CN106961222A - 一种dc‑dc谐振变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种DC‑DC谐振变换器，包括全桥开关电路，电容Crr与开关K1串联构成第一支路，变压器T与谐振电容Cr串联构成第二支路，第一支路与第二支路并联后一端通过谐振电感Lr与全桥开关电路输出一端连接，第一支路与第二支路并联后另一端与全桥开关电路输出另一端连接，变压器T的副边与输出整流滤波电路连接，还包括控制网络B2，控制网络B2测量用于驱动全桥开关电路的PWM波形的频率并且控制开关K1断开和闭合。本发明在轻载时接入，重载时切出，保证轻载电压稳定并不损失效率。

Description

一种DC-DC谐振变换器

技术领域

本发明涉及PFM功率变换技术领域，尤其涉及一种DC-DC谐振变换器，适用于电动汽车车载充电及其他要求高效率的功率设备供电。

背景技术

谐振变换器是利用软开关技术发展起来的一种DC/DC变换器，通过建立谐振电路，使得开关管可以在零电压下进行通断切换，具有隔离性能好、损耗低、多路输出直流电源等优点。

图1为现有DC/DC谐振变换器的电路结构示意图，以该DC/DC谐振变换器为半桥LLC谐振变换器为例，该半桥LLC谐振变换器包括：全桥开关电路、谐振电路、谐振电压输出电路、变压器和输出整流滤波电路，图1所示的电路工作原理如下：当Q2关断(此时，Q1还未导通)，C1放电，由L1、C1形成的谐振电流(流过L1、 C1的电流)对Q2两端的结电容进行充电，同时对Q1两端的结电容进行放电，Q1 两端电压降逐渐降低，当Q1两端电压降为零时，D1导通，实现Q1的零电压切换； D1导通，即Q1接通输入电压，输入电压、Q1、L1、C1、L2组成电流回路，在输入电压作用下，谐振电流以正弦函数形式升高，并对C1进行充电，流过L2的励磁电流线性升高，谐振电流大于励磁电流，其电流差经变压器原边绕组变换至变压器副边绕组后经整流滤波后输出；

由于Ql的开关频率小于L1与谐振电容C1的谐振频率，因而，谐振电流经过半个半谐振周期(四分之一谐振周期)的谐振后，Ql仍处于导通状态，继续对C1进行充电，谐振电流逐渐减小，励磁电流仍然线性升高，当谐振电流下降到与励磁电流相等时，电流差为零，使得变压器原边绕组电流为零，流过输出整流滤波电路中 D3的电流为零，D3关断，即D3在电流过零时自然关断，从而实现零电流关断；

此后，Q1继续导通，流过变压器原边绕组的电流近似为零，L2不再受输出电压的钳位作用而成为自由电感，这样，L1、C1与L2组成谐振电路进行谐振，实际应用中，L2的电感量远大于L1的电感量，也就是说，由L1、C1与L2组成的谐振电路的谐振周期远大于由L1、C1组成的谐振电路的谐振周期，而Q1的导通周期较短，因而，可认为谐振电流在Q1的导通周期内基本保持恒定，而继续对C1进行充电。

此后，Q1关断，由L1、C1与L2形成的谐振电流变向，对Q1两端的结电容进行充电，同时对Q2两端的结电容进行放电，Q2两端电压降逐渐降低，当Q2两端电压降为零时，D2导通，实现Q2的零电压切换，此时，C1的充电量达到最大；

Q1关断、D2导通，C1放电，Q2、L1、C1、L2组成续流回路，谐振电流以正弦函数形式减小，流过L2的励磁电流以线性形式降低，谐振电流减小的幅度大于励磁电流减小的幅度，其电流差经变压器原边绕组变换至变压器副边绕组后经整流滤波后输出；

由于Q2的开关频率小于L1与谐振电容C1的谐振频率，因而，谐振电流经过半个半谐振周期的谐振后，Q2仍处于导通状态，C1继续放电，谐振电流逐渐增大，励磁电流仍然线性降低，当谐振电流增大到与励磁电流相等时，电流差为零，使得变压器原边绕组电流为零，流过输出整流滤波电路中D4的电流为零，D4关断，即D4 在电流过零时自然关断，从而实现零电流关断；

此后，Q2继续导通，流过变压器原边绕组的电流近似为零，L2不再受输出电压的钳位作用而成为自由电感，这样，L1、C1与L2组成谐振电路进行谐振，谐振电流在Q2的导通周期内基本保持恒定，C1继续放电，

此后，Q2关断，重复前述流程。

图1所示的谐振变换器输出电压Vo与输入电压Vin以及电路参数的函数关系式如公式(1)所示。

公式(1)中，M为输出电压与输入电压的比值，Q_s为品质因数(谐振系数)， f为开关频率，n为变压器原副边绕组比，f₁为谐振频率，其中，

公式中，R_e是负载等效电阻值折算到变换器原边绕组的阻值，其计算公式为：

P_o＝V_o*I_o 公式(5)

公式(5)中，P_o为输出的负载功率，

图2为现有对称半桥结构的谐振变换器传递函数曲线示意图，该传递函数为开关的开关频率与输出电压的特性曲线。

参见图2并结合公式(1)，实际工作中，开关频率一般选择在M取得最大值之后的频率段，由图2可见，当开关频率升高时，输出电压下降，而当开关频率升高到一定值后，传递函数特性曲线变得非常平坦，也就是说，在该平坦的特性曲线上，要求开关频率较大的变化范围才能满足输出电压较小的变化范围，这样，输出电压范围较宽时，需要开关频率的变化范围很宽。

由前述可知，在电路结构参数确定的情况下，输出电压调整范围受到现有谐振变换器传递函数特性曲线的限制，即只能通过调节开关频率来调节输出电压，在开关频率较高时，谐振变换器调节能力急剧下降，调整范围较小，不能满足实际应用中的输出电压宽范围调整。

进一步地，如果扩展输出电压调整范围，需要较高的开关频率范围，而谐振变换器开关频率变化范围宽时，使得变压器和输出整流滤波电路设计复杂，考虑电路中磁性元器件的特性，需要按照电路最低开关频率的要求进行设计，导致变压器和滤波电路中的电容和电感参数很大，从而使得整个谐振变换器设计复杂、体积大、成本高。

而且，当开关频率较高时，开关导通时间减少，而电路的谐振周期保持不变，以第一开关导通时为例，谐振电流在经过半个谐振周期的谐振后减小的过程中，由于谐振电流降低的时间不够，与线性升高的励磁电流没有交点，谐振电流与励磁电流的电流差不为零，变压器原边绕组电流变换至变压器副边绕组后，流过输出整流滤波电路中整流二极管的电流不为零，使得整流二极管在有电流流过的情况下关断，不能实现零电流关断，从而增加了电路损耗，进一步地，由于整流二极管不能实现零电流关断特性，导致整流二极管两端输出电压尖峰很高，为了避免整流二极管击穿，需要选择高耐压的整流二极管，但高耐压的整流二极管的导通压降一般较高，从而也增加了损耗，导致变换器可靠性降低，效率下降。同样地，当第一开关关断时，需要对第二开关两端的结电容进行放电，使得第二开关两端电压降逐渐降低至零时，实现第二开关的零电压切换，但如果开关频率较高，则对第二开关两端的结电容进行放电的时间不够，使得第二开关两端电压降未降低至零时，第二开关导通，这样，也增加了电路损耗。

发明内容

本发明目的是针对现有技术存在的上述问题，提供一种DC/DC谐振变换器，在轻载时接入，重载时切出，保证轻载电压稳定并不损失效率。

本发明的上述目的通过以下技术方案实现：

一种DC-DC谐振变换器，包括全桥开关电路，电容Crr与开关K1串联构成第一支路，变压器T与谐振电容Cr串联构成第二支路，第一支路与第二支路并联后一端通过谐振电感Lr与全桥开关电路输出一端连接，第一支路与第二支路并联后另一端与全桥开关电路输出另一端连接，变压器T的副边与输出整流滤波电路连接，还包括控制网络B2，控制网络B2测量用于驱动全桥开关电路的PWM波形的频率增大且大于2.5Fr时，则控制网络B2控制开关K1闭合；控制网络B2测量用于驱动全桥开关电路的PWM波形的频率减小且小于2Fr时，则控制网络B2控制开关K1断开，全桥开关电路的PWM波形的频率设置在谐振频率F₁和谐振频率F₃之间，

F₃＝3Fr 公式(9)

其中，L_m为变压器T的原边电感值，Cr为谐振电容Cr的电容值，Crr为电容 Crr的电容值，Lr为谐振电感Lr的电感值。

本发明相对于现有技术具有以下优点：

1、在轻载时接入，重载时切出，保证轻载电压稳定并不损失效率；

2、在达到相同效果的同时，本发明使用的器件数量少，技术难度低。在传统方案中，一般使用增加假负载或者进入PWM工作模式。使用假负载一般配合动态切换的方式以提高效率，但是需要增加接入或者退出的判断，比较复杂；使用PWM 工作模式需要在PFM和PWM两种状态下切换，两种控制模式，相当于两套控制，过于复杂，并且PWM模式的加入会使变换器退出软开关，增加损耗；

3、并联网络B1为单个电容，器件数量少，该网络的接入和退出只需要简单的回差比较即可。

附图说明

图1为现有技术的原理示意图；

图2为现有对称半桥结构的谐振变换器传递函数曲线示意图，该传递函数为开关的开关频率与输出电压的特性曲线；

图3为本发明的原理示意图；

图4为加入并联网络后的归一化增益曲线。

具体实施方式

下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。

实施例1：

如图3所示，一种DC-DC谐振变换器，包括：全桥开关电路(功率管Q1，功率管Q2，功率管Q3，功率管Q4)、谐振电路(谐振电感Lr，谐振电容Cr，并联网络 B1)、变压器(T)和输出整流滤波电路(整流二极管D1，整流二极管D2，整流二极管D3，整流二极管D4，电容Co)。

电容Crr与开关K1串联构成第一支路，变压器T与谐振电容Cr串联构成第二支路，第一支路与第二支路并联后一端通过谐振电感Lr与全桥开关电路输出一端连接，第一支路与第二支路并联后另一端与全桥开关电路输出另一端连接，变压器T 的副边与输出整流滤波电路连接，还包括控制网络B2，控制网络B2测量用于驱动全桥开关电路的PWM波形的频率增大且大于2.5Fr时，则控制网络B2控制开关K1 闭合；控制网络B2测量用于驱动全桥开关电路的PWM波形的频率减小且小于2Fr 时，则控制网络B2控制开关K1断开，全桥开关电路的PWM波形的频率设置在谐振频率F₁和谐振频率F₃之间，

F₃＝3Fr 公式(13)

其中，L_m为变压器T的原边电感值，Cr为谐振电容Cr的电容值，Crr为电容 Crr的电容值，Lr为谐振电感Lr的电感值。

其轻载工作时，并联网络B1(电容Crr)加入谐振，谐振腔频率提高时，电容 Crr的阻抗变小，电容Crr和谐振电感Lr分压得到的电压加在变压器T的原边与Cr 串联的网络上；

变压器T，用于将输入的交流谐振输入电压进行变换后得到交流谐振输出电压并输出到输出整流滤波电路；

输出整流滤波电路(整流二极管D1，整流二极管D2，整流二极管D3，整流二极管D4，电容Co)，用于将变压器T输出的交流谐振输出电压进行整流滤波后形成直流电压输出,其工作过程同技术背景中所述。

控制网络B2，用于测量用于驱动全桥开关电路的PWM波形的频率，并将测量到的PWM波形的频率和频率设置值进行比较，并控制开关K1。；

开关K1，用于接入或断开并联网络B1。

并联网络B1可以选用电容Crr，如图3所示。

本发明是这样实现的，通过控制网络B2测量用于驱动全桥开关电路的PWM波形的频率，将PWM波形的频率与控制网络B2设置的频率设置值进行比较：

控制网络B2测量用于驱动全桥开关电路的PWM波形的频率增大且大于2.5Fr，则控制开关K1闭合，使其增益曲线变为图4所示。控制网络B2测量用于驱动全桥开关电路的PWM波形的频率减小且小于2Fr，则控制开关K1断开。

如图4所示，在并联网络B1(为电容Crr时)接入之后，整个电路共有三个谐振点，分别为谐振频率为谐振频率F₁的谐振点1、谐振频率为谐振频率Fr的谐振点2、谐振频率为谐振频率F₃的谐振点3，按照谐振点的谐振频率从小到大来排列，分别为谐振频率F₁、谐振频率Fr和谐振频率F₃：

其中，谐振频率F₁为谐振电容Cr、变压器T原边电感以及谐振电感Lr的谐振频率；

谐振频率Fr为谐振电感Lr和谐振电容Cr的谐振频率；

谐振频率F₃为谐振电感Lr和电容Crr的谐振频率。

用于驱动全桥开关电路(功率管Q1，功率管Q2，功率管Q3，功率管Q4)的PWM 波形的频率设置在F₁和F₃之间，全桥开关电路的输入为额定电压(例如市电220V) 时，PWM波形的频率应为Fr。当全桥开关电路的输入电压增大时，PWM波形的频率增加，由于并联网络B1的加入引入了谐振频率为谐振频率F₃的谐振点3，DC-DC谐振变换器的增益M过以下公式计算：

其中，L_m为变压器T的原边电感量，V_o为输出整流滤波电路的输出电压，V_in为驱动全桥开关电路的输入电压，R为输出整流滤波电路的负载电阻；Cr为谐振电容Cr的电容值，Crr为电容Crr的电容值，Lr为谐振电感Lr的电感值，S为复平面参数，n为变压器T原边和副边线圈的匝数比。

在PWM波形的频率等于谐振频率F₃时的增益M为0，同时也可以得到PWM波形的频率在谐振频率F₁到谐振频率F₃之间是单调递减，输入电压增加PWM波形的频率也增加，输入电压减小，PWM波形的频率也减小，输入电压为额定电压时，效率最高。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (1)

1.一种DC-DC谐振变换器，包括全桥开关电路，其特征在于，电容Crr与开关K1串联构成第一支路，变压器T与谐振电容Cr串联构成第二支路，第一支路与第二支路并联后一端通过谐振电感Lr与全桥开关电路输出一端连接，第一支路与第二支路并联后另一端与全桥开关电路输出另一端连接，变压器T的副边与输出整流滤波电路连接，还包括控制网络B2，控制网络B2测量用于驱动全桥开关电路的PWM波形的频率增大且大于2.5Fr时，则控制网络B2控制开关K1闭合；控制网络B2测量用于驱动全桥开关电路的PWM波形的频率减小且小于2Fr时，则控制网络B2控制开关K1断开，全桥开关电路的PWM波形的频率设置在谐振频率F₁和谐振频率F₃之间，

$F_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(C_r\×L_r)}}$

$F_1=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(C_r\×(L_r+L_m)}}$

$F_3=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(C_{rr}\×L_r)}}$

F₃＝3Fr

其中，L_m为变压器T的原边电感值，Cr为谐振电容Cr的电容值，Crr为电容Crr的电容值，Lr为谐振电感Lr的电感值。