KR19990029010A - 스펙트럼 확산 채널 개산을 위한 방법과 장치 - Google Patents

Abstract

확산 스펙트럼 무선 통신에서의 신호를 수신하기 위한 방법과 시스템이 설명된다. CDMA 시스템에서 예를들어 수신된 신호와의 상관치를 발생시키는 데 사용된 기호 시퀀스는 이상적인 자동상관 특성을 갖지 않을 수도 있다. 이러한 경우 수신기에 의해 결정된 상관치(correlations)는 채널 탭 개산치를 통해 복조 및 디코드된 정보 기호로 전파(propagate)되는 에러를 포함할 수도 있다. 이러한 자기간섭(self-interference) 또는 레이간 간섭을 줄이거나 제거하려면 상관치는 예를들어 주요 기호 시퀀스에 대한 자동 상관 함수의 값과 이러한 상관치를 승산하는 행렬에 의해 상관치가 제거된다.

Description

스펙트럼 확산 채널 개산을 위한 방법과 장치

무선전화산업(cellular telephone industry)은 세계 여러 나라뿐만 아니라 미국에서도 상용으로 크게 부각되고 있다. 주요 대도시 지역에서의 성장은 그 기대치를 크게 초과해오고 있으며 시스템용량도 급속히 늘어나고 있다. 만일 이러한 추세가 계속된다면 이러한 산업성장의 여파는 곧 최저시장에 도달하게 될 것이다. 따라서 고품질(high quality)의 서비스를 유지하면서도 가격상승을 피할 수 있을 뿐만 아니라 이러한 증가추세인 용량에도 부합될 수 있는 혁신적인 해결책이 요구되고 있다.

세계 각지에서 무선통신 시스템의 발전에 있어서의 중요한 단계 하나는 아날로그로에서 디지털 전송으로의 변화이다. 차세대 기술의 구현을 위해 효과적인 디지털 전송술(effective digital transmission scheme)을 선택하는 것 역시 중요하다. 더욱이 운반이 용이하면서도 가정, 사무실, 거리, 자동차 등에서 전화를 걸거나 받을 수 있는 저렴하고 소형인 무선전화를 채택하고 있는 제1세대 기술의 개인용 통신망(Personal Communication Network;PCN)이 차세대 디지털 셀룰러 방식 인프라 스트럭쳐를 이용하는 셀룰러 운반체(cellular carriers)에 의해 제공될 것으로 널리 믿어지고 있다. 이러한 새로운 시스템에서 요구되는 중요한 특징은 트래픽 용량이 증가되는 것이다.

현재, 채널 액세스는 주파수 분할 다중 액세스(FDMA)와 시간분할 다중액세스(TDMA) 방법에 의해 달성된다. FDMA 에서 통신채널은 신호의 전송 파워(signal's transmission power)가 집중되는 하나의 무선주파수 대역(radio frequency band)이다. 통신 채널과 간섭할 수 있는 신호들은 인접채널(인접채널간섭)에 송신되는 신호와 다른 셀내의 동일한 채널(공동채널 간섭)에 송신되는 신호를 포함하고 있다. 인접채널과의 간섭은 특정 주파수 대역내의 신호 에너지만이 통과할 수 있는 대역 통과 필터를 사용함으로써 제한된다. 공동채널 간섭(Co-channel interference)은 채널 재사용을 제한하여 동일한 주파수 채널이 사용되는 셀간에 최저분리거리(minimum separation distance)를 제공함으로서 허용 레벨로 경감된다. 따라서 각각의 채널은 상이한 주파수로 할당되고, 시스템 용량은 채널 재사용에 의해 부가된 제한 뿐만 아니라 가용 주파수에 의해서도 제한된다.

TDMA 시스템에서, 채널은 동일한 주파수에 걸쳐 일련 주기(periodic train of time intervals)의 타임슬롯으로 이루어진다. 타임슬롯 각각의 주기는 프레임이라고 한다. 소정 신호의 에너지는 이들 타임슬롯중 하나로 제한된다. 인접 채널 간섭(adjacent channel interference)은 적절한 시간에 수신된 신호 에너지만 통과시키는 타임 게이트(time gate)나 기타 동기화 소자(synchronization element)를 사용하여 제한된다. 따라서 각각의 채널은 상이한 타임슬롯에 할당되고, 시스템 용량은 FDMA 에 관련하여 앞서 설명한 바와 같은 채널의 재사용에 의해 부과되는 제한에 의해서 뿐만 아니라 이용가능한 타임슬롯에 의해서도 제한된다.

FDMA 및 TDMA 시스템(또한 하이브리드 FDMA/TDMA)에 있어서, 시스템 설계자들의 하나의 목표는 2개의 잠재적 간섭신호(two potentially interfering signals)가 동시에 동일한 주파수를 점유하지 못하도록 하는 것이다. 이와달리 CDMA는 신호가 시간과 주파수 모두에 오버랩될 수 있도록 하는 채널 액세스법(channel access technique)이다. CDMA는 2차 세계대전 이후 보편화된 스펙트럼 확산 통신방식(spread spectrum communication)의 한 유형이며, 초기에는 주로 군에서 이용되었다. 그러나 스펙트럼 확산 통신방식은 간섭에 강하고, 따라서 복수의 신호가 동시에 동일한 대역폭을 점유할 수 있다는 이점이 있기 때문에 현재는 상업적 용도로 스펙트럼 확산 통신방식을 이용하기 위한 관심이 증대하고 있다. 이러한 상업적 용도의 예로는 디지털 셀룰러 무선(digital cellular radio), 육상 이동 전파(land mobile radio)와 실내 및 실외 개인 휴대 통신망(indoor and outdoor personal communication network)이 있다.

CDMA 시스템에서 각각의 신호는 스펙트럼 확산 통신방식을 이용하여 송신된다. 원칙적으로 송신될 정보데이터 스트림은 기호 시퀀스(signature sequence)로 알려져 있는 상당히 높은 비율의 데이터 스트림으로 임프레스된다(impress). 통상 기호 시퀀스 데이터는 바이너리이며, 비트스트림을 제공한다. 이러한 기호 시퀀스를 생성하는 하나의 방법은 랜덤하게 나타나지만 인증된 수신기(authorized receiver)에 의해 복제(replicate)될 수 있는 의사 잡음(pseudo-noise) 처리이다. 정보 데이터 스트림과 높은 비트율의 기호 시퀀스 스트림은 2개의 비트 스트림을 함께 증가(multiply)시킴으로써 조합되며, 두 비트 스트림의 바이너리값은 +1 또는 -1로 표현된다. 보다 높은 비트율의 신호와 보다 낮은 비트율의 데이터 스트림의 조합을 정보 데이터 스트림 신호의 확산이라고 한다. 각각의 정보 데이터 스트림 또는 채널은 고유의 기호 시퀀스(unique signature sequence)로 할당된다.

복수의 확산 정보 신호(spread information signals)는 고주파 반송파(radio frequency carrier)를 BPSK(binary phase shift keying)를 이용하여 변조하고, 수신기에서 복합신호로서 공동으로(jointly) 수신된다. 각각의 확산신호는 관련된 잡음 신호(noise-related signals) 뿐만 아니라 기타 모든 확산 신호에서 주파수와 시간 모두에서 오버랩된다. 수신기가 허가되면 복합신호가 고유 기호 시퀀스(unique signature sequences)중 하나와 상관되며(correlated), 그 대응하는 정보신호가 격리되어 디스프레드(despread)될 수 있다. 만일 QPSK(quadrature phase shift keying) 변조가 사용되면 기호 시퀀스는 복소수(실수부와 허수부를 갖는 수)로 이루어질 수도 있고, 이때 실수부와 허수부는 동일한 주파수이지만 90도 상이한 위상으로 2개의 반송파를 변조하는데 사용된다.

통상적으로 기호 시퀀스는 1비트의 정보를 나타내는데 사용된다. 송신된 시퀀스 또는 그 보수(complement)를 수신하는 것은 정보 비트가 +1 또는 -1 (종종 "0" 또는 "1"로도 표시됨)인지를 나타낸다. 기호 시퀀스는 통상 N 비트로 이루어지고, 그 기호 시퀀스의 각각의 비트는 "칩"이라고 한다. 전체 N 칩의 시퀀스 또는 그 보수는 송신된 기호(transmitted symbol)라고 한다. 종래의 수신기, 예를들어, RAKE 수신기는 수신된 신호를 알고있는 기호 시퀀스의 공액 복소수와 상관시켜 상관치를 발생시킨다. 상관치의 실수부만이 계산된다. 큰 포지티브 상관(positive correlation) 결과로는 "0"이 검출되고, 큰 네가티브 상관(negative correlation) 결과로는 "1"이 검출된다.

앞서 언급된 "정보 비트"는 부호 비트(coded bit)일 수도 있고, 이 경우 사용된 코드는 블록 또는 중첩부호(convolutional code)이다. 또한 기호 시퀀스는 단일 송신 부호(single transmitted symbol) 보다 훨씬 클 수도 있으며, 이 경우 기호 시퀀스의 부시퀀스(subsequence)는 정보비트를 확산시키기(spread) 위해 사용된다. 여러 전파통신(radio communication) 시스템에서 수신된 신호는 2개의 성분 즉, I(동위상)성분과 Q(직각) 성분을 포함하고 있다. 이것은 송신된 신호가 2개의 성분(예컨대 QPSK)을 가지며, 및/또는 조정 채널(intervening channel) 또는 코히어런트 반송파 기준(coherent carrier reference)의 결여로 인해 송신된 신호가 I 와 Q 성분으로 나누어지기 때문에 발생한다. 디지털 신호 처리를 이용하는 통상의 수신기에서는 수신된 I 와 Q 성분의 신호가 적어도 Tc 초마다 샘플링되어 저장되며, 이 Tc 는 칩의 지속기간이다.

종래의 RAKE 수신기는 몇몇 조건이 만족되면 잘 수행된다. 첫번째 조건은 기호 시퀀스의 자동 상관 함수(autocorrelation function)가 이상적이고, 이때 상기 기호 시퀀스는 자신의 시프트(shift)에 의해서는 상관되지 않아야한다는 것이다. 만일 이러한 조건이 만족되지 않는다면, 상이한 신호레이(different signal rays)가 서로 간섭하게 되는데, 이것을 자체간섭(self interference)이라고 한다. 두번째 조건은 희망(desired) 신호의 기호 시퀀스와 기타 CDMA 신호의 기호 시퀀스의 여러 시프트된 버전의 상관치가 제로여야 한다는 것이다. 만일 이러한 조건이 만족되지 않는다면 기타 CDMA 신호는 희망(desired) CDMA 신호와 간섭하게 되어 수행능력(performace)이 저하된다. 이러한 현상은 다른 하나의 CDMA 신호가 희망 CDMA 신호 보다 훨씬 큰 파워를 갖는 경우에 특히 현저해질 수(significant) 있으며, 이를 통상 "니어-파(near-far)"라고 한다. 세번째 조건은 다음 송신 기호에 의해 오버랩되는 하나의 송신 기호의 에코에 의해 야기된 간섭이 무시해도 좋을 정도의 것이어야 한다는 것이다. 만일 이러한 조건이 만족되지 않는다면 송신된 기호는 과거 및 미래의 송신 기호와 간섭하게 되는데, 이것을 통상 기호간 간섭(intersymbol interference; ISI)이라고 한다.

그러나, 이상적인 자동 상관 함수는 예를들자면 대역폭의 한계(bandwidth limitation)로 인하여 상용화 하기에는 곤란하다. 따라서 자체간섭(self interference)을 처리하는 몇가지 해결책은 CDMA 수신기의 수행능력을 개선하는 것이다.

<발명의 요약>

본 발명은 CDMA 시스템의 자체 간섭 문제를 제거하는 채널탭 계수(channel tap coefficients)를 개산(estimate)하기 위한 효율적인 접근을 제공한다. 예시적 실시예에 따르면, 자체간섭의 제거는 상관치(correlation values)를 서로에 대해 상관성을 제거(decorrelating)함으로써 달성될 수 있다. 상관성 제거는 예를들어 자동 상관 함수값을 포함하는 역행렬을 상기 자동 상관 함수와 연관된 기호 시퀀스와 상관되는 수신비트의 벡터로 승산함으로써 수행된다. 상관성 제거 절차는 예를들어 종래의 채널 트랙킹 처리(channel tracking process) 전, 후, 또는 그 처리절차 중에 수행될 수 있다.

본 발명은 무선통신 시스템의 부호분할 다원접속(이하, CDMA라함) 통신기술의 이용에 관한 것으로, 특히 채널 탭계수(channel tap coefficients)의 개산치를 이용하여 CDMA신호를 복조하는 수신기에 관한 것이다.

본 발명의 상기 목적과 특징 및 이점은 도면을 참조한 다음의 상세한 설명으로부터 용이하게 이해할 수 있을 것이다.

도 1은 전형적인 스펙트럼 확산 통신 링크의 블록도.

도 2는 중첩 코히어런트 RAKE 검출기의 블록도.

도 3은 중첩 채널 트랙커(conventional channel tracker)의 블록도.

도 4는 본 발명에 따른 채널 트랙커의 예시적인 실시예에 대한 블록도.

도 5는 본 발명에 따른 채널 트랙커의 또다른 실시예를 나타내는 블록도.

도 6은 본 발명에 따른 채널 트랙커의 또다른 실시예를 나타내는 블록도.

도 7은 본 발명에 따른 전형적인 상관성 제거기(decorrelator)를 나타내는 블록도.

전형적인 스펙트럼 확산 통신링크가 도 1에 도시되어 있다. 먼저 스프레더(102)에서 정보기호로 이루어진 정보 데이터 스트림은 기호 시퀀스(signature sequence)로 알려져 있는 보다 높은 비율의 데이터 스트림에 따라 임프레스되어 확산 또는 송신 데이터 스트림을 발생시킨다. 기호 시퀀스의 주기가 하나의 데이터 기호 주기(one data symbol period)를 점유하므로써, 각각의 데이터 기호가 동일한 N-칩 기호 시퀀스로 확산(spread)되는 것이 보편적이다. 일반적으로, 이러한 기호 시퀀스는 실수와 허수로 나타내질 수도 있으며, 이는 반송 주파수(I 채널) 또는 이 반송 주파수(Q 채널)의 90도 시프트된 버전으로 칩값을 송신하는 것에 대응한다. 또한 기호 시퀀스는 다수의 복합 시퀀스(composite of multiple sequences)일 수도 있으며, 이러한 시퀀스중 하나는 월시-아다마르 부호어(Walsh-Hadamard code word)일 수도 있다.

정보 기호는 M'ary 가 될 수 있고, 가능한 M 값중 하나를 취한다. 예를들어 M=2인 경우, 바이너리 기호가 사용되어 +1 과 -1 값으로 나타내질 수 있다. +1과 -1 칩값으로 이루어지는 기호 시퀀스 s(k)를 사용하는 확산 정보 기호는 송신된 시퀀스 t(k)에 대한 수학식 1을 제공한다.

t(k) = bs(k)

이러한 확산 연산(spreading operation)은 0과 1의 시퀀스를 갖고 있어서 배타적 OR 연산의 수행에 의해 확산되는 디지털 논리를 이용하여 결정될 수 있다. 그밖의 확산 형태도 가능하다. 예를들어 한 세트의 M 비트는 N 부호어 한 세트를 선택하기 위해 이 비트를 이용함으로써 확산될 수 있으며, 이 경우 N = 2^M이다. 한 세트의 부호어는 월시-아다마르 부호어 세트와 같은 직교 세트일 수 있다.

확산 신호(spread signal)는 변조기(104)에서 고주파 반송파(radio- frequency carrier)로 변조될 수 있다. 만일 확산 데이터 기호(data symbol)가 바이너리라면, BPSK(binary phase-shift keying)가 적절한 변조가 된다. 이 변조된 신호는 안테나(106)에 전달되어 전자기파를 이용하여 송신된다. 수신기에서 수신 안테나(108)는 신호 에너지를 수집하여 이 수집된 에너지를 무선 수신기(radio receiver)(110)에 전달하며, 이 무선 수신기는 필요한 증폭(amplication), 여파(filtering), 및 혼합동작(mixing operations)을 제공하여 상기 무선신호(radio signal)를 복소수 즉, 종래 기술에서도 잘 알려져 있는 동위상(in-phase)(I)과 직각(Q) 성분으로 이루어지는 기저대역 신호로 변환한다. 이러한 성분은 통상 칩 주기당 1회 샘플링되며, 버퍼(도시생략)에 저장될 수도 있다.

상기 수신된 데이터 샘플은 상관기(112)에 전달되며, 이 상관기는 수신된 데이터 샘플을 기지의(known) 기호 시퀀스(signature sequence)에 상관시킨다. 이러한 처리를 때로는 디스프레딩(de-spreading)이라고 하는데, 그 이유는 상관기가 송신된 신호의 이미지와 정렬될 때 상기 상관 처리로 인해 상기 확산 데이터값이 하나의 정보값으로 다시 코히어런트하게 조합되기 때문이다. 상관신호는 검출기(114)에 제공되며, 이 검출기는 검출된 정보 데이터 스트림을 발생시킨다. 사용된 검출기의 형태는 무선 채널 및 복잡성 제한(complexity limitations)에 좌우된다.

무선 시스템에서, 무선 채널은 빌딩, 자동차, 또는 근처의 산악지역으로부터의 신호 반사 때문에 다경로 페이딩(multipath fading)과 다경로 분산(multipath dispersion)을 일으킨다. 그 결과, 신호는 하나의 경로가 아니라 여러 경로를 따라 수신기에 도달하게 되므로, 상기 수신기는 상이하면서도 랜덤하게 변화하는 지연 및 진폭을 갖는 여러 에코(echoes) 또는 레이(rays)를 수신한다. 수신된 신호는 하나의 정보 기호 주기(informational symbol period) 보다 통상 작은 상대적 시간 지연을 갖게되는 상이한 경로를 따라 전파되어온 송신 신호에 대한 복수의 복합 버전이다. 각각의 구별가능한 레이(ray)는 제1 레이의 도달에 비례하는 특정 도달시간 kT_c초를 갖는다. k를 이산 시간 지수(discrete time index)라할때, 만일 t(k)가 확산 데이터칩 샘플을 나타내고 r(k)가 수신된 칩 샘플을 나타내면, 다경로 시간분산은 수학식 2와 같이 모델화될 수 있다.

여기서, J 는 다경로 분산에 의해 야기된 레이 또는 채널 탭의 수이며, c(j)는 복소수치 채널탭 계수(complex-valued channel tap coefficients)이고, n(k)은잡음 또는 간섭 등을과 같은 결함을 나타낸다. 다경로 시간분산의 결과로서, 상관기(112)는 J 채널 탭 각각에 대한 값인 몇몇 디스프레드값(de-spread values)을 발생시킨다.

무선 채널을 처리할 수 있도록 설계된 검출기(114)중 하나로 RAKE 검출기가 있다. 이러한 검출기는 상기 디스프레드값을 코히어런트하게 조합하여 상기 검출 통계 신호 파워(detection statistic signal power)를 최대화한다. 바이너리 정보 기호에 대해 설계된 RAKE 검출기의 한 유형이 도 2에 도시되어 있다. 이 도면에서, 상관치(correlation values)는 탭 지연선(tapped delay line;202)을 통해 전달된다. 도 2(그리고 그밖의 여러 도면들)에서, 비록 여러 신호선이 그러한 수신기의 실제 실시예로 나타나게 될 것이지만, 단지 2개의 신호선만을 탭지연선(202)으로부터의 출력으로서 도시하고 있는데, 이는 도면을 지나치게 복잡하게 하지 않으면서 상기 설명한 개념을 설명하기 위함이다. 가장 처음에 도달하는 레이의 상관(ray correlation)이 탭지연선의 한 단부에서 있고, 가장 늦게 도달하는 레이의 상관은 탭지연선의 다른 한 단부에서 있을 때(이러한 상관은 정보 기호 주기당 1회 발생한다), 지연선에 저장된 값들은 승산기(204)에서 RAKE 탭계수로 승산되며, 그 결과는 가산기(206)에서 합산된다. 결과적인 합의 사인(sign)은 208에서 얻어져서, 검출된 정보 비트값 예를들어 ±1이 제공된다.

수학적으로, r(k) = I(k) + iQ(k)가 특정 정보 기호 주기 동안의 복소수 수신 칩 샘플(complex received chip samples)이라고 가정하기로 한다. (여기서 I(k)는 I 성분 샘플이고, Q(k)는 Q성분 샘플이며, i는 허수 성분을 나타내고 k는 샘플 지수(예를들어 이산 시간 지수)를 나타낸다). 상관기(112)는 이러한 데이터 샘플을 기지의 기호 시퀀스 s(k)에 상관시켜 수학식 3을 발생시킨다.

여기서, 어깨문자 *는 공액 복소수를 나타내며, 이것은 기호 시퀀스가 복소수라면 바람직하다.

RAKE 검출기는 상관치(the correlations)를 가중하고(weight) 그 결과를 합하여 송신 기호 b에 대한 검출통계 z 를 발생시킨다.

여기서 a(j) 는 RAKE 탭계수이다. 이론적으로 RAKE 탭계수는 채널탭 계수와 동일해야한다.

a(k) = c(k)

실제로 RAKE 탭계수는 채널트랙커(116)에 의해 제공되는 채널탭 계수의 개산치(estimate)이다.

종래의 RAKE 검출기 이외의 간섭 검출기(coherent detectors)가 공지되어 있다. 예를들어, 결합복조(joint demodulation)는 Bottomley의 미국 특허 출원 제08/155,557에 설명된 바와 같이 복수의 통신신호를 결합 복조시키기 위해 사용될 수 있으며, 본 명세서에서 참조적으로 설명된다.

종래의 간섭 검출 유형에 있어서, 수행능력은 상기 채널 트랙커에 의해 발생되는 채널탭 계수 개산치(estimates)의 정확도에 의해 제한된다. 종래의 채널 트랙커(300)가 도 3에 도시되어 있다. 상관치는 정보 제거기(information removers) (302)에 제공되고, 이 제거기는 검출된 정보에 따라 상관치를 조정한다. 이 조정된 상관치는 개산치 갱신 프로세서(304)에 제공되며, 이 갱신 프로세서는 메모리(306)에 저장된 채널 탭 계수 개산치를 갱신하여, 갱신된 채널 탭 계수 개산치를 발생시킨다. 예를들어 개산치를 갱신하는 하나의 방법은 λ로 이전의 개산치를 가중하고 이 가중된 개산치에 (1-λ)로 가중된 조정 상관치를 더하는 것이다. 공지되어 있는 그밖의 갱신유형도 가능하다.

이러한 통상적인 접근은 기호 시퀀스가 완벽한 자동상관 특성을 가질 때 정확한 채널 개산치를 제공한다. 유한한 대역폭 제약(finite bandwidth constraints)을 받고 있는 실제의 통신 시스템에서는 시스템 자체와 기호 시퀀스의 자동상관은 완벽하지 않으므로, 신호의 에코(echoes) 또는 레이(rays)는 채널 개산이 수행될 때 서로 간섭한다.

이러한 문제를, 2개의 레이(즉, J=2)가 존재하며 어떠한 결함도 존재하지 않는(즉, n(k) = 0) 예를들어 설명한다. 수학식 1과 수학식 2로부터, 수신 신호는 수학식 6으로 주어진다.

r(k) = c(0)bs(k) + c(1)bs(k-d)

여기서, d는 제1 레이에 대한 제2 레이의 지연이다. 수신기에서, 디스프레드신호는 레이(rays)가 나타나는 시간에 기지의 기호 시퀀스 s(k)에 상관시킴으로써 얻어진다. 예시적으로, 상관치가 시퀀스의 길이 N 으로 나눔으로써 노멀화된다고 가정한다. 수학식 3과 수학식 6으로부터, m=0과 m=d에서의 상관치 x(m)은 수학식 7로 주어진다.

x(0) = bc(0) + bc(1)C_s,s(d)

x(d) = bc(0)C^* _s,s(-d) + bc(1)

여기서, C_s,s(d)는 지연 d에서의 기호 시퀀스 s(k)에 대한 노멀화된 비동조 자동상관 함수이다.

정보 제거기(302)는 검출된 정보 기호 b_det로 상관치를 효율적으로 분할한다. 검출에러가 전혀 없다면 조정된 값은 수학식 10으로 주어진다.

x_a(0) = c(0) + c(1)C_s,s(d)

x_a(d) = c(0)C^* _s,s(-d) + C(1)

기호 시퀀스가 완벽한 자동상관 특성을 갖는다면 C_s,s(d)와 C^* _s,s(-d)는 모두 제로가 될 것이고, 그 조정된 상관치는 채널 탭 계수의 순시 개산치(instantaneous estimates)를 제공한다. 그러나 C_s,s(d)와 C^* _s,s(-d)가 비제로(nonzero)라면 조정된 상관치는 기타 신호 레이(signal rays)의 존재에 의해 왜곡된다. 검출기내의 왜곡된 채널 탭 개산치를 이용하면 수행능력의 손실을 초래하게된다. 따라서 종래의 채널 탭 계수 개산치는 레이간 간섭(inter-ray interference)에 의해 저하되어 수신기의 수행능력 저하의 원인이 된다.

본 발명의 예시적인 실시예에 따르면, 이러한 간섭문제는 서로에 대해 상관치를 상관성 제거(decorrelating)함으로써 해결될 수 있다. 그 결과, 레이간 간섭(inter-ray interference)이 완화된다.

그 원리는 앞서 설명된 2레이의 일례에 관련하여 먼저 논의된다. 수학식 7과 수학식 8은 2개의 미지수 형태의 2개의 방정식으로된 시스템으로 나타낼 수도 있으며, 이 미지수는 bc(0)와 bc(1)이다(bc0와 bc1 은 각각 이하의 수학식 12에 나타나 있다). 기호 시퀀스는 수신기에서 이미 알려져 있기 때문에, 그 자동 상관 함수 역시 알려져 있다. 따라서, 수학식 7과 수학식 8은 수학식 12로 나타낼 수 있다.

이 수식은 Ax = y 의 형태를 갖는다. 수신기는 A 와 y에 대해 알고 있으므로, 이 수신기는 채널 탭계수 x를 풀 수 있다. 미지수는 레이간 간섭을 포함하고 있지 않는 것으로 인지되었다.

상기 수학식을 푸는 한가지 방법은 x = A^-1y가 되도록 양쪽을 역승산하는 것이다. 이러한 경우에 y벡터는 측정된 상관치를 포함하고 있고, 이 상관치는 레이간 크로스상관항(inter-ray crosscorrelation)을 포함하고 있다. 행렬 A^-1은 이러한 레이간 크로스 상관항을 효과적으로 제거하는데, 이는 서로로부터의 상관치를 "상관성 제거하는 것(decorrelating)"으로서 나타내질 수 있다. 이러한 상관성 제거는 디스프레딩을 취소하고자 할 때 기호 시퀀스의 초기 상관(original correlation)과 혼동되어서는 않된다. 실제로, Cs,s(d)는 비제로(0이 아니며)이고, 대개는 너무 크지도 않으므로 A^-1이 잘 정의된다.

이러한 개념에 대한 변형 실시예는 당업자라면 용이하게 이해할 수 있을 것이다. 예를들어 결함(impairment)이 있을 때 즉, nk ≠ 0인 경우에는 잡음 파워 개산치(noise power estimations)를 행렬 A의 대각에 더하는 것이 바람직할 수도 있다. 잡음 파워 개산치를 이용할 수 없다면, 수신기의 표준 또는 제한적인 동작조건(limiting operating conditions)에 기초한 공칭 잡음치(nominal noise values)가 가산될 수 있다. 더우기, 상관성을 제거하려는 시도(decorrelation approach)는 임의의 지연시간에 대응하는 임의 개수의 레이(ray)에로 용이하게 확장될 수 있다. J 레이의 경우, 벡터 y는 j 상관치(correlations)로 이루어지고, 행렬 A 는 J 행과 J 열을 갖는다. 결국, 상관치에 대한 다른 정의 즉, 주기 상관(periodic correlation)이 채택될 수 있다.

이하 도 4를 참조하여 본 발명을 설명한다. 도 4에는 도 1에 나타낸 채널 트랙커(116)를 대체할 수 있는 본 발명의 실시예에 따른 채널 트랙커가 예시되어 있다. 여기서 상관치는 상관성 제거기(402)에 제공되며, 이 제거기는 상관치들을 상관성 제거시키게 되므로 레이간 간섭이 제거된다. 상관성이 제거된 값은 다음에, 예를들어 종래의 채널 트랙커(300)에 전달되고, 이 채널 트랙커는 마치 상관성이 제거된 값들이 도 3에 따른 상관치인 것처럼 상관성이 제거된 값들을 취급하게 된다. 그래서, 상관성 제거 단계를 채널 트랙킹 처리내에 삽입하였다.

상관성 제거 동작은 종래의 채널 트랙킹 단계 이전에 수행되어서는 안된다. 대안적인 실시예가 도 5에 도시되어 있으며, 도 5에서 상관성 제거기(402)는 종래의 채널 트랙커(300) 다음에 설치되어 있다. 세번째 대안은 도 6에 도시되어 있으며, 도 6에서 상관성 제거 동작(402)은 정보제거 직후에 종래의 채널 트랙커내에서 수행된다. 상관성 제거 동작은 여러 방법으로 구현될 수 있다. 도 7에 도시된 예시적인 실시예는 제한적 목적이 아니라 오히려 설명을 위한 목적으로 제공된 것이다. 상관성 제거기(402)는 x에 대한 Ax = y 계(system)를 효율적으로 해결한다. 이렇게하는 하나의 방법은 벡터 y에 A^-1을 곱하는 것이며, 이는 매트릭스 승산 연산이다. 도 7에서 이러한 연산은 행렬 승산기(700)에서 구현된다. 행렬 승산에는 상관치 x 및 행렬 M이 제공되어 곱 Mx를 형성한다. 행렬 M 은 A^-1이 될 수도 있으며, 이 A^-1은 미리 계산되어 여러 채널 탭 위치(channel tap locations)와 기호 시퀀스로 저장될 수 있다. Ax = y를 풀기 위한 다른 방법은 가우스 소거법을 포함한 여러 방법이 있을 수 있으며, 이러한 방법들은 모두 본 발명에 의해 숙고 되었다.

일부 응용에서는 정보 기호 주기(information symbol periods)간에 간섭이 도입되지 않도록 채널 트랙커에 의해 사용된 상관치를 줄이는 것이 바람직할 수도 있다. 예를들어 d = 1이라면 디스프레딩 상관(despreading correlation)은 전체 시퀀스 s(0) 내지 s(N-1) 보다는 오히려 부분적 시퀀스 s(1) 내지 s(N-2)에만 상관될 수 있다.

이상 설명한 예시적인 실시예들은 본 발명을 제한하기 보다는 오히려 모든 점에서의 예시를 위한 것이다. 따라서 본 발명은 여러 변형 실시예로의 상세한 구현이 가능하며, 당업자라면 본 명세서에 설명된 설명으로부터 이러한 실시를 유도할 수 있을 것이다. 이러한 변형 실시예 및 수정은 첨부된 청구범위에서 정의되는 바와 같은 본 발명의 범위와 취지내에 있는 것이다.

Claims (9)

1. 정보 기호의 시퀀스(a sequence of information symbols)를 통신하기 위한 확산 스펙트럼 무선 통신 시스템에 있어서,

   안테나를 이용하여 신호를 수신하기 위한 신호 수신 수단;

   상기 수신된 신호를 처리하여 이 수신된 신호와 기지의 기호 시퀀스(known signature sequence)간의 상관치(correlations)를 발생시키는 신호 처리 수단;

   상기 상관치를 상관성 제거하여 상관치간 간섭(intercorrelation interference)을 제거하므로써 상관성이 제거된 값(decorrelated values)을 발생시키는 상관성 제거 수단;

   상기 상관성이 제거된 값을 이용하여 채널 탭 계수를 개산하기 위한 개산 수단; 및

   상기 상관치와 상기 채널 탭 계수 개산치를 이용하여 상기 정보 기호를 검출하기 위한 검출 수단을

   구비하는 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 무선 통신 시스템.
2. 제1항에 있어서, 상기 상관성 제거 수단은 자동 상관 함수값을 포함하는 행렬과 상기 상관치를 포함하는 벡터를 승산하기 위한 행렬 승산기를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 무선 통신 시스템.
3. 기지의 기호 시퀀스를 갖는 수신된 데이터의 상관치를 발생시키는 확산 스펙트럼 무선 통신 수신기에 있어서,

   상기 상관치를 상관성 제거하여 상관성이 제거된 값을 발생시키는 상관성 제거 수단과;

   상기 상관성이 제거된 값을 처리하여 채널 탭 계수 개산치를 발생시키기 위한 처리 수단을

   구비하는 채널 트랙커를 포함하는 것을 특징으로 확산 스펙트럼 통신 수신기.
4. 제3항에 있어서, 상기 상관성 제거 수단은 자동 상관 함수값을 포함하는 행렬과 상기 상관치를 포함하는 벡터를 승산하는 행렬 승산기를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 통신 수신기.
5. 데이터를 수신하고 이 수신된 데이터를 기호 시퀀스에 상관 처리하여 상관치를 발생시키는 상관기(correlator);

   상기 상관치에 기초하여 채널 탭 계수 개산치를 제공하기 위한 채널 개산 유닛(channel estimation unit);

   상기 채널 탭 계수 개산치를 상관성 제거시키기 위한 상관성 제거기; 및

   상기 상관성이 제거된 채널 탭 개산치를 이용하여 상기 상관치를 조합하는 검출기를

   포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
6. 수신된 확산 스펙트럼 통신 신호를 처리하기 위한 방법에 있어서,

   수신된 데이터를 기호 시퀀스에 상관시켜 상관치를 발생시키는 상관 단계;

   상기 상관치에 기초해서 탭 계수 개산치를 발생시키는 단계;

   상기 탭 계수 개산치를 이용하여 정보 기호를 판정하도록 상기 상관치를 조합하는 단계; 및

   조합에 앞서 상관치를 제거하여 레이간 간섭(inter-ray interference)을 감소시키는 단계를

   포함하는 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼 통신 신호를 처리하기 위한 방법.
7. 제6항에 있어서, 상기 상관치 제거 단계는 상기 탭 계수 개산치의 발생에 앞서 상기 상관치를 상관성 제거하여 상관성 제거된 값을 발생시키고, 이 상관성이 제거된 값을 이용하여 상기 탭 계수 개산치를 발생시키는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼 통신 신호를 처리하기 위한 방법.
8. 제6항에 있어서, 상기 상관치 제거 단계는 상기 채널 탭 계수 개산치를 생성하는 단계의 일 부분으로서 상관치를 상관성 제거하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼 통신 신호를 처리하기 위한 방법.
9. 제6항에 있어서, 상기 상관치 제거 단계는 상기 채널 탭 계수를 발생시키는 단계 이후에 상기 채널 탭 계수를 상관성 제거하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 수신된 확산 스펙트럼 통신 신호를 처리하기 위한 방법.