KR20010070515A - 안테나 어레이를 위한 적응신호처리 방법 및 시스템 - Google Patents

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Abstract

안테나 어레이(antenna array)을 위한 적응 신호처리(adaptive signal processing) 시스템과 그 방법은 기저대역(baseband) 수신 신호들을 조합하고 디지털적으로 여파(filter)하는 적응 알고리즘을 수행하기 위해 필요한 연산을 감소시킨다. 위 시스템은 원하는 이동국(mobile station)에 의해 송신된 원하는 전자기 신호를 수신하는 동안 위상어레이(phased array)과 다이버시티 어레이(diversity array)로부터 업링크(uplink) 전자기 신호들을 받는다. 업링크 신호들은 디지털 신호처리를 위해 기저대역 신호들로 변환된다. 기저대역 신호들은 일련의 연속적인 타임슬롯(time slots)들로 관측 가능하다. 위 시스템은 위상어레이의 업링크 기저대역 신호들과 관련된 업링크 거친 조합가중치(coarse combining weight)들과 위상어레이의 다운링크(downlink) 기저대역 신호들과 관련된 다운링크 거친 조합가중치들을 결정한다. 기저대역 업링크 신호들은 기저대역 업링크 신호들에 거친 조합가중치들을 적용하는 동안 또는 그 후에 최소한 하나의 합성 기저대역 신호로 합산된다. 위 시스템은 기호 검출을 위한 단일한 강화된(enhanced) 기저대역 신호로 신호들을 조합하기 위해 각 기호(signal)들에 따라 또는 하나의 타임슬롯 보다 짧은 어떤 기간(duration)에 따라 하나 또는 그 이상의 합성 기저대역 신호들 또는 기저대역 업링크 신호들에 대한 미세 조합가중치(fine combining weight)들을 결정한다.

Description

안테나 어레이를 위한 적응신호처리 방법 및 시스템{Method and system for adaptive signal processing for an antenna array}
[발명의 분야]
본 발명은 무선통신 시스템의 안테나 어레이를 위한 적응신호처리 방법 및 시스템에 관한 것이다.
[배경]
적응 알고리즘(adaptive algorithm)은 안테나 어레이(antenna array)의 업링크(uplink)의 성능, 다운링크(downlink)의 성능, 또는 그 모두의 성능을 개선시키는데 사용될 수 있다. 적응 알고리즘은 안테나의 성능과 관련된 신호처리를 변경하는데 있어 길잡이를 제공하는 하나 또는 그 이상의 업링크 신호들(uplink signals)의 수신 특성을 구한다. 예를 들어, 업링크 빔(beam)은 수신된 업링크 신호의 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio)가 가장 높은 방향을 향하도록 조종되거나 여파(filtered)될 수 있다. 어레이 안테나는 안테나 소자들의 수가 증가할수록 적응 알고리즘의 수행에 필요한 처리자원(processing resources)이나 처리시간(processing time) 역시 증가한다. 안테나 어레이가 정교한 적응 알고리즘을 사용한다면, 과부하된 처리자원들은 무선통신 시스템에서 존재하는 이동국(mobile station)의 이동이나 페이딩(fading)을 보정을 하기에는 너무 느리게 응답 할 것이다. 데이터 처리자원이 많을수록 보다 많은 수의 안테나 소자 또는 더욱 복잡한 적응 알고리즘으로 보상할 수 있지만, 증가된 제조 비용이 그러한 광범위한 설계의 변경을 비실용적으로 만들 것이다. 따라서, 안테나 어레이를 위한 적응 알고리즘의 수행에 관련된 처리자원이나 처리시간을 감소시킬 필요가 있다.
발명의 하나의 실시예에 의하면, 안테나 어레이를 위한 적응신호처리 방법 및 시스템은 기저대역(baseband) 수신 신호들을 조합하거나 디지털적으로 여파하는 적응 알고리즘을 수행하기 위해 필요한 연산들을 감소시켜준다. 상기 시스템은 이동국(mobile station)에 의해 송신된 전자기 신호를 수신하는 동안 위상어레이(phased array)로부터는 M 업링크(uplink) 전자기 신호들을 다이버시티 어레이(diversity array)로부터는 N 업링크 전자기 신호들을 수신한다. 여기서, M과 N은 양의 정수 값을 갖는다. M과 N 업링크 신호들은 디지털 신호처리를 위한 기저대역 신호들로 변환된다. 기저대역 신호들은 일련의 연속적인 타임슬롯(time slot)들로 관측 가능하다. 상기 시스템은 업링크 기저대역 신호들과 관련된 M 업링크 거친 조합가중치들(coarse combining weights)과 위상어레이의 다운링크(downlink) 기저대역 신호들과 관련된 M 다운링크 거친 조합가중치들을 결정한다. M 기저대역 업링크 신호들은 M 기저대역 업링크 신호들에 M 거친 조합가중치들을 적용하는 동안 또는 그 후에 하나의 합성 기저대역 신호로 합쳐진다. 상기 시스템은 기호(symbol) 검출을 위한 하나의 강화된 기저대역 신호로 최소 N+1개의 신호들을 조합하기 위해 각각의 기호에 따라 또는 하나의 타임슬롯 보다 짧은 기간에 따라 하나의 합성 기저대역 신호와 N 기저대역 업링크 신호들에 대한 최소 N+1 미세 조합가중치(fine combining weights)들을 결정한다. 상기 강화된 기저대역 신호는 다이버시티 이득(diversity gain)으로부터의 잠재적 강화(potential enhancement)와 적응신호처리로부터의 간섭의 감소로 인하여 디코딩(decoding)하는데 편리하다.
도1은 본 발명인 안테나 어레이와 결합된 신호처리를 위한 시스템의 블록도(block diagram)이다.
도2는 도1의 시스템을 보다 상세하게 보여주는 블록도이다.
도3은 안테나 어레이를 위한 신호처리 방법의 흐름도(flow chart)이다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
17 : 어셈블리
18 : 전치증폭기
20 : 라디오 주파수 파워 증폭기
22 : 상향변환기
본 발명의 하나의 실시예에 따라, 도1은 무선 어셈블리(17;wireless assembly)와 결합된 안테나 어레이(10;antenna array)을 보여준다. 안테나 어레이(10)은 위상어레이(12;phased array) 및 그와 떨어진 곳에 위치한 다이버시티 어레이(14;diversity array)을 포함한다. 무선 어셈블리(17)는 라디오 주파수나 마이크로웨이브(microwave) 주파수의 전자기 신호들과 그 보다 낮은 주파수의 기저대역(baseband) 신호들 사이의 인터페이스(interface)를 제공한다. 전자기 신호란 라디오 주파수 신호, 마이크로웨이브 주파수 신호, 또는 기저대역 신호보다 높은 주파수의 다른 신호들을 가리킨다. 무선 어셈블리(17)는 또한 개별적인 송신 신호 경로들과 수신 신호 경로들 그리고 송수신 신호 경로들의 증폭을 제공하기 위해 이중통신방식(duplexing)을 제공할 것이다. 무선 어셈블리(17)는 이동국(19;mobile station)과 무선 어셈블리(17) 사이의 업링크(uplink) 신호들과 다운링크(downlink) 신호들의 성능을 높이기 위해 기저대역 신호를 처리하는 신호처리 시스템(15)과 결합되어있다.
도2는 도1보다 상세하게 무선 어셈블리(17)와 신호처리 시스템(15)의 실례를 보여준다. 업링크 신호 경로에 관하여 말하자면, 송수전환 어셈블리(16;duplexer assembly)는 전치증폭기(18;preamplifier)와 결합되어 있고 전치증폭기(18)는 다시 하향변환기(25;downconverter)와 차례로 결합되어 있다. 다운링크 신호 경로에 관하여 말하자면, 상향변환기(22;upconverter)는 라디오 주파수 파워 증폭기(20;radio frequency power amplifier)와 결합되어 있고 라디오 주파수 파워 증폭기(20)는 다시 송수전환 어셈블리(16)와 차례로 결합되어 있다.
업링크 신호 경로의 경우, 원하는 이동국(19)으로부터 수신된 수신 신호는 안테나 어레이(10)의 위상 어레이(12)과 다이버시티 어레이(14)로 입사(incident)된다. 수신된 신호는 또한 다른 이동국들로부터의 동일 채널 간섭(co-channel interference)을 포함할 수 있다. 안테나 어레이(10)과 신호처리 시스템(15)은 원하는 이동국(19)에 대한 수신신호의 신호 대 간섭비(signal-to-interference ratio) 또는 원하는 이동국(19)에 대한 업링크 성능을 향상시킨다. 위상어레이(12)은 수신신호로부터 M 전자기 업링크 신호들을 제공하고, 다이버시티 어레이(14)은 수신신호로부터 N 전자기 업링크 신호들을 제공한다(여기서, M과 N은 항상 0보다 크며, M은 N보다 크다). 위상어레이(12)로부터 온 M 전자기 업링크 신호들은 전치증폭기(18)로 연결되는 송수전환 어셈블리(16)로 전달되며, 반면에 다이버시티 어레이(14)로부터 온 N 전자기 업링크 신호들은 전치증폭기(18)로 직접 전달된다. 전치증폭기(18)는 신호처리 시스템(15)과 결합된 하향변환기(25)로 신호를 전달한다.
다운링크 신호 경로의 경우, 신호처리 시스템(15)은 상향변환기(22)와 결합되어 있으며, 상향변환기(22)는 최소한 한 개 이상의 라디오 주파수 파워 증폭기(20)와 차례로 결합되어 있다. 또한 라디오 주파수 파워 증폭기(20)는 송수전환 어셈블리(16)와 결합되어 있다. 송수전환 어셈블리(16)는 이동국(19)으로의 송신을 위해 위상어레이(12)에 M 전자기 다운링크 신호들을 공급한다.
하나의 실시예로서, 신호처리 시스템(15)은 처리 소프트웨어 명령들(processing software instructions)을 위한 데이터 처리기(data processor)와 도2에서 그려진 업링크 필터링 가중치 매니저(26;uplink filtering weight manager), 합산기(28;summer), 업링크 적응 기저대역 신호처리기(30;uplink adaptive baseband signal processor), 다운링크 필터링 가중치 매니저(24;downlink filtering weight manager), 기지국 디코더(32;base station decoder), 그리고 앞서 언급한 소프트웨어 명령어간의 논리적 통신을 나타내는 기지국 인코더(34;base station encoder) 사이의 상호연결과 같은, 무선 어셈블리(17)로 연결되는 적절한 하드웨어를 포함한다. 그러나 다른 실시예로서, 도2에서 그려진 상호연결은 데이터 처리 시스템(data processing system)의 하드웨어 구성간의 실질적인 전기적 상호연결을 나타낼 수도 있다.
신호처리 시스템(15)은 다운링크 필터링 가중치 매니저(24)에 신호를 전송하는 기지국 인코더(34)를 포함한다. 다운링크 필터링 가중치 매니저(24)는 상향변환기(22)와 결합되어 있다. 신호처리 시스템(15)은 나아가 업링크 필터링 가중치 매니저(26), 합산기(28), 그리고 업링크 적응 기저대역 신호처리기(30)를 포함하고 있다.
하향변환기(25)는 업링크 필터링 가중치 매니저(26)으로의 입력을 제공한다. 다운링크 필터링 가중치 매니저(26)는 합산기(28)로 통한다. 차례로, 합산기(28)는 업링크 적응 기저대역 신호처리기(30)로 통한다. 또한, 업링크 기저대역 신호 처리기(30)는 기지국 디코더(32)로 연결된다. 기지국 디코더(32)는 적절한 거친 조합가중치들(coarse combining weights)과 적절한 미세 조합가중치들(fine combining weights)을 각각 생성할 수 있도록 업링크 필터링 가중치 매니저(26)와 업링크 적응 기저대역 신호처리기(30)에 디코딩된 업링크 기호들의 피트백(feedback) 입력을 제공한다.
거친 조합가중치와 미세 조합가중치들은 모두 이동국(19)과 안테나 어레이(10)간의 통신신호의 동적 상태(dynamic state)에 적응(adaptive)할 수 있거나 민감하다. 거친 조합가중치들은 타임슬롯(time slot)에 따라 결정되는 디지털 필터링 가중치를 가리킨다. 거친 조합가중치들은 사실상 위상어레이(12)의 업링크 복사형태(radiation pattern), 위상어레이(12)의 다운링크 복사형태, 또는 이동국(19)에 의해 송신된 업링크 신호의 신호 대 간섭비나 신호 대 잡음비와 같은 기지국 디코더(32)에서 측정된 업링크 신호 변수를 고려한 양자 모두를 형성하는데 사용된다. 반면에, 미세 조합가중치들은 기호에 따라 결정되는 경우와 같이, 시간슬롯보다 짧은 시간에 따라 결정되는 조합가중치들을 의미한다. 미세 조합가중치들은 기호 검출을 위해 단일 데이터 흐름(stream)으로 N+1 업링크 기저대역 신호들을 조합하는데 사용된다. 미세 조합가중치들은 업링크 신호의 페이딩(fading)을 보정하기 위해 또는 그렇지 않으면 업링크 신호의 수신을 향상시키기 위해 선택되어진다. 조합가중치들 또는 필터링 가중치들은 거친 조합가중치들, 미세 조합가중치들, 또는 그 모두를 포함할 수 있다.
안테나 어레이(10)은 위상어레이(12)과 다이버시티 어레이(14)을 포함한다. 위상어레이(12)은 행(11;columns)들로 어레이된 안테나 소자들(예를 들면, 쌍극이나 단극 안테나들)의 행렬(matrix)로 구성된다. 인접한 안테나 행(11)들 사이의 간격(separation)은 이동국(19)으로부터 수신 업링크 전자기 신호를 수신할 때 위상어레이(12)의 M 안테나 포트들 사이에 일치된 신호 응답을 만들어 낸다. 예를 들면, 위상어레이(12)의 인접한 행(11)들은 일치된 신호 응답을 위해 한 파장 보다 작은 수평 간격을 가질 것이다. 행(11) 내에서 안테나 소자들의 수직 간격은, 비록 다른 적당한 수직 간격이 본 발명의 범위 내에 있더라도, 반 파장과 같거나 그 보다 작을 것이다.
수신하는 동안, 위상어레이(12)의 안테나 행(11)들은 M 안테나 포트들 상에서 M 전자기 업링크 신호들이 서로에 관하여 높이 상관되도록(correlated) 하기 위하여 상호작용하고 있다. 여기에서, "높이 상관된"이란 말은 눈금이 1에서 0으로 변하자마자 1로 접근하는 어떠한 상관관계(correlation)도 포함하며, M 안테나 포트들 사이에 유사한 페이딩 응답 또는 제어 가능한 빔(beam)을 만드는 데의 기여에 관련된 보다 적은 상관관계도 포함한다. 즉, M 전자기 업링크 신호들은 이동국(19)이 안테나 어레이(10)의 서비스 지역을 통해 이동할 때 유사한 페이딩 응답을 나타낸다. 송신하는 동안, 위상어레이(12)의 안테나 행(11)들은 M 안테나 포트들 상에서 M 전자기 다운링크 신호들이 서로에 관하여 높이 상관되도록 하기 위하여 상호작용하고 있다. 위상어레이(12)의 행(11)들이 위와 같이 조밀한 간격(예를 들어, 한 파장보다 작은)으로 있기 때문에, 위상어레이(12)은, M 기저대역 신호들 사이에서 또는 디지털 신호 처리 전반에 있어, 위상이나 진폭을 변화시킴으로써 빔을 만들거나(beam-forming) 조정(beam-steering)하는데 적당하며, 또한 널-포밍(null-forming)이나 널-스티어링(null-steering)에도 적당하다.
위상어레이(12)의 행(11)들 내의 안테나 소자들은, 비록 다른 편광(polarizations)들 이를테면 원편광(circular-polarization)이나 교차편광(cross-polarization)과 같은 다른 편광이 본 발명의 범위 내에 있더라도, 선형으로 그리고 수직으로 편광되어 있을 것이다. 하나의 안테나 포트가 그에 대응하는 하나의 행(11)과 일반적으로 관련되도록 하기 위해 각각의 행(11)에 적당한 전송선로(예를 들어, 스트립라인(stripline))를 중앙, 끝단, 또는 다른 곳에 넣을 것이다.
다이버시티 어레이(14)은 다이버시티 수신 성능을 위해 위상어레이(12)과 충분한 거리만큼 떨어져 있다. 예를 들면, 위상어레이(12)은, 비록 다른 적당한 거리나 공간적 배치가 본 발명의 범위 내에 있더라도, 적용 주파수에서 파장의 5배에서 20배의 범위 내에서 다이버시티 어레이(14)과 수평으로 떨어져 있다. 위상어레이와 다이버시티 어레이는 수평으로 떨어져 있으나, 공간 다이버시티 이득(space-diversity gain) 이득을 제공하기 위해 수직으로 또는 수직과 수평 모두로 떨어질 수도 있다.
다이버시티 어레이(14)의 한 형태로, 다이버시티 어레이(14)의 N 행(13)들 내의 안테나 소자들은 수직축으로부터 대략 45도 각도 정도로 비스듬하게 향하는 것이 좋다. 인접하는 행(13)들의 안테나 소자들은 도2에 나타낸 바와 같이 십자가 모양을 갖도록 서로 직교하게 맞추어 지는 것이 좋다. N 행(13)들은 상응하는 안테나 출력포트들을 제공한다. 다이버시티 어레이(14)의 안테나 소자들은 수직편광 신호들과 수평편광 신호들을 모두 동일한 방법으로 수신할 수 있도록 교차편광 되어 있다. 다른 실시예로서, 다이버시티 어레이의 안테나 소자들은 수직으로, 원형으로 또는 다른 구성으로 될 수도 있을 것이다.
다이버시티 어레이의 또 다른 형태로서, 다이버시티 어레이의 어떤 인접하는 행들은 위상어레이(12)의 인접하는 행(11)들 보다 더 멀리 떨어져 있다. 예를 들면, 다이버시티 어레이의 인접하는 행들은 위상어레이(12)의 인접하는 행들의 수평 간격보다 더 큰 수평 간격을 갖는다.
제기된 실시예에서, 위상어레이(12)과 다이버시티 어레이(14)은 최소한 하나의 이동국( 19)으로부터 온 업링크 신호의 수신을 위해 함께 사용되어 진다. 나아가, 위상어레이(12)은 이동국(19)으로의 다운링크 송신을 위해 단독으로 사용되어진다.
신호처리 시스템 및 그 방법은 시분할 다중접속(time-division multiple-access, TDMA) 시스템, 이동통신을 위한 전역 시스템(global system for mobile communication, GSM), 아날로그 셀룰라 시스템(analog cellular system), 코드분할 다중접속(code-division multiple-access, CDMA) 시스템 또는 다른 무선시스템에 적용될 수 있을 것이다. 무선시스템의 변조 방식에 관계없이, 신호처리 시스템(15)은 타임슬롯들(time slot)에 따라 거친 조합가중치(coarse combining weights)들을 가진 M 기저대역 업링크 신호들을 관측하고 상호작용한다. 신호처리 시스템(15)에 의해 관측되는 타임슬롯들은 무선시스템의 변조방식과 관련된 기본적인 타임슬롯들과 일치할 것이다. 각각의 타임슬롯은 기지국의 회로나 소프트웨어와 호환되도록하기 위한 특정의 공중 경계면(air interface)의 타임슬롯을 통해 일군의 기호(symbols)들을 송신하기 위해 할당된 시간을 나타내는 존속기간(duration)을 가질 것이다. 예를 들어, TDMA 무선시스템의 경우 현재의 TIA/EIA(Telecommunications Industry Association/Electronics Industry Association) IS(International Standard)-136의 요구에 맞추어 타임슬롯은 약 6.66ms 정도의 시간이 할당되어 졌을 것이다.
하향변환기(25)는 신호처리 시스템(15)에서의 신호처리를 위해 하나 또는 그 이상의 업링크 전자기 신호들을 그에 상응하는 기저대역 업링크 신호로 변환한다. 업링크 필터링 가중치 매니저(26)는 변환된 M 기저대역 업링크 신호들과 디코딩된 업링크 기호들을 기초로 하여 위상어레이(12)을 위한 M 거친 조합가중치(coarse combining weights)를 결정한다.
업링크 필터링 가중치 매니저(26)는 기지국 디코더(32)에 의해 디코딩될 다음의 M 업링크 타임슬롯들을 위한 업링크 거친 조합가중치들로서 뒤에 적용하기 위해 보다 먼저 온 관측 가능한 타임슬롯의 M 업링크 거친 조합가중치들을 결정한다. 업링크 필터링 가중치 매니저(26)는 순차적인 다운링크 타임슬롯들을 위한 M 다운링크 거친 조합가중치들을 결정하기 위해 관측 가능한 타임슬롯들을 사용할 것이다. 예를 들면, 업링크 필터링 가중치 매니저(26)는 다운링크 필터링 가중치 매니저(24)에게 M 업링크 거친 조합가중치들을 전송할 것이다. 하나의 실시예로서, 다운링크 필터링 가중치 매니저(24)는 전송된 M 업링크 거친 조합가중치들을 M 다운링크 거친 조합가중치들로서 현재의 또는 그후의 다운링크 타임슬롯들에 적용할 것이다. 다른 방법으로서, 다운링크 필터링 가중치 매니저(24)는 전송된 M 업링크 거친 조합가중치들과 관련된 적절한 M 다운링크 거친 조합가중치들을 결정하기 위하여 M 업링크 거친 조합가중치들을 변경하거나 추가적인 신호처리를 수행할 수도 있다.
유익하게도, 합산기(28)는 하나의 합성 기저대역 신호를 만들기 위해 위상어레이(12)로부터 온 M 기저대역 신호들을 합한다. 업링크 적응 기저대역 신호처리기(30)는 필수적인 계산과 처리자원들을 감소시키기 위해 여러 개의(즉, M) 기저대역 신호들 대신에 하나의 합성 기저대역 신호를 사용할 수 있다. 기저대역 신호처리기(30)는 합산기(28)로부터 온 하나의 합성 기저대역 신호와 하향변환기(25)로부터 온 N 변조된 기저대역 신호들에게 업링크 미세 조합가중치를 제공한다. 기저대역 신호처리기(30)는 하나의 합성 기저대역 신호의 앞 신호들의 M 거친 조합가중치들을 적용한 후에 하나의 합성 기저대역 신호를 처리한다.
다운링크 필터링 가중치 매니저(24)는 위상어레이(12)에 관련된 M 다운링크 기저대역 신호들에 M 다운링크 거친 조합가중치들을 적용한다. M 다운링크 거친 조합가중치들은 앞서 기술한 바와 같이 업링크 필터링 가중치 매니저(26)로부터 온 M 업링크 거친 조합가중치들에 기초한다. 시간적으로 관련된 다운링크와 업링크 타임슬롯의 주어진 어떠한 짝에 대해서도, M 다운링크 거친 조합가중치들은 위상어레이(12)의 M 업링크 거친 조합가중치들과 일치하거나 동일할 것이다. 상향변환기(22)는 다운링크 필터링 가중치 매니저(24)로부터의 출력을 수신한다. 상향변환기(22)는 처리된 하나 또는 그 이상의 기저대역 신호들을 위상어레이(12)에 의해 송신하기 위해 라디오 주파수나 마이크로웨이브 주파수로 변환한다.
신호처리 시스템(15)는 무선통신 시스템에서 사용할 수 있도록 기지국에 합체될 수 있다. 신호처리 시스템(15)의 기능들은 이미 하나 또는 그 이상의 전용의 디지털 신호처리기들에 의해 수행되고 있다. 예를 들면, 어떤 디지털 신호처리기는 업링크 필터링 가중치 매니저(26), 합산기(28), 업링크 적응 기저대역 신호 처리기(30), 그리고 다운링크 필터링 가중치 매니저(24)의 기능들을 수행할 것이다.
도3은 도2의 안테나 어레이(10)을 위한 적응 신호처리 시스템과 그 방법을 나타내고 있다. S100 단계에서 시작하면, 신호처리 시스템(15)은 위상어레이(12)로부터 M 업링크 전자기 신호들을 받고, 다이버시티 어레이(14)로부터 N 업링크 라디오 주파수 신호들을 받는다(여기서 M과 N은 0 보다 크다). 여기서, 전자기 신호들이란 무선시스템에서 이동국(19)에 의해 송신된 라디오 주파수나 극초단파 주파수 신호들을 말한다. M 업링크 전자기 신호들은 송수전환어셈블리(16)와 전치증폭기(18)를 통해 신호처리 시스템(15)으로 발송될 것이다. N 업링크 전자기 신호들은 전치증폭기(18)를 통해 신호처리 시스템(15)으로 발송될 것이다.
위상어레이(12)의 M 안테나 포트들 상의 M 신호들은 행(11)들 사이의 조밀한 간격들이 M 신호들 사이에 높은 상관관계를 갖게 하기 때문에 서로 독립적으로 페이드하지 않는다. 반면에, 다이버시티 어레이(14)의 N 안테나 포트들 상의 N 신호들은 안테나 소자의 N 행(13)들이 인접한 행들간에 서로 직교하는 편광을 갖도록 교차 편광되어 있기 때문에 상호 보다 적은 상관관계를 가지고 페이드 된다. 다른구성으로서, 다이버시티 어레이의 인접한 안테나 행들 사이의 간격은 위상 어레이(12)의 인접한 안테나 행(11)들 사이의 조밀한 간격보다 크기 때문에, 다이버시티 어레이(14)의 N 안테나 포트들 사이에는 보다 적은 상관관계를 가져온다.
S102 단계에서, 하향변환기(25)는 디지털 신호처리를 위해, 수신된 M과 N 전자기 업링크 신호들을 각각 M과 N 업링크 기저대역 신호들로 변환시킨다. 각각의 디지털 기저대역 신호는 동일한 위상의 성분과 90도의 위상차를 갖는 성분을 포함하고 있다.
각각의 기저대역 신호는 일련의 연속적인 관측 타임슬롯으로서 관측 가능하다. 관측 타임슬롯은 이동국(19)에 의해 송신된 복수의 변조방식의 기호들을 포함한다. 거친 조합가중치들은 타임슬롯을 통해 천천히 변하기 때문에, 하나의 타임슬롯에 각각의 여러 기호들을 계산하기보다는 관측 타임슬롯 당 하나의 필터링 가중치를 계산함으로써 계산을 절감시킨다.
S104 단계에서, 신호처리 시스템(15)은 M 업링크 기저대역 신호들의 앞선 타임슬롯을 기초로 M 다운링크 기저대역 신호들의 뒤이은 타임슬롯에 적용하고 앞선 업링크 타임슬롯에서 디코딩된 기호들을 피드백(feedback)하기 위해 M 거친 조합가중치들을 결정한다. 예를 들어, 업링크 필터링 가중치 매니저(26)는 위상어레이(12)이 다운링크 송신을 하도록 다운링크 타임슬롯들에 대한 M 거친 조합가중치들을 결정하거나 결정할 수 있도록 한다.
거친 조합가중치들은 위상어레이(12)의 M 행들과 관련된 빔(beam)들을 실질적으로 다시 만들거나 다시 방향을 잡는 시공간 필터 변수들을 가리킨다. 위의 다운링크 거친 조합 가중치들은 넓은 방향의 또는 모든 방향의 안테나 복사 형태를 요구하는 접속 채널(access channel)과 대립되는 음성이나 데이터 채널과 같은 통화채널(traffic channel)에 영향을 미치는 이동국(19)에 기초하는 것이 좋다.
M 거친 조합가중치들은 통화채널(traffic channel)을 통해 이동국(19)으로부터, 한 벌(set)의 다음 업링크 타임슬롯과 같은, 뒤의 업링크 타임슬롯에 적용되어질 것이다. M 거친 조합가중치들은 다운링크 가중치만을 결정하기보다는 조금 더 많은 계산을 통해 업링크와 다운링크의 성능을 향상시키는데 적용될 수 있다. 따라서, 다운링크 가중치를 업링크 가중치로 변환하기 위해 필요한 처리량의 증가는 무시할 수 있다. 사실상, 위상어레이(12)은 위상어레이(12)의 행(11)들의 밀집된 간격으로 인해 다운링크에 대한 성능의 향상을 제공할 수 있다.
하나의 관측 타임슬롯과 같은 타임오프셋(time offset)은 S104 단계 내의 조합가중치 결정하는 과정과 업링크 및 다운링크의 성능을 향상시키기 위해 결정된 조합가중치를 적용하는 과정 사이에 존재한다. 타임오프셋은 이동국(19)의 이동에 의해 발생하는 안테나 어레이(10)에서의 페이딩이나 다른 전달 상의 변화들에 적절한 응답을 제공하는 동안에, 신호처리 시스템(15)에게는 충분한 처리 시간을 준다. 예를 들어, 앞의 관측 타임슬롯의 업링크 거친 조합가중치는 바로 뒤이어 오는 타임슬롯의 다운링크 거친 조합가중치와 업링크 거친 조합가중치에 적용된다. 그러나, 시간상의 오프셋의 다른 실시예로서, 하나의 타임슬롯에서부터 다중의 프레임으로 변화시키는 것이 사용될 수 있다.
M 업링크 기저대역 신호들은 디지털의 영역에서 일련의 연속적인 관측 타임슬롯으로 관측될 수 있으며, 업링크 거친 조합가중치는 연속적인 타임슬롯들에 할당된다. 위상어레이(12)에 대한 다운링크와 업링크 거친 조합가중치들은 각 M 업링크 기저대역 신호를 처리하면서 관측 타임슬롯 위에서 발견되고, 하나의 타임슬롯 내에서는 일정하며, 한 관측 타임슬롯에서 다음 관측 타임슬롯으로는 각 위치(angular location)의 변화와 섀도우 페이딩(shadow fading)의 변화들로 인하여 천천히 변한다.
S104 단계 후의 S106 단계에서, 신호처리 시스템(15)은 위상어레이(12)에 연관된 시간적으로 관련이 있는 M 다운링크 기저대역 신호들을 뒤의 타임슬롯들에 대한 M 업링크 기저대역 신호들과 조합하기 위해 M 거친 조합가중치들을 적용한다. 일반적으로 M 거친 조합가중치들은 뒤이어 오는 업링크 타임슬롯들과 다운링크 타임슬롯들에 적용된다. 뒤이어 오는 업링크 타임슬롯들은 공중 경계면(air interface)의 표준 연산 때문에 그들 사이에 약간의 시간차를 갖는 상응하는 다운링크 타임슬롯과 연관된다. 어떠한 시간차에도 불구하고, 뒤이어 오는 업링크 타임슬롯과 다운링크 타임슬롯들은 시간적으로 관련된 타임슬롯으로서 위상어레이(12)의 성능의 향상을 위한 유사하거나 동일한 M 거친 조합가중치들로 분류될 것이다.
앞의 관측 타임슬롯에 대한 위상어레이(12)의 M 기저대역 업링크 신호들을 체크하여 유도된 M 거친 조합가중치들은, 통화채널 상의 특정 이동국의 기저대역 업링크 신호에 대한 타임슬롯과 같은, 뒤 이어 온 타임슬롯을 위해 사용된다. M 거친 조합가중치들의 계산된 집합은 기저대역 송신 신호, 기저대역 수신 신호, 또는 거친 조합가중치 집합의 계산과 거친 조합가중치 집합의 적용 사이에 있는 시간상의 오프셋(즉, 하나의 타임슬롯 기간 오프셋) 뒤의 양자 모두를 필터링하는데 적용될 것이다.
S108 단계에서, 신호처리 시스템(15)은 M 거친 조합가중치들을 M 기저대역 신호들에 적용한 후 또는 적용하는 동안에 위상어레이(12)의 변환된 M 기저대역 업링크 신호들을 하나의 합성 기저대역 신호로 합한다. 예를 들면, 합산기(28)는 만약 위상어레이(12)의 M 행(11)들이 M 안테나 포트들 상의 M 수신된 신호들의 짝 사이에 최소 문턱 상관관계 값을 만들 정도로 조밀한 간격으로 있다면, 위상어레이(12)의 가중된 M 업링크 기저대역 신호들을 하나의 합성 업링크 기저대역 신호로 합한다. 유익하게도, 합산 연산은 미세 조합가중치를 결정하기 위해 또는 디지털 필터링에 의해 안테나 어레이(10)의 수신 성능을 보다 뛰어나게 하기 위해 신호처리 시스템(15)에서 요구되는 신호처리 과정을 감소시켜준다.
비록 단계 S106이 M 합성 신호들에게 한 개의 합성 업링크 기저대역 신호를 제공하는 것으로 기술되어 왔지만, 단계 S106은 M 업링크 기저대역 신호들의 수를 1보다 크고 M보다 적게 감소시키는 것으로 구성할 수도 있다. M 업링크 기저대역 신호들은 뒤이어 오는 각각의 타임슬롯 마다 하나의 업링크 필터링 가중치만을 얻도록 합하여진다. 합성된 합(sum)은 이어오는 업링크 신호 처리, 다운링크 신호 처리, 또는 M 업링크 기저대역 신호들보다는 양자 모두를 위한 하나의 업링크 기저대역 신호만을 나타낸다.
단계 S108에서는 적절한 신호처리 알고리즘(예, 다이버시티 이득을 제공하는 것과 동일 채널 간섭을 줄이는 것)에 따라 처리를 하기 위하여 하나 또는 그 이상의 합성 기저대역 신호를 준비한다. 신호처리 알고리즘의 복잡성은 신호처리 알고리즘에 의해 처리될 입력 기저대역 신호들의 수의 감소에 비례하여 줄어들 것이다.
단계 S110에서 적응 신호처리 알고리즘에 따라, 신호처리 시스템(15)은 M 거친 조합 가중치들을 M 기저대역 신호들에 적용한 후의 하나의 합성 기저대역 신호를 위해 미세 조합 가중치를 결정한다. 신호처리 시스템(15)은 각 타임슬롯에 관련된 디코딩된 기호들에 대한 피드백을 기초로 하여 각 기호에 따라 하나 또는 그 이상의 합성 기저대역 업링크 신호들(예를 들어, m 업링크 신호들, 여기서 m≥1)과 N 기저대역 업링크 신호들을 위한 미세 조합가중치들을 결정한다. 따라서, 신호처리 시스템(15)은 단계 S110에서 N+1 또는 N+m (이때, 1≤m<M) 미세 조합가중치들을 결정할 것이다. 예를 들어, 업링크 적응 기저대역 신호처리기(30)는 업링크 필터링 가중치 매니저(26)에 의해 결정된 M 업링크 거친 조합가중치들을 적용한 후에 사용될 미세 조합가중치들을 결정한다. 미세 조합가중치들은 다이버시티 이득을 제공하거나, 동일 채널 간섭을 감소시키거나, 또는 이동국(19)에 의해 송신되는 신호의 수신을 향상시키는 진보된 신호처리를 제공할 것이다.
비록 미세 조합가중치가 길이 면에서 한 타임슬롯 보다 작은 기간 동안에 결정되지만, 신호처리 시스템(15)은 빠르게 변하는 업링크 채널을 따라가고 업링크 성능을 향상시키기 위하여 관측 타임슬롯 내에서 각 기호에 따라 미세 조합가중치를 계산한다. 미세 조합가중치는 특정 이동국(19)의 이동에 따른 도플러효과(Doppler effect) 때문에 업링크 타임슬롯들 사이에서 그리고 심지어 타임슬롯 내의 각 기호들 사이에도 빠르게 변한다. 신호처리 시스템은 각 기호에 따라 미세 조합가중치들을 결정한다. 왜냐하면, 기호 기간(symbol duration)은 이동국으로부터 수신된 업링크 신호의 빠른 페이딩을 보정하기 위한 적절한 기간이나 허용 가능한 지체(lag)를 나타내기 때문이다.
단계 S112에서, 처리 시스템(15)는 다이버시티 이득과 간섭의 감소를 얻는 동안에, 단계 S110에서 결정된 최소 N+1개의 미세 조합가중치들을 기호들을 디코딩하는데 적용한다. 안테나 어레이(10)은 위상어레이(12)과 다이버시티 어레이(14) 사이의 간격 때문에 쉽게 공간 다이버시티 이득을 제공한다. 나아가, 만약 위상 어레이(12)과 다이버시티 어레이(14)의 안테나 소자가 다른 편광을 갖는 다면, 안테나 어레이(10)은 편파 다이버시티 이득(polarization diversity gain)을 제공할 것이다. 다른 실시예로서, 위상어레이와 다이버시티 어레이 사이의 각(angular) 다이버시티는 수신 성능을 높일 것이다. 페이딩에 대한 향상된 허용성(tolerance)은 한 기호에서 다음 기호로 빈번하게 갱신되는 미세 조합가중치들의 응답능력에 의해 얻어진다.
신호처리 시스템(15)와 안테나 어레이(10)은 거친 조합가중치 수준(level)과 미세 조합 가중치 수준(level)에서 모두 간섭을 줄이기 위한 공간 선택성을 제공하기 위해 협력한다. 실질적으로 거친 조합가중치 수준은 원하는 신호를 공간적으로 선택함으로써 그리고 이동국(19)을 향한 복사패턴을 조정함으로써 간섭을 줄이기 위해 위상어레이(10)의 복사패턴을 방향의 측면에서 정의한다. 반면에, 미세 조합가중치들은 간섭을 걸러내기 위해 조절하는데 사용될 수 있다. 기지국 디코더(32)는 그러한 간섭을 강화된 수신 기저대역 신호의 예상 출력 또는 에러 검사와 일치하지 않는 잘못 디코딩된 기호로 인식한다. 따라서, 기지국 디코더(32)는 업링크 적응 기저대역 신호처리기(30)에게 디코딩된 기호를 피드백함으로써 그러한 잘못 디코딩된 기호의 수신을 지적한다. 업링크 적응 기저대역 신호처리기(30)는 이동국(19)으로부터 원하는 업링크 신호를 얻기 위해 간섭을 걸러내는 미세 조합가중치들을 만들 수 있다. 기지국 디코더(32)는 또한 위상어레이(12)의 복사패턴을 실질적으로 조정할 수 있도록 업링크 조합가중치들을 적절하게 선택하기 위해 업링크 필터링 가중치 매니저(26)에게 디코딩된 업링크 신호 피드백을 제공한다.
신호처리 시스템과 그 방법은 업링크 적응 기저대역 신호처리기(30)의 필수 처리 자원들을 줄이고 적응 알고리즘 자체의 복잡성을 줄일 것이다. 본 발명의 신호처리 시스템(15)과 그 방법은 밀착된 행 간격의 위상어레이(12)와 관련된 기저대역 입력 신호들의 수를 단순화함으로써 안테나 어레이(10)과 관련된 기저대역 입력 신호들의 수를 감소시키는데 적절하다.
업링크 적응 기저대역 신호처리기(30)는 적응 업링크 알고리즘을 실행할 것이다. 적응 업링크 알고리즘이 각 기호마다 작동하기 위한 연산의 수는 X의 제곱(즉, X2)에 비례한다. 여기서, X는 위상어레이(12)과 다이버시티 어레이(14)의 안테나 소자들의 총 수를 기초로 한다. X는 M과 N의 합과 같으며, M은 위상어레이(12)의 행들의 수이고 N은 다이버시티 어레이(14)의 안테나 소자들의 행(13)의 수이다. 여기서, 연산은 X를 두 개의 작은 집합들로 분할하여 줄일 수 있다: 즉, (1) 보다 느린 타임슬롯 속도로 실행되는 위상어레이(12)의 M 행(11)들을 위한 연산의 첫 번째 집합과 (2) 타임슬롯 속도보다 빠른 기호 속도로 실행되는 다이버시티어레이(14)의 N 소자(13)들을 위한 연산의 두 번째 집합. 위상어레이(12)에서의 M 행(11)들 및 다이버시티 어레이(14)에서의 N 행들과 함께, X 제곱 적응 업링크 알고리즘은 M 제곱 적응 업링크 알고리즘(느린 속도로 실행되는)과 N 제곱 적응 업링크 알고리즘(빠른 속도로 실행되는)의 합으로 줄어들 수 있다.
따라서, 앞서 말한 도3의 과정은 적응 업링크 기저대역 처리기(30)에 의해 기호 속도로 처리되는 업링크 기저대역 신호들의 수를 M+N부터 최소 1+N까지 줄여준다. 예를 들어, 만약 위상어레이(12)가 네 개의 행(11)들을 가지며 다이버시티 어레이(14)이 두 개의 행들을 가진다면, 적응 업링크 처리기(30)에 의해 처리되는 업링크 기저대역 신호들의 수는 6개에서 최소 3개까지 또는 절반의 비율만큼 줄어든다. 또한, 적응 업링크 처리기(30)의 연산부하는 (M+N)2로 추정될 것이다. 그러므로, 업링크 적응 처리를 위한 처리시스템(15)의 연산부하는 [(1+N)/(M+N)]2만큼의 비율로 또는 예의 경우와 같이 M이 4이고 N이 2인 경우 4분의 1만큼의 비율로 줄어든다. 안테나 어레이(10)의 다른 구성에 대한 연산부하의 절감은 상기의 수학적 표현에 따르면 위상어레이(12)의 안테나 소자의 행(11)들의 수와 다이버시티 어레이(14)의 안테나 소자의 행(13)들의 수에 의존한다.
만약 이동국이 채널을 제어하기 위해 접속을 탐색하고 있거나 또는 통화채널의 프레임이나 슬롯을 신뢰할 수 없다면, 신호처리 시스템(15)은 현재의 또는 뒤의 타임슬롯에 적용하기 위한 M 거친 조합가중치들을 계산하기 위한 다른 과정을 필요로 할 것이다. 처리 시스템(15)은 뒤의 타임슬롯에 적용할 수 있는 현재의 타임슬롯을 위한 거친 조합가중치를 결정하기 위해 특정의 이동국(19)로부터 온 업링크 신호에 존재하는 동기 파일럿(synchronizing pilot)과 색채코드 기호(color-code symbols)와 같은 알려진 기호들로부터 거친 조합가중치들을 계산한다. 다른 방법으로, 만약 기지국으로부터의 온 디코딩된 기호 피드백이 처리 시스템(15)에 적용 가능하다면, 처리시스템(15)는 뒤의 타임슬롯에 적용하기 위한 거친 조합 가중치를 결정하기 위해 모든 기호들을 사용하여 거친 조합가중치들을 계산한다.
본 발명의 구현에 따라, 안테나 어레이를 위한 적응신호처리 시스템과 그 방법은 기저대역 수신 신호를 조합하거나 디지털적으로 여파(filter)하는 적응 알고리즘의 수행에 필요한 계산을 줄여준다. 또한 본 발명에 의해 강화된 기저대역 신호는 다이버시티 이득(diversity gain)으로부터의 잠재적 강화(potential enhancement)와 적응신호처리로부터의 간섭의 감소로 인하여 디코딩(decoding)하는데 편리하다.

Claims (24)

  1. 안테나 어레이와 관련된 신호들의 신호처리를 위한 방법에 있어서, 상기 방법은
    위상어레이와 다이버시티 어레이로부터의 각각 M 및 N(여기서 M과 N은 양의 정수) 업링크 전자기 신호들을 디지털 신호처리를 위한 업링크 기저대역 신호들로 변환하는 단계로서, 상기 업링크 기저대역 신호들은 일련의 연속적인 타임슬롯들로서 관측 가능한 단계;
    한 타임슬롯씩을 기초로 위상어레이와 관련된 업링크 기저대역 신호들을 조합하기 위해 M 거친 조합가중치들을 적용하는 단계;
    위상어레이의 가중된 M 업링크 기저대역 신호들을 최소한 하나의 합성 기저대역 신호로 합하는 단계; 그리고
    뒤이은 기호 검출을 위한 단일 수신 채널을 형성하기 위해 N 업링크 신호들과 적어도 하나의 합성 업링크 신호를 위한 미세 조합가중치를 결정하되, 상기 미세 조합가중치는 타임슬롯들 중 하나 보다 작은 기간에 적용하는 단계로 구성되는 신호처리를 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    위상어레이로부터는 M 업링크 전자기 신호들을, 다이버시티 어레이로부터는 N 업링크 신호들을 수신하는 단계를 더 포함하고, 위상어레이는 조작 주파수에서한 파장과 같거나 보다 작은 간격의 인접 행들을 가지며, 다이버시티 어레이는 교차 편광된 안테나 소자들을 가지는 신호처리를 위한 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    위상어레이로부터는 M 업링크 전자기 신호들을, 다이버시티 어레이로부터는 N 업링크 신호들을 수신하는 단계를 더 포함하고, 위상어레이는 조작 주파수에서 한 파장과 같거나 작은 간격의 인접 행들을 가지며, 다이버시티 어레이는 위상어레이 보다 인접 행들 사이에 더 큰 간격을 가지는 신호처리를 위한 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    위상어레이로부터는 M 업링크 전자기 신호들을, 다이버시티 어레이로부터는 N 업링크 신호들을 수신하는 단계를 더 포함하고, 위상어레이는 조작 주파수에서 파장의 5배내지 20배의 범위 내에서 다이버시티 어레이와 분리되어 있는 신호처리를 위한 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    위상어레이로 입사된 수신신호에 대한 가간섭성 응답을 만들기 위해 인접하는 안테나 소자들 사이에 간격들을 가지는 위상어레이를 제공하는 단계를 더 포함하는 신호처리를 위한 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    결정 단계는 한 기호씩을 기초로 미세 조합가중치들을 결정하는 단계를 포함하며, 여기서 다수의 기호들은 각각의 타임슬롯들과 관련되어 있는 신호처리를 위한 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    적용 단계는 위상어레이와 관련된 다운링크 기저대역 신호들을 조합하기 위해 M 다운링크 거친 조합가중치들을 적용하는 단계를 더 포함하는 신호처리를 위한 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    적용 단계는 뒤이은 다운링크 타임슬롯들과 업링크 타임슬롯들을 위해 각각의 M 다운링크 거친 조합가중치들과 M 업링크 거친 조합가중치들을 적용하는 단계를 더 포함하며, M 거친 조합가중치들은 업링크 기저대역 신호의 보다 이른 타임슬롯과 일시적으로 관련되어 있는 신호처리를 위한 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    위상어레이로부터의 업링크 기저대역 신호들의 보다 이른 타임슬롯들을 기초로 뒤이은 타임슬롯들을 위한 M 거친 조합가중치들을 결정하는 단계를 더 포함하는 신호처리를 위한 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    적용 단계는 위상어레이로부터의 업링크 전자기 신호들의 이전의 업링크 타임슬롯들에 대한 분석을 기초로 뒤이은 다운링크 타임슬롯들에 M 다운링크 거친 조합가중치들을 적용하는 단계를 더 포함하는 신호처리를 위한 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    적용 단계는 보다 이른 타임슬롯들에 바로 뒤이어 오는 다음의 업링크 타임슬롯들에 보다 이른 타임슬롯들로부터 유도된 M 업링크 거친 조합가중치들을 적용하는 단계를 포함하는 신호처리를 위한 방법.
  12. 제 1 항에 있어서,
    합산 단계는 m 합성 기저대역 신호들을 만들어내며, 여기서 m은 1 보다 크고 M 보다 작고, M은 위상어레이에서 행들의 총 수이고, N은 다이버시티 어레이에서 행들의 총 수인 신호처리를 위한 방법.
  13. 제 1 항에 있어서,
    합산 단계는 적응 신호처리 알고리즘과 관련된 연산부하를 (m+N)2/(M+N)2의 인자만큼 감소시킴으로써 적응 신호처리 알고리즘에 적용하기 위한 업링크 기저대역 신호들을 준비하는 단계를 포함하며, 여기서 M은 위상어레이에서 안테나 소자들의 행들의 총 수이며, N은 다이버시티 어레이에서 안테나 소자들의 행들의 총 수이고, m은 적어도 하나의 합성 기저대역 신호의 수이고, 1≤m<M 인 신호처리를 위한 방법.
  14. 안테나 어레이와 관련된 신호들의 신호처리를 위한 방법에 있어서, 상기 방법은
    위상어레이와 다이버시티 어레이로부터의 각각의 M과 N 업링크 전자기 신호들을 디지털 신호처리를 위한 업링크 기저대역 신호들로 변환하는 단계로서, 상기 업링크 기저대역 신호들은 일련의 연속적인 타임슬롯들로서 관측 가능한 변환 단계;
    한 타임슬롯씩을 기초로 위상어레이와 관련된 업링크 기저대역 신호들을 조합하기 위해 M 거친 조합가중치들을 적용하는 단계; 그리고
    적응 신호처리 알고리즘과 관련된 연산부하를 (m+N)2/(M+N)2의 인자만큼 감소시킴으로써 적응 신호처리 알고리즘에 적용하기 위한 업링크 기저대역 신호들을 준비하는 단계를 포함하며, 여기서 M은 위상어레이에서 안테나 소자들의 행들의 총 수이며, N은 다이버시티 어레이에서 안테나 소자들의 행들의 총 수이고, m은 적어도 하나의 합성 기저대역 신호의 수이고, 1≤m<M인 신호처리를 위한 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    뒤이은 기호 검출을 위한 단일 수신 채널을 형성하기 위해 N 업링크 신호들과 하나의 합성 업링크 신호를 위한 미세 조합가중치들을 결정하는 단계를 포함하되, 상기 미세 조합가중치들은 타임슬롯들 중 하나 보다 작은 기간에 적용하는 단계를 더 포함하는 신호처리를 위한 방법.
  16. 제 14 항에 있어서,
    준비 단계는 위상어레이의 가중된 M 기저대역 업링크 신호들을 최소한 하나의 합성 기저대역 신호로 합하는 단계를 포함하는 신호처리를 위한 방법.
  17. 제 14 항에 있어서,
    다이버시티 이득과 간섭의 감소를 얻는 동안 기호들을 디코딩하기 위해 미세 조합가중치들을 적용하는 단계를 더 포함하는 신호처리를 위한 방법.
  18. 안테나 어레이와 관련된 신호들의 신호처리를 위한 시스템에 있어서, 상기 시스템은
    위상어레이와 다이버시티 어레이로부터의 각각의 M과 N 업링크 전자기 신호들을 디지털 신호처리를 위한 업링크 기저대역 신호들로 변환하기 위한 하향변화기를 포함하되, 상기 업링크 기저대역 신호들은 복수의 연속적인 타임슬롯들로 구성되고;
    위상어레이와 관련된 업링크 기저대역 신호들을 여파하기 위해 하나 또는 그 이상의 타임슬롯들에 대한 M 거친 조합가중치들을 적용하기 위한 업링크 필터링 가중치 매니저;
    위상어레이의 가중된 M 기저대역 업링크 신호들을 적어도 하나의 합성 기저대역 신호로 합하기 위한 합산기; 그리고
    한 기호씩을 바탕으로(여기서, 복수의 기호들은 각 타임슬롯과 관련 있다) 적어도 하나의 합성 업링크 신호와 N 업링크 신호들을 위한 미세 조합가중치들을 결정하기 위한 업링크 적응 기저대역 신호처리기로 구성되는 신호처리를 위한 시스템.
  19. 제 18 항에 있어서,
    위상어레이는 적용주파수에서 거의 반 파장과 같거나 그 보다 짧은 간격들을 갖는 안테나 소자들의 인접하는 행들을 가지며, 다이버시티 어레이는 교차 편광된 안테나 소자들을 가지는 신호처리를 위한 시스템.
  20. 제 18 항에 있어서,
    위상어레이는 적용주파수에서 한 파장과 같거나 그 보다 짧은 간격들을 갖는 안테나 소자들의 인접하는 행들을 가지며, 다이버시티 어레이는 인접하는 행들 사이에 위상어레이 보다 큰 간격들을 가지는 신호처리를 위한 시스템.
  21. 제 18 항에 있어서,
    위상어레이와 다이버시티 어레이는 적용 주파수에서 파장의 5배 내지 20배의범위 내에서 서로 분리되어 있는 신호처리를 위한 시스템.
  22. 제 18 항에 있어서,
    위상어레이는 위상어레이로 입사된 수신신호에 대한 가간섭성 응답을 만들기 위해 인접하는 안테나 소자들 사이에 간격들을 가지는 신호처리를 위한 시스템.
  23. 제 18 항에 있어서,
    합산기는 (1+N)2/(M+N)2의 인자로 적응 신호처리 알고리즘과 관련된 연산부하를 감소시키며, 여기서 M은 위상어레이에서 안테나 소자들의 행들의 총 수이고 N은 다이버시티 어레이에서 안테나 소자들의 행들의 총 수인 신호처리를 위한 시스템.
  24. 제 18 항에 있어서,
    합산기는 (m+N)2/(M+N)2만큼 작은 인자로 적응 신호처리 알고리즘과 관련된 연산부하를 감소시키며, 여기서 M은 위상어레이에서 안테나 소자들의 행들의 총 수, N은 다이버시티 어레이에서 안테나 소자들의 행들의 총 수이고, m은 최소한 하나의 합성 기저대역 신호의 수이며, 1≤m<M 인 신호처리를 위한 시스템.
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