KR20050073535A - 직류-교류 변환 장치 및 그 컨트롤러 ｉｃ - Google Patents

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Abstract

2차 코일이 부하에 접속된 변압기의 1차 코일에 반도체 스위치 회로를 설치하고, 이 반도체 스위치 회로의 각 스위치를 PWM하여 정전류 제어한다. 그리고, 간헐 동작하는 제어를 병용하여 부하에 공급할 수 있는 교류 전력 범위를 하한 방향으로 넓히는 동시에 치밀한 제어를 행한다. 간헐 동작의 제어는 간헐 동작 오프 기간에 PWM 제어의 오차 신호를 제로로 한다. 또, 간헐 동작이 오프일 때 및 온일 때에 PWM 제어의 오차 신호는 귀환 회로의 콘덴서 전하를 충방전함으로써 완만하게 감소 또는 증가시킨다. 이로 인해, 간헐 동작이 온일 때, 오프일 때에도 PWM에 의한 정전류 제어를 슬로우 스타트, 슬로우 엔드로 행한다.

Description

직류-교류 변환 장치 및 그 컨트롤러 ＩＣ {DC/AC CONVERTER AND ITS CONTROLLER IC}
본 발명은 전기 기기 부속의 전원 어댑터나, 배터리 등의 직류 전원으로 부하를 구동하기 위한 교류 전압을 발생하는 직류-교류 변환 장치(이하, 인버터라 함) 및 그 컨트롤러 IC에 관한 것이다.
노트 퍼스널 컴퓨터의 액정 모니터나 액정 텔레비전 수상기 등의 액정 디스플레이의 백라이트 광원으로서 냉음극 형광등(이하, CCFL라 함)이 사용되고 있다. 이 CCFL은 통상의 열음극 형광등과 거의 동일한 높은 효율과 긴 수명을 갖고 있고, 열음극 형광등이 구비한 필라멘트를 생략하고 있다.
이 CCFL을 시동 및 동작시키기 위해서는 높은 교류 전압을 필요로 한다. 예를 들면, 시동 전압은 약 1000V이고, 동작 전압은 약 600V이다. 이 높은 교류 전압은 인버터를 이용하여 노트 퍼스널 컴퓨터나 액정 텔레비전 수상기 등의 직류 전원으로 발생시킨다.
이전부터 CCFL용 인버터로서 로이어(Royer) 회로가 일반적으로 사용되고 있다. 이 로이어 회로는 가포화 자심 변압기, 제어 트랜지스터 등으로 구성되고, 가포화 자심 변압기의 비선형 투자율, 제어 트랜지스터의 비선형 전류 게인 특성에 의해 자기 발진한다. 로이어 회로 자신은 외부 클록이나 드라이버 회로를 필요로 하지 않는다.
그러나, 로이어 회로는 기본적으로 일정 전압의 인버터이고, 입력 전압이나 부하 전류가 변화하는 경우에는 일정한 출력 전압을 유지할 수 없다. 따라서 로이어 회로에 전력을 공급하기 위한 레귤레이터를 필요로 한다. 이와 같은, 로이어 회로를 이용한 인버터는 소형화가 어렵고, 또 전력 변환 효율도 낮다.
전력 변환 효율을 높이도록 한 CCFL용 인버터가 제안되었다(특개평 10-50489호 공보 참조). 이 인버터는 변압기의 1차 코일에 제1 반도체 스위치를 직렬로 접속하고, 직렬 접속된 제2 반도체 스위치와 콘덴서를 변압기의 1차 코일에 병렬로 접속하고, 또한 변압기의 2차 코일에 결합 콘덴서와 부하를 직렬로 접속한다. 그리고, 제어 회로로부터의 제어 신호에 의해 제1, 제2 반도체 스위치를 온ㆍ오프로 제어하여 부하에 교류 전력을 공급하도록 하고 있다.
또, 4개의 반도체 스위치를 이용하여 풀 브리지(H 브리지라고도 함)형의 CCFL용 인버터가 제안되었다(미국 특허 제6259615호 명세서 참조). 이 인버터에서는 변압기의 1차 코일에 공진용 콘덴서를 직렬로 개재하여 풀 브리지의 출력단을 접속하고, 변압기의 2차 코일에 부하를 접속한다. 풀 브리지를 구성하는 4개의 반도체 스위치 중에서 제1조의 2개 반도체 스위치에 의해 변압기의 1차 코일에 제1 방향의 전류 경로를 형성하고, 제2조의 2개 반도체 스위치에 의해 변압기의 1차 코일에 제2 방향의 전류 경로를 형성한다. 그리고, 제어 회로로부터 고정된 동일한 펄스폭으로 그 펄스의 상대 위치가 제어된 제어 신호를 풀 브리지의 반도체 스위치에 공급하고, 부하로의 공급 전력을 조정하고 있다. 또, 변압기의 2차 코일의 전압을 검출하여 과전압 보호를 행하도록 하고 있다.
또, CCFL에 흐르는 전류를 검출하여 그 전류가 소정치로 되도록, 인버터 전원 장치의 간헐 동작에 있어서 점등/비점등을 펄스폭 변조(PWM)의 듀티 성분을 조정하여 점등/비점등의 시간비를 조정하도록 한 것도 알려져 있다(특개 2002-221701호 공보 참조).
종래의 인버터에서는 부하에 흐르는 전류가 소정치로 되도록 반도체 스위치의 온 기간을 제어하고, 부하로의 공급 전력을 제어하고 있다. 부하로의 공급 전력을 작게 하기 위해서는 반도체 스위치가 온으로 되도록 제어 펄스의 폭을 좁게 하는 것으로 되지만, 제어 펄스의 폭을 좁게 하여 작은 전력을 안정적으로 부하에 공급하는데는 한계가 있다. 따라서, 부하인 CCFL의 조광 범위를 하한 방향으로 확대하는 것은 곤란하였다.
또, 종래의 간헐 동작에 있어서 점등(온)/비점등(오프)의 시간비를 제어하는 인버터에서는 간헐 동작만의 제어이기 때문에 치밀한 조광을 행하는 것은 곤란하였다.
또, 종래에서는, 인버터의 시동시에 정전류 제어의 루프 지연에 의해 부하인 CCFL로 과대 전류가 흐르거나, 과전압 보호의 동작 지연에 의해 과대한 전압이 인가된다. 또, 간헐 동작에 있어서 온의 상승시 및 하강시에 제어 상태가 급격하게 변동하며, 특히 상승시에는 출력 전류에 오버 슈트가 발생한다. 이 과대 전류나, 과대한 전압 또는 오버 슈트에 의해 부하인 CCFL에 스트레스를 가하게 되어 수명 저하의 원인으로 되었다. 또, 변압기나 반도체 스위치, 전지 전원 등의 주회로 기기는 과대 전류 등에 견딜수 있는 것으로 요구되었다.
그래서, 본 발명은 2차 코일이 부하에 접속되는 변압기의 1차 코일에 반도체 스위치 회로를 설치하고, 이 반도체 스위치 회로의 각 스위치를 펄스폭 변조(PWM)하여 정전류 제어하는 동시에, 간헐 동작에 의한 제어를 병용하여, 부하에 전력을 공급할 수 있는 범위를 넓히는 동시에, 치밀한 제어를 가능하게 하는 인버터 및 그 컨트롤러 IC를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또, 펄스폭 변조(PWM)하여 정전류 제어하는 동시에, 간헐 동작에 의한 제어를 행함에 있어서 간헐 동작에서 제어 상태의 급격한 변동을 시동시의 슬로우 스타트와는 다른 간단한 구성으로 억제할 수 있는 인버터 및 그 컨트롤러 IC를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 인버터는 직류 전원과, 1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 갖는 변압기와, 상기 직류 전원으로 상기 1차 코일에 제1 방향 및 제2 방향으로 번갈아 전류를 흐르게 하기 위한 반도체 스위치 회로와, 상기 2차 코일에 접속된 부하와, 상기 부하에 흐르는 전류를 검출하고 전류 검출 신호를 발생하는 전류 검출 회로와, PWM용 삼각파 신호를 발생하는 PWM용 삼각파 신호 발생 회로와, 상기 PWM용 삼각파 신호 및 상기 전류 검출 신호를 받아서 상기 전류 검출 신호에 근거하는 오차 신호와 상기 PWM용 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하는 PWM 제어 신호 발생 회로와, 간헐 동작 신호에 근거하여 간헐 동작의 오프시에 상기 오차 신호를 실질상 제로로 설정하는 간헐 동작 제어 회로를 포함하며, 상기 반도체 스위치 회로를 상기 PWM 제어 신호에 따라 스위칭하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 인버터는 직류 전원과, 1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 갖는 변압기와, 상기 직류 전원으로 상기 1차 코일에 제1 방향 및 제2 방향으로 번갈아 전류를 흐르게 하기 위한 반도체 스위치 회로와, 상기 2차 코일에 접속된 부하와, 상기 부하에 흐르는 전류를 검출하고 전류 검출 신호를 발생하는 전류 검출 회로와, 상기 부하에 인가되는 전압을 검출하고 전압 검출 신호를 발생하는 전압 검출 회로와, PWM용 삼각파 신호를 발생하는 PWM용 삼각파 신호 발생 회로와, 상기 PWM용 삼각파 신호, 상기 전류 검출 신호 및 상기 전압 검출 신호를 받아서 상기 전류 검출 신호와 상기 전압 검출 신호에 근거하는 오차 신호와 상기 PWM용 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하는 PWM 제어 신호 발생 회로와, 간헐 동작 신호에 근거하여 간헐 동작의 오프시에 상기 오차 신호를 실질상 제로로 설정하는 간헐 동작 제어 회로를 포함하며, 상기 반도체 스위치 회로를 상기 PWM 제어 신호에 따라 스위칭하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 컨트롤러 IC는 반도체 스위치 회로를 구동하고, 부하에 공급하는 교류 전력을 제어하기 위한 컨트롤러 IC로서, 외부 부착의 발진용 콘덴서와 발진용 저항이 접속되어 PWM용 삼각파 신호를 발생하는 PWM용 삼각파 신호 발생 블록과, 상기 PWM용 삼각파 신호, 상기 부하에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출 신호 및 상기 부하에 인가되는 전압을 검출하는 전압 검출 신호를 받아서 상기 전류 검출 신호와 상기 전압 검출 신호에 근거하는 오차 신호와 상기 PWM용 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하는 PWM 제어 신호 발생 회로와, 간헐 동작 신호에 근거하여 간헐 동작의 오프시에 상기 오차 신호를 실질상 제로로 설정시키는 간헐 동작 제어 회로를 포함하며, 상기 반도체 스위치 회로를 상기 PWM 제어 신호에 따라 스위칭하는 것을 특징으로 한다.
또, 상기 PWM 제어 신호 발생 회로는 상기 전류 검출 신호와 전류 기준 신호와의 차에 근거하는 전류 오차 신호의 크기와, 상기 전압 검출 신호와 전압 기준 신호와의 차에 근거하는 전압 오차 신호의 크기에 따라 상기 전류 오차 신호와 상기 전압 오차 신호 중 하나가 자동적으로 선택되어 상기 오차 신호로서 출력되는 오차 신호 발생 회로와, 상기 PWM용 삼각파 신호와 상기 오차 신호를 비교하여 상기 PWM 제어 신호를 출력하는 PWM 신호 비교기를 포함하며, 상기 간헐 동작 제어 회로는 상기 오차 신호 발생 회로에 결합되고, 상기 간헐 동작 신호에 의해 온 또는 오프로 제어되는 간헐 동작용 제어 소자를 포함하며, 간헐 동작의 오프시에 상기 오차 신호가 실질상 제로로 되도록 상기 간헐 동작용 제어 소자가 스위칭된다.
또, 상기 오차 신호 발생 회로는 상기 전류 검출 신호를 상기 전류 기준 신호와 비교하여 제1 오차 출력을 발생하는 제1 오차 증폭기와, 상기 전압 검출 신호를 상기 전압 기준 신호와 비교하여 제2 오차 출력을 발생하는 제2 오차 증폭기와, 상기 제1 오차 출력에 의해 제어되는 제1 제어 소자와, 상기 제2 오차 출력에 의해 제어되는 제2 제어 소자를 포함하고, 상기 제1 제어 소자의 출력단과 상기 제2 제어 소자의 출력단이 상호 접속되고, 그 상호 접속점에서 상기 오차 신호를 출력하고, 상기 간헐 동작 제어 회로는 상기 제1 오차 증폭기로의 상기 전류 검출 신호 또는 상기 제2 오차 증폭기로의 상기 전압 검출 신호 중 하나를 소정치로 설정함으로써 상기 오차 신호를 실질상 제로로 한다.
또, 상기 상호 접속점과 상기 제1 오차 증폭기의 전류 검출 신호 입력단과의 사이에 제1 귀환 콘덴서가 접속되고, 또한 상기 상호 접속점과 상기 제2 오차 증폭기의 전압 검출 신호 입력단과의 사이에 제2 귀환 콘덴서가 접속되고, 간헐 동작의 온에서 간헐 동작의 오프로 이행할 때 및 간헐 동작의 오프에서 간헐 동작의 온으로 이행할 때에 상기 오차 신호를 완만하게 변화시킨다.
또, 간헐 동작용 삼각파 신호를 발생하는 간헐 동작용 삼각파 신호 발생 회로와, 상기 간헐 동작용 삼각파 신호와 듀티 신호를 비교하여 그 비교 결과에 따라 상기 간헐 동작 신호를 출력하는 비교기를 포함한다.
또, 상기 부하는 냉음극 형광등이다.
본 발명에 의하면, 부하에 공급되는 전류를 정전류로 되도록 PWM 제어하는 인버터나 이를 위한 컨트롤러 IC에 있어서, 반도체 스위치 회로의 각 스위치를 PWM 하여 정전류 제어하는 동시에 간헐 동작에 의한 제어를 병용함으로써, 부하에 전력 공급할 수 있는 범위를 넓히면서, 치밀한 전력 제어를 가능하게 한다. 또, 간헐 동작의 오프시에 PWM을 위한 오차 신호를 실질상 제로로 설정함으로써 간헐 동작을 제어하므로 간단한 구성으로 할 수 있다.
또, 간헐 동작의 제어는 간헐 동작 오프로의 이행시에 PWM 제어의 오차 신호가 제로로 되는 방향으로 귀환 회로에 포함되는 콘덴서를 충전하고, 간헐 동작 온으로의 이행시에 그 오차 신호가 제로에서부터 증가하는 방향으로 그 콘덴서 전하를 방전한다. 이로 인해, 간헐 동작이 오프일 때 및 온일 때에 PWM 제어의 오차 신호가 완만하게 감소하거나, 또는 완만하게 증가한다. 따라서 간헐 동작이 온일 때, 오프일 때, 모두 PWM에 의한 정전류 제어가 슬로우 스타트, 슬로우 엔드에 의해 행해지기 때문에, 제어 상태의 급격한 변동이 억제되고, 출력 전류의 오버슈트나 변압기의 소리 울림을 절감할 수 있다.
또, 간헐 동작의 슬로우 스타트, 슬로우 엔드는 귀환 회로의 콘덴서로의 충방전을 통해 행하므로, 인버터 시동시의 슬로우 스타트와는 별도로 임의의 단시간에 설정할 수 있다. 따라서 간헐 동작에 적합한 슬로우 스타트, 슬로우 엔드를 행할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시형태에 따른 인버터의 전체 구성도.
도 2는 도 1을 위한 컨트롤러 IC의 내부 구성도.
도 3은 슬로우 스타트, 슬로우 엔드에 따른 설명용의 회로도.
도 4는 도 3의 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트.
도 5는 도 3의 동작을 설명하기 위한 다른 타이밍 차트.
이하, 도면을 참조하여 본 발명의 직류 전원으로 부하를 구동하기 위한 교류 전압을 발생하는 인버터 및 그 컨트롤러 IC의 실시형태에 대해 설명한다.
도 1은 절연 변압기, 풀 브리지의 스위치 회로를 이용하여 PWM 제어하는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 인버터의 전체 구성을 나타내는 도면이고, 도 2는 이를 위한 컨트롤러 IC(즉, 인버터 제어용 IC)의 내부 구성을 나타내는 도면이다.
도 1에 있어서, 제1 스위치인 P형 MOSFET(이하, PMOS)(101)과 제2 스위치인 N형 MOSFET(이하, NMOS)(102)에서, 변압기 TR의 1차 코일(105)로의 제1 방향으로 된 전류 경로를 형성한다. 또, 제3 스위치인 PMOS(103)와 제4 스위치인 NMOS(104)에서, 변압기 TR의 1차 코일(105)로의 제2 방향으로 된 전류 경로를 형성한다. 이러한 PMOS(101, 103), NMOS(102, 104)는 각각 바디 다이오드(즉, 백게이트 다이오드)를 갖고 있다. 이 바디 다이오드에 의해 본래의 전류 경로에 역방향의 전류를 흘릴 수 있다. 또한, 바디 다이오드와 동일한 기능을 수행하는 다이오드를 별도로 설치해도 된다.
직류 전원 BAT의 전원 전압 VCC가 PMOS(101, 103), NMOS(102, 104)를 통해 변압기 TR의 1차 코일(105)에 공급되고, 그 2차 코일(106)에 코일비에 따른 고전압이 유기된다. 이 유기된 고전압이 냉음극 형광등 FL에 공급되어 냉음극 형광등 FL이 점등한다.
콘덴서(111), 콘덴서(112)는 저항(117), 저항(118)과 함께, 냉음극 형광등 FL에 인가되는 전압을 검출하여 컨트롤러 IC(200)에 피드백하는 것이다. 저항(114), 저항(115)은 냉음극 형광등 FL에 흐르는 전류를 검출하고, 컨트롤러 IC(200)에 피드백하는 것이다. 또, 콘덴서(111)는 그 캐패시턴스와 변압기 TR의 인덕턴스 성분으로 공진시키기 위한 것이며, 이 공진에는 냉음극 형광등 FL의 기생 캐패시턴스도 기여한다. 113, 116, 119, 120은 다이오드이다. 또, 151, 152는 전원 전압 안정용의 콘덴서이다.
컨트롤러 IC(200)는 복수의 입출력 핀을 구비한다. 제1 핀 1P는 PWM 모드와 간헐 동작(이하, 버스트) 모드의 전환 단자이다. 이 제1 핀 1P에는 외부로부터 이들 모드의 전환 및 버스트 모드시의 듀티비를 결정하는 듀티 신호 DUTY가 입력된다. 제2 핀 2P는 버스트 모드 발진기(BOSC)의 발진 주파수 설정용의 콘덴서를 접속하는 용량 접속단자이다. 이 제2 핀 2P에는 설정용 콘덴서(131)가 접속되고, 이곳에 버스트용 삼각파 신호 BCT가 발생한다.
제3 핀 3P는 PWM 모드 발진기(OSC)의 발진 주파수 설정용의 콘덴서를 접속하는 용량 접속단자이다. 이 제3 핀 3P에는 설정용 콘덴서(132)가 접속되고, 이곳에 PWM용 삼각파 신호 CT가 발생한다. 제4 핀 4P는 제3 핀 3P의 충전 전류를 설정하는 설정 저항 접속단자이다. 이 제4 핀 4P에는 설정용 저항(133)이 접속되고, 그 전위 RT와 저항치에 따른 전류가 흐른다. 제5 핀 5P는 접지 단자이며, 그라운드 전위 GND에 있다.
제6 핀 6P는 제3 핀 3P의 충전 전류를 설정하는 설정 저항 접속단자이다. 이 제6 핀 6P에는 설정용 저항(134)이 접속되고, 컨트롤러 IC(200)의 내부 회로의 제어에 의해 이 저항(134)이 설정용 저항(133)에 병렬로 접속되거나 또는 분리된다. 그 제6 핀 6P의 전위 SRT는 그라운드 전위 GND나, 제4 핀 4P의 전위 RT로 된다. 제7 핀 7P는 타이머 래치를 설정하기 위한 설정 용량 접속단자이다. 이 제7 핀 7P에는 내부의 보호 동작용의 동작 시한을 결정하기 위한 콘덴서(135)가 접속되고, 콘덴서(135)의 전하에 따라 전위 SCP가 발생한다.
제9 핀 9P는 제1 오차 증폭기용 입력단자이다. 이 제9 핀 9P에는 저항(140)을 통해 냉음극 형광등 FL에 흐르는 전류에 따른 전류 검출 신호(이하, 검출 전류) IS가 입력된다. 그 검출 전류 IS가 제1 오차 증폭기에 입력된다. 제8 핀 8P는 제1 오차 증폭기용 출력 단자이다. 이 제8 핀 8P와 제9 핀 9P와의 사이에 콘덴서(136)가 접속된다. 제8 핀 8P의 전위가 귀환 전압 FB로 되고, PWM 제어를 위한 제어 전압이 된다. 이하, 각 전압은 특별한 이의가 없는 한, 그라운드 전위를 기준으로 하고 있다.
제10 핀 10P는 제2 오차 증폭기용 입력단자이다. 이 제10 핀 10P에는 저항(139)을 통해 냉음극 형광등 FL에 인가되는 전압에 따른 전압 검출 신호(이하, 검출 전압) VS가 입력된다. 그리고, 그 검출 전압 VS가 제2 오차 증폭기에 입력된다. 제10 핀 10P에는 콘덴서(137)가 제8 핀 8P와의 사이에 접속된다.
제11 핀 11P는 시동 및 시동시간 설정 단자이다. 이 제11 핀 11P에는 저항(143)과 콘덴서(142)에 의해 시동 신호 ST가 지연되고 노이즈가 억제된 신호 STB가 인가된다. 제12 핀 12P는 슬로우 스타트 시간을 설정하기 위한 용량을 접속하는 용량 접속단자이다. 이 제12 핀 12P에는 콘덴서(141)가 그라운드와의 사이에 접속되고, 시동시에 서서히 상승하는 슬로우 스타트용의 전압 SS가 발생한다.
제13 핀 13P는 동기용 단자이고, 다른 컨트롤러 IC에 협동시키는 경우에 이와 접속된다. 제14 핀 14P는 내부 클록 입출력 단자이고, 다른 컨트롤러 IC와 협동시키는 경우에 이와 접속된다.
제15 핀 15P는 외부 부착 FET 드라이브 회로의 그라운드 단자이다. 제16 핀 16P는 NMOS(102)의 게이트 구동 신호 N1을 출력하는 단자이다. 제17 핀 17P는 NMOS(104)의 게이트 구동 신호 N2를 출력하는 단자이다. 제18 핀 18P는 PMOS(103)의 게이트 구동 신호 P2를 출력하는 단자이다. 제19 핀 19P는 PMOS(101)의 게이트 구동 신호 P1을 출력하는 단자이다. 제20 핀 20P는 전원 전압 VCC를 입력하는 전원 단자이다.
컨트롤러 IC(200)의 내부 구성을 나타내는 도 2에 있어서, OSC 블록(201)은 제3 핀 3P에 접속된 콘덴서(132)와 제4 핀 4P에 접속된 저항(133, 134)에 의해 주기가 결정되는 PWM 삼각파 신호 CT를 발생하여 PWM 비교기(214)에 공급한다. OSC 블록(201)은 또 내부 클록을 발생하여 로직 블록(203)에 공급한다.
BOSC 블록(202)은 버스트용 삼각파 신호 발진 회로이며, 제2 핀 2P에 접속된 콘덴서(131)에 의해 결정되는 버스트용 삼각파 신호 BCT를 발생한다. 버스트용 삼각파 신호 BCT의 주파수는 PWM 삼각파 신호 CT의 주파수보다 현저하게 낮게 설정된다(BCT 주파수<CT 주파수). 제1 핀 1P에 공급되는 아날로그(직류 전압)의 듀티 신호 DUTY와 버스트용 삼각파 신호 BCT를 비교기(221)로 비교한다. 이 비교기(221)의 비교 출력으로 OR 회로(239)를 이용하여 NPN 트랜지스터(이하, NPN)(234)를 구동하다. 또한, 제1 핀 1P에 디지털(PWM 형식)의 듀티 신호 DUTY가 공급되는 경우에, 제2 핀 2P에 저항을 접속하고 BOSC 블록(202)으로부터 버스트용 소정 전압을 발생시킨다.
로직 블록(203)은 PWM 제어 신호 등이 입력되고, 소정의 로직에 따라 스위치 구동 신호를 생성한다. 출격 블록(204)은 로직 블록(203)으로부터의 스위치 구동 신호에 따라 게이트 구동 신호 P1, P2, N1, N2를 생성하고, PMOS(101, 103), NMOS(102, 104)의 게이트에 인가한다.
슬로우 스타트 블록(205)은 시동 신호 ST가 입력되고, 콘덴서(142), 저항(143)에 의해 완만하게 상승하는 전압 STB인 비교기(217)로의 입력이 그 기준 전압 Vref6을 넘으면 비교기(217)의 출력으로 시동한다. 비교기(217)의 출력은 로직 블록(203)을 구동할 수 있게 한다. 또한, 249는 반전 회로이다. 또, 비교기(217)의 출력으로 OR 회로(243)를 이용하여 플립플롭(FF) 회로(242)를 리셋한다. 스타트 블록(205)이 시동하면 슬로우 스타트 전압 SS가 서서히 상승하고, PWM 비교기(214)에 비교 입력으로서 입력된다. 따라서 시동시에 PWM 제어는 슬로우 스타트 전압 SS에 따라 행해진다.
또한, 시동시에 비교기(216)는 입력이 기준 전압 Vref5를 넘은 시점에서 OR 회로(247)를 이용하여 NMOS(246)를 오프로 한다. 이로 인해, 저항(134)을 분리하고, PWM용 삼각파 신호 CT의 주파수를 변경한다. 또, OR 회로(247)에는 비교기(213)의 출력도 입력된다.
제1 오차 증폭기(211)는 냉음극 형광등 FL의 전류에 비례하는 검출 전류 IS와 기준 전압 Vref2(예, 1.25V)를 비교하여 그 오차에 따른 출력에 의해 정전류원 I1에 접속된 NPN(235)을 제어한다. 이 NPN(235)의 컬렉터는 제8 핀 8P에 접속되고, 이 접속점(즉, 제8 핀 8P)의 전위가 귀환 전압 FB로 되고, PWM 비교기(214)에 비교 입력으로서 입력된다.
PWM 비교기(214)에서는 삼각파 신호 CT와, 귀환 전압 FB 또는 슬로우 스타트 전압 SS 중 낮은 쪽의 전압을 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하고, AND 회로(248)를 통해 로직 블록(203)에 공급한다. 시동 종료 후의 정상 상태에서는 삼각파 신호 CT와 귀환 전압 FB가 비교되고, 설정된 전류가 냉음극 형광등 FL에 흐르도록 자동적으로 제어된다.
또한, 제8 핀 8P와 제9 핀 9P와의 사이에는 콘덴서(136)가 접속되어 있으므로, 귀환 전압 FB는 원활하게 증가 또는 감소한다. 따라서 PWM 제어는 쇼크없이 원활히 행해진다.
제2 오차 증폭기(212)는 냉음극 형광등 FL의 전압에 비례하는 검출 전압 VS와 기준 전압 Vref3(예, 1.25V)을 비교하여 그 오차에 따른 출력에 의해 더블 컬렉터의 한쪽이 정전류원 I1에 접속된 더블 컬렉터 구조의 NPN(238)을 제어한다. 이 NPN(238)의 컬렉터는 역시 제8 핀 8P에 접속되므로, 검출 전압 VS에 의해서도 귀환 전압 FB가 제어된다. 따라서 비교기(212) 및 NPN(238)은 귀환 신호 FB를 제어하는 귀환 신호 제어 회로를 구성한다.
또한, 귀환 전압 FB가 기준 전압 Vref1(예, 3V)을 넘으면 PNP 트랜지스터(이하, PNP)(231)가 온으로 되어 귀환 전압 FB의 지나친 상승을 제한한다.
비교기(215)는 전원 전압 VCC를 저항(240, 241)으로 분압하는 전압과 기준 전압 Vref7(예, 2.2V)을 비교하여 전원 전압 VCC가 소정치에 이른 시점에서 그 출력을 반전하고, OR 회로(243)를 통해 FF 회로(242)를 리셋한다.
비교기(218)는 슬로우 스타트 전압 SS를 기준 전압 Vref8(예, 2.2V)과 비교하여 전압 SS가 커지면 AND 회로(244) 및 OR 회로(239)를 통해 NPN(234)를 온으로 한다. NPN(234)의 온에 의해 다이오드(232)가 전류원 I2에 의해 역바이어스되고, 그 결과 제1 오차 증폭기(211)의 통상 동작을 가능하게 한다. 따라서 NPN(234), 다이오드(232) 및 전류원 I2는 버스트 제어와 펄스폭 제어를 전환하는 제어 모드 전환 회로를 구성하고 있다.
비교기(219)는 더블 컬렉터의 다른 쪽이 정전류원 I3에 접속된 NPN(238)이 제2 오차 증폭기(212)에 의해 온으로 되면 그 컬렉터의 전압이 기준 전압 Vref9(예, 3.0V)보다 저하되고, 비교 출력이 반전한다. 비교기(220)는 귀환 전압 FB를 기준 전압 Vref10(예, 3.0V)과 비교하여 귀환 전압 FB가 높아지면 비교 출력이 반전한다. 비교기(219, 220)의 출력 및 비교기(218)의 출력의 반전 신호를 OR 회로(245)를 통해 타이머 블록(206)에 인가하고 소정 시간을 계측하여 출력한다. 이 타이머 블록(206)의 출력으로 FF(242)를 세트하고, 이 FF 회로(242)의 Q 출력으로 로직 블록(203)의 동작을 정지한다.
다음에, 이상과 같이 구성된 인버터의 동작, 특히 시동시의 동작 및 버스트 모드시의 동작을 도 3, 도 4 및 도 5를 참조하여 설명한다. 도 3은 도 1 및 도 2에서 시동시의 슬로우 스타트 및 버스트 모드에 관계하는 부분을 취출한 설명용의 회로도이다. 도 4, 도 5는 그 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트이다.
그래서, 컨트롤러 IC(200)에 전원 전압 VCC가 공급된다. 삼각파 신호 발진용의 OSC 블록(201)과, 콘덴서(132)와, 저항(133)으로 구성되는 삼각파 신호 발생 회로로부터 콘덴서(132)의 캐패시턴스와, 저항(133)의 저항치로 결정되는 주파수의 삼각파 신호 CT가 발생된다. 이 삼각파 신호 CT는 PWM 비교기(214)의 (+)입력단자에 입력된다.
PWM 비교기(214)의 2개 (-)입력단자 중 한쪽에 입력된 귀환 전압 FB는 전원 전압 VCC가 공급되고, 정전류원 I1, NPN(235), NPN(238)으로 구성된 공통화 회로에 의해 높은 값(상한치)으로 된다. 또한, 이 귀환 전압 FB의 값은 PNP(231)과 기준 전압 Vref1에 의해 일정치로 제한된다.
그러나, PWM 비교기(214) 중 다른 쪽의 (-)입력단자에 입력된 슬로우 스타트 전압 SS는 시동 신호 ST를 받지 않으므로 제로 전압이다. PWM 비교기(214)는 귀환 전압 FB와 슬로우 스타트 전압 SS 중 낮은 입력 신호가 우선이므로 아직 PWM 비교기(214)로부터 PWM 제어 신호가 출력되지 않는다.
시동 신호 ST가 외부로부터 슬로우 스타트 회로인 스타트 블록(205)에 공급되면 스타트 블록(205) 내부의 정전류원이 구동되어 그 정전류가 콘덴서(141)로 흐르기 시작한다. 이 정전류에 의해 콘덴서(141)가 충전되기 때문에, 슬로우 스타트 전압 SS가 소정의 경사에서 직선 형상으로 상승을 시작한다. 즉, 시동시의 슬로우 스타트가 시작된다.
PWM 비교기(214)에서는 서서히 상승하는 슬로우 스타트 전압 SS와 삼각파 신호 CT가 비교되고, PWM 비교기(214)로부터 슬로우 스타트 전압 SS의 값에 따른 PWM 제어 신호가 출력된다. 이 PWM 제어 신호가 로직 블록(203), 출력 블록(204)을 통해 MOSFET(101∼104)에 공급되어 인버터 동작이 행해진다.
인버터의 부하인 냉음극 형광등 FL은 인가된 전압이 소정의 값으로 될 때까지 점등하지 않기 때문에, 슬로우 스타트의 최초 단계에서는 출력 전압 Vo가 슬로우 스타트 전압 SS의 상승에 따라 상승한다. 따라서 종래와 같이, 상한치로 있는 귀환 전압 FB에 따라 과대한 출력 전압 Vo(예를 들면, 2000∼250OV)가 냉음극 형광등 FL에 인가되는 일은 없다. 또, 과대한 출력 전압 Vo의 인가에 수반하는 돌입 전류의 발생도 없으므로, 냉음극 형광등 FL이나 인버터의 주회로 부품(MOSFET(101∼104), 변압기 TR, 전지 BAT 등)에 가해지는 손상이나 스트레스를 현저하게 경감한다.
출력 전류 Io가 검출되고, 그 검출 전류 IS가 제1 오차 증폭기(211)에 입력된다. 이 제1 오차 증폭기(211)에서 검출 전류 IS가 기준 전압 Vref2와 비교되고, 그 비교 출력으로 NPN(235)을 제어한다. 또, 출력 전압 Vo가 검출되고, 그 검출 전압 VS가 제2 오차 증폭기(212)에 입력된다. 이 제2 오차 증폭기(212)에서 검출 전압 VS가 기준 전압 Vref3과 비교되고, 그 비교 출력으로 NPN(238)을 제어한다. NPN(235), 또는 NPN(238)이 제어되면 귀환 전압 FB가 상한치에서부터 저하된다.
출력 전압 Vo가 상승하여 시동 전압(약 100OV)에 이르면 출력 전류 Io가 흐르기 시작하여 냉음극 형광등 FL이 점등하는 동시에, 출력 전압 Vo는 동작 전압(약 60OV)으로 저하된다. 이 시점에 있어서도 과대한 돌입 전류가 흐르는 일은 없다. 그리고, 출력 전류 Io가 서서히 상승하는 한쪽, 출력 전압 Vo는 거의 일정한 동작 전압으로 유지된다. 또, 귀환 전압 FB는 출력 전압 Vo 또는 출력 전류 Io가 상승하고, NPN(235), NPN(238)이 제어되게 되면 귀환용의 콘덴서(136, 137)를 통한 귀환 작용에 의해 상한치에서부터 서서히 저하된다.
슬로우 스타트 전압 SS가 상승하는 동시에, 출력 전류 Io가 증가하여 귀환 전압 FB가 저하된다. 귀환 전압 FB가 슬로우 스타트 전압 SS와 같아진 시점에 있어서, PWM 비교기(214)에서의 삼각파 신호 CT와의 비교 대상이 그때까지의 슬로우 스타트 전압 SS에서 귀환 전압 FB로 이전된다. 이로 인해 슬로우 스타트가 종료하게 된다. 이 슬로우 스타트에 필요한 시간은 냉음극 형광등 FL이 정지하고 있는 상태에서부터 일어나기 때문에 비교적 길다.
출력 전류 Io는 기준 전압 Vref2로 정해지는 소정치로 일정 제어된다. 냉음극 형광등 FL의 밝기는 이에 흐르는 전류에 의해 결정되며, 이 전류를 유지하기 위해 거의 일정한 동작 전압이 인가된다. 따라서 전압 Vo는 시동시에 냉음극 형광등 FL을 점등하기 위해 높은 전압이 인가되고, 일단 점등한 후는 낮은 동작 전압으로 된다. 이 때문에, 정상 상태에서는 귀환 전압 FB는 출력 전류 Io에 근거하여 결정된다.
또한, 인버터가 정지한 경우에 재차 시동에 대비하여 콘덴서(141)의 축적 전하를 방전하는 방전 회로를 스타트 블록(205)의 내부에 설치한다. 이 방전은 예를 들면 시동 신호 ST에 의해 행할 수 있다.
이와 같이, 냉음극 형광등 FL에 공급되는 출력 전압 Vo 및 출력 전류 Io를 각각 PWM 제어할 때에, 슬로우 스타트를 출력 전압 Vo 및 출력 전류 Io에 대해 공통으로 행함으로써, 이상 과전압의 발생이나 과대한 돌입 전류의 발생을 막을 수 있다.
또한, 제1 오차 증폭기(211), 제2 오차 증폭기(212)의 출력을 NPN(235), NPN(238) 등의 공통화 회로를 이용하는 일 없이, PWM 비교기(214)에 직접 입력하도록 해도 된다. 이와 같은 경우에는 PWM 비교기(214)의 (-)입력을 3개의 입력형으로 한다. 제1 오차 증폭기(211), 제2 오차 증폭기(212)의 반전 입력단자(-) 및 비반전 입력단자(+)를 각각 정ㆍ부를 반대로 하는 동시에, 콘덴서(136), 콘덴서(137)로의 귀환 경로를 각각 개별적으로 설치한다. 그리고, PWM 비교기(214)의 (+)입력에 삼각파 신호 CT를 입력하고, 3개의 (-)입력에 제1 오차 증폭기(211), 제2 오차 증폭기(212)의 출력과 슬로우 스타트 신호 SS를 입력하면 된다.
다음에, 버스트 모드에 대해 설명한다. 컨트롤러 IC(200)에 전원 전압 VCC가 공급되어 있는 상태에서, 버스트용 삼각파 신호 발진용의 BOSC 블록(202), 콘덴서(131)로 구성된 버스트용 삼각파 신호 발생 회로로부터 콘덴서(131)의 캐패시턴스와 BOSC 블록(202)의 내부 저항의 저항치로 결정되는 주파수의 버스트용 삼각파 신호 BCT가 발생된다. 버스트 모드의 제어는 듀티 신호 DUTY의 레벨을 변경함으로써 행한다. 즉, 듀티 신호 DUTY를 버스트용 삼각파 신호 BCT와 교차시킬지의 여부 및 교차되어 있는 시간을 조정함으로써 행해진다.
도 4를 참조하면, 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 넘는 온 듀티 기간(ON DUTY)에 PWM 제어가 행해진다. 한편, 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 밑돌고 있는 오프 듀티 기간(OFF DUTY)에는 PWM 제어가 정지되어 냉음극 형광등 FL로의 전력 공급이 정지된다.
PWM용 삼각파 신호 CT의 주파수는 예를 들면 120kHZ이다. 이 PWM용 삼각파 신호 CT를 주파수가 예를 들면 150Hz의 삼각파 신호 BCT로 버스트 제어하므로 시각상 아무런 문제가 없다. 그리고, 듀티 신호 DUTY의 크기를 제어함으로써, PWM 제어에 의해 냉음극 형광등 FL에 공급 가능한 범위를 초과하여 더욱 광범위하게 전력 공급, 즉 광량의 제어를 행할 수 있다.
보다 구체적으로 회로 동작은 도 4, 도 5를 참조하여 설명한다. 오프 듀티 기간에서는 비교기(221)의 출력인 간헐 동작 신호(버스트 신호) BRT가 저(L)레벨에 있고, NPN(234)가 오프로 되어 있다.
이로 인해, 다이오드(232)가 정전류원 I2에 의해 순바이어스된다. 귀환 회로의 콘덴서(136)는 정전류원 I2로부터 다이오드(232)를 통해 충전된다. 따라서 검출 전류 IS가 높은 값으로 되고, 제1 오차 증폭기(211)의 오차 출력이 높은 레벨에 있고, NPN(235)이 온으로 되어 있으므로 귀환 전압 FB는 거의 제로 전압이다.
PWM 비교기(214)는 2개의 부(-)입력 중 전압이 보다 낮은 쪽의 입력 신호와 정(+)입력의 삼각파 신호 CT가 비교된다. 따라서, 오프 듀티 기간에서는 도 4의 예를 들면 좌단측에 나타난 바와 같이 PWM 제어 신호가 출력되지 않는다.
시점 t1에 있어서, 오프 듀티 기간에서 온 듀티 기간으로 이행할 때에 버스트 신호 BRT는 L 레벨에서 H 레벨로 변경되고, NPN(234)이 온으로 된다. 이로 인해, 다이오드(232)가 정전류원 I2에 의해 순바이어스되는 상태로부터 해제된다.
콘덴서(136)에 충전되어 있는 전하는 정전류원 I1, 콘덴서(136), 저항(140), 저항(115)의 경로로 방전된다. 이 콘덴서(136)의 전하의 방전에 수반하여 검출 전류 IS는 완만하게 저하되고, 또 귀환 전압 FB도 동일하게 완만하게 상승한다. 그리고, 검출 전류 IS가 설정된 소정치로 되는 상태에 도달함으로써 통상의 PWM 제어가 행해진다.
이와 같이, 오프 듀티 기간에서 온 듀티 기간으로 이행할 때에 귀환 전압 FB는 거의 제로 전압에서부터 콘덴서(136)의 방전 동작에 의한 시간(도 5에서 「α」로 표시함)에 걸쳐 완만하게 상승한다. 따라서 PWM 제어 신호의 펄스 폭도 좁은 상태에서부터 서서히 넓어지게 되므로, 출력 전류 Io는 슬로우 스타트하여 서서히 증가한다. 따라서, 온 듀티 기간으로의 이행에 수반하는 출력 전류 Io의 오버 슈트가 발생하는 일은 없다.
온 듀티 기간에서 버스트 신호 BRT는 고(H)레벨로 되어 NPN(234)이 온으로 되고, 다이오드(234)는 역바이어스되어 오프로 되어 있다. 이 때, 제1 오차 증폭기(211)는 입력된 검출 전류 IS에 따른 출력을 발생하고, NPN(235)의 도통도를 제어한다. 이로 인해, PWM 비교기(214)로부터 PWM 제어 신호가 로직 블록(203)에 공급되어 게이트 구동 신호 P1∼N2가 출력되고, PMOS(101 103), NMOS(102, 104)가 PWM 제어된다. 또한, 도 4의 TOFF는 관통 전류를 방지하기 위해 설정되어 있는 동시 오프 기간이다.
시점 t2에 있어서, 온 듀티 기간에서 오프 듀티 기간으로 이행할 때에 버스트 신호 BRT는 H 레벨에서 L 레벨로 변경되어 NPN(234)가 오프로 된다. 이로 인해, 다이오드(232)가 정전류원 I2에 의해 순바이어스된다.
그리고, 콘덴서(136)는 정전류원 I2, 콘덴서(136), NPN(235)의 경로로 충전된다. 이 콘덴서(136)로의 전하의 충전에 수반하여, 검출 전류 IS는 완만하게 상승하고, 또 귀환 전압 FB도 동일하게 완만하게 저하된다(도 5에서 「β」로 나타냄). 검출 전류 IS는 상한치(정전류원 I2의 전원 전압;3V)로 되고, 귀환 전압 FB는 거의 제로 전압으로 된다. 이 경우에는 PWM 제어는 정지된다.
이와 같이 온 듀티 기간에서 오프 듀티 기간으로 이행할 때에, 귀환 전압 FB는 거의 PWM 제어에서의 값에서부터 콘덴서(136)의 충전 동작에 의한 시간에 걸쳐 완만하게 저하된다. 즉, 슬로우 엔드한다. 따라서 PWM 제어 신호의 펄스 폭도 통상의 제어 상태에서부터 서서히 좁아진다. 따라서, 오프 듀티 기간으로의 이행에 수반하는 출력 전류 Io는 서서히 감소한다.
버스트 모드에 있어서는 시동시와 달리 이미 냉음극 형광등 FL이 점등 상태에 있기 때문에, 슬로우 스타트 및 슬로우 엔드에 걸린 시간은 시동시의 슬로우 스타트에 필요한 시간보다 짧게 한다.
만약, 시동시의 소프트 스타트용의 회로를 버스트 모드에서의 슬로우 스타트 및 슬로우 엔드에 이용하는 경우에는 상승에 필요한 시간 α, 하강에 필요한 시간 β가 길어지고, 부하 제어를 정확하게 행하는 것이 곤란하다. 반대로, 버스트 모드에서의 슬로우 스타트 및 슬로우 엔드에 이용하는 회로를 시동시의 소프트 스타트용으로 이용하는 경우에는 시동시의 돌입 전류를 유효하게 억제할 수 없다.
본 발명에서는 버스트 모드에 있어서 슬로우 스타트 및 슬로우 엔드를 귀환 회로에 설치된 콘덴서(136)를 통해 행하여 그 시간을 결정하고 있다. 따라서 특별히 다른 회로 수단을 설치하는 일 없이, PWM 제어를 위해 설치되어 있는 회로 소자를 이용하여 적절하게 슬로우 스타트 및 슬로우 엔드를 행할 수 있다.
이상과 같이, 본 발명에 따른 직류-교류 변환 장치 및 그 컨트롤러 IC는 낮은 직류 전압에서 높은 교류 전압을 필요로 하는 액정 표시 장치의 백라이트용 광원으로서 이용하는데 적합하다.

Claims (16)

  1. 직류 전원과,
    1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 갖는 변압기와,
    상기 직류 전원으로 상기 1차 코일에 제1 방향 및 제2 방향으로 번갈아 전류를 흐르게 하기 위한 반도체 스위치 회로와,
    상기 2차 코일에 접속된 부하와,
    상기 부하에 흐르는 전류를 검출하고, 전류 검출 신호를 발생하는 전류 검출 회로와,
    PWM용 삼각파 신호를 발생하는 PWM용 삼각파 신호 발생 회로와,
    상기 PWM용 삼각파 신호 및 상기 전류 검출 신호를 받아서, 상기 전류 검출 신호에 근거하는 오차 신호와 상기 PWM용 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하는 PWM 제어 신호 발생 회로와,
    간헐 동작 신호에 근거하여 간헐 동작의 오프시에 상기 오차 신호를 실질상 제로로 설정하는 간헐 동작 제어 회로를 포함하며,
    상기 반도체 스위치 회로를 상기 PWM 제어 신호에 따라 스위칭하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 PWM 제어 신호 발생 회로는 상기 전류 검출 신호와 전류 기준 신호와의 차에 근거하는 오차 신호가 출력되는 오차 신호 발생 회로와, 상기 PWM용 삼각파 신호와 상기 오차 신호를 비교하여 상기 PWM 제어 신호를 출력하는 PWM 신호 비교기를 포함하며,
    상기 간헐 동작 제어 회로는 상기 오차 신호 발생 회로에 결합되고, 상기 간헐 동작 신호에 의해 온 또는 오프로 제어되는 간헐 동작용 제어 소자를 포함하며, 간헐 동작의 오프시에 상기 오차 신호가 실질상 제로로 되도록 상기 간헐 동작용 제어 소자가 스위칭되는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 오차 신호 발생 회로는 상기 전류 검출 신호를 상기 전류 기준 신호와 비교하는 오차 증폭기의 오차 출력에 근거하여 상기 오차 신호를 출력하고,
    상기 간헐 동작 제어 회로는 상기 오차 증폭기로의 상기 전류 검출 신호를 소정치로 설정함으로써, 상기 오차 신호를 실질상 제로로 하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 오차 신호 발생 회로의 출력단과 상기 오차 증폭기의 전류 검출 신호 입력단과의 사이에 귀환 콘덴서가 접속되어 있고,
    간헐 동작 온에서 간헐 동작 오프로의 이행시 및 간헐 동작 오프에서 간헐 동작 온으로의 이행시에, 상기 오차 신호를 완만하게 변화시키는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  5. 직류 전원과,
    1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 갖는 변압기와,
    상기 직류 전원으로 상기 1차 코일에 제1 방향 및 제2 방향으로 번갈아 전류를 흐르게 하기 위한 반도체 스위치 회로와,
    상기 2차 코일에 접속된 부하와,
    상기 부하에 흐르는 전류를 검출하고, 전류 검출 신호를 발생하는 전류 검출 회로와,
    상기 부하에 인가되는 전압을 검출하고, 전압 검출 신호를 발생하는 전압 검출 회로와,
    PWM용 삼각파 신호를 발생하는 PWM용 삼각파 신호 발생 회로와,
    상기 PWM용 삼각파 신호, 상기 전류 검출 신호 및 상기 전압 검출 신호를 받아서, 상기 전류 검출 신호와 상기 전압 검출 신호에 근거하는 오차 신호와 상기 PWM용 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하는 PWM 제어 신호 발생 회로와,
    간헐 동작 신호에 근거하여 간헐 동작의 오프시에 상기 오차 신호를 실질상 제로로 설정하는 간헐 동작 제어 회로를 포함하며,
    상기 반도체 스위치 회로를 상기 PWM 제어 신호에 따라 스위칭하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 PWM 제어 신호 발생 회로는 상기 전류 검출 신호와 전류 기준 신호와의 차에 근거하는 전류 오차 신호의 크기와, 상기 전압 검출 신호와 전압 기준 신호와의 차에 근거하는 전압 오차 신호의 크기에 따라 상기 전류 오차 신호와 상기 전압 오차 신호 중 하나가 자동적으로 선택되어 상기 오차 신호로서 출력되는 오차 신호 발생 회로와, 상기 PWM용 삼각파 신호와 상기 오차 신호를 비교하여 상기 PWM 제어 신호를 출력하는 PWM 신호 비교기를 포함하며,
    상기 간헐 동작 제어 회로는 상기 오차 신호 발생 회로에 결합되고, 상기 간헐 동작 신호에 의해 온 또는 오프로 제어되는 간헐 동작용 제어 소자를 포함하며, 간헐 동작의 오프시에 상기 오차 신호가 실질상 제로로 되도록 상기 간헐 동작용 제어 소자가 스위칭되는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 오차 신호 발생 회로는 상기 전류 검출 신호를 상기 전류 기준 신호와 비교하여 제1 오차 출력을 발생하는 제1 오차 증폭기와, 상기 전압 검출 신호를 상기 전압 기준 신호와 비교하여 제2 오차 출력을 발생하는 제2 오차 증폭기와, 상기 제1 오차 출력에 의해 제어되는 제1 제어 소자와, 상기 제2 오차 출력에 의해 제어되는 제2 제어 소자를 포함하고, 상기 제1 제어 소자의 출력단과 상기 제2 제어 소자의 출력단이 상호 접속되고, 그 상호 접속점에서 상기 오차 신호를 출력하고,
    상기 간헐 동작 제어 회로는 상기 제1 오차 증폭기로의 상기 전류 검출 신호 또는 상기 제2 오차 증폭기로의 상기 전압 검출 신호 중 하나를 소정치로 설정함으로써, 상기 오차 신호를 실질상 제로로 하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 상호 접속점과 상기 제1 오차 증폭기의 전류 검출 신호 입력단과의 사이에 제1 귀환 콘덴서가 접속되고, 상기 상호 접속점과 상기 제2 오차 증폭기의 전압 검출 신호 입력단과의 사이에 제2 귀환 콘덴서가 접속되고,
    간헐 동작 온에서 간헐 동작 오프로의 이행시 및 간헐 동작 오프에서 간헐 동작 온으로의 이행시에 상기 오차 신호를 완만하게 변화시키는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  9. 제1항 또는 제5항에 있어서,
    간헐 동작용 삼각파 신호를 발생하는 간헐 동작용 삼각파 신호 발생 회로와,
    상기 간헐 동작용 삼각파 신호와 듀티 신호를 비교하여 그 비교 결과에 따라 상기 간헐 동작 신호를 출력하는 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  10. 제1항 또는 제5항에 있어서,
    상기 부하는 냉음극 형광등인 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  11. 반도체 스위치 회로를 구동하여 부하에 공급하는 교류 전력을 제어하기 위한 컨트롤러 IC로서,
    외부 부착의 발진용 콘덴서와 발진용 저항이 접속되며, PWM용 삼각파 신호를 발생하는 PWM용 삼각파 신호 발생 블록과,
    상기 PWM용 삼각파 신호, 상기 부하에 흐르는 전류를 검출한 전류 검출 신호 및 상기 부하에 인가되는 전압을 검출한 전압 검출 신호를 받아서, 상기 전류 검출 신호와 상기 전압 검출 신호에 근거하는 오차 신호와 상기 PWM용 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하는 PWM 제어 신호 발생 회로와,
    간헐 동작 신호에 근거하여 간헐 동작의 오프시에 상기 오차 신호를 실질상 제로로 설정하는 간헐 동작 제어 회로를 포함하며,
    상기 반도체 스위치 회로를 상기 PWM 제어 신호에 따라 스위칭하는 것을 특징으로 하는 컨트롤러 IC.
  12. 제11항에 있어서,
    외부 부착의 발진용 콘덴서가 접속되어 간헐 동작용 삼각파 신호를 발생하는 간헐 동작용 삼각파 신호 발생 블록과,
    상기 간헐 동작용 삼각파 신호와 듀티 신호를 비교하여 그 비교 결과에 따라 상기 간헐 동작 신호를 출력하는 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨트롤러 IC.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 PWM 제어 신호 발생 회로는 상기 전류 검출 신호와 전류 기준 신호와의 차에 근거하는 전류 오차 신호의 크기와, 상기 전압 검출 신호와 전압 기준 신호와의 차에 근거하는 전압 오차 신호의 크기에 따라 상기 전류 오차 신호와 상기 전압 오차 신호 중 하나가 자동적으로 선택되어 상기 오차 신호로서 출력되는 오차 신호 발생 회로와, 상기 PWM용 삼각파 신호와 상기 오차 신호를 비교하여 상기 PWM 제어 신호를 출력하는 PWM 신호 비교기를 포함하며,
    상기 간헐 동작 제어 회로는 상기 오차 신호 발생 회로에 결합되고, 상기 간헐 동작 신호에 의해 온 또는 오프로 제어되는 간헐 동작용 제어 소자를 포함하며, 간헐 동작의 오프시에 상기 오차 신호가 실질상 제로로 되도록 상기 간헐 동작용 제어 소자가 스위칭되는 것을 특징으로 하는 컨트롤러 IC.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 오차 신호 발생 회로는 상기 전류 검출 신호를 상기 전류 기준 신호와 비교하여 제1 오차 출력을 발생하는 제1 오차 증폭기와, 상기 전압 검출 신호를 상기 전압 기준 신호와 비교하여 제2 오차 출력을 발생하는 제2 오차 증폭기와, 상기 제1 오차 출력에 의해 제어되는 제1 제어 소자와, 상기 제2 오차 출력에 의해 제어되는 제2 제어 소자를 포함하고, 상기 제1 제어 소자의 출력단과 상기 제2 제어 소자의 출력단이 상호 접속되고, 그 상호 접속점에서 상기 오차 신호를 출력하고,
    상기 간헐 동작 제어 회로는 상기 제1 오차 증폭기로의 상기 전류 검출 신호 또는 상기 제2 오차 증폭기로의 상기 전압 검출 신호 중 하나를 소정치로 설정함으로써, 상기 오차 신호를 실질상 제로로 하는 것을 특징으로 하는 컨트롤러 IC.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 상호 접속점과 상기 제1 오차 증폭기의 전류 검출 신호 입력단과의 사이에 제1 귀환 콘덴서가 접속되고, 상기 상호 접속점과 상기 제2 오차 증폭기의 전압 검출 신호 입력단과의 사이에 제2 귀환 콘덴서가 접속되고,
    간헐 동작 온에서 간헐 동작 오프로의 이행시 및 간헐 동작 오프에서 간헐 동작 온으로의 이행시에 상기 오차 신호를 완만하게 변화시키는 것을 특징으로 하는 컨트롤러 IC.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제1 귀환 콘덴서 및 상기 제2 귀환 콘덴서는 외부 부착형이고, 상기 제1, 제2 귀환 콘덴서의 한 단이 접속되는 귀환 단자와, 상기 제1, 제2 귀환 콘덴서의 다른 단이 각각 접속되며, 상기 전류 검출 신호를 입력하는 상기 제1 오차 증폭기용 입력단자 및 상기 전압 검출 신호를 입력하는 상기 제2 오차 증폭기용 입력단자를 구비하고 있는 것을 특징으로 하는 컨트롤러 IC.
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