KR20060072096A - 선형 등화기를 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 통신시스템에서 엘엘알 산출 방법 및 그 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 FEC 코드의 디코딩시 필요한 LLR 값을 산출하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로서, 이러한 본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 LLR(Log Likelihood Ratio)를 계산하기 위한 방법에 있어서, 채널 응답 및 수신잡음 분산 값 생성 및 수신신호에 대한 최종 등화 신호를 생성하는 과정과, 상기 생성된 최종 등화 신호를 입력하여 심볼-비트 변환을 수행하여 비트별 등화 신호를 출력하는 과정과, 상기 채널 응답 및 수신잡음 분산 값을 입력하여 잡음밀도 벡터 값을 계산하는 과정과, 상기 비트별 등화된 출력 신호와 상기 잡음밀도 벡터 값을 이용하여 실제 적용되는 LLR 값을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

선형 등화기, LLR(Log Likelihood Ratio), OFDM, 주파수 도약(FH).

Description

선형 등화기를 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 엘엘알 산출 방법 및 그 장치{APPARATUS AND METHOD FOR CALCULATION OF LLR IN A ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING COMMUNICATION SYSTEM USING LINEAR EQUALIZER}

도 1은 일반적인 OFDM 통신 시스템의 송수신 장치를 개략적으로 도시한 도면,

도 2는 일반적인 OFDM 통신 시스템에서 LLR 계산을 위한 디모듈레이터 장치의 구성을 개략적으로 도시한 도면,

도 3은 본 발명에 따른 고속 주파수 도약 기법을 도입한 OFDM 통신 시스템의 송수신 장치를 개략적으로 도시한 도면,

도 4는 본 발명에 따른 고속 주파수 도약 기법을 도입한 OFDM 통신 시스템에서 LLR 블록 장치의 구성을 도시한 도면.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 정확한 LLR 값을 계산 하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 부채널별 채널 응답 및 잡음 성분을 모두 고려한 LLR 값을 계산할 수 있는 장치 및 방법에 관한 것이다.

일반적으로, 차세대 통신 시스템인 4세대(4th Generation; 이하 '4G'라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서는 고속의 전송 속도를 가지는 다양한 서비스 품질(Quality of Service; 이하 'QoS' 칭하기로 한다)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히, 현재 4G 통신 시스템에서는 무선 근거리 통신 네트워크(Local Area Network; 이하 'LAN'이라 칭하기로 한다) 시스템 및 무선 도시 지역 네트워크(Metropolitan Area Network; 이하 'MAN'이라 칭하기로 한다) 시스템과 같은 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access) 통신 시스템에 이동성(mobility)과 QoS를 보장하는 형태로 고속 서비스를 지원하도록 하는 연구가 활발하게 진행되고 있다.

그래서, 상기 4G 통신 시스템에서는 유·무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 활발하게 연구하고 있다. 상기 OFDM 방식은 멀티캐리어(multi-carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬로 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.

상기 4G 통신 시스템이 고속, 고품질의 무선 멀티미디어 서비스를 제공하기 위해서는 광대역의 스펙트럼(spectrum) 자원이 필요하다. 하지만, 광대역 스펙트럼 자원을 사용할 경우에는 다중 경로 전파(multipath propagation)에 따른 무선 전송로 상에서의 페이딩(fading) 영향이 심각해지며, 전송 대역내에서도 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 따른 영향이 발생한다. 따라서, 고속의 무선 멀티미디어 서비스를 위해서는 부호 분할 다중 접속(CDMA: Code 야vision Multiple Access, 이하 'CDMA'라 칭하기로 한다) 방식에 비해 주파수 선택적 페이딩에 강인한 OFDM 방식이 더 큰 이득을 가지므로 상기 4G 통신 시스템에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.

한편, 상기 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'라 칭하기로 한다) 방식은 상기 OFDM 방식에 근거한 다중 접속 방식으로 전체 서브 캐리어(sub-carrier)들을 다수의 단말기들이 사용하게 하는 방식이다. 상기 OFDMA 방식은 대역 확산(spreading)을 위한 확산 시퀀스(spreading sequence)를 별도로 필요로 하지 않으나, 특정 단말기에게 할당된 서브 채널(sub-channel)이 고정적으로 유지되기 때문에 상기 할당된 서브 채널이 지속적인 페이딩의 영향을 받을 경우 전송 효율이 저하된다는 문제점을 가진다. 여기서, 상기 서브 채널이라 함은 다수개의 서브 캐리어들로 구성되는 채널을 나타낸다.

따라서, 무선 전송로의 페이딩 특성에 따라 특정 단말기에게 할당되는 서브 캐리어들의 집합, 즉 서브 채널을 동적으로 변경하여 주파수 다이버시티 이득(frequency diversity gain)을 획득할 수 있고, 상기 획득한 주파수 다이버시티 이득으로 전송 효율을 증가시킬 수 있다. 이렇게, 특정 단말기에게 할당되는 서브 채널을 동적으로 변경하는 방식을 '동적 자원 할당(dynamic resource allocation)' 방식이라 하며, 상기 동적 자원 할당 방식의 대표적인 방식이 주파수 도약(Frequency Hopping, 이하 'FH'라 칭하기로 한다) 방식이다.

상기 FH 방식은 신호가 송신되는 주파수 대역을 미리 설정된 주파수 도약 패턴(pattern)에 따라 도약시키는 방식으로, 인접 셀간 간섭(ICI: Inter Cell Interference)의 평균화 이득을 획득할 수 있는 방식이다. 또한 상기 FH 방식과 상기 OFDMA 방식을 결합한 방식이 주파수 도약-직교 주파수 분할 다중 접속(Frequency Hopping-Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 "FH-OFDMA"라 칭하기로 한다) 방식이다.

결과적으로, 상기 OFDMA 방식의 특성 및 FH 방식의 특성을 통해 주파수 선택적 페이딩에 강인한 특성을 가지는 다중 접속 방식이 상기 FH-OFDMA 방식이다. 상기 FH-OFDMA 방식은 미리 설정한 FH 코드를 사용하여 단말기들별로 할당되는 서브 채널 주파수를 도약시킴으로써 상기 OFDMA 방식뿐만 아니라 FH 방식으로 인한 효과를 동시에 획득할 수 있도록 하는 것이다. 여기서, 상기 FH 코드로는 라틴 스퀘어(Latin-square) 코드 등이 사용된다. 상기 라틴 스퀘어 코드는 다중 셀(multi-cell) 환경에서 셀 구분뿐만 아니라 셀간 간섭(ICI)을 줄일 수 있다는 장점을 가진다.

한편, 통상적인 통신 시스템에서는 성능 향상을 위하여 다양한 순방향 오류 정정(FEC: Forward Error correcting, 이하 "FEC"라 칭하기로 한다) 코드(code) 기법을 사용한다. 현재 널리 사용되는 대표적인 FEC 코드로는 터보코드(Turbo code), 컨벌루셔널 코드(Convolutional code), 저밀도 패리티 검사(Low Density Parity Check, 이하 "LDPC"라 칭하기로 한다) 코드 등이 있으며, 이러한 코드들은 수신기에서 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 입력으로 하여 복호화(decoding) 과정을 수행한다. 여기서, 채널 디코더에서는 LLR 값을 입력으로 받아서 BPSK 변조를 사용한 백색잡음 환경에서의 수신신호와 같이 이를 인식, 디코딩 과정을 수행하게 된다. 이때, 부정확한 LLR 값이 상기 채널 디코더로 입력될 경우에는 마치 수신신호가 왜곡이 되거나 잡음 신호의 파워가 커지는 것과 같은 효과가 있기 때문에 시스템 성능을 크게 저하시키게 된다. 따라서, 상기 LLR 값을 정확하게 계산하기 위한 방법 및 그 장치가 요구되고 있으며, 이에 대한 연구들이 활발하게 진행되고 있다. 한편, 이하에서는 설명의 편의를 위하여 상기 다양한 FEC 코드들 중 터보 코드를 가정하여 설명하기로 한다.

상기 FEC 코드 기술에서 사용되는 LLR 값은 하기의 수학식 1과 같이 정의할 수 있다.

상기 수학식 1에서 y는 수신신호 또는 등화기 출력신호 값을 나타내고, d는 송신단에서 전송한 송신 신호를 나타내며,

와

는 y가 수 신되었을 때 실제 전송된 신호 d가 +1 또는 -1일 때의 각각의 확률 값을 의미한다.

따라서, 상기 수학식 1에서 정의된 LLR 값인

은 수신신호 y에 대해 송신신호 d가 각각 +1 또는 -1일 때의 확률비의 자연 로그(ln) 값을 의미한다. 조건부 확률의 성질에 따라 상기 수학식 1의 첫 번째 줄은 송신신호 d가 +1일 때 y가 수신될 확률인

와 송신신호 d가 -1일 때 y가 수신될 확률인

, 또한 송신신호 d가 각각 +1/-1일 두 확률

,

로 전개 가능하다.

이하에서 설명되는 본 출원 명세서의 설명에서는 설명의 편의를 위하여 상기의 두 확률

,

이 동일하다고 가정한다. 따라서, 이하에서는 결국 상기 수학식 1의 LLR 값은 최종적으로 세 번째 줄과 같이 정의 및 설명을 전개하도록 한다.

그러면 여기서 도 1을 참조하여 상기 OFDM 통신 시스템의 구조에 대해서 설명하기로 한다.

도 1은 일반적인 OFDM 통신 시스템의 송수신 장치를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 1을 참조하면, 연속적인 입력 데이터 시퀀스는 먼저 터보코드 인코더(Encoder)(110)에 입력된다. 그러면, 상기 인코더(110)는 상기 입력 데이터 시퀀스에 대해 FEC 모드로 부호화(encoding)를 수행하고, 상기 부호화된 비트 시퀀스를 제1 심볼 매퍼(Symbol to bit mapper)(170)로 출력한다. 상기 제1 심볼 매퍼(170)는 상기 출력 비트 시퀀스를 데이터 심볼로 변환하여 출력한다. 이때, 상기 제1 심볼 매퍼(170)는 임의의 M차 변조를 모두 포함하고 있다.

다음으로, 상기 제1 심볼 매퍼(170)로부터의 출력 데이터 심볼 시퀀스는 직렬/병렬 변환기(Serial to Parallel Converter)(121)를 통해 병렬 형태의 심볼 신호로 변환되고, 이후 역고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)기(123)에 입력된다. 그러면 상기 IFFT기(123)는 주파수 영역의 신호인 상기 입력 데이터 신호를 다중 반송파 변조 과정을 거쳐 시간 영역 신호로 변환한다. 이어서, 상기 IFFT기(123)로부터 출력된 상기 시간 영역 신호는 병렬/직렬 변환기(Parallel to Serial Converter)(125)를 거쳐 직렬 형태의 심볼 신호로 변환되어 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix, 이하 'CP'라 칭하기로 한다) 삽입기(127)로 입력된다. 상기 CP 삽입기(127)는 상기 직렬 형태로 변환된 심볼 신호에 다중 전송 채널에서의 심볼간 간섭을 제거하고 수신기에서 각 부채널 신호의 부반송파간 간섭(Inter Carrier Interference, 이하 'ICI'라 칭하기로 한다)을 없애기 위한 CP를 추가한다.

다음으로, 상기 CP 삽입기(127)에서 데이터 신호의 마지막 일부분을 반복한 형태의 CP가 추가된 상기 출력 신호는 디지털/아날로그 변환기(Digital to Analog Converter)(129)에서 아날로그 신호로 변환되어 RF(Radio Frequency) 처리기(130)를 거쳐 채널로 송신된다.

여기서, 상기 직렬/병렬 변환기(121), IFFT기(123), 병렬/직렬 변환기(125), CP 삽입기(127), 디지털/아날로그 변환기(129)를 포함하는 블록 전체가 OFDM 시스템의 모듈레이터(modulator)(120)를 나타낸다.

한편, 상기 RF 처리기(130)를 통한 송신기의 최종 출력 신호는 채널(180)을 겪은 후 수신기으로 수신되어 RF 처리기(140)를 거쳐 아날로그/디지털 변환기(Analog to Digital Converter)(151)로 입력된다. 상기 아날로그/디지털 변환기(151)는 상기 입력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하여 CP 제거기(153)로 출력한다. 상기 CP 제거기(153)는 상기 출력된 디지털 수신 신호에 포함된 CP를 제거하여 출력한다. 여기서, 상기 송신기의 CP 삽입기(127)에서 추가되어 수신기의 CP 제거기(153)에서 제거되는 상기 CP는 다중 경로 채널에서 심볼간 간섭을 제거하는 역할을 한다. 상기 CP 제거기(153)의 출력신호는 직렬/병렬 변환기(155)에서 병렬신호로 변환되어 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)기(157)로 입력된다. 상기 FFT기(157)는 시간 영역 신호인 상기 입력 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하여 출력한다. 이어서, 단일 탭 등화기(1-tap Equalizer)(159)는 상기 변환된 주파수 영역의 신호에 채널 보상을 수행한다.

여기서, OFDM 시스템에서 CP의 길이가 다중경로 길이보다 큰 경우 상기 FFT기(157)의 출력신호는 ICI가 없으므로 각 부반송파 별로 독립적인 채널 응답이 곱해져 있는 형태로 표현할 수 있다. 또한 단일 탭 등화기(1-tap Equalizer)와 같은 상기 단일 탭 등화기(159)를 사용하여 채널 보상이 가능하다. 상기 단일 탭 등화기(159)에서 채널이 보상된 신호는 다시 병렬/직렬 변환기(161)를 거쳐 직렬 데이터 추정 심볼 시퀀스로 변환되어 제2 심볼 매퍼(180)로 입력된다. 상기 제2 심볼 매퍼 (180)는 상기 출력 데이터 심볼을 데이터 비트 시퀀스로 변환하여 터보코드 디코더(160)로 출력한다. 상기 터보코드 디코더(160)는 상기 데이터 비트 시퀀스에 대해 채널 복호화(decoding) 과정을 수행한 후 최종 입력 데이터 시퀀스를 복원한다.

이상에서와 살펴본 바와 같이, 일반적으로 수신기에서 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 입력으로 하여 복호화(decoding) 과정을 수행하는데, 디코더(decoder)로 입력되는 LLR 값의 정확도가 시스템 성능에 중요한 영향을 끼친다. 따라서, 상기 LLR 값을 정확하게 계산하기 위한 방법 및 그 장치가 요구되고 있다.

따라서 본 발명은 상술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 창안된 것으로서, 본 발명의 목적은, OFDM 통신 시스템에서 FEC 코드의 복호화 시 필요한 LLR 값을 구하는 방법 및 그 장치를 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 부채널별 채널 응답 및 잡음 성분을 모두 고려한 정확한 LLR 값을 계산할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은, 기본적인 OFDM 통신 시스템뿐만 아니라 수신기에서 선형 등화기를 사용하는 OFDM 시스템을 모두 고려하고 있으며 부채널별 채널 응답 및 잡음 성분을 모두 고려한 정확한 LLR 계산 알고리즘을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은, 선형 등화기를 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 터보코드 디코더(Turbo code Decoder)의 입력 신호로 사용되는 LLR(Log Likelihood Ration) 값을 산출하는 방법 및 그 장치를 제공함에 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 장치는, 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 LLR(Log Likelihood Ratio)를 계산하기 위한 장치에 있어서, 부호화된 비트 시퀀스를 데이터 심벌로 변조하여 병렬 형태의 심볼 신호로 변환하고, 상기 병렬 변환된 심볼에 대해 역고속 푸리에 변환을 수행하고, 상기 역고속 푸리에 변환된 신호에 대해 그 위상을 쉬프트(shift)하여 송신신호 벡터를 출력하는 송신수단과, 상기 송신수단으로부터 시간 영역의 수신신호 벡터를 수신하고, 상기 수신신호 벡터에 대해 주파수 및 시간 영역 변환을 수행하여 전송 데이터 심볼 벡터를 추정하는 수신수단을 포함함을 그 장치적 구성상의 특징으로 한다.

또한, 상기 송신수단은, 상기 역고속 푸리에 변환된 신호에 대해 대각행렬 연산을 통해 위상을 쉬프트하여 송신신호 벡터를 생성하는 위상 전위기(Phase Shifter)를 포함하며, 상기 수신수단은, 채널 응답 및 수신잡음 분산 값을 생성하여 출력하는 디모듈레이터와, 상기 디모듈레이터의 출력된 신호를 입력하여 심볼-비트 변환된 비트별 등화 신호를 출력하는 심볼 매퍼와, 상기 모듈레이터에서 추정된 채널 응답 및 수신잡음 분산 값과 상기 심볼 매퍼의 비트별 등화된 출력 신호를 이용하여 LLR 값을 산출하는 LLR 산출기를 포함함을 특징으로 한다.

또한, 상기 디모듈레이터는, 상기 송신수단으로부터 수신되는 신호에서 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)가 제거된 병렬 신호에 대한 FFT를 수행하는 제1 고속 푸리에 변환기와, 상기 고속 푸리에 변환된 주파수 영역의 신호에 대한 채널 보상을 수행하는 주파수 영역 선형 등화기와, 상기 채널 보상된 주파수 영역의 신호 에 대한 역고속 푸리에 변환을 수행하는 역고속 푸리에 변환기와, 상기 역고속 푸리에 변환된 시간 영역의 신호에 대한 채널 보상을 수행하며, 상기 송신수단의 상기 위상 전위기의 켤레(conjugate) 기능을 하는 시간 영역 선형 등화기와, 상기 채널 보상된 시간 영역의 신호에 대한 고속 푸리에 변환을 수행하는 제2 고속 푸리에 변환기와, 상기 고속 푸리에 변환된 출력신호를 입력하여 직렬 추정 데이터 심벌 시퀀스로 변환하는 병렬/직렬 변환기와, 상기 송신수단으로부터 수신된 수신신호에 대한 채널응답을 추정하기 위한 채널응답 추정기와, 상기 수신수단의 수신 잡음 신호에 대한 분산 값을 추정하는 수신 잡음 분산 추정기를 포함함을 특징으로 한다.

또한, 상기 LLR 산출기는, 상기 디모듈레이터의 채널 응답 및 수신잡음 분산 값을 입력하여 잡음밀도 벡터 값을 계산하는 잡음밀도 벡터 계산기와, 상기 심볼 매퍼의 비트별 등화된 출력 신호와 상기 잡음밀도 벡터 계산기의 잡음밀도 벡터 값을 이용하여 실제 적용되는 LLR 값을 계산하는 LLR 계산기를 포함함을 특징으로 한다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 방법은, 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 LLR(Log Likelihood Ratio)를 계산하기 위한 방법에 있어서, 부호화된 비트 시퀀스를 데이터 심벌로 변조하여 병렬 형태의 심볼 신호로 변환하고, 상기 병렬 변환된 심볼에 대해 고속 푸리에 변환을 수행하고, 상기 고속 푸리에 변환된 신호에 대해 그 위상을 쉬프트(shift)하여 송신신호 벡터를 생성하여 출력하는 과정과, 상기 출력되는 시간 영역의 수신신호 벡터를 수신하고, 상기 수신신호 벡터에 대해 주파수 및 시간 영역 변환을 수행하여 전송 데이터 심볼 벡 터를 추정하는 과정을 포함함을 그 방법적 구성상의 특징으로 한다.

또한, 상기 전송 데이터 심볼 벡터 추정 과정은, 채널 응답 및 수신잡음 분산 값 생성 및 수신신호에 대한 최종 등화 신호를 생성하는 과정과, 상기 생성된 최종 등화 신호를 입력하여 심볼-비트 변환을 수행하여 비트별 등화 신호를 출력하는 과정과, 상기 추정된 채널 응답 및 수신잡음 분산 값과 상기 비트별 등화된 출력 신호를 이용하여 LLR 값을 산출하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

또한, 상기 최종 등화 신호 생성은, 상기 수신신호에서 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)가 제거된 병렬 신호에 대한 첫 번째 고속 푸리에 변환을 수행하고, 상기 고속 푸리에 변환된 주파수 영역의 신호에 대한 채널을 보상하는 과정과, 상기 채널 보상된 주파수 영역의 신호에 대한 역고속 푸리에 변환을 수행한 후, 상기 역고속 푸리에 변환된 시간 영역의 신호에 대한 채널을 보상하는 과정과, 상기 채널 보상된 시간 영역의 신호에 대한 두 번째 고속 푸리에 변환을 수행하고, 상기 고속 푸리에 변환된 출력신호를 입력하여 직렬 추정 데이터 심벌 시퀀스로 변환하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

또한, 상기 LLR 산출은, 상기 채널 응답 및 수신잡음 분산 값을 입력하여 잡음밀도 벡터 값을 계산하는 과정과, 상기 비트별 등화된 출력 신호와 상기 잡음밀도 벡터 값을 이용하여 실제 적용되는 LLR 값을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명하기로 한다. 그리고 하기에서 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략한다.

본 발명의 상세한 설명에 앞서, 본 발명에서는 선형 등화기를 사용한 OFDM 시스템에서의 실시예 중 하나로 터보코드 디코더(Decoder)의 입력 신호로 사용되는 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 계산하는 방법 및 그 장치를 제안하고 있으며, 상기 터보코드 이외에도 다양한 FEC 코드의 디코더 단에서 본 발명에서 제안하는 방법으로 구한 LLR 값을 적용 가능함은 물론이다. 또한 본 발명에서 고려하는 선형 등화기는 일반적인 OFDM 시스템에서 사용하는 단일 탭의 ZF(Zero-forcing), MMSE(Minimum Mean Square Error), 매치 필터(matched filter) 등화기 등도 역시 선형 등화기에 포함된다. 따라서, 이하에서 설명되는 본 발명에서는, 먼저 일반적인 OFDM 시스템에서 단일 탭 등화기를 사용했을 경우 LLR 값을 계산하는 방법 및 장치에 대해 설명하고, 이를 바탕으로 하여 선형 등화기를 사용하는 경우로 확장하여 설명하도록 한다.

또한, 통상적으로 상기 LLR 값을 계산하기 위해서는 잡음 신호의 통계적 특성인 분산 값을 알고 있어야 한다. 즉, 일반적인 시스템의 수신기에서는 수신신호 잡음에서의 분산 값을 추정하여 그 값을 이용하는데, OFDM 시스템의 경우에는 등화 과정을 거치면서 각 부채널별 채널 응답에 따라 잡음 신호의 통계적 특성이 변하게 되므로 등화기 출력신호에서 정확한 잡음 신호 분산 값 및 LLR 값을 계산하기 위해 서는 부채널별 채널 응답을 고려한 방법이 필요하다. 뿐만 아니라 고급 기술을 적용한 OFDM 시스템에서는 수신기에서 열잡음과 심벌간 간섭(Inter Symbol Interference, 이하 'ISI'라 칭하기로 한다) 잡음이 함께 존재하는 경우에도 정확한 잡음 신호 분산 값 및 LLR 값을 계산하는 방법을 제안하고자 한다.

<일반적인 OFDM 시스템에서의 LLR 계산>

그러면, 먼저 일반적인 OFDM 시스템의 수신기에서 LLR 값을 계산하는 방법에 대하여 상기 도 1 및 하기 도 2를 참조하여 살펴보기로 한다.

도 2는 상기 도 1에서 LLR 값 계산을 위한 디모듈레이터 장치의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.

먼저, 상기 도 1을 참조하여 수신신호를 수학적으로 모델링한다. 즉, 상기 도 1의 FFT기(157)의 출력 신호인 주파수 영역의 수신 신호는 하기 수학식 2와 같이 정의할 수 있다.

상기 수학식 2에서, 상기 r_k는 k번째 부반송파의 수신 신호를 나타내며, 상기 h_k는 k번째 부반송파의 채널 응답을 나타내며, 상기 d_k는 k번째 부반송파로 전송한 전송 신호를 나타내며, 상기 n_k는 k번째 부반송파의 잡음 신호를 나타낸다. 이 때, 전체 부반송파 개수는 N이고 BPSK 변조 기법을 사용한다고 가정하며, 상기 도 1의 심볼-비트 변조하는 제2 심볼 매퍼(180)는 상기 도 2에서는 생략한다.

그러면, 이하에서는 상기 도 2를 참조하여 일반적인 OFDM 시스템의 수신기 동작 및 본 발명에서 제안하는 LLR 계산 방법을 설명하도록 한다.

상기 도 2는 상기 도 1에서 수신기 장치들을 상세히 도시한 것으로, 수신 신호의 등화를 위한 장치들, 예컨대 아날로그/디지털 변환기(251), CP 제거기(253), 직렬/병렬 변환기(255), FFT기(257), 단일 탭 등화기(259) 및 병렬/직렬 변환기(261) 외에도 채널응답 추정기(263)와 수신 잡음신호의 분산 추정기(265)가 OFDM 디모듈레이터(250)에 포함되어 있다. 또한 LLR 산출기(260)도 추가된다. 상기한 구성에서 ICI가 존재하지 않는 경우를 가정하면, 상기 수학식 2에서 정의된 주파수 영역의 수신신호(r_k, k=1, ..., N)는 상기 도 2의 단일 탭 등화기(259)로 입력되어 채널에 의한 왜곡을 보상한다. 이에 대하여 상기 단일 탭 등화기(259)를 단일탭 ZF 등화기를 적용한 경우를 실시예로 하여 살펴보면 다음과 같다.

즉, 상기 단일 탭 ZF 등화기를 사용하면, 부반송파 별로 수신신호에서 채널 값을 나누어주므로 상기 단일 탭 등화기(259)의 출력신호(y_k, k=1, ..., N)는 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 3에서 y_k,ZF는 k번째 부반송파의 등화기 출력 신호를 나타내며 상기 d_k는 k번째 부반송 파로전송한 전송 신호를 나타내며,

는 단일 탭 등화기(259)의 k번째 부반송파의 등화기 출력 신호에서 잡음신호를 나타낸다. 상기 수학식 3에 나타낸 바와 같이, 상기 단일 탭 ZF 등화를 수행하는 단일 탭 등화기(259)의 등화 과정을 거치면서 데이터 신호 뿐 아니라 상기 수학식 2의 수신 신호에 포함된 부반송파별잡음 신호 n_k 또한 채널 응답 값으로 나누어지면서 상기 잡음 신호 n_k는 하기 수학식 4와 같이

로 바뀌게 된다.

또한, 상기 수학식 1에서 나타낸 LLR 값의 정의를 이용하여 k번째 부반송파에서 단일 탭 ZF 등화기 출력신호가 y_k,ZF이고, 송신 신호 d_k값이 각각 +1/-1 인 확률비의 로그 값으로 나타나는 LLR 값은 하기 수학식 5와 같이 정의할 수 있다. 이때, 본 발명에서는 설명의 편의를 위하여 상기의 두 확률 P(d=-1), P(d=+1)이 동일하다고 가정하므로, 결국 하기 수학식 5의 LLR 값은 최종적으로 세 번째 줄과 같이 정의 및 설명을 전개하도록 한다.

상기 수학식 5에서 d_k는 k번째 부반송파의 송신신호를 나타내며, y_k,ZF는 ZF 단일 탭 등화기를 사용했을 때 k번째 부반송파의 등화기 출력 신호를 나타낸다. 또한

는 확률 값을 의미하는 기호를 나타내며,

는 자연 로그를 나타낸다.

상기 수학식 5에서 상기 송신 신호 d_k의 +1 또는 -1 발생 확률이 1/2로 동일하고 부가적인 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise, 이하 'AWGN'이라 칭하기로 한다)이 더해진 채널을 거치는 경우, 상기 수학식 5의 분자 분모에서 송신신호 d_k가 +1일 때 ZF 단일 탭 등화기의 k번째 부반송파 출력 신호가 y_k,ZF일 확률 값인

와, 송신신호 d_k가 -1일 때 ZF 단일 탭 등화기의 k번째 부반송파 출력 신호가 y_k,ZF일 확률 값인

는 각각 하기 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 6에서, 상기 E_tb는 하나의 데이터 비트의 전송 신호 에너지를 의미하며, 상기

는 상기 수학식 4에서 정의한 k번째 부반송파에서 상기 잡음신호

의 분산 값을 나타내며, 상기 y_k,ZF는 ZF 단일 탭 등화기를 사용했을 때 k번째 부반송파의 등화기 출력 신호를 나타낸다.

따라서, 상기 도 2의 상기 LLR 산출기(260)에서는 상기 수학식 6에서 구한 확률 값을 이용하여, 부채널별 LLR 값인 상기 수학식 5에 해당하는 값을 구할 수 있으며, 그 출력 결과는 하기 수학식 7과 같이 간단히 나타낼 수 있다.

상기 수학식 7에서 확률 비

가 k번째 부반송파에 전송된 데이터 d_k의 LLR 값을 의미하며, 상기 E_tb는 하나의 데이터 비트의 전송 신호 에너지를 나타내며, 상기

는 상기 수학식 4에서 정의한 k번째 부반송파에서 상기 잡음신호

의 분산 값을 나타내며, 상기 y_k,ZF는 ZF 단일 탭 등화기를 사용했을 때 k번째 부반송파의 등화기 출력 신호를 나타낸다.

상기 LLR 산출기(260)의 출력 신호는 상기한 도 1의 터보코드 디코더(170)로 입력되어 입력 데이터 비트를 구하는데 사용된다.

한편, 상기 수학식 7에서 {y_k,ZF}(k, 1, ..., N)는 단일 탭 ZF 등화기를 사용했을 때 등화기 출력 신호를 나타내고, 상기 E_tb는 데이터 비트 한 개의 전송신호 에너지를 나타낸다. 이때, 상기 E_tb는 M차 변조의 경우 전송신호 에너지와 BPSK의 경우 전송신호 에너지로 볼 수 있다. 따라서 상기 수학식 7에서 정의된

을 구하기 위해서는 잡음 신호 분산 값

만 있으면 된다.

한편, 이하에서는 상기 수학식 7에서 사용된 k번째 부반송파 출력 신호의 상기 잡음신호

의 분산 값

를 구하기 위하여 먼저 상기 수학식 2의 수신 잡음 신호 n_k의 통계적 특성을 살펴보기로 한다.

상기 수신 잡음 신호(n_k)는 AWGN이므로 상기 n_k의 분산 값은 상기 k와 상관없이 모든 부반송파에 대해

로 동일하며, 상기

은 시간 영역의 수신 신호를 바탕으로 상기 도 2의 채널응답 추정기(265)에서 그 추정이 가능한 값이다. 하지만 OFDM 통신 시스템에서 신호의 등화 과정을 거침에 따라 각 부채널별로 채널 응답이 다르게 된다. 그러므로 잡음 신호 분산 값의 변화 또한 각 부채널별로 다르게 된다. 여기서, 상기 각 부채널의 채널 응답을 h_k라고 하고, 단일 탭 ZF 등화기를 사용했을 때 등화기 출력에서의 잡음신호

는 상기의 수학식 4의 정의를 참고하면, 상기 k번째 부반송파의 등화기 출력에서의 잡음 신호(

)의 분산 값(

)은 하기 수학식 8과 같이 정의할 수 있다. 이때, 하기 수학식 9에서

은 상기에서 언급한 바와 같이 수신 잡음 신호(n_k)의 분산 값을 나타낸다.

또한, 상기 수학식 9의 부채널별 잡음 분산 값을 이용하여 상기 수학식 7에서 유도된 LLR 값을 구하면 하기 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.

결과적으로, 상기 도 2의 상기 LLR 산출기(260)는 상기 수학식 10을 계산하 는 장치이며, 상기 LLR 산출기(260)의 입력으로는 상기 수신잡음 분산 추정기(263)에서 추정한 부채널별 채널 응답 추정 값과, 상기 단일 탭 등화기(259)의 등화기 출력 신호와, 상기 도 2의 상기 채널응답 추정기(265)에서 추정한 수신 잡음 분산 값이 입력된다.

이하에서는, 상기와 동일한 방법을 사용하여 또 다른 실시예인 채널의 위상 왜곡을 보상해 주는 단일 탭 PS(Phase Shift) 등화기를 사용하고, BPSK 변조 방식을 사용했을 경우에 대해 상기 LLR 값을 산출하는 과정을 설명한다.

상기 k번째 부반송파의 단일 탭 PS 등화기의 출력 신호 y_k,PS와 상기 단일 탭 PS 등화기 출력 신호의 잡음 신호

의 분산 값은 각각 하기 수학식 11 및 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다. 따라서, 이에 따른 상기 LLR 값 산출 식은 하기 수학식 13과 같이 정의된다.

상기 수학식 13에서 확률 비(

)가 k번째 부반송파에 전송된 데이터 d_k의 LLR 값을 의미하며, 상기 E_tb는 하나의 데이터 비트의 전송 신호 에너지를 의미하며, 상기

는 상기 수학식 12에서 정의한 k번째 부반송파에서 상기 잡음 신호

의 분산 값을 의미하며, 상기 y_k,PS는 단일 탭 PS 등화기를 사용했을 때 k번째 부반송파의 등화기 출력 신호를 나타낸다.

상기에서 나타낸 바와 같이, 상기 단일 탭 PS 등화기를 사용한 경우, 상기 잡음 신호의 분산 값은 변화가 없지만, 상기 등화기 출력 신호 값의 에너지 값이 달라짐에 따라 부채널별로 상기 수학식 13과 같이 LLR 값이 달라지게 된다.

한편, 이상에서와 같은 설명에서는 ZF 등화기와 PS 등화기의 두 가지 실시예에 대해서만 설명하였으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 예컨대, 본 발명은 MMSE 등화기, Matched filter 등화기 등을 사용하는 경우에도 부채널별 채널 응답에 따라 잡음 신호의 분산 값과 등화기 출력 신호의 에너지 레벨에 따라 상기와 동일한 방법으로 정확한 LLR 값을 유도할 수 있음은 물론이다.

한편, 이상에서는 각 부채널 사이의 ICI가 없는 경우, 단일 탭 등화기를 사용하여 상기 수학식 10 또는 상기 수학식 13의 예에서와 같이 해당 부채널의 채널 응답에 따른 잡음 분산 변화 값만을 고려하여 독립적으로 LLR 값을 계산하는 예를 살펴보았다. 이는 기본적인 OFDM 통신 시스템의 수신기에서 LLR 값을 계산하는 방법에 해당된다. 반면 시스템 성능 향상을 위하여 OFDM 통신 시스템에서 각종 고급 기술 예컨대, 고속 주파수 도약(Frequency Hopping, 이하 'FFH'라 칭하기로 한다) 기술을 도입할 경우, 상기 수신기에서는 부채널별로 채널 보상을 수행하는 단일 탭 등화기가 아니라 전체 수신 벡터에 대해 선형 등화기를 사용하기도 한다.

따라서 이하에서는, 상기에서 제안한 기본적인 OFDM 통신 시스템에서의 상기 LLR 계산 방법을 확장하여 선형 등화기를 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 LLR 값을 구하는 방법 및 장치에 대해 살펴보기로 한다. 또한, 본 발명에서 제안하는 LLR 계산 방법은 선형 등화기를 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 모두 적용 가능하지만, 이하 설명에서는 설명의 편의를 위하여 상기에서 제안된 FFH 기술을 사용하는 OFDM(Fast Frequency Hopping-Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'FFH-OFDM'이라 칭하기로 한다) 통신 시스템을 가정한다. 또한 본 발명은 기본적인 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 단일 탭 등화기 역시 선형 등화기의 하나로 포함되므로 상기에서 이미 설명한 기본적인 단일탭 등화기를 사용하는 방법과 이후 소개할 방법 모두 적용 가능함은 물론이다.

<선형 등화기를 사용하는 OFDM 시스템에서의 LLR 계산>

1. 신호의 수학적 모델

본 발명은 고속 주파수 도약 방식 및 직교 주파수 분할 다중화 방식을 사용 하는 통신 시스템(이하 '고속 주파수 도약-OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)과 같이 수신단에서 선형 등화기를 사용하는 OFDM 시스템에서 정확한 LLR 값을 계산하는 장치 및 방법을 제안한다. 이하에서는 설명의 편의를 위하여 가정할 상기 고속 주파수 도약 방식은 주파수 도약을 수행하는 주기를 OFDM 심볼(symbol) 주기가 아닌 OFDM 샘플(sample) 주기 혹은 상기 OFDM 샘플의 정수배에 해당하는 주기로 설정하여 고속으로 주파수 도약을 수행하는 방식으로서, 상기 고속 주파수 도약 방식을 사용할 경우 1개의 OFDM 심볼이 주파수 영역에서 다수개의 서브 캐리어(sub-carrier)들로 확산되어 송신되는 효과를 가지는 방식이다.

먼저, 하기 도 3을 참조하여 상기한 FFH-OFDM 통신 시스템의 송수신기의 구조 및 장치를 설명하도록 한다.

도 3은 본 발명에 따른 고속 주파수 도약 기법을 도입한 OFDM 통신 시스템의 송수신 장치를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 FFH-OFDM 통신 시스템은 크게 송신기와 수신기로 구성된다.

상기 송신기는, 터보코드 인코더(310), 제1 심볼 매퍼(320), 직렬/병렬 변환기(331), IFFT기(333), 위상 전위기(Phase Shifter)(335), 병렬/직렬 변환기(337), CP 삽입기(339), 디지털/아날로그 변환기(341) 및 무선 주파수(Radio Frequency, 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(340)를 포함하여 구성된다.

상기 송신기 상에서, 연속적인 입력 데이터 시퀀스는 먼저 상기 터보코드 인코더(310)에 입력된다. 그러면 상기 인코더(310)에서는 상기 입력 데이터 시퀀스에 대해 해당 부호화 방식 예컨대, FEC 모드로 터보 코드 부호화하고 상기 부호화된 비트 시퀀스를 제1 심볼 매퍼(320)로 출력한다. 여기서, 상기 부호화 방식은 상기와 같은 소정의 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 혹은 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등으로 부호화 한다. 상기 제1 심볼 매퍼(320)는 상기 출력 비트 시퀀스를 해당 변조 방식을 통해 데이터 심볼로 변조하여 변조 심벌을 생성한 후 직렬/병렬 변환기(331)로 출력한다. 이때, 상기 제1 심볼 매퍼(320)는 임의의 M차 변조를 모두 포함하고 있다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 일 예로, BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 혹은 64QAM 방식 등이 사용될 수 있다.

상기 직렬/병렬 변환기(331)는 상기 제1 심벌 매퍼(320)에서 출력하는 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 IFFT기(333)로 출력한다. 상기 IFFT기(333)는 상기 직렬/병렬 변환기(331)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 위상 전위기(335)로 출력한다.

상기 위상 전위기(335)는 상기 IFFT된 신호에 대해 그 위상을 쉬프트하여 송신신호 벡터를 병렬/직렬 변환기(337)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(337)는 상기 위상 전위기(335)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 CP 삽입기(339)로 출력한다. 상기 CP 삽입기(339)는 상기 병렬/직렬 변환기(337)에서 출력한 신호를 입력하여 CP를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(341)로 출력한다. 여기서, 상기 CP 삽입은 OFDM 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 수신기에서 OFDM 심벌의 시작점을 잘못 추정하는 경우 서브 캐리어들간에 간섭이 발생하여 수신 OFDM 심벌의 오판정 확률이 높아지는 단점을 보완하기 위해 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 'Cyclic Prefix' 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 'Cyclic Postfix' 방식으로 사용하고 있다.

상기 디지털/아날로그 변환기(341)는 상기 CP 삽입기(339)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(340)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(340)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(341)에서 출력한 신호를 실제 채널 상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 채널 상으로 전송한다.

상기에서는 송신기에 대해서 설명하였으며, 다음으로 수신기에 대해서 설명한다. 상기 수신기는 상기 송신기의 역방향 구조를 가지게 된다.

상기 수신기는, RF 처리기(350), 아날로그/디지털 변환기(361), CP 제거기(363), 직렬/병렬 변환기(365), 제1 FFT기(367), 채널응답 추정기(379), 주파수 영역의 선형 등화기(Linear Equalizer in frequency domain)(369), IFFT기(371), 시간 영역의 선형 등화기(Linear Equalizer in time domain)(373), 제2 FFT기(375), 병렬/직렬 변환기(379), 수신잡음 분산 추정기(381), LLR 산출기(380) 및 터보코드 디코더(390)를 포함하여 구성된다.

상기 수신기 상에서, 먼저 상기 송신기에서 송신된 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)(300)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 상기 수신기의 수신 안테나(Rx antenna)를 통해서 수신된다. 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(350)로 입력되고, 상기 RF 처리기(350)는 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(361)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(361)는 상기 RF 처리기(360)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 CP 제거기(363)로 출력한다.

상기 CP 제거기(363)는 상기 아날로그/디지털 변환기(361)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 송신기에서 삽입된 CP를 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(365)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(365)는 상기 CP 제거기(365)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 제1 FFT기(367)로 출력한다. 상기 제1 FFT기(367)는 상기 직렬/병렬 변환기(365)에서 출력한 신호를 N-포인트 FFT를 수행한 후 상기 주파수 영역 선형 등화기(369)로 출력한다. 상기 주파수 영역 선형 등화기(369)는 상기 FFT기(367)에서 출력한 신호를 입력하고, 상기 채널응답 추정기(379)로부터 추정된 채널 정보에 의해 채널 등화(channel equalization)한 후 IFFT기(371)로 출력한다.

상기 IFFT기(371)는 상기 주파수 영역 선형 등화기(369)에서 출력하는 채널 등화된 신호를 입력하여 N-포인트 IFFT를 수행한 후 상기 시간 영역 선형 등화기(373)로 출력한다. 상기 시간 영역 선형 등화기(373)는 상기 IFFT기(371)에서 출력 한 신호를 입력하여 시간 영역 신호에 대해 채널 등화를 수행하여 채널 보상된 신호를 상기 제2 FFT기(375)로 출력한다. 상기 제2 FFT기(375)는 상기 시간 영역 선형 등화기(373)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트 FFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(377)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(377)는 상기 제2 FFT기(375)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 출력한다.

한편, 상기 RF 처리기(350)에서 출력한 신호는 상기 채널응답 추정기(379) 및 수신잡음 분산 추정기(381)로 입력된다. 상기 채널응답 추정기(379)에서는 상기 입력된 신호에서 파일럿 심벌 또는 프리앰블 신호들을 검출하고, 상기 검출한 파일럿 심벌 또는 프리앰블 신호들을 이용하여 채널 추정을 수행한다. 이때, 상기 채널 추정된 결과는 상기 주파수 영역 선형 등화기(369) 및 상기 LLR 산출기(380)로 출력한다. 상기 수신잡음 분산 추정기(381)는 상기 수신기의 수신신호에 대해 열잡음 등의 AWGN의 수신잡음 신호 분산 값을 추정하여 상기 LLR 산출기(380)로 출력한다.

상기 LLR 산출기(380)는 상기 디모듈레이터(360)에서 출력한 신호와 상기 채널응답 추정기(379) 및 수신잡음 분산 추정기(381)에서 출력한 채널 응답 및 수신잡음 분산 값을 입력하여 LLR 값을 계산한 후 상기 터보코드 디코더(390)로 출력한다. 상기 터보코드 디코더(390)는 상기 LLR 산출기(380)에서 출력한 신호를 해당하는 복호화 방식으로 복호화한 후 최종적으로 복호화된 비트 시퀀스를 출력한다. 여기서, 상기 복조 방식 및 복호화 방식은 상기 송신기가 적용한 변조 방식 및 부호화 방식과 대응되는 복조 방식 및 복호화 방식이다.

그러면 다음으로, 상기 도 3을 참조하여 FFH-OFDM 시스템의 장치 및 신호를 정의하도록 한다.

상기 도 3을 참조하면, 상기에서 살펴본 바와 같이, 연속적인 입력 데이터 시퀀스는 먼저 터보코드 인코더(310)에 입력된다. 그러면, 상기 인코더(310)는 상기 입력 데이터 시퀀스에 대해 FEC 모드로 터보 코드 부호화를 수행하고, 상기 부호화된 비트 시퀀스를 제1 심볼 매퍼(320)로 출력한다. 상기 제1 심볼 매퍼(320)는 상기 출력 비트 시퀀스를 데이터 심볼로 변조하여 출력한다. 이때, 상기 제1 심볼 매퍼(320)는 임의의 M차 변조를 모두 포함하고 있다. 다음으로, 상기 제1 심볼 매퍼(320)로부터의 출력 데이터 심볼 시퀀스는 직렬/병렬 변환기(331)를 통해 병렬 형태의 심볼 신호로 변환되고, 이후 IFFT기(333)에 입력된다. 이 때 상기 IFFT기(333)가 상기 직렬/병렬 변환기(331)로부터의 입력하는 N개의 요소를 가지는 입력 데이터 심볼 벡터를

라고 가정한다. 상기 병렬 신호 벡터

는 하기 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 14에서 상기 T는 이항(transpose) 연산을 나타내며, N는 상기 고속 주파수 도약 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 전체 서브 캐리어들의 개수를 나타낸다. 상기

는 복소 신호 벡터이며 N 크기를 가지는 상기 IFFT기(333)(행렬

로 모델링 가능)와 위상 전위기(Phase Shifter)(335)를 거쳐서 N개의 송신 데이터 신호 벡터

로 출력된다.

상기 IFFT기(333)는 상기 직렬/병렬 변환기(331)에서 출력한 신호

를 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 위상 전위기(335)로 출력한다. 상기 위상 전위기(335)는 상기 IFFT기(333)에서 출력한 신호를 입력하여 선형 처리한 후 상기 병렬/직렬 변환기(337)로 출력한다.

이하에서는, 고속 주파수 도약 기법을 적용하여 변복조 과정을 수행하기 위해 추가된 장치인 상기 IFFT기(333)와 위상 전위기(335)의 동작에 대해서 상세히 설명하기로 한다. 먼저, 역고속 푸리에 장치인 IFFT기(333)를 나타내는 행렬

를 정의하면 하기 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 15에서, 상기 N는 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 전체 서브 캐리어들의 개수를 나타내며, 상기 n은 샘플 인덱스(index)를 나타내며, 상기 m은 서브 채널(sub-channel) 인덱스를 나타낸다. 여기서, 상기 서브 채널이라 함은 다수의, 즉 적어도 1개 이상의 서브 캐리어들로 구성되는 채널을 의미한다. 또한, 상기 IFFT기에 대응되는, 상기 FFT 방식을 사용하는 고속 푸리에 변환기(Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)의 동작은 상기 수학식 15에 나타낸 역고속 푸리에 변환 행렬

의 허미시안(Hermitian)

으로 표현 가능하다. 일반적인 OFDM 시스템에서는 상기의 역고속 푸리에 변환 장치 및 고속 푸리에 변환 장치를 이용하여 주파수 변복조 과정을 수행한다.

하지만 본 발명의 매 OFDM 샘플 시간 혹은 상기 OFDM 샘플 시간의 배수에 해당하는 시간마다 데이터를 송신하는 서브 캐리어들을 도약하는 고속 주파수 도약을 수행하기 위해서는, 상기의 IFFT기로 구현 가능한 행렬

와는 상이한, 하기 수학식 16과 같은 새로운 행렬, 즉 고속 주파수 도약 기법을 적용하여 주파수 변조를 수행하는, 즉 고속 주파수 도약 행렬

를 정의한다.

상기 수학식 16에서, 상기 n은 샘플 인덱스(index)를 나타내며, 상기 m은 서브 채널(sub-channel) 인덱스를 나타낸다. 또한, 상기

은 n번째 샘플에서 m번째 서브 채널의 데이터가 송신되는 서브 캐리어를 나타내며, 따라서,

이 상기 고속 주파수 도약 수행시 고속 주파수 도약 패턴을 결정한다.

상기에서와 같이, 본 발명은 상기 도 1의 기본적인 OFDM 통신 시스템의 송신기와 비교해 볼 때 FFH-OFDM 통신 시스템의 송신기에 상기 위상 전위기(335)가 새로이 추가되었음을 알 수 있다. 상기 위상 전위기(335)는 순환 주파수 도약 패턴을 사용했을 때 대각행렬

로 모델링 가능하며, 그 대각 원소 값은 하기 수학식 17에 나타낸 바와 같다. 본 발명에서는 설명의 편의상 상기 고속 주파수 도약 패턴을 순환 고속 주파수 도약 패턴을 일예로 하여 설명하며, 따라서 상기 행렬

역시 대 각 행렬로 정의되는 것이며, 상기 고속 주파수 도약 패턴의 형태는 변형 가능함은 물론이다.

한편, 이하의 설명에서는 상기 도 3의 다른 블록들의 동작은 상기한 도 1 및 도 2에서 이미 설명한 기존의 OFDM 통신 시스템과 동일하므로 그 설명을 생략하거나 간략히 하며, CP 삽입기/CP 제거기에 대해서는 수학적 신호 모델에서 제외됨에 유의하여야 한다.

또한, 이하에서는 상기 도 3의 상기 위상 전위기(335)의 출력 신호를 FFH-OFDM 통신 시스템의 송신신호 벡터라 하고, 상기 송신신호 벡터를

로 정의하여 신호 벡터로 모델링하면, 상기 송신신호 벡터는

로 모델링되는 참조부호 300의 채널을 통과하여 수신된다.

상기 수신기에서 RF 처리기(350), 아날로그/디지털 변환기(361)를 통과하고 CP 제거기(363)에서 CP를 제거한 FFT기(367)의 입력 신호

가 N개의 시간 영역의 수신신호 벡터이며 AWGN인 수신 잡음 신호

는 하기 수학식 18과 같은 공분산 행렬(covariance matrix)을 가진다.

여기서, 하기 수학식 18에서는 상기 수신 잡음 신호 벡터

의 통계적 특성을 나타내는 공분산 행렬

를 정의하였다. 하기 수학식 18의 수신 잡음 신호

의 분산 값인

는 상기 도 3의 수신 잡음 분산 추정기(381)에서 추정한 값을 사용한다. 상기 수신 잡음 분산 추정기(381)는 수신기의 열잡음 등을 AWGN 잡음 으로 모델링하여 송신신호가 없을 때의 신호 분산 값을 측정하는 방법 등을 통해 그 값을 추정하는 장치이다. 또한, 하기 수학식 18에서의 I_N은 대각 행렬의 값이 모두 1인 N by N 행렬을 나타낸다.

다음으로, 수신기에서는 상기 수학식 17로 정의되는 시간 영역 수신 신호 벡터

를 이용해서 전송 데이터 심볼 벡터

를 추정하기 위한 선형 등화기를

로 모델링할 수 있다. FFH-OFDM 통신 시스템에서의 상기

는 하기 수학식 19의 행렬식으로 모델링할 수 있으며, 여기에는 신호의 주파수, 시간 영역 변환을 위한 IFFT기(371) 및 FFT기들(367)(375)과, 주파수 영역 선형 등화기(Linear Equalizer in frequency domain)(369), 시간 영역 선형 등화기(Linear Equalizer in time domain)(373)를 모두 포함하고 있다. 즉, 상기 도 3을 참조하면 수신기의 아날로그/디지털 컨버터(361), CP 제거기(363), 직렬/병렬 변환기(365), FFT기(367), 선형 등화기(주파수 영역)(369), IFFT기(371), 선형 등화기(시간 영역)(373), FFT기(375), 병렬/직렬 변환기(377)를 포함하는 FFH-OFDM 디모듈레이터(360)가 상기 선 형 등화기

를 구현하기 위한 장치에 해당된다.

상기 수학식 19에서

는 상기 수학식 15에서 정의한 역고속 푸리에 변환기를 나타내며, 상기 행렬

의 켤레(conjugate) 행렬에 해당되는

는 고속 푸리에 변환기를 나타내며, 행렬

는 도 3의 시간 영역의 선형 등화기(373)를 나타내며, 행렬

는 상기 도 3의 주파수 영역의 선형 등화기(369)를 나타낸다.

상기 수학식 18에서 상기

행렬로 모델링되는 상기 주파수 영역의 선형 등화기(369)는 상기에서 설명한 기본적인 OFDM 통신 시스템의 단일 탭 등화기와 같은 기능을 수행하고, 그 일예로 Zero forcing 등화기, MMSE 등화기 등을 사용 가능하다. 상기

로 표현된 상기 시간 영역의 선형 등화기(373)는 상기 수학식 17에서

로 정의한 송신기의 상기 위상 전위기(335)의 켤레(conjugate)에 해당되는 장치로 역시 대각행렬인

로 모델링이 가능하다.

상기 수학식 19와 같은 선형 등화기

를 이용했을 때 최종 등화기 출력 신호 벡터

는 하기 수학식 20과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 20에서 행렬

는 시간 영역의 채널(300)을 나타내며, 행렬

는 상기 수학식 15에서 정의한 역고속 푸리에 변환기를 나타내며, 행렬

는 상기 수학식 17에서 정의한 송신기의 위상 전위기(335)를 나타낸다.

다음으로, 상기 FFT기(375)의 출력신호인 상기

는 병렬/직렬 변환기(377)를 통하여 직렬 추정 데이터 심볼 시퀀스로 LLR 산출기(380)로 입력되어 각 데이터 비트에 대한 LLR 값을 계산한다. 마지막으로, 상기 LLR 산출기(380)에서 계산된 비트별 LLR 값들이 터보코드 디코더(390)에서 복호화(decoding) 과정을 거쳐 최종 입력 비트 시퀀스를 추정하게 된다.

한편, 상기와 같은 선형 등화기를 사용했을 경우의 FFH-OFDM 통신 시스템에서도 상기 수학식 1로부터 LLR 식을 유도할 수 있다. 즉, 일반적인 OFDM 통신 시스템에서와 마찬가지로 LLR 값을 구하기 위한 식에는 선형 등화기 출력 신호, 상기 수학식 20에서 부채널별 잡음 성분의 분산 및 채널 응답 값이 포함되어 있다. 이 중 상기 각 부채널별 잡음 성분의 분산은 잡음 밀도 벡터로 모델링 될 수 있으며 다음과 같이 구할 수 있다.

즉, 상기 수학식 20의 등화기 출력 신호는 실제 데이터 신호 성분(

)과 ISI 잡음(

), 열잡음(thermal noise)(

) 성분을 하기 수학식 21과 같이 각각 분리할 수 있다.

상기 수학식 21을 살펴보면 다음과 같다. 즉, 데이터 복조를 위한 선형 등화기 행렬

에 따라 상기 수학식 20에서의

는 AWGN에 의한 열잡음과 함께 ISI에 의한 잡음도 함께 포함할 수 있다. 따라서 두 잡음 성분을 합한 것을 전체 잡음이라고 두고 이에 대한 분산 값을 구한다. 상기 수학식 21에서 상기 수학식 20에서 정의된 등화기 출력 신호 벡터

를 실제 데이터 신호 벡터와 ISI 잡음 성분 벡터, 열잡음 성분 벡터로 분리하여 각각

,

,

로 정의하고, 특히 ISI 잡음 성분 벡터와 열잡음 성분 벡터의 합을

로 나타내었다.

이하에서는, 상기 수학식 21에 대한 수식 전개의 편의를 돕기 위해 특수행렬 연산을 통해 상기 수학식 21에서

를 각각 다음과 같이 정의한다. 즉, 상기

는 각각 데이터 신호 성분, ISI 잡음 성분, 열잡음 성분을 표현하기 위하여 정의된 행렬을 나타낸다.

상기 수학식 21에서 데이터 신호와 잡음 신호는 독립적이며, 상기 데이터 신호 벡터의 길이가 충분히 길어서 ISI 잡음(

)이 가우시안 분포를 따른다고 가정하면, 전체 잡음 신호 벡터(

)의 잡음 밀도 벡터(

)는 하기 수학식 22와 같이 정의된다.

상기 수학식 22에서, 상기

는 각각 열잡음 및 ISI 잡음에 대한 잡음 밀도 벡터를 나타내며, 상기

는 각각 전체 잡음, 열잡음, ISI잡음의 공분산 행렬(covariance matrix)로 하기 수학식 23으로 나타낼 수 있다.

상기 수학식 23에서, 상기

는 확률 변수의 평균을 나타내는 기호이며, 상기 E_d는 데이터 심볼

의 평균 전송 에너지를 나타낸다. 상기

는 상기 수학식 21에서 정의된 등화기 출력 신호

에서 ISI 잡음 신호 성분

을 분리하기 위한 ISI 잡음 성분 행렬을 나타내며, 상기

는 상기 수학식 21에서 정의된 등화기 출력 신호

에서 열잡음 신호 성분

을 분리하기 위한 ISI 잡음 성분 행렬을 나타내며, 상기

는 상기 수학식 20에서 정의된 것과 같이 수신신호에 포함된 잡음 성분을 나타내며, 상기

는 상기 수신 잡음 신호(

)의 분산 값을 나타낸다.

이하에서는, 상기 도 3에 따른 수신기 중에서 LLR 산출기(380)의 구성을 도 4를 참조하여 보다 구체적으로 살펴보기로 한다.

도 4는 본 발명에 따른 고속 주파수 도약 기법을 도입한 OFDM 통신 시스템에서 LLR 산출기의 상세 구성을 도시한 도면이다.

상기 도 4를 참조하면, 본 발명에 따른 LLR 산출기(380)는 잡음 밀도 벡터 값을 계산하는 잡음밀도 벡터 계산기(Noise density vector calculator)(410)와, 상기 잡음밀도 벡터 계산기(410)에서 출력되는 잡음 밀도 벡터 값을 이용하여 실제 LLR 값을 계산하는 LLR 계산기(LLR computation block)(430)를 포함하여 구성된다. 이하, 상기와 같은 구성을 가지는 상기 LLR 산출기(380)의 동작을 설명한다.

상기 LLR 산출기(380)는 상기 제2 심볼 매퍼(370)에서 심볼-비트 변환된 비 트별 등화기 출력 신호와 상기 디모듈레이터(360)에서 추정되는 채널 응답 및 수신 잡음 분산 값을 입력으로 하여 LLR을 출력한다. 이때, 상기 잡음밀도 벡터 계산기(410)는 상기 디모듈레이터(360)의 채널 응답 및 수신 잡음 분산 값을 입력하여 잡음 밀도 벡터 값을 계산한다. 상기 LLR 계산기(430)는 상기 제2 심볼 매퍼(370)의 비트별 등화기 출력 신호와 상기 잡음밀도 벡터 계산기(410)의 잡음밀도 벡터 값을 이용하여 실제 LLR 값을 계산한다.

그러면 이하에서는 상기 잡음밀도 벡터 계산기(410)와 상기 LLR 계산기(430)에서 수행되는 과정의 알고리즘에 대하여 살펴보기로 한다.

2. 잡음 밀도 벡터 계산 알고리즘

상기 잡음 밀도 벡터(

)는 상기 수학식 21에서 정의된 공분산 행렬들(

,

,

) 내지 수학식 23에서 정의된 ISI 잡음 성분 행렬(

), 열잡음 성분 행렬(

)을 사용하면 하기의 수학식 24와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 24에서 행렬

는 상기 수학식 15에서 정의한 역고속 푸리에 변환기를 나타내며, 상기 행렬

의 켤레(conjugate) 행렬에 해당되는

는 고속 푸리에 변환기를 나타내며, 상기 N은 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용한 부반송파의 개수를 나타내며, 상기

는 상기 수학식 19에서 정의된 수신 잡음 신호(

)의 분산 값을 나타내며, 상기 E_d는 상기 수학식 14에서 정의된 데이터 심볼 벡터(

)의 평균 전송 에너지를 나타낸다.

상기 수학식 24를 살펴보면, 주파수 영역 등화 행렬

과 순환 주파수 도 약 패턴을 사용했을 때 시간 영역 등화 행렬

이 모두 대각 행렬이므로 그 대각 성분만을 표현한 벡터들이 상기 수학식 24의

이다. 또한, 상기 수학식 21에서 등화기 출력의 데이터 신호 성분에 곱해진 행렬

역시 대각 행렬이므로 그 대각 성분만을 벡터로 표현하면

와 같으며, 상기 수학식 24에서 함께 정의되어 있다. 또한, 상기 수학식 24에서 사용된 연산기호

는 켤레(conjugate) 노테이션을 나타내며, 연산기호

는 컨쥬게이트(congugate) 노테이션을 나타내며, 연산기호

는 하다마드(Hadamad) 연산으로 벡터의 각 성분별 곱을 의미한다.

상기 수학식 24와 같이 계산되는 잡음 밀도 벡터

는 열잡음뿐만 아니라 ISI 잡음을 모두 포함하고 있는 경우에도 정확한 LLR 값을 계산할 수 있으며, 채널 디코더가 상기의 정확한 LLR 값을 사용하여 복호화(decoding)를 수행함으로써, FEC 코드의 성능을 향상시킬 수 있다. 또한 LLR 값을 구하는 과정에서 상기와 같은 적절한 특수 행렬 연산 예컨대, 하다마드(Hadamard) 연산 등을 도입함으로써 그 복잡도가 큰 행렬 연산을 각 벡터들의 성분의 곱으로 표현함으로써 시스템 복잡도를 크게 줄일 수 있다.

잡음 밀도 벡터

를 구하는 실시 예 중 하나로, M_U = u_all인 경우 상기 수학식 24는 다음 수학식 26과 같이 간단히 개선 가능하다. 상기 수학식 24를 하기 수학식 26으로 유도하기 위하여 수학식 27의 성질이 사용되었다. 수학식 26은 잡음 밀도 벡터

를 구하기 위하여 4개의 FFT/IFFT 동작과 9번의 element-wise 곱셈, 3 번의 element-wise 덧셈을 수행하므로 이는 수학식 24에 비하여 50% FFT/IFFT 동작, 64% element-wise 곱셈으로 복잡도를 감소, 개선한 것이다.

FFH/OFDM 시스템에서 일반적으로 사용되는 주파수 영역 MMSE 등화기은 다음 수학식 28과 같으므로 이를 위 수학식 26에 적용하면, 보다 간단한 수학식 29를 이용하여 잡음 밀도 벡터를 구할 수 있다. 수학식 29는 수학식 24를 사용했을 때와 비교했을 때 50% FFT/IFFT 동작, 21% element-wise 곱셈, 0% element-wise 덧셈 계산만으로 잡음 밀도 벡터를 구할 수 있도록 복잡도를 보다 개선한 것이다.

3. LLR 값 계산 알고리즘

이하에서는, 상기 수학식 24에서 구한 잡음 밀도 벡터

를 이용하여 실제 LLR 값을 계산하는 알고리즘에 대하여 살펴보기로 한다.

먼저, V-ary 변조 기법을 사용할 경우

개의 데이터 비트들에 의해 하나의 데이터 심볼이 결정되므로, 상기 도 3의 FFH-OFDM 송신기에서 터보 코드 인코더(310)를 거쳐 상기 제1 심볼 매퍼(320)에 입력되는 데이터 비트 벡터를

라 하고, 상기 제1 심볼 매퍼(320)까지 통과하여 출력되는 데이터 심볼 벡터를 상기 수학식 14에서 나타낸 것과 같이

라 할 수 있다. 그러면, 등화기 출력 신호 벡터가

일 때,

번째 송신된 데이터 비트

값이 +1 또는 -1 일 확률비의 로그 값을 나타내면 하기의 수학식 30과 같이 정의할 수 있다.

상기 수학식 30에서의 상기 n은 ISI가 없을 때 상기

신호 성분이 포함된 데이터 심볼의 인덱스를 나타낸다. 따라서, 데이터 심볼 d_n은

개의 비트들,

에 의해 결정됨을 알 수 있다. 다음으로, 상기 수학식 30에서 정의된 LLR 값을 구하기 위하여 각 텀들을 자세히 설명하도록 한다.

즉, 하기 수학식 31에서 정의된 집합

는

개의 데이터 비트들이 +1 또는 -1의 값을 가질 때 가능한 모든 경우의 데이터 심볼들의 집합이다. 따라서 상기 수학식 30에서

값은

번째 데이터 비트

의 값이 1일 때 가능한 모든 데이터 심볼(

)들이 전송될 확률들을 더한 것과 같으므로 상기 수학식 30은 하기의 수학식 32로 간단히 정리할 수 있다.

또한, 상기 수학식 21에서 구한 등화기 출력 신호 벡터

를 이용하고 이를 실/허수 축으로 분리하면, 상기 수학식 32으로 표현되는 LLR 값은 하기의 수학식 33과 같이 구할 수 있다. 이때, 데이터 비트

가

의 실수 부분에 변조되면

, 허수부분에 변조되면

를 LLR 값 계산에 적용한다.

한편, 이상에서 살펴본 바와 같은 상세한 설명에서는 그 변조 방식이 BPSK인 경우를 예로 하여 살펴보았다. 하지만 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니므로, 예컨대 QPSK 변조 방식을 비롯한 다른 모든 방식에도 적용할 수 있음은 물론이다. 그러면, 이하 본 발명의 다른 실시예로서 상기 QPSK 변조 방식에서 ZF 등화기를 사용하는 경우에 대하여 상기 수학식 32의 LLR 값을 구하는 과정을 살펴보기로 한다.

즉, 상기 수학식 32의 실시예로 QPSK 변조를 하고 주파수 영역 등화기로 ZF 등화기를 사용했을 때의 LLR 값은 하기의 수학식 34와 같이 나타낼 수 있다. 이때, +1 또는 -1이 전송될 확률은 동일하다고 가정하고, 주파수 영역 등화기로 ZF 등화기를 사용하면

는 모두 1이 된다.

상기 수학식 34에서

는 상기 수학식 22에서 정의한 전체 잡음 신호 성분 벡터(

)의 잡음 밀도 벡터 중 n번째 원소를 나타내며,

는 디코더에서 디코딩할

번째 비트를 나타내며,

은 등화기 최종 출력신호 벡터

의 n번째 원소를 나타낸다.

여기서, 상기 기본적인 OFDM 통신 시스템에서 구한 수학식 10와 FFH-OFDM 통신 시스템에서의 상기 수학식 34의 LLR 값을 비교해 보면 다음과 같다. 즉, 상기 수학식 10에서 부채널별 채널 응답을 고려한 분산 값

는 상기 수학식 34에서는 채널 응답뿐 아니라 ICI까지 고려한 잡음 밀도 벡터

로 나타나고, 상기 수학식 10의 E_tb는 상기 수학식 31에서 평균 심볼 에너지

로 나타나고, 상기 수학식 10에서 y_k,ZF인 등화기 출력 값은 상기 수학식 34에서

또는

로 나타난다.

즉, 상기에서와 같이 기본적으로 LLR 값을 결정하는 요소들은 동일하지만 수신 신호 모델이나 선택한 변조 방식에 따라 약간의 변화가 있음을 알 수 있다. 상기 QPSK 변조를 사용했을 때의 LLR 값에 해당하는 상기 수학식 34를 계산하기 위한 장치는 상기한 바와 같은 도 4의 LLR 계산기(430)와 동일하다. 해당 LLR 계산기는 등화기 출력 신호와 상기 도 4의 잡음밀도 벡터 계산기(410)에서 이미 계산한 잡음 밀도 벡터 값을 입력으로 받아서 하나의 곱셈기와 하나의 나눗셈기를 이용하여 상기 수학식 31에 해당하는 연산을 통해

를 출력한다. 이때, 평균 심볼 에너지

는 이미 알고 있는 상수 값이며 등화기 출력 신호로는 복소 신호의 실/허수 중 하나가 사용되며 이를 y라 하였다. 한편, 출력된 각 데이터 비트별 LLR 값들은 터보 코드 디코더로 입력되어, 이후 입력 데이터 신호 벡터를 복호화 하는데 사용된다.

상기에서 살펴본 바와 같은 본 발명에서는 고속 주파수 도약(FFH) 기법을 도입하여 수신기에서 선형 등화기를 사용하는 OFDM 통신 시스템을 예로 하여 LLR 계산 알고리즘 및 그 장치를 제안하며, 상기에서 제안한 방법 및 그 장치는 선형 등화기를 사용하는 모든 OFDM 통신 시스템에서도 그 적용이 가능함은 물론이다.

이상과 같이, 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 이것에 의해 한정되지 않으며 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 본 발명의 기술사상과 아래에 기재될 특허청구범위의 균등범위 내에서 다양한 수정 및 변형이 가능함은 물론이다.

이상 상술한 바와 같이 본 발명의 선형 등화기를 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 LLR 산출 방법 및 그 장치에 따르면, 기본적인 OFDM 통신 시스템에서 정확한 LLR 값을 계산할 수 있다. 또한 고속 주파수 도약기법(FFH)과 같은 고급 기술을 OFDM 통신 시스템에 도입하고 선형 등화기를 사용하는 경우에도 부채널별 채널 응답과 ICI까지 고려한 정확한 LLR 값을 제안할 수 있다. 또한, 터보코드 디코더에 정확한 LLR 값을 입력함으로써 수신 데이터 패킷을 복호화 성능을 향상시킬 수 있다. 또한 특수 행렬 연산을 사용하여 행렬 연산을 간단한 곱셈기로 구현 가능하며, 상기 행렬 연산을 성분별 곱으로 바꾸어 표현함으로써 실제 시스템을 구현할 때 하드웨어 및 계산 복잡도를 줄일 수 있다.

Claims (19)

1. 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 LLR(Log Likelihood Ratio)를 계산하기 위한 장치에 있어서,

   부호화된 비트 시퀀스를 데이터 심벌로 변조하여 병렬 형태의 심볼 신호로 변환하고, 상기 병렬 변환된 심볼에 대해 역고속 푸리에 변환을 수행하고, 상기 역고속 푸리에 변환된 신호에 대해 그 위상을 쉬프트(shift)하여 송신신호 벡터를 출력하는 송신수단과,

   상기 송신수단으로부터 시간 영역의 수신신호 벡터를 수신하고, 상기 수신신호 벡터에 대해 주파수 및 시간 영역 변환을 수행하여 전송 데이터 심볼 벡터를 추정하는 수신수단을 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 송신수단은,

   상기 역고속 푸리에 변환된 신호에 대해 대각행렬 연산을 통해 위상을 쉬프트하여 송신신호 벡터를 생성하는 위상 전위기(Phase Shifter)를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
3. 제1항에 있어서, 상기 수신수단은,

   채널 응답 및 수신잡음 분산 값을 생성하여 출력하는 디모듈레이터와,

   상기 디모듈레이터의 출력된 신호를 입력하여 심볼-비트 변환된 비트별 등화 신호를 출력하는 심볼 매퍼와,

   상기 모듈레이터에서 추정된 채널 응답 및 수신잡음 분산 값과 상기 심볼 매퍼의 비트별 등화된 출력 신호를 이용하여 LLR 값을 산출하는 LLR 산출기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
4. 제3항에 있어서, 상기 수신수단의 디모듈레이터는,

   상기 송신수단으로부터 수신되는 신호에서 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)가 제거된 병렬 신호에 대한 고속 푸리에 변환을 수행하는 제1 고속 푸리에 변환기와,

   상기 고속 푸리에 변환된 주파수 영역의 신호에 대한 채널 보상을 수행하는 주파수 영역 선형 등화기와,

   상기 채널 보상된 주파수 영역의 신호에 대한 역고속 푸리에 변환을 수행하는 역고속 푸리에 변환기와,

   상기 역고속 푸리에 변환된 시간 영역의 신호에 대한 채널 보상을 수행하며, 상기 송신수단의 상기 위상 전위기의 켤레(conjugate) 기능을 하는 시간 영역 선형 등화기와,

   상기 채널 보상된 시간 영역의 신호에 대한 고속 푸리에 변환을 수행하는 제 2 고속 푸리에 변환기와,

   상기 고속 푸리에 변환된 출력신호를 입력하여 직렬 추정 데이터 심벌 시퀀스로 변환하는 병렬/직렬 변환기와,

   상기 송신수단으로부터 수신된 수신신호에 대한 채널응답을 추정하기 위한 채널응답 추정기와,

   상기 수신수단의 수신 잡음 신호에 대한 분산 값을 추정하는 수신 잡음 분산 추정기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
5. 제4항에 있어서, 상기 제1 고속 푸리에 변환기는,

   임의 개수의 시간 영역 벡터 수신신호를 입력으로 하며, 상기 벡터 수신신호에 포함된 수신잡음 신호에 대해 하기 수학식과 같은 공분산 행렬(covariance matrix)을 가지는 것을 특징으로 하는 상기 장치.

   

   상기

   

   는 상기 수신잡음 분산 추정기의 추정 분산 값을 나타냄.
6. 제3항에 있어서, 상기 LLR 산출기는,

   상기 디모듈레이터의 채널 응답 및 수신잡음 분산 값을 입력하여 잡음밀도 벡터 값을 계산하는 잡음밀도 벡터 계산기와,

   상기 심볼 매퍼의 비트별 등화된 출력 신호와 상기 잡음밀도 벡터 계산기의 잡음밀도 벡터 값을 이용하여 실제 적용되는 LLR 값을 계산하는 LLR 계산기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
7. 제6항에 있어서,

   상기 잡음밀도 벡터 계산기의 잡음밀도 벡터는 하기 수학식과 정의되는 것을 특징으로 하는 상기 장치.

   

   상기

   

   는 잡음밀도 벡터를 나타내며, 상기

   

   는 하다마드(hadamad) 연산으로 벡터의 각 성분별 곱을 나타냄.
8. 제6항에 있어서,

   상기 잡음밀도 벡터는, 열잡음 및 심벌간 간섭(Inter Symbol Interference) 잡음을 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 장치.
9. 제6항에 있어서,

   상기 LLR 계산기에서 계산되어 출력되는 LLR 값은 하기 수학식과 같이 정의되는 것을 특징으로 하는 상기 장치.

   
10. 제9항에 있어서,

    상기 LLR 계산기의 출력 LLR 값은 하기 수학식들 중 어느 하나를 통해 산출할 수 있으며, 데이터 비트

    

    가

    

    의 실수 부분에 변조되면

    

    , 허수부분에 변조되면

    

    를 LLR 값 계산에 적용하는 것을 특징으로 하는 상기 장치.

    

    
11. 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 LLR(Log Likelihood Ratio)를 계산하기 위한 방법에 있어서,

    부호화된 비트 시퀀스를 데이터 심벌로 변조하여 병렬 형태의 심볼 신호로 변환하고, 상기 병렬 변환된 심볼에 대해 역고속 푸리에 변환을 수행하고, 상기 역고속 푸리에 변환된 신호에 대해 그 위상을 쉬프트(shift)하여 송신신호 벡터를 생성하여 출력하는 과정과,

    상기 출력되는 시간 영역의 수신신호 벡터를 수신하고, 상기 수신신호 벡터에 대해 주파수 및 시간 영역 변환을 수행하여 전송 데이터 심볼 벡터를 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
12. 제11항에 있어서, 상기 전송 데이터 심볼 벡터 추정 과정은,

    채널 응답 및 수신잡음 분산 값 생성 및 수신신호에 대한 최종 등화 신호를 생성하는 과정과,

    상기 생성된 최종 등화 신호를 입력하여 심볼-비트 변환을 수행하여 비트별 등화 신호를 출력하는 과정과,

    상기 추정된 채널 응답 및 수신잡음 분산 값과 상기 비트별 등화된 출력 신호를 이용하여 LLR 값을 산출하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
13. 제12항에 있어서, 상기 최종 등화 신호 생성은,

    상기 수신신호에서 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)가 제거된 병렬 신호에 대한 첫 번째 고속 푸리에 변환을 수행하고, 상기 고속 푸리에 변환된 주파수 영역의 신호에 대한 채널을 보상하는 과정과,

    상기 채널 보상된 주파수 영역의 신호에 대한 역고속 푸리에 변환을 수행한 후, 상기 역고속 푸리에 변환된 시간 영역의 신호에 대한 채널을 보상하는 과정과,

    상기 채널 보상된 시간 영역의 신호에 대한 두 번째 고속 푸리에 변환을 수행하고, 상기 고속 푸리에 변환된 출력신호를 입력하여 직렬 추정 데이터 심벌 시퀀스로 변환하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
14. 제13항에 있어서, 상기 첫 번째 고속 푸리에 변환 수행은,

    임의 개수의 시간 영역 벡터 수신신호를 입력으로 하며, 상기 벡터 수신신호에 포함된 수신잡음 신호에 대해 하기 수학식과 같은 공분산 행렬(covariance matrix)을 가지는 것을 특징으로 하는 상기 방법.

    

    상기

    

    는 상기 수신잡음 분산 값을 나타냄.
15. 제12항에 있어서, 상기 LLR 산출은,

    상기 채널 응답 및 수신잡음 분산 값을 입력하여 잡음밀도 벡터 값을 계산하는 과정과,

    상기 비트별 등화된 출력 신호와 상기 잡음밀도 벡터 값을 이용하여 실제 적용되는 LLR 값을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
16. 제15항에 있어서,

    상기 잡음밀도 벡터는 하기 수학식과 같이 정의되는 것을 특징으로 하는 상기 방법.

    

    상기

    

    는 잡음밀도 벡터를 나타내며, 상기

    

    는 하다마드(hadamad) 연산으로 벡터의 각 성분별 곱을 나타냄.
17. 제15항에 있어서,

    상기 잡음밀도 벡터는, 열잡음 및 심벌간 간섭(Inter Symbol Interference) 잡음을 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
18. 제15항에 있어서,

    상기 LLR 값은 하기 수학식과 같이 정의되는 것을 특징으로 하는 상기 방법.

    
19. 제18항에 있어서,

    상기 LLR 값은 하기 수학식들 중 적어도 어느 하나를 통해 산출할 수 있으며, 데이터 비트

    

    가

    

    의 실수 부분에 변조되면

    

    , 허수부분에 변조되면

    

    를 LLR 값 계산에 적용하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.

    

    

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