 커패시턴스를 변화시키는 스위치 회로 M1을 더 포함한다. 도 1에 도시된 실시예에서, 스위치 회로 M1은 스위치 M1을 포함하고, 공진 커패시턴스는 커패시터 C1 및 커패시터 C2를 포함한다. 스위치 M1은 커패시터 M2와 직렬로 배치되고, 이 직렬 구성은 커패시터 C1과 병렬로 배치된다. 커패시터 C1 및 C2에 의해 형성된 전체 커패시턴스가 공진 주파수를 결정한다. 컨트롤러(11)는 스위치 M1을 제어하기 위한 제어 신호 CS1을 제공한다. 스위치 M1이 열려있으면, 공진 커패시턴스는 C1이고 공진 주파수는 fr1이다. 스위치 M1이 닫혀있으면, 커패시터 C2를 커패시터 C1과 병렬로 연결함으로써 공진 커패시턴스가 증가된다. 결과적인 공진 주파수 fr2는 공진 주파수 fr1보다 낮다.
도 1에 도시된 실시예에서, 스위치 M1의 스위칭은 명령 PC(command PC)에 대한 응답으로 수행된다. 컨트롤러(11)는 명령 PC를 수신하여, 이를 스위치 M1에 적합한 스위치 신호 CS1으로 변환할 수 있다. 명령 PC가 적합한 레벨을 가지고 있으 면, 이는 스위치 M1의 제어 입력부로 직접 제공될 수 있다. 명령 PC는 부하 LO가, 부하 LO에 의해 소비된 전력이 정상 동작 모드에 비해 떨어지는 저전력 모드로 들어가야 함을 나타내는 대기 명령일 수 있다. 이 전력 소비 감소(power consumption drop)는 상당한 양일 수 있다. 종래 기술에서, 공진 커패시턴스(2)는 정상 동작 모드 중에 부하에 최대 요구되는 피크 전력(maximum requested peak power)을 제공할 수 있도록 선택된 단일 값을 갖는다. 동일한 공진 커패시턴스(2)가 대기 모드 중에 제공된다. 따라서, 높은 커패시턴스 값에 의해, 대기 시의 스위치 손실은 비교적 높다. 소비자들이 그들의 전자 제품의 대기 모드에서의 높은 전력 소비에 의해 발생하는 비용을 점점 더 인식하기 때문에 이는 중요한 결점이다.
그러나, 대기 모드 중에 제공되어야 하는 피크 전력은 비교적 낮으므로, 이 공진 커패시턴스(2)는 정상 동작 모드 중에서보다 대기 모드 중에 더 작은 값을 가질 수 있다.
본 발명에 따라, 커패시터 C1의 값은 대기 모드 중에 피크 출력 전력을 제공할 수 있도록 선택되고, 커패시터 C2의 값은 커패시터 C1 및 C2의 병렬 구성이 정상 동작 모드 중에 피크 전력을 제공할 수 있을 정도로 충분히 높도록 선택된다. 따라서, 대기 모드 중에 커패시터 C2를 분리(disconnect)함으로써, 스위칭 손실은 대기 모드 중에 비교적 낮고, 정상 동작 모드 중에 커패시터 C2를 커패시터 C1과 병렬로 연결함으로써, 요구되는 높은 피크 전류가 정상 동작 모드 중에 전달될 수 있다.
낮은 피크 전력에서 LLC 컨버터의 손실을 감소시키기 위한 공진 커패시턴스(2)의 변경은 여러가지 전력 소비 모드를 갖는 모든 응용들에 사용될 수 있다. 예를 들어, 변경가능한 전송 전력(transmission power)을 갖는 휴대 통신 장치들에 사용될 수 있다. 이러한 종류의 응용에서, 배터리를 재충전해야하기 전까지 배터리가 사용될 수 있는 시간을 최적화하기 위해서 전력 컨버터의 효율성이 매우 중요하다.
컨트롤러(10) 및 컨트롤러(11)는 함께 컨트롤러(1)로 불리기도 한다. 실제적인 구현에서, 컨트롤러(10 및 11)는 동일한 통합된 회로에 존재할 수 있다.
도 2는 LLC 컨버터의 공진 커패시턴스(2)를 변화시키기 위한 대안적인 실시예의 회로도를 도시한다. 이제, 공진 커패시터(2)는 커패시터 C1과 C2의 직렬 구성을 포함한다. 스위치 M1은 커패시터 C2와 병렬로 배치된다. 스위치 M1이 닫혀있으면, 공진 커패시턴스(2)는 커패시터 C1의 값에 의해 결정되고, 스위치 M1이 열려있으면, 공진 커패시턴스(2)는 커패시터 C1 및 C2의 직렬 구성의 커패시턴스에 의해 결정된다.
도 3은 전력 컨버터의 DC-입력 전압 레벨에 응답하여 공진 커패시턴스(2)를 변화시키기 위한 회로의 개략적인 회로도를 도시한다. 이제 컨트롤러(11)는 기준 레벨 VR1을 수신하는 비반전 입력부, 탭인된 입력 전압 V1'을 수신하는 반전 입력부, 제어 신호 CS1을 제공하는 출력부를 갖는 비교기(comparator)(110)를 포함한다. 탭인된 입력 전압 V1'은 저항 분할기(resistor divider)로 DC-입력 전압 V1으로부터 획득된다. 탭인된 입력 전압 V1'이 기준 레벨 VR1보다 높은 한, 스위치 신 호 CS1은 낮은 레벨을 갖고, 스위치 M1은 열려있다. 도 1에 도시된 토폴로지에서, 공진 커패시턴스(2)는 커패시터 C1에 의해 결정되고, 따라서 비교적 낮다. 탭인된 입력 전압 V1'이 기준 레벨 VR1 보다 낮으면, 스위칭 신호 CS1은 높은 레벨을 갖고, 스위치 M1은 닫힌다. 도 1에 도시된 토폴로지에서, 공진 커패시턴스(2)는 커패시터 C1과 C2의 병렬 구성에 의해 결정되고, 따라서 비교적 높다. 따라서, DC-입력 전압 V1이 높은 레벨을 갖고, LLC 컨버터가 높은 피크 출력 전력을 제공할 수 있으면, 낮은 레벨의 DC-입력 전압 V1에서보다 더 작은 커패시턴스(2)가 사용될 수 있다. 다시, 전력 컨버터의 효율성은 제공될 피크 전력에 맞는 커패시턴스(2)를 선택함으로써 최적화된다.
전력 컨버터의 특정 구현에서, DC-입력 전압 레벨과 DC-입력 전압의 특정 레벨에서 제공될 수 있는 피크 전력 사이의 관계가 어떠한지가 알려져 있기 때문에, DC-입력 전압의 레벨을 사용함으로써, 제공될 피크 전력에 따라 커패시턴스(2)를 제어하는 것이 가능하다.
도 4는 컨버터의 반복 주파수에 따라 커패시턴스를 변화시키기 위한 블록도를 도시한다. 컨버터(1)는 반복 주파수 fr로 스위치 신호 CS2 및 CS3를 생성하는 주파수 결정 회로(10')를 포함한다. 보통, 반복 주파수 fr은 출력 전압 VO를 안정화하기 위해 제어된다. 주파수 결정 회로(10')는 변경가능한 반복 주파수 fr의 값에 대한 표시인 주파수 신호 RF를 생성한다. 스위치 제어 회로(11')는 주파수 신호 RF를 수신하여, 반복 주파수 fr이 인덕턴스 L1, L2 및 커패시터 C1에 의해 결정된 공진 주파수 fr1 아래로 떨어질 경우, 커패시턴스(2)를 증가시키기 위해 스위칭 신호 CS1을 제공한다. 이는 도 5와 관련하여 더 상세히 설명된다.
도 5는 도 4에 도시된 회로의 동작을 설명하기 위해 반복 주파수 범위를 도시한다. 가로축은 전력 컨버터의 반복 주파수 fr을 나타낸다. 수직 점선은 공진 주파수 fr1 및 fr2를 나타낸다. IOP로 표시된 화살표는 피크 출력 전력이 증가할 경우 전력 컨버터의 반복 주파수의 변경 방향을 나타낸다.
이 예에서, 도 1에 도시된 토폴로지와 관련하여, 개시 상황에서, 스위치 M1은 열려있고, 피크 전력 IOP는 특정 값보다 낮고, 전력 컨버터의 반복 주파수 fr은 frs이며 따라서 공진 주파수 fr1보다 높다고 가정된다. 이제, 피크 전력 IOP는 증가하기 시작하고, 이는 화살표에 의해 개략적으로 표시되어 있다. 주파수 결정 회로(10')는 출력 전압 VO를 안정화하기 위해, 공진 주파수 fr1을 향해 반복 주파수 fr을 감소시킨다. 피크 전력 IOP는 공진 주파수 fr1에 도달할 때까지 더 증가된다. 이제, 신호 FR에 의해 표시된 실제 반복 주파수 fr을 공진 주파수 fr1에 비교하는 스위치 제어 회로(11')는 스위치 M1을 닫으며 커패시턴스(2)는 커진다. 그 결과 공진 주파수는 fr2 값으로 감소된다. 따라서, 피크 출력 전력 IOP는 공진 주파수 fr2에 도달할 때까지 더 증가할 수 있다. 피크 전력이 감소하면, 반복 주파수 fr이 증가한다. 반복 주파수 fr이 공진 주파수 fr1 위로 증가함을 스위치 제어 회로(11')가 검출하자마자, 스위치 M1이 열린다. 이력 특성(hysteretic behavior)을 구현하는 것이 가능하다. 예를 들어, 스위치 M1은 반복 주파수 fr이 공진 주파수 fr1에 특정 델타 주파수를 더한 값보다 더 높을 때 열린다.
다시, 커패시턴스 값을 감소시킴으로써 비교적 낮은 피크 출력 전력에서 스 위칭 손실을 낮추고, 필요하다면 커패시턴스(2)를 증가시킴으로서 요구되는 경우에 높은 피크 전력을 제공하는 것도 가능하게 하기 위해, 커패시턴스(2)의 값이 선택된다.
신호 RF가 반복 주파수가 특정 주파수보다 높은지 또는 낮은지를 이미 나타낼 수 있다. 그러면, 스위치 회로(11')는 특정 주파수를 알고 있을 필요가 없다.
도 6은 에러 증폭기의 클리핑에 따라 공진 커패시턴스를 변화시키기 위한 블록도를 도시한다. 컨트롤러(1)는 컨트롤러(10"), 에러 증폭기(12), 클리핑 검출기(13), 및 스위치 제어 회로(11")를 포함한다.
에러 증폭기(12)는 저항 분할기 R3, R4로 획득된, 탭인된 출력 전압 VO'을 수신한다. 에러 증폭기(12)는 탭인된 출력 전압 VO'을 미리-결정된 레벨 VR2에 비교하여, 탭인된 출력 전압 VO'과 미리-결정된 레벨 VR2 간의 차이를 나타내는 에러 신호 ER을 제공한다.
컨트롤러(10")는 에러 신호 ER을 수신하고, 출력 전압 VO를 안정화하기 위해 제어되는 반복 주파수 fr과 함께 스위치 신호 CS2 및 CS3를 제공한다. 또한, 컨트롤러(10")는 반복 주파수 fr을 미리-결정된 최소 값 fm으로 제한하기 위해 미리-결정된 최소 값을 알고 있다.
클리핑 검출기(13)는 에러 신호 ER의 클리핑을 검출하기 위해 에러 신호 ER을 수신한다. 에러 신호 ER의 클리핑은, 반복 주파수 fr이 최소 fm에 도달하여서 출력 전압 VO 감소가 더 이상 보정(compensated)될 수 없는 레벨에까지 피크 출력 전력이 증가한 경우에 발생한다. 따라서, 탭인된 출력 전압 VO'과 미리-결정된 레 벨 VR2 간의 비교적 큰 차이는 에러 증폭기(12)로 하여금 그 자신의 전압 또는 전류 범위의 극단(extreme) 중 하나로 클리핑하도록 한다.
클리핑 검출기(13)가 에러 신호 ER의 클리핑을 검출하면, 스위치 제어 회로(11")는 커패시턴스(2)를 증가시키기 위해 스위치 신호 CS1을 변경한다. 따라서, 공진 주파수는 떨어지고, 반복 주파수는 더 감소될 수 있고 클리핑은 더 이상 발생하지 않는다. 최소 값 fm은 이제 낮은 공진 주파수에 맞도록 변경된다.
종종, 반복 주파수의 최대 값을 설정하는 것도 가능하다. 커패시턴스(2)가 증가될 때 최대 값을 또한 감소시킴으로써, 피크 전력이 감소하고 반복 주파수의 최대 값이 도달되었을 때 에러 증폭기(12)는 다시 클리핑을 할 것이다. 이 클리핑은 커패시턴스(2)를 감소시키고, 최소 값 및 최대 값 모두를 증가시키기 위한 트리거로서 사용될 수 있다.
도 7은 도 6에 도시된 회로의 동작을 설명하기 위해 반복 주파수 범위를 도시한다. 가로축은 전력 컨버터의 반복 주파수 fr을 나타낸다. 수직 점선은 공진 주파수 fr1 및 fr2, 그리고 최소 값 fm을 나타낸다. IOP로 표시된 화살표는 피크 출력 전력 IOP가 증가할 경우 전력 컨버터의 반복 주파수 fr의 변경 방향을 나타낸다.
이 예에서, 도 1에 도시된 토폴로지와 관련하여, 개시 상황에서, 스위치 M1은 열려있고, 피크 전력 IOP는 특정 값보다 낮고, 전력 컨버터의 반복 주파수 fr은 frs이며 따라서 공진 주파수 fr1보다 높다고 가정된다. 이제, 피크 전력 IOP는 증가하기 시작하고, 이는 화살표에 의해 개략적으로 표시되어 있다. 증가하는 피크 전력 IOP는 출력 전압 VO가 감소하도록 한다. 이 감소는 에러 증폭기(12)로 하여금 에러 신호 ER을 증가시키도록 한다. 컨트롤러(10")는, 반복 주파수가 최소 값 fm보다 높은 한, 에러 신호 ER에 대한 응답으로 반복 주파수 fr을 감소시킨다. 공진 주파수 fr1을 향한 반복 주파수 fr의 감소는 부하에 제공되는 전력을 증가시키기고 출력 전압 VO는 미리-결정된 값 또는 레벨 VR2에 의해 결정된 요구되는 레벨을 향해 증가하기 시작한다. 하지만, 부하 LO에 의해 요구되는 전력이 너무 커서 반복 주파수 fr의 최소 값 fm이 도달되면, 컨트롤러(10")는 더 이상 반복 주파수를 감소시킬 수 없다. 따라서, 에러 신호 ER은 전원 장치 전압(power supply voltage) 또는 전류에 대해 클리핑할 때까지 커진다. 클리핑은 클리핑 검출기(13)에 의해 검출되고 스위치 M1을 닫기 위한 트리거로서 사용된다. 커패시턴스(2)는 증가하고, 공진 주파수는 fr2로 감소하고 클리핑은 더 이상 발생하지 않는다.
다시, 커패시턴스의 값을 감소시킴으로써 비교적 낮은 피크 출력 전력에서 스위칭 손실을 낮추고, 그러면서도 필요하다면 커패시턴스(2)를 증가시킴으로써 요구되는 경우에 높은 피크 전력을 가능하게 하기 위해, 커패시턴스(2)의 값이 선택된다.
위에서 언급된 실시예들은 본 발명을 제한하기보다는 설명하며, 당업자들이 첨부된 청구의 범위를 벗어나지 않고 여러 대안적인 실시예들을 설계할 수 있음을 유의해야 한다.
예를 들어, 실시예들은 커패시턴스(2)의 값을 변경하기 위한 커패시터 C2의 스위칭을 나타낸다. 그러나 이 커패시턴스는 다른 임의의 방식으로 변경될 수 있 으며, 예를 들어, 양단의 전압에 의해 커패시턴스가 변경될 수 있는 컴포넌트들을 사용할 수 있다. 실시예들은 LLC 컨버터를 나타내지만, 공진 주파수가 커패시턴스 및 인덕턴스에 의해 결정되고, 주 스위치들을 스위칭하는 반복 주파수를 제어함으로써 출력 전압이 안정화되는 다른 공진 전력 컨버터에도 본 발명이 적용될 수 있음이 당업자들에게 명백할 것이다. 커패시턴스를 변경시키는 대신에, 인덕턴스 또한 변경될 수 있다.
청구항들에서, 소괄호 사이에 놓인 임의의 참조 기호(reference sign)는 청구항을 제한하는 것으로 이해되어서는 안된다. 동사 "포함하다(comprise)" 및 이의 활용형(conjugation)의 사용은 청구항에서 진술된 구성요소들 또는 단계들 외의 구성요소 또는 단계들의 존재를 배제하지 않는다. 구성요소 앞의 관사 "어떤(a)" "어떤(an)"은 복수의 이러한 구성요소들의 존재를 배제하지 않는다. 본 발명은 여러 별개의 구성요소들을 포함하는 하드웨어, 및 적절하게 프로그래밍된 컴퓨터를 통해서 구현될 수 있다. 여러 수단을 열거하는 장치 청구항(device claim)에서, 수개의 이러한 수단들은 하드웨어의 한 아이템(item) 및 동일한 아이템에 구현될 수 있다. 특정 수단들이 서로 다른 독립항들에서 열거된다는 단순한 사실은 이들 수단의 조합이 유리하게 사용될 수 없다는 것을 나타내지 않는다.

Claims (11)

  1. 전력 컨버터(power converter)로서,
    제1 제어가능한 스위치(M2)의 제1 주 전류 경로(first main current path)와 제2 제어가능한 스위치(M3)의 제2 주 전류 경로의 직렬 구성(series arrangement) -상기 직렬 구성은 DC-입력 전압(V1)을 수신하도록 구성됨-,
    상기 제2 주 전류 경로와 병렬로 구성된, 인덕턴스(L)와 커패시턴스(2)의 직렬 구성 -상기 인덕턴스(L) 및 커패시턴스(2)는 공진 주파수(resonance frequency)(fr1, fr2)를 결정함-,
    상기 인덕턴스(L)에 연결되어 상기 전력 컨버터의 출력 전압(VO)을 제공하는 출력 노드(NO),
    상기 커패시턴스(2) 또는 인덕턴스(L)를 변경(varying)하기 위한 수단(M1), 및
    상기 출력 전압(VO)을 안정화하기 위해서 변경가능한 반복 주파수(variable repetition frequency; fr)로 상기 제1 제어가능한 스위치(M2) 및 제2 제어가능한 스위치(M3)를 제어하고, 상기 전력 컨버터의 요구되는 피크 출력 전력(peak output power)에 따라 상기 커패시턴스(2) 또는 상기 인덕턴스(L)를 변경하기 위해, 상기 변경하기 위한 수단(M1)을 제어하기 위한 컨트롤러(1)
    를 포함하는 전력 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 커패시턴스(2)는 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2; C20)를 포함하고,
    상기 컨트롤러(1)는 스위칭 신호(CS1)를 제공하기 위해 구성되고,
    상기 변경하기 위한 수단(M1)은, 선택적으로 상기 제2 커패시터(C2)를 상기 제1 커패시터(C1)와 병렬로 연결하거나, 또는 상기 제1 커패시터(C1)와 직렬로 구성된 경우 상기 제2 커패시터(C20)를 선택적으로 단락(short circuiting)시키기 위해 상기 스위칭 신호(CS1)를 수신하기 위한 제어 입력부(control input)를 갖는 스위치(M1)를 포함하는 전력 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    부하(load)에 대해 DC-전압인 상기 출력 전압(VO)을 제공하기 위해 상기 인덕터(L1, L2)와 상기 출력 노드(NO) 사이에 연결된 정류기(rectifier)(RE)를 더 포함하는 전력 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 인덕턴스는 변압기(transformer)의 1차 권선(primary winding)을 포함하고, 부하는 상기 변압기의 2차 권선에 연결된 전력 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 컨트롤러(1)는 상기 출력 노드(NO)에 연결된 부하(LO)의 전력 모드(power mode)를 나타내는 명령(PC)을 수신하여, 상기 명령(PC)이 상기 부하(LO)의 전력 소비(power consumption)가 미리-결정된(predetermined) 레벨보다 높음을 나타내면, 상기 커패시턴스(2) 또는 상기 인덕턴스(L)를 증가시키도록 구성된 전력 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 부하(LO)는 대기 모드(standby mode)인 제1 전력 모드 및 정상 동작 모드(normal operating mode)인 제2 모드를 가지며, 상기 명령(PC)은 대기 명령이고, 상기 커패시턴스(2) 또는 상기 인덕턴스(L)는 상기 대기 모드 중보다 상기 정상 동작 모드 중에 더 낮은 값을 갖는 전력 컨버터.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 컨트롤러(1)는, 상기 DC-입력 전압(V1)을 수신하기 위한 제1 입력부, 미리-결정된 레벨(VR1)을 수신하기 위한 제2 입력부, 및 상기 DC-입력 전압(V1)이상기 미리-결정된 레벨(VR1) 아래로 떨어지면 상기 커패시턴스(2) 또는 상기 인덕턴스(L)를 증가시키기 위해 상기 변경하기 위한 수단(M1)에 스위칭 신호(switching signal)(CS1)를 제공하기 위한 출력부를 갖는 비교기(comparator)(110)를 포함하는 전력 컨버터.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 컨트롤러(1)는,
    상기 변경가능한 반복 주파수(fr)를 나타내는 주파수 신호(RF)를 생성하기 위한 주파수 결정 회로(10'), 및
    상기 반복 주파수(fr)가 미리-결정된 주파수(fr1) 아래로 떨어지면 상기 커패시턴스(2) 또는 상기 인덕턴스(L)를 증가시키기 위한 스위칭 신호(CS1)를 제공하기 위해, 상기 주파수 신호(RF)를 수신하기 위한 스위치 제어 회로(11')
    를 포함하는 전력 컨버터.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 컨트롤러(1)는,
    상기 반복 주파수(fr)를 미리-결정된 최소 값(fm)으로 제한(limiting)하기 위한 수단(10"), 및
    기준 신호(VR2) 및 상기 출력 전압(VO)에 비례하는 입력 신호(VO')를 수신하여, 상기 입력 신호(VO')와 상기 기준 신호(VR2) 간의 차이를 나타내는 에러 신호(ER)를 제공하기 위한 에러 증폭기(12),
    상기 에러 신호(ER)의 클리핑(clipping)을 검출하기 위해, 상기 에러 신호(ER)를 수신하기 위한 클리핑 검출기(13), 및
    상기 클리핑 검출기(13)가 상기 에러 신호(ER)의 클리핑을 검출하면 상기 커패시턴스(2)를 증가시키기 위한 스위치 제어 회로(11")
    를 포함하는 전력 컨버터.
  10. 여러가지 전력 모드로 동작하며 여러가지 전력을 소비하는 회로(LO), 및 제1항에 기재된 컨버터를 포함하며, 상기 회로는 상기 출력 노드(NO)에 연결된 장치.
  11. 전력 컨버터를 제어하기 위한 방법으로서,
    상기 전력 컨버터는 제1 제어가능한 스위치(M2)의 제1 주 전류 경로와 제2 제어가능한 스위치(M3)의 제2 주 전류 경로의 직렬 구성 -상기 직렬 구성은 DC-입력 전압(V1)을 수신하도록 구성됨-, 상기 제2 주 전류 경로에 병렬로 연결된 인덕턴스(L)와 커패시턴스(2)의 직렬 구성, 및 상기 전력 컨버터의 출력 전압(VO)을 제공하기 위해 상기 인덕턴스(L)와 연결된 출력 노드(NO)를 포함하고,
    상기 방법은,
    상기 출력 전압(VO)을 안정화하기 위해, 변경가능한 반복 주파수(fr)로 상기 제1 제어가능한 스위치(M2) 및 상기 제어가능한 스위치(M3)를 제어하는 단계(1), 및
    상기 전력 컨버터의 요구되는 피크 출력 전력에 따라 상기 커패시턴스(2) 또는 상기 인덕턴스(L)를 변경하는 단계(M1)
    를 포함하는, 전력 컨버터를 제어하기 위한 방법.
KR1020087012380A 2005-10-25 2006-10-24 전력 컨버터, 전력 컨버터를 포함하는 장치, 및 전력컨버터를 제어하기 위한 방법 KR20080069626A (ko)

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