JP3821156B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は各種電子機器に使用される電源装置に関するものであり、特に小型携帯機器、例えばコードレス電話、携帯電話、ＰＨＳ、カメラ一体型ビデオ、パーソナルコンピュータ等に使用される非接触型の電源装置として有用な電源装置に関するものである。

スイッチングトランスの１次側コイルとその両端に接続されたコンデンサの電圧を共振させて２次側に出力を得る電源装置は一般的に知られている。

そして、２次側に安定化出力を得る手段として、１次側を制御する回路構成や２次側を制御する回路構成等が種々用いられている。

まず、１次側を制御するものとして、１次側に制御回路を設け、安定化発振させる手段の一つとして、スイッチング素子のゲート信号を抵抗とダイオードの直列回路からなるインピーダンス回路により上記スイッチング素子の出力に帰還し、スイッチングのオン、オフ期間を制御し安定化する従来の電源装置について、図１５の回路図により説明する。同図によると、入力電源１は商用電源から整流平滑された直流電圧であり、この入力電源１の両端に抵抗２からなる起動回路とコンデンサ３の直列回路を接続するとともに、スイッチングトランスの１次側コイル４とスイッチング素子５の直列回路を接続し、スイッチングトランスの１次側コイル４の両端にはコンデンサ６を接続する。

また、抵抗２とコンデンサ３の接続点から抵抗７とダイオード８の直列回路を介しスイッチング素子５のドレインに接続するとともに、スイッチングトランスの制御巻線９を介しスイッチング素子５のゲートに接続する。

また、スイッチングトランスの２次側コイル１０の両端にコンデンサ１１を接続するとともにダイオード１２を介しコンデンサ１３を接続し、コンデンサ１３の両端にて出力を得る構成としている。また、スイッチングトランスの２次側コイル１０以降の負荷側は分離可能で、必要に応じ出力を得ることもできるものである。

次に上記従来の電源装置の動作について説明する。まず、入力電源１が印加されると、抵抗２を介しコンデンサ３に電圧が充電され始める。このコンデンサ３の電圧は、スイッチングトランスの制御巻線９を介しスイッチング素子５のゲートに入力され、ゲートのしきい値電圧に達するとスイッチング素子５は導通を開始する。これによりスイッチングトランスの制御巻線９とスイッチングトランスの２次側コイル１０に電圧が誘起され、スイッチングトランスの制御巻線９の電圧上昇により、スイッチング素子５のゲート電圧がさらに増加し、スイッチング素子５は正帰還作用により瞬時に完全なオン状態になる。

このため、スイッチングトランスの１次側コイル４の電流、すなわちスイッチング素子５のドレイン電流は直線的に増加し、スイッチングトランスの１次側コイル４にエネルギーが蓄えられる。スイッチング素子５が完全なオン状態になると、抵抗７とダイオード８のインピーダンス回路１４（またはこのインピーダンス回路１４に代えて図１５に図示したインピーダンス回路１５でも良い）によりコンデンサ３の電圧、すなわちスイッチング素子５のゲート電圧を放電し始める。このような帰還作用により、スイッチング素子５のゲート電圧がしきい値電圧を割り込むとスイッチング素子５は急速にオフとなる。

スイッチング素子５がオフすると、スイッチングトランスの１次側コイル４に誘起されていた電圧が反転し、同時にコンデンサ６との共振を起こす。この共振電圧が再び反転するとスイッチングトランスの制御巻線９を通じてスイッチング素子５が再びオンになるよう駆動される。また、このとき同時に、２次側においてもスイッチングトランスの２次側コイル１０とコンデンサ１１との共振が生じ、ダイオード１２とコンデンサ１３の整流平滑回路により２次側の負荷１６に直流出力を供給するものであった。

次に、２次側の出力を制御する従来技術を図１６の回路図により説明する。同図によると、２０は１次側電源部であり、ＤＣ入力電源２１と、これに接続された高周波電流発生回路２２と、１次側共振コンデンサ２３と、１次側コイル２４とで構成され、２５は２次側電源部であり、１次側電源部２０とは別筐体に設けられるとともに、２次側コイル２６とこの２次側コイル２６の両端に接続された２次側共振コンデンサ２７と、２次側整流器２８と、一端が２次側整流器２８と接続され、他端が２次側コイル２６に接続された出力コンデンサ２９とで構成され、更に出力安定化回路３０と上記出力コンデンサ２９とを接続するとともに、この出力安定化回路に２次側負荷（図示せず）を接続するものであった。

以上のように、上述の従来技術は、１次側、２次側のいずれかを制御するものであるため、一般的な電子機器の電源装置として用いられるとともに１次側と２次側が異なる筐体に設けられた非接触型の電源装置にも用いられているものである。

しかしながら、図１５の回路構成のものは、以上のような従来の構成の中で、帰還用として用いるダイオード８については、スイッチング素子５のオフ時に、スイッチングトランスの１次側コイル４の共振による逆方向の高電圧が印加されるため高耐圧のものが必要とされる。また、制御回路のインピーダンスが非常に高いため、ダイオード８の逆漏れ電流によりスイッチング素子５のターンオン、ターンオフのスイッチング動作に大きな影響を与えることになり、ダイオード８は逆漏れ電流が極めて少ないものが必要となる。しかも数百ｋＨｚの高周波動作をさせるため高周波スイッチングが可能なものが必要とされる。しかし、このような特性を満足するダイオードは、製造的に非常に困難でしかもコスト的に高価なものとなっていた。

また、図１６の回路構成のものは精度の良い出力を得るためには、出力安定化回路３０で大きな電力損失が発生するという課題を有するものとなっていた。

本発明は以上のような課題を解決して効率的に安定した２次出力を得ることのできる電源装置を提供するものである。

上記課題を解決するために本発明の電源装置は、入力電源と、前記入力電源の両端に接続されたスイッチングトランスの１次側コイルとスイッチング素子との直列回路と、前記１次側コイルの両端に接続された１次側共振コンデンサと、前記１次側コイルに対向させた前記スイッチングトランスの２次側コイルと、この２次側コイルの両端に接続された２次側共振コンデンサとインピーダンス可変回路との直列回路と、前記２次側コイルによる出力を検出する出力検出手段とを備え、前記インピーダンス可変回路を、前記出力検出手段の出力により制御する電源装置。としたものであり、上記構成によって、インピーダンス可変回路のインピーダンスを制御することによって、２次側共振コンデンサに蓄積される電力が調節され、出力を精度良く制御できるものである。

また、２次側を制御するものにあっては、２次側コイルの両端にコンデンサとインピーダンス可変回路との直列回路を接続し、さらに、２次側コイルの出力を検出する出力検出回路を設け、この出力検出回路の出力で上記インピーダンス可変回路を制御する構成としたものである。

上記構成によって２次側出力を入力電圧や出力状態の変動に対し極めて安定に保つことのできる電源装置を実現できるものである。

（実施の形態１）
以下、本発明の電源装置の一実施例を図１を用いて説明する。

同図は、１次側に制御回路を設けたものであり、同図によると、入力電源３１は商用電源から整流平滑された直流電圧であり、この入力電源３１の両端に抵抗３２とコンデンサ３３の直列回路を接続するとともに、スイッチングトランスの１次側コイル３４とスイッチング素子３５の直列回路を接続し、スイッチングトランスの１次側コイル３４の両端にはコンデンサ３６を接続する。

また、抵抗３２とコンデンサ３３の接続点をスイッチングトランスの制御巻線３７の一端に接続するとともに、他端をスイッチング素子３５のゲートに接続する。

また、制御トランジスタ３８と抵抗３９ａ，３９ｂからなる放電回路４０をスイッチングトランスの制御巻線３７の信号で駆動し、コンデンサ３３の電荷を放電させる。スイッチングトランスの２次側コイル４１の両端にコンデンサ４２を接続するとともにダイオード４３を介しコンデンサ４４を接続し、コンデンサ４４の両端にて出力を得る構成としている。また、スイッチングトランスの２次側コイル４１以降の負荷側は分離可能で必要に応じ出力を得ることもできる構成である。

次に動作について説明すると、入力電源３１が印加されると抵抗３２を介しコンデンサ３３に電圧が充電され始める。このコンデンサ３３の電圧はスイッチングトランスの制御巻線３７を介しスイッチング素子３５のゲートに入力され、この電圧がゲートのしきい値電圧に達するとスイッチング素子３５は導通を開始する。これによりスイッチングトランスの制御巻線３７とスイッチングトランスの２次側コイル４１に電圧が誘起され、このスイッチングトランスの制御巻線３７の電圧上昇によりスイッチング素子３５のゲート電圧がさらに増加し、スイッチング素子３５は正帰還作用により瞬時に完全なオン状態になる。

このため、スイッチングトランスの１次側コイル３４の電流、すなわちスイッチング素子３５のドレイン電流は直線的に増加し、スイッチングトランスの１次側コイル３４にエネルギーが蓄えられる。このとき、スイッチングトランスの制御巻線３７の電圧が制御トランジスタ３８のしきい値電圧に達すると、制御トランジスタ３８は瞬時にオンし、抵抗３９ｂを介しコンデンサ３３を放電し始める。

このような帰還作用により、スイッチング素子３５のゲート電圧がしきい値電圧を割り込むとスイッチング素子３５は急速にオフとなる（なお、本実施例においては、スイッチング素子３５に電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いているのでしきい値電圧はゲート遮断電圧となり、このスイッチング素子としてトランジスタを用いた場合はトランジスタのベース電圧がしきい値電圧となる）。

スイッチング素子３５がオフすると、スイッチングトランスの１次側コイル３４に誘起されていた電圧が反転し、同時にコンデンサ３６との共振を起こす。この共振電圧が再び反転するとスイッチングトランスの制御巻線３７を通じてスイッチング素子３５が再びオンになるよう駆動される。また、図１５の従来例と同様にこのとき２次側においても、スイッチングトランスの２次側コイル４１とコンデンサ４２との共振が生じ、ダイオード４３とコンデンサ４２の整流平滑回路により直流出力を負荷４５に供給する。

（実施の形態２）
図２は他の実施例の回路構成図で図１の実施例との相違点は抵抗４６とダイオード４７からなるクランプ回路４８を付加した点である。スイッチングトランスの制御巻線３７に発生する不要なスパイク電圧は、スイッチング素子３５のゲートに加わり、スイッチングのターンオン、ターンオフ動作に悪影響を及ぼすことがある。このため上記クランプ回路４８によって、ゲートに加わる電圧をダイオード４７の順電圧降下（ＶＦ）によりクランプさせ、不要なスパイク電圧を除去するものである。

ここでスイッチング素子３５のゲート電圧のしきい値の温度変化を補正するためにクランプ回路４８に使用する素子は、１個のダイオードでなくとも複数のダイオード又は、ツェナーダイオードやこれらの組み合せ回路を使用しても良い。

また、上記各実施例において、出力はスイッチング動作のオン、オフ期間により決定される。前述のように、オン期間はスイッチング素子３５がオンしてから抵抗３９ｂを介しコンデンサ３３の電圧が放電され、スイッチング素子３５のしきい値電圧を割り込むまでの時間である。また、オフ期間はスイッチング素子３５がオフしてから入力電源３１から抵抗３２を介し、コンデンサ３３の電圧が充電され、スイッチング素子３５のしきい値電圧に達するまでの時間である。

したがって、出力はコンデンサ３３の充放電時間により決定されることがわかる。これらのことより、コンデンサ３３を充放電する抵抗３２、あるいは抵抗３９ｂを可変抵抗とし、任意に出力設定することも可能である。

以上のように、上記各実施例においては、入力電源間に接続された抵抗とコンデンサの直列回路の接続点にスイッチングトランスの制御巻線の一端を接続し、上記制御巻線の他端をスイッチング素子の制御端子に接続し、上記制御巻線の上記一端に上記スイッチングトランスの制御巻線の信号により駆動する放電回路を接続したので、１次側に発振回路および制御回路を構成するとき、高耐圧ダイオードを使うことなく、また、逆漏れ電流の影響がなく、動作を安定にできるとともに、理想に近いスイッチング動作をさせることができ、安価な部品で、信頼性に富んだ電源装置を実現することができるものである。

（実施の形態３）
図３は本発明の他の実施例の回路構成図であり、同図によると、入力電源５１は商用電源から整流平滑された直流電圧もしくはカーバッテリー等の直流電源であり、この入力電源５１の両端に抵抗５２とコンデンサ５３を直列に接続し、コンデンサ５３と並列に抵抗５４を接続する。さらに、入力電源の両端にはスイッチングトランスの１次側コイル５５とスイッチング素子５６の直列回路を接続し、スイッチングトランスの１次側コイル５５の両端にはコンデンサ５７を接続する。

また、抵抗５２とコンデンサ５３の接続点をスイッチングトランスの制御巻線５８の一端に接続するとともに、制御巻線５８の他端をスイッチング素子５６のゲートに接続する。

また、スイッチング素子５６のドレイン、ソース間に抵抗５９と抵抗６０の直列回路を接続し、抵抗５９と抵抗６０の接続点から定電圧ダイオード６１を介してトランジスタ６２と抵抗６３を接続したピーク電圧制御回路６４を構成し、トランジスタ６２のコレクタを抵抗５２とコンデンサ５３の接続点に接続する。

また、スイッチングトランスの２次側コイル６５の両端にコンデンサ６６を接続するとともにダイオード６７を介しコンデンサ６８を接続し、コンデンサ６８の両端にて出力を得る構成としている。また、スイッチングトランスの２次側コイル６５以降の負荷側は分離可能で、必要に応じ出力を得ることもできるものである。

次に動作について説明すると、まず、入力電源５１が印加されると、抵抗５２を介しコンデンサ５３に電圧が充電され始める。このコンデンサ５３の電圧は、スイッチングトランスの制御巻線５８を介しスイッチング素子５６のゲートに入力され、ゲートのしきい値電圧に達するとスイッチング素子５６は導通を開始する。

これによりスイッチングトランスの制御巻線５８とスイッチングトランスの２次側コイル６５に電圧が誘起され、スイッチングトランスの制御巻線５８の電圧上昇により、スイッチング素子５６のゲート電圧がさらに増加し、スイッチング素子５６は正帰還作用により瞬時に完全なオン状態になる。

このため、スイッチングトランスの１次側コイル５５の電流、すなわちスイッチング素子５６のドレイン電流は直線的に増加し、スイッチングトランスの１次側コイル５５にエネルギーが蓄えられる。このとき、コンデンサ５３の電圧は抵抗５２と抵抗５４の分圧によりある電圧で固定されるため、スイッチング素子５６のゲート電圧もこの電圧で制限される。したがって、ＦＥＴの特性からゲート電圧の制限によりドレイン電流も制限され、この結果ドレイン−ソース間電圧は上昇する。

これによりスイッチングトランスの１次側コイル５５の電圧は減少し、同時にスイッチングトランスの制御巻線５８の電圧も減少するため、スイッチング素子５６のゲート電圧が減少し、しきい値電圧を割り込むとスイッチング素子５６は急速にオフとなる。なお、本実施例においては、スイッチング素子に電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いているのでしきい値電圧はゲート遮断電圧となり、このスイッチング素子としてバイポーラトランジスタを用いた場合は、ベース電圧がしきい値電圧となる。

スイッチング素子５６がオフすると、スイッチングトランスの１次側コイル５５に誘起されていた電圧が反転し、同時にコンデンサ５７との共振を起こす。このときスイッチング素子５６のドレイン−ソース間電圧は共振現象により正弦波状に上昇する。このスイッチング素子５６のドレイン−ソース間電圧のピーク値をＶｐとすると、

となったとき、ピーク電圧制御回路６４が動作し、コンデンサ５３の電圧を下げるよう負帰還制御を行い、スイッチングの各パルスごとにＶｐが一定となるよう制御される。やがてこの共振電圧が再び反転すると、スイッチングトランスの制御巻線５８を通じてスイッチング素子５６が再びオンになるよう駆動される。このとき、２次側においても、スイッチングトランスの２次側コイル６５とコンデンサ６６との共振が生じ、ダイオード６７とコンデンサ６６の整流平滑回路により２次側の負荷に直流出力が供給される。

以上のことより、入力電源５１の変動に対しても共振電圧のピーク値Ｖｐはスイッチングの各パルスごとに常に一定となるように制御される。このため、スイッチングトランスの２次側コイル６５に発生する出力電圧も図４に示すように常に一定となり、２次側出力に極めて安定した電圧を供給することができるものである。

図５は入力電圧と出力電力の関係を示す特性図であり、ピーク電圧制御回路６４によって制御することにより出力電力は一定に保たれる状態となることを示している。

（実施の形態４）
図６は本発明の一実施例の回路構成図で図３の実施例の展開例であり、図３の実施例との相違点のみ説明すると、ピーク電圧制御回路６４の出力、すなわちトランジスタ６２のコレクタをスイッチング素子５６のゲートに直接接続した構成としたもので、図３の実施例と同様の効果を有するものである。

（実施の形態５）
図７は本発明の一実施例の要部であるピーク電圧制御回路の回路構成図であり、他の回路部分の構成は図３の回路構成と同じである。図３のトランジスタ６２と定電圧ダイオード６１の代わりにコンパレータ（またはオペアンプ）６９と基準電圧７０を用いてピーク電圧制御回路６４ａを構成したものであり、図３の実施例と同様の効果を有するものである。

以上１次側に制御回路を設けたものについて説明したが、次に２次側に制御回路を設けた一実施例について説明する。

（実施の形態６）
図８（ａ）は２次側に制御回路を設けた電源装置の一実施例の回路構成図であり、７１は１次側電源部で、ＤＣ入力電源７２、高周波電流発生回路７３と、１次側コイル７４と、１次側共振コンデンサ７５から構成され、７６は２次側電源部で、２次側コイル７７と、２次側共振コンデンサ７８と、インピーダンス可変回路７９と、２次側整流器８０と、出力コンデンサ８１と、出力検出回路８２とで構成するとともに、上記インピーダンス可変回路７９は２次側共振コンデンサ７８と２次側コイル７７間に挿入されるとともに、出力コンデンサ８１の両端に接続された出力検出回路８２によって制御されるようになっている。

以上のように構成した非接触型の直流電源装置について、その動作を説明する。

１次側コイル７４には高周波電流発生回路７３によって発生した高周波電流が流れるが、この電流により１次側コイル７４には高周波電圧が発生する。この高周波電圧は、１次側共振コンデンサ７５と１次側コイル７４のインダクタンスとの共振現象のために正弦波となる。

２次側コイル７７にはこの正弦波と相似な電圧波形が発生するが、２次側整流器８０によりその半波長に相当する部分は阻止されてしまう。阻止された半波長分の電力は、２次側共振コンデンサ７８に一旦蓄積され、次の発振周期の時に出力に伝達される。この時の出力電圧と電流の特性を図９（ａ）に示す。

上記の２次側共振コンデンサ７８に直列にインピーダンスを挿入するとそのインピーダンスによって出力電圧と電流の特性は図９（ｂ）のように変化する。従って、出力検出回路８２で出力電圧または電流を検出し、それが一定になるようにインピーダンス可変回路７９のインピーダンスを制御すると、２次側共振コンデンサ７８に蓄積される電力が調節され、出力を精度良く制御できる。

図８（ｂ），（ｃ）はインピーダンス可変回路７９の具体例を示すものであり、（ｂ）はトランジスタ８３とダイオード８４の並列回路としたもの、（ｃ）は電界効果トランジスタ８５を用いたものを示しており、図８（ｄ），（ｅ），（ｆ）は出力検出回路８２の具体例を示すものである。

図８（ｄ）はトランジスタ８６とこのベースに出力電圧の分圧を供給する抵抗８７，８８とで構成されるものであり、（ｅ）は誤差増幅器８９を用いたものであり、（ｆ）はトランジスタ９０の出力電流を検知する出力電流検知回路を用いたものである。

なお、図中（Ａ）はインピーダンス可変回路７９への出力電圧（電流）検出回路からの制御のための出力を受ける端子部であり、（Ｂ）はインピーダンス可変回路７９への入力電圧（電流）検出回路の出力端子部を示している。

また、９１，９２，９３は抵抗であり、８９ａは基準電圧を発生する基準電池である。

以上のように本実施例においては２次側共振コンデンサ７８にインピーダンス可変回路７９と、出力検出回路８２を設けることにより、従来安定化が非常に困難だった出力を安定化して高精度の出力が得られる電源装置を実現できるものである。

（実施の形態７）
図１０は本発明の一実施例の回路図であり、同図によると、１次側は、交流電源９４に整流回路９５とコンデンサ９６の整流平滑回路と１次スイッチング素子９７を介してスイッチングトランスの１次側コイル９８を接続し、１次スイッチング素子９７に制御回路９９を接続して１次側に安定化された定電力発振回路を構成する。

さらに、スイッチングトランスの２次側は、２次側コイル１００にコンデンサＣ１を介しトランジスタ（ＦＥＴ）１０１を接続するとともに、スイッチングトランスの２次側コイル１００にダイオード１０２を介しコンデンサ１０３、抵抗１０４、出力端子１０５を接続する。さらに、抵抗１０４を介しトランジスタ１０６、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１に接続し、トランジスタ１０６はベースから抵抗１０７を介し検出抵抗１０８、トランジスタ１０９を介し、出力端子１１０に接続して構成し、上記コンデンサＣ１と直列にトランジスタ（ＦＥＴ）１０１を接続することにより、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１のインピーダンスを変化させることで、負荷側に伝達されるエネルギーを変化させ、定電圧定電流制御を行うものである。

この構成において、スイッチングトランスの２次側コイル１００とコンデンサＣ１により得られた電圧をダイオード１０２とコンデンサ１０３で整流平滑し、この出力は検出抵抗１０８を介し出力端子１０５，１１０に接続され、電流は常に安定化されている。外部負荷１１１は電池等が接続され、出力電流切替回路１１２により外部負荷（電池等）１１１の状態を監視するとともに、図１１に示すようにトランジスタ１０９を駆動し、外部負荷１１１に供給される充電電流を急速充電あるいはトリクル充電に切り替え、外部負荷１１１への最適な充電を行うものである。

（実施の形態８）
図１２は本発明の他の実施例であり、図１０の実施例を改善したものである。

図１０の実施例においては、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１のインピーダンスを変化させることで定電圧電流制御を行うものであるが、急速充電時においてはトランジスタ（ＦＥＴ）１０１は完全にオン状態になり最大出力が得られ、外部負荷１１１には最大電力が供給される。図１１の出力特性図におけるｆ線とｇ線に相当し、ｉ線（急速充電領域）にて充填される。このとき、トランジスタ１０１は、オン状態のためドレイン−ソース間のインピーダンスは非常に小さく、発熱は低くおさえられている。

しかしながらトリクル充電において、外部負荷１１１が満充電になると出力電流切替回路１１２によりトランジスタ１０９をオフし、検出抵抗１０８に電流が流れ、その両端電圧がトランジスタ１０６のしきい値電圧に達すると、トランジスタ１０６がオンし、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１をオフさせるように動作し、出力電流を制限するため出力は定電流垂下特性となる。図１１の出力特性図におけるｈ線（トリクル充電領域）にて充電される。このとき、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１は能動領域で動作するため、ドレイン−ソース間のインピーダンスは大きくなり、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１の発熱は非常に大きく、消費電力も増加することになるが、これに対応したのが本実施例である。

本実施例と図１０の相違点のみ説明すると、コンデンサＣ１に換えて２次側コイル１００の両端間に第１のコンデンサＣ２とこれに並列にトランジスタ（ＦＥＴ）１０１と第２のコンデンサＣ３の直列回路を設けるとともに、この第１および第２のコンデンサの容量の和を図１０のコンデンサＣ１の容量と略同じとしたことである。

上記構成によっても、スイッチングトランスの２次側コイル１００と第１のコンデンサＣ２、第２のコンデンサＣ３により得られた電圧をダイオード１０２とコンデンサ１０３で整流平滑し、この出力は検出抵抗１０８を介し出力端子１０５，１１０に接続され、電流は常に安定化されるとともに、図１０の実施例と同様急速充電時には、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１は完全にオン状態になり最大出力が得られ、外部負荷１１１には最大電力が供給される。図１３の出力特性図におけるａ線とｂ線に相当し、ｅ線（急速充電領域）にて充電される。このとき、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１は、オン状態のためドレイン−ソース間のインピーダンスは非常に小さく、発熱は低くおさえられている。

さらに、トリクル充電においては、外部負荷１１１の電池が満充電になると出力電流切替回路１１２により、トランジスタ１０９をオフし、検出抵抗１０８に電流が流れ、その両端電圧がトランジスタ１０６のしきい値電圧に達すると、トランジスタ１０６がオンし、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１をオフさせるように動作し、出力電流を制限するため出力は定電流垂下特性となる、図１３の出力特性図におけるｃ線（トリクル充電領域）にて充電される。このとき、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１は能動領域で動作するため、ドレイン−ソース間のインピーダンスは大きくなり、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１の発熱は非常に大きくなることになるが、コンデンサＣ２とＣ３は並列に設けられているので、従来技術の容量Ｃ１＝Ｃ２＋Ｃ３となり、各コンデンサに流れる電流をｉ２，ｉ３に分担させ、各コンデンサに流れる電流は高周波電流のため、スイッチング周波数とコンデンサの容量で決まり、スイッチング周波数が高く、またコンデンサの容量が大きいほど電流は大きくなるが、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１のドレイン−ソース間のインピーダンスが一定とすれば、図１０のコンデンサＣ１に流れる電流ｉ１と実施例の第２のコンデンサＣ３に流れる電流ｉ３の関係はｉ１＞ｉ３であるため、本回路においては、トランジスタ（ＦＥＴ）１０１の発熱は低くおさえられるものである。

また、ここで、出力のダイナミックレンジが小さくなるため、第１のコンデンサＣ２による負荷線（図１３のｄ線）を考慮し、トリクル充電領域（図１３のｃ線）が確保できるようにコンデンサＣ２，Ｃ３の設定は適宜行われるものである。

（実施の形態９）
図１４は本発明の他の実施例の回路構成図であり、同図によると、入力電源１１３は商用電源から整流平滑された直流電圧であり、スイッチング部１１４を介し１次側コイル１１５とコンデンサ１１６との並列回路が接続され、１次側電源装置１１７を構成している。

また、２次側電源装置１１８は、２次側コイル１１９の両端にコンデンサ１２０ａとスイッチング素子１２０を直列に接続するとともに、ダイオード１２１とコンデンサ１２２との直列回路を接続し、パルス幅制御部１２３、定電圧制御部１２４および定電流制御部１２５を介し負荷に出力を供給するものである。

次に動作とともに、回路構成の詳細について説明すると、１次側電源装置１１７においては、入力電源１１３が印加されると、スイッチング部１１４が動作し、１次側コイル１１５に高周波電流を供給する。同時に１次側コイル１１５はコンデンサ１１６と共振を起こし、高周波電圧を誘起する。

さらに、１次側コイル１１５に誘起された電圧は、対向する２次側コイル１１９に誘導され、スイッチング素子１２０のオフ時においては、２次側コイル１１９とコンデンサ１２０ａは共振せず１次側コイル１１５から誘導された電圧のみが得られ、また、スイッチング素子１２０のオン時においては、２次側コイル１１９とコンデンサ１２０ａとの共振が起こり、高出力が得られる。

さらに、これらの共振された電圧と共振されない出力は、オン期間、オフ期間の時比率により平均化され、ダイオード１２１とコンデンサ１２２により整流平滑されコンデンサ１２２の両端に出力が得られる。

また、コンデンサ１２２に得られた電圧が常に一定となるように定電圧制御部１２４からパルス幅制御部１２３へ信号が伝達される。ここで、パルス幅制御部１２３は一定周波数により制御され、出力電圧が低下したとき出力パルスのオン期間を長くし、スイッチング素子１２０のオン期間、すなわちコンデンサ１２０ａのオン期間を長くするように制御され、２次側コイル１１９とコンデンサ１２０ａとの共振期間が長くなり電圧を上げるように作用する。

また、逆に出力電圧が上昇したときは出力パルスのオン期間を短くするよう制御され、２次側コイル１１９とコンデンサ１２０ａとの共振期間が短くなり電圧を下げるよう作用する。

また、負荷に供給される電流は常に一定となるように定電流制御部１２５からパルス幅制御部１２３へ信号が伝達され、出力電流が減少したとき出力パルスのオン期間を長くし、スイッチング素子１２０のオン期間、すなわちコンデンサ１２０ａのオン期間を長くするように制御され、２次側コイル１１９とコンデンサ１２０ａとの共振期間が長くなり電流を増やすように作用する。

また、逆に出力電流が増加したときはオン期間を短くするよう制御され、２次側コイル１１９とコンデンサ１２０ａとの共振期間が短くなり電流を減らすよう作用する。

このように、パルス幅制御部１２３によりスイッチングパルスのオン、オフ期間を制御することにより、コンデンサ１２０ａのオン、オフ期間を制御し、出力電圧、出力電流を制御し、負荷に定電圧定電流出力を供給するものである。

なお、定電圧制御部１２４、定電流制御部１２５は、定電圧あるいは定電流を必要とする負荷に応じ、それぞれどちらか一つを用いる構成としてもさしつかえない。

以上のように本発明は、２次側においてコイルの両端に第１のコンデンサとスイッチング素子を直列に接続し、さらに上記コイルと上記第１のコンデンサとの接続点からダイオードを介し第２のコンデンサを接続し、定電圧制御部あるいは定電流制御部を備え、上記定電圧制御部あるいは定電流制御部からの信号により上記スイッチング素子をオン・オフ制御するパルス幅制御部を備えた構成として、２次側コイル１１９とコンデンサ１２０ａとの共振をオン・オフ制御して出力を得るものであるため、図１２に記載のトランジスタ（ＦＥＴ）１０１のようにアナログ制御されるものでないので、発熱も更に少なく、装置の小型化に寄与できるものである。

以上のように本発明の電源装置は、１次側を制御または２次側を制御して安定な出力を得られる電源装置を得られるものである。

特に、（１）入力電源間に接続された抵抗とコンデンサの直列回路の接続点にスイッチングトランスの制御巻線の一端を接続し、上記制御巻線の他端をスイッチング素子の制御端子に接続し、上記制御巻線の上記一端に上記スイッチングトランスの制御巻線の信号により駆動する放電回路を接続したものにあっては、１次側に発振回路および制御回路を構成するとき、高耐圧ダイオードを使うことなく、また、逆漏れ電流の影響がなく、動作を安定にできるとともに、理想に近いスイッチング動作をさせることができ、安価な部品で、信頼性に富んだ電源装置を実現することができるものである。

（２）さらに、クランプ回路を設けたものにあっては、スイッチング素子のゲートに加わる電圧をクランプして不必要なスパイク電圧を除去することもできるものである。

（３）また、入力電源の両端にスイッチングトランスの１次側コイルとスイッチング素子を直列に接続し、さらに上記入力電源間に第１の抵抗とコンデンサを直列に接続し、上記コンデンサと並列に第２の抵抗を接続し、上記第１の抵抗と上記コンデンサの接続点を上記スイッチングトランスの制御巻線の一端に接続し、上記スイッチングトランスの制御巻線の他端を上記スイッチング素子の制御端子に接続し、上記コンデンサを放電する手段として上記スイッチング素子のドレインから抵抗分圧しピーク電圧を検出する電圧検出部と、上記抵抗分圧された接続点から定電圧ダイオードを介しトランジスタと抵抗により構成された制御部からなるピーク電圧制御回路を備えたものにあっては、１次側に発振回路および制御回路を構成するとき、スイッチングの各パルスごとに制御をすることができるため、精度の良い安定化動作ができるとともに、理想に近いスイッチング特性および出力特性を得ることができるものである。

（４）また、高周波電流を供給される１次側コイルと、上記１次側コイルとは異なる筐体の中に実装された２次側コイルとを対向させ、上記１次側コイルから上記２次側コイルに電力を伝達する電源装置において上記２次側コイルの両端に接続されたコンデンサとインピーダンス可変回路の直列回路と、上記２次側コイルによる出力を検出する出力検出手段とを設け、上記インピーダンス可変回路を上記出力検出手段の出力により制御するものにあっては、インピーダンス可変回路のインピーダンスを制御することによって、２次側共振コンデンサに蓄積される電力が調節され、出力を精度良く制御できるものである。

（５）さらに、出力検出手段に接続される出力電流切替回路を設け上記出力検出手段を制御する構成としたものにあっては、充電電流を急速充電あるいはトリクル充電（普通充電）の切り替えを行えるものである。

（６）さらに、２次側コイルの両端に接続されたコンデンサとインピーダンス可変回路であるトランジスタとの直列回路に並列に他のコンデンサを接続したものにあっては、トリクル充電時の発熱を抑制でき、放熱板を不要としたり、トランジスタを小形にできて電源装置の小形化に寄与するものである。

（７）また、２次側においてコイルの両端に第１のコンデンサとスイッチング素子を直列に接続し、さらに上記コイルと上記第１のコンデンサとの接続点からダイオードを介し第２のコンデンサを接続し、定電圧制御部あるいは定電流制御部を備え、上記定電圧制御部あるいは定電流制御部からの信号により上記スイッチング素子をオン・オフ制御するパルス幅制御部を備えた構成としたものにあっては、２次側コイルとコンデンサとの共振をオン・オフ制御して、出力を得るものであるため、アナログ制御されるものでないので、発熱も少なく、装置の小形化に寄与できるものである。

（８）また、１次側コイルと２次側コイルを異なる筐体に設けたものにあっては、非接触型の電源装置として、コードレス電話機等の携帯用電子機器に有用なものである。

本発明の電源装置の一実施例の回路構成図 同他の実施例の回路構成図 同他の実施例の回路構成図 同出力特性図 同入力電圧−出力電力特性図 同他の実施例の回路構成図 同他の実施例の要部の回路構成図 （ａ）は同他の実施例の回路構成図、（ｂ）は同要部であるインピーダンス可変回路の具体的な回路構成図、（ｃ）は同要部であるインピーダンス可変回路の具体的な回路構成図、（ｄ）は同要部である出力検出回路の具体的な回路構成図、（ｅ）は同要部である出力検出回路の具体的な回路構成図、（ｆ）は同要部である出力検出回路の具体的な回路構成図 （ａ）は図８（ａ）の電源装置の出力電圧−電流特性図、（ｂ）は同出力電圧−電流特性図 同他の実施例の回路構成図 同出力特性図 同他の実施例の回路構成図 同出力特性図 同他の実施例の回路構成図 従来の電源装置の回路構成図 同従来の他の電源装置の回路構成図

符号の説明

１ 入力電源
２ 抵抗
３ コンデンサ
４ １次側コイル
５ スイッチング素子
６ コンデンサ
７ 抵抗
８ ダイオード
９ 制御巻線
１０ ２次側コイル
１１ コンデンサ
１２ ダイオード
１３ コンデンサ
１４ インピーダンス回路
１５ インピーダンス回路
１６ 負荷
２０ １次側電源部
２１ ＤＣ入力電源
２２ 高周波電流発生回路
２３ １次側共振コンデンサ
２４ １次側コイル
２５ ２次側電源部
２６ ２次側コイル
２７ ２次側共振コンデンサ
２８ ２次側整流器
２９ 出力コンデンサ
３０ 出力安定化回路
３１ 入力電源
３２ 抵抗
３３ コンデンサ
３４ １次側コイル
３５ スイッチング素子
３６ コンデンサ
３７ 制御巻線
３８ 制御トランジスタ
３９ａ 抵抗
３９ｂ 抵抗
４０ 放電回路
４１ ２次側コイル
４２ コンデンサ
４３ ダイオード
４４ コンデンサ
４５ 負荷
４６ 抵抗
４７ ダイオード
４８ クランプ回路
５１ 入力電源
５２ 抵抗
５３ コンデンサ
５４ 抵抗
５５ １次側コイル
５６ スイッチング素子
５７ コンデンサ
５８ 制御巻線
５９ 抵抗
６０ 抵抗
６１ 定電圧ダイオード
６２ トランジスタ
６３ 抵抗
６４ ピーク電圧制御回路
６４ａ ピーク電圧制御回路
６５ ２次側コイル
６６ コンデンサ
６７ ダイオード
６８ コンデンサ
６９ コンパレータ
７０ 基準電圧
７１ １次側電源部
７２ ＤＣ入力電源
７３ 高周波電流発生回路
７４ １次側コイル
７５ １次側共振コンデンサ
７６ ２次側電源部
７７ ２次側コイル
７８ ２次側共振コンデンサ
７９ インピーダンス可変回路
８０ ２次側整流器
８１ 出力コンデンサ
８２ 出力検出回路
８３ トランジスタ
８４ ダイオード
８５ 電界効果トランジスタ
８６ トランジスタ
８７ 抵抗
８８ 抵抗
８９ 誤差増幅器
８９ａ 基準電池
９０ トランジスタ
９１ 抵抗
９２ 抵抗
９３ 抵抗
９４ 交流電源
９５ 整流回路
９６ コンデンサ
９７ １次スイッチング素子
９８ １次側コイル
９９ 制御回路
１００ ２次側コイル
１０１ トランジスタ（ＦＥＴ）
１０２ ダイオード
１０３ コンデンサ
１０４ 抵抗
１０５ 出力端子
１０６ トランジスタ
１０７ 抵抗
１０８ 検出抵抗
１０９ トランジスタ
１１０ 出力端子
１１１ 外部負荷
１１２ 出力電流切替回路
１１３ 入力電源
１１４ スイッチング部
１１５ １次側コイル
１１６ コンデンサ
１１７ １次側電源装置
１１８ ２次側電源装置
１１９ ２次側コイル
１２０ スイッチング素子
１２０ａ コンデンサ
１２１ ダイオード
１２２ コンデンサ
１２３ パルス幅制御部
１２４ 定電圧制御部
１２５ 定電流制御部
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ 第１のコンデンサ
Ｃ３ 第２のコンデンサ

Claims (3)

1. 入力電源と、前記入力電源の両端に接続されたスイッチングトランスの１次側コイルとスイッチング素子との直列回路と、前記１次側コイルの両端に接続された１次側共振コンデンサと、前記１次側コイルに対向させた前記スイッチングトランスの２次側コイルと、この２次側コイルの両端に接続された２次側共振コンデンサとインピーダンス可変回路との直列回路と、前記２次側コイルによる出力を検出する出力検出手段とを備え、前記インピーダンス可変回路を、前記出力検出手段の出力により制御する電源装置。
2. 出力検出手段に接続される出力電流切替回路を設け、この出力電流切替回路が前記出力検出手段を制御する請求項１に記載の電源装置。
3. ２次側コイルの両端に接続されたコンデンサとインピーダンス可変回路との直列回路に並列に他のコンデンサを接続した請求項２に記載の電源装置。

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