DE10141393C2

DE10141393C2 - Vorrichtung und Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem

Info

Publication number: DE10141393C2
Application number: DE2001141393
Authority: DE
Inventors: Juergen Vollmer
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2001-08-23
Filing date: 2001-08-23
Publication date: 2003-07-10
Anticipated expiration: 2021-08-24
Also published as: DE10141393A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum- Kommunikationssystem und insbesondere auf eine Kanalschätzung in einem Kommunikationssystem mit Codeunterteilungsvielfach zugriff (Code Division Multiple Access, CDMA).

Codeunterteilungsvielfachzugriffs-Kommunikationsverfahren (CDMA) werden insbesondere in zellularen Systemen wie z. B. Mobilfunksystemen als Verfahren für einen Kanalzugriff ge nutzt. Alternative Kanalzugriffsverfahren sind beispielsweise Frequenzunterteilungsvielfachzugriffs-Verfahren (FDMA) und Zeitunterteilungsvielfachzugriffs-Verfahren (Time Division Multiple Access, TDMA).

In CDMA-Kommunikationssystemen, wie es beispielsweise in UMTS-Kommunikationssystemen (Universal Mobile Telecommunica tion System) verwendet wird, wird ein schmalbandiges Signal mittels Code zu einem breitbandigen Signal gespreizt. Dies erfolgt dadurch, dass ein zu übertragender digitaler Daten strom nicht als Folge der Bitwerte 0 und 1 übertragen wird, sondern die digitalen Nutzdatenwerte 0 und 1 im Datenstrom einzeln durch eine Folge von N ebenfalls binären Symbolen, sogenannten Codechips oder Sub-Bits, repräsentiert werden. Die N-stellige Folge der Codechips für die 0 und die 1 ist dabei jeweils invertiert. Die gesamte Folge der Codechips wird dann letztlich übertragen. Resultat dieses Verfahrens ist jedoch, dass sich die benötigte Übertragungskapazität um den Faktor N (Spreizfaktor) erhöht. Dies wird dadurch ausgeglichen, dass jedem Teilnehmer das gesamte Frequenzspektrum zur Nutzung zur Verfügung steht.

Teilt man nun verschiedenen Stationen verschiedene Codes (d. h. spezielle Folgen von Codechips) zu, so kann ein breit bandiger Funkkanal eines Frequenzbandes zu einer Zeit mehr fach von diesen Stationen mit verschiedenen Codes genutzt werden. Die so erhaltenen Signale werden von den Sendern gleichzeitig im gleichen Frequenzband übertragen. Die Codier vorschriften werden dabei so gewählt, dass die Interferenzen am Sender trotz zeitgleicher Übertragung minimal bleiben.

Empfängerseitig erfolgt die Trennung durch Korrelationsanaly se des empfangenen Datenstroms der Codechips mit dem beim Empfänger bekannten Code. Auf diese Weise erhält man ein Kom munikationssystem mit verbesserter Ausnutzung der Kanalkapa zitäten (Bandbreiteneffizienz) und einer höheren Zuverlässig keit beim Handover.

Fig. 1 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß dem Stand der Technik, wie es beispielsweise aus der US 5,677,930 A bekannt ist. Hierbei wird einem Spreizer 102 ein Informationsdaten strom, der aus Informationssymbolen besteht, auf einen als Signatursequenz bekannten Datenstrom mit viel höherer Daten rate aufgeprägt, um eine gespreizte oder Übermittlungsdaten sequenz zu erzeugen. Die Periode bzw. das Zeitraster der Sig natursequenz belegt üblicherweise eine Datensymbolperiode, so dass jedes Datensymbol durch die gleiche N-Chip-Signatur sequenz gespreizt wird. Allgemein kann diese Signatursequenz durch reelle und imaginäre Zahlen dargestellt werden, wobei dies beim Senden eines Chipwertes auf der Trägerfrequenz (I- Kanal) oder auf einer 90° verschobenen Version der Trägerfrequenz (Q-Kanal) entsprechend erfolgt. In gleicher Weise kann die Signatursequenz ein zusammengesetztes Signal bzw. Compo sit aus multiplen Sequenzen sein.

Das gespreizte Signal wird anschließend auf einem Funkfre quenzträger in einem Modulator 104 moduliert. Falls die ge spreizten Datensymbole binär sind, dann wäre ein binäres Pha senverschiebungsverschlüsseln (Binary Phase-Shiftkeying, BPSK) eine geeignete Modulation. Das modulierte Signal wird zu einer Sendeantenne 106 für eine Übermittlung unter Verwen dung elektromagnetischer Wellen geführt. Am Empfänger sammelt eine Empfangsantenne 108 Signalenergie und leitet diese zu einem Funkempfänger 110, der die notwendige Verstärkung, Emp fangsfilterung und Mischungsbetriebsvorgänge bereitstellt, um das Funksignal in ein komplexes Basisbandsignal bzw. einen komplexen Datenstrom (I/Q) umzuwandeln, das aus Inphasen- (I) und Quadratur- (Q) Komponenten besteht. Diese Komponenten werden üblicherweise einmal pro Chip-Periode Tc abgetastet und können in einem nicht dargestellten Zwischenspeicher ge speichert werden.

In dem bekannten Spreizspektrum-Kommunikationssystem gemäß Fig. 1 werden anschließend die empfangenen Datenwerte bzw. der komplexe Datenstrom (I/Q) einem Korrelator 112 zugeführt, der die empfangenen Datenwerte mit der bekannten Signaturse quenz korreliert. Dieser Vorgang wird üblicherweise als Ent spreizen bezeichnet, da die Korrelation die gespreizten Da tenwerte kohärent zurück in einem Informationswert zusammen fasst, wenn der Korrelator mit einem Abbild des übermittelten Signals ausgerichtet ist. Die Korrelationen werden anschlie ßend zu einem Detektor 114 geführt, der daraus einen Rohda tenstrom RD bildet. Der Informationsdatenstrom wird aus RD von einem in Fig. 1 nicht dargestellten Decoder ermittelt.

Für die Erfassungsvorrichtung bzw. den Detektor 114 können beispielsweise sogenannte RAKE-Detektoren verwendet werden. Derartige Detektoren kombinieren die entspreizten Werte kohä rent, um die statistische Erfassungssignalleistung zu maxi mieren.

Gemäß Fig. 1 werden in bekannten Formen von kohärenter Er fassung die Leistungsfähigkeit durch die Güte der durch einen Kanalschätzer bzw. Kanalfolger 116 geschätzten Kanalkoeffi zienten (Kanalimpulsantwort) beschränkt.

Zur Verbesserung einer derartigen Kanalschätzung wird in der Druckschrift US 5,677,930 A die Verwendung eines zusätzlichen Dekorrelators vorgeschlagen, der sich vor oder hinter einem bekannten Kanalfolger befinden kann und eine Dekorrelation von Referenzsignalen vornimmt. Nachteilig ist jedoch hierbei, dass eine Pfadverzögerung im Zeitraster von jeweiligen Code chips erfolgen muss. Eine Kanalschätzung in einem Subchip- Zeitrasterbereich und die dazu notwendigen Betrachtungen wer den darin jedoch nicht behandelt.

Weitere leistungsfähige Kanalschätzverfahren in Mobilfunksys temen basieren auf der Korrelation einer bekannten Sequenz mit der entsprechenden empfangenen Sequenz. Bei den Standard schätzern wird dabei angenommen, dass die Sequenzen zu ihren verschobenen Versionen exakt orthogonal ist. Diese Annahme ist aber in der Praxis nur Näherungsweise erfüllt und daher führt eine Dekorrelation zu Verbesserungen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Vorrich tung und ein Verfahren zur verbesserten Kanalschätzung in ei nem Spreizspektrum-Kommunikationssystem zu schaffen.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe hinsichtlich der Vorrich tung durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 und hinsicht lich des Verfahrens durch die Maßnahmen des Patentanspruchs 8 gelöst.

Insbesondere durch die Verwendung eines Datenstromsplitters zum Aufteilen des komplexen Datenstroms in eine bekannte Da tensequenz und eine unbekannte Datensequenz, wobei der Kanal schätzer einen Subchip-Kanalschätzer zum Durchführen einer Subchip-Kanalschätzung in Abhängigkeit von der bekannten Da tensequenz und des im Sender und Empfänger verwendeten Sende- bzw. Empfangsfilters umfasst, erhält man insbesondere bei Pfadverzögerun gen in einem Subchip-Zeitbereich verbessert abgeschätzte Ka nalkoeffizienten.

Insbesondere durch Kombination des verwendeten Sendefilters und des verwendeten Empfangsfilters, die sich beispielsweise durch eine Faltung von "raised cosine" Filtern ergibt, kann eine Subchip- Kanalschätzung realisiert werden. Vorzugsweise wird hierbei mittels einer Faltungsvorrichtung ein Referenzsignal in Ab hängigkeit von einem Signal der bekannten Datensequenz und einem Signal des gefalteten Sende- und Empfangsfilters erzeugt und einem Korrelator zum Durchführen einer Korrelation mit dem empfangenen Eingangssignal, das einer empfangenen bekannten Datensequenz entspricht, zugeführt.

Zur weiteren Verbesserung kann eine Schätzwert-Verbesserungs vorrichtung das vom Korrelator ausgegebene Signal weiter verbessern, wodurch verbesserte Kanalkoeffizienten erzeugt werden.

Ferner kann in einem Interpolator/Dezimator eine jeweilige Abtastrate der bekannten Datensequenz erhöht werden und diese einem Grob-Kanalschätzer zum Erzeugen von Grobschätzwerten einer jeweiligen Pfadverzögerung zugeführt werden, wodurch sich die Subchip-Kanalschätzung weiter verbessern lässt.

In den weiteren Unteransprüchen sind weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand von Ausführungsbei spielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.

Es zeigen:

Fig. 1 eine vereinfachte Blockdarstellung eines Spreiz spektrum-Kommunikationssystems gemäß dem Stand der Technik;

Fig. 2 eine vereinfachte Darstellung eines komplexen Da tenstroms vor der Modulation im Sender;

Fig. 3 eine vereinfachte Teil-Blockdarstellung eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel;

Fig. 4 eine vereinfachte Blockdarstellung des in Fig. 3 dargestellten Subchip-Kanalschätzers;

Fig. 5 eine vereinfachte Teil-Blockdarstellung eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel; und

Fig. 6 eine vereinfachte Blockdarstellung des Subchip- Kanalschätzers gemäß Fig. 5.

Die nachfolgende Beschreibung der vorliegenden Erfindung ba siert in wesentlichen Teilen auf einem Spreizspektrum- Kommunikationssystem gemäß Fig. 1, weshalb auf eine wieder holte Beschreibung gleicher oder entsprechender Teile nach folgend verzichtet wird. Genauer gesagt werden lediglich die erfindungsgemäßen Blöcke des Spreizspektrum-Kommunikations systems beschrieben, die alternativ oder zusätzlich nach dem in Fig. 1 dargestellten Funkempfänger 110 verwendet werden können und als Eingangssignal einen komplexen Datenstrom ei nes I/Q-Signals erhalten.

Fig. 2 zeigt eine vereinfachte Darstellung eines zu senden den Signals vor der Modulation, das im Wesentlichen aus einer bekannten Datensequenz BS und einer unbekannten Datensequenz DS besteht. Erfindungsgemäß wird in dem vorliegenden CDMA- System (Code Division Multiplex Access) auf der Grundlage ei ner bekannten Datensequenz BS die komplexwertige Kanalimpuls antwort geschätzt, die sich durch die Mehrwegausbreitung er gibt.

Derartige bekannte Datensequenzen BS sind beispielsweise in einem UTRA-FDD-System (UTRA, UMTS Terrestrial Radio Access) beispielsweise ein "Pilot"-Signal oder in einem UTRA-TDD- System ein "midamble"-Signal bzw. -Sequenz. In gleicher Weise können auch bekannte Sequenzen von TD-SCDMA-Systemen verwen det werden.

Fig. 3 zeigt eine vereinfachte Teil-Blockdarstellung eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß einem ersten Aus führungsbeispiel, wie es beispielsweise nach bzw. hinter dem Funkempfänger 110 gemäß Fig. 1 verwendet werden kann. Der komplexe Datenstrom mit seinen Inphasen- (I) und Quadratur- (Q) Komponenten wird hierbei in einem Zeitraster bzw. einer Abtastperiode Ta des komplexen Eingangssignals I/Q einem Da tenstromfilter bzw. sogenannten Burstsplitter 200 zum Auftei len des komplexen Datenstroms I/Q in eine aus der bekannten Datensequenz BS durch den Kanal erzeugte empfangene Datense quenz EBS und eine aus der unbekannten Datensequenz DS durch den Kanal erzeugte empfangene Datensequenz EDS mit der Ab tastrate 1/Ta aufgeteilt. Anschließend wird die empfangene bekannte Datensequenz EBS einem Subchip-Kanalschätzer 210 zu geführt, der eine Subchip-Kanalschätzung in Abhängigkeit von der bekannten Datensequenz BS und den jeweils verwendeten Sende- und Empfangsfiltern des Kommunikationssystems in einem gegenüber einem Codechip-Zeitraster Tc kleineren Zeitraster Ta durchführt.

Genauer gesagt wird im Gegensatz zu dem in US 5,677,930 A be schriebenen Verfahren erfindungsgemäß nicht unter Verwendung des komplexen Datenstroms sondern in Abhängigkeit des bekann ten Teils des komplexen Datenstroms eine Schätzung der Kanal koeffizienten durchgeführt. Unter Verwendung der Kenntnis der im Modulator 104 des Senders und im Funkempfänger 110 des Empfängers verwendeten Sende- und Empfangsfilter können die Schätzwerte für die Kanalkoeffizienten auch in einem Sub chip-Zeitbereich durchgeführt werden, wobei die Berücksichti gung der Autokorrelationsfunktion der bekannten Sequenz im Vergleich zu anderen Schätzverfahren in einer verbesserten Kanalschätzung resultiert.

Diese verbesserten Schätzwerte werden gemäß Fig. 2 mit einer Abtastrate von 1/Ta einer Erfassungsvorrichtung 114 zu geführt, die einem herkömmlichen Detektor entspricht, wie beispielsweise einem RAKE-Detektor zum Erfassen der Informa tionssymbole aus der unbekannten empfangenen Datensequenz EDS. Der erfasste Rohdatenstrom RD liegt anschließend wieder in einer Abtastzeitrate 1/Tc vor, wobei Tc die Zeitdauer ei nes Codechips darstellt.

Fig. 4 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung zur Veran schaulichung des Subchip-Kanalschätzers 210 gemäß Fig. 3, wobei gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Elemente bzw. Signale bezeichnen und auf eine wiederholte Beschreibung nachfolgend verzichtet wird.

Gemäß Fig. 4 wird in einer Speichervorrichtung 211 eine bei der Subchip-Kanalschätzung zu verwendende bekannte Datense quenz BS gespeichert. Die bekannte Datensequenz BS wird hier bei in einer Faltungsvorrichtung 213 mit einem Signal rc der jeweils verwendeten Sende- und Empfangsfilter 212 gefaltet, wobei diese Signale in einem Zeitraster T oder dem Zeitraster Tc für die Codechips verarbeitet werden können. Das Zeitras ter Tc entspricht üblicherweise einem ganzzahligen Vielfachen des Zeitrasters T, wie nachfolgend im Einzelnen beschrieben wird. Ein durch die Faltungsvorrichtung 213 erzeugtes Refe renzsignal u wird anschließend einem Subchip-Korrelator 214 zum Erzeugen eines Korrelatorausgangssignals x in Abhängig keit von einem empfangenen Eingangssignal r erzeugt, das der empfangenen bekannten Datensequenz EBS bei der Abtastrate von beispielsweise 1/Ta entspricht. Wie bekannt kann das Signal u auch vorab berechnet und gespeichert werden. In diesem Fall werden die Blöcke 211, 212 und 213 durch einen Speicher für das Referenzsignal u ersetzt.

Zur Verbesserung des Korrelatorausgangssignals x wird in ei ner Schätzwert-Verbesserungsvorrichtung 215 die Dekorrelation der im Signal x vorliegenden ersten Kanalschätzung durchge führt, wodurch man schließlich die verbesserten Kanalkoeffi zienten erhält, die der Erfassungsvorrichtung bzw. dem De tektor 114 als Eingangssignal zugeführt werden.

Nachfolgend werden die jeweiligen Funktionsabläufe der vor stehend beschriebenen Blöcke an Hand eines CDMA-Kommuni kationssystems, wie es beispielsweise im UMTS zur Schätzung der Kanalimpulsantwort verwendet wird, beschrieben.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird zur Schätzung der Ka nalimpulsantwort periodisch eine bekannte Datensequenz BS der Länge N im Codechip-Zeitraster Tc gesendet. Sendeseitig wird hierbei beispielsweise ein sogenannter rrc-Sendefilter (route raised cosine) verwendet, wodurch sich das für die bekannte Datensequenz BS an der Sendeantenne 106 hervorgerufene Signal e(t) ergibt:

wobei s das Signal der bekannten Bitsequenz BS und n einen Zählerindex des verwendeten Zeitrasters Tc darstellt.

Der Multipfadkanal mit seinen P Kanalpfaden kann durch die komplexen Kanalkoeffizienten c(p) und die zugehörigen Pfad verzögerungen T_d(p) beschrieben werden. Unter Einbeziehung des rrc-Empfangsfilters, der sich üblicherweise im Funkemp fänger 110 befindet, und des Kanalrauschens n₀(t), das bei der Übertragung von der Sendeantenne 106 zur Empfangsantenne 108 eingebracht wird, berechnet sich das am Subchip- Kanalschätzer 210 anliegende Empfangssignal r als

Das in Gleichung (2) verwendete und mit rc bezeichnete Ny qist-Filter, das beispielsweise ein raised cosine Filter dar stellt, ergibt sich aus einer Faltung des rrc Sende- und Empfangsfilters:

rc(t) = rrc(t).rrc(t) (3).

Die Summe in der geschweiften Klammer wird im Folgenden durch

substituiert. Das Signal u(t) ist hierbei das Referenzsignal, das man über einen idealen Kanal empfangen würde. Das Emp fangssignal ist demnach die Faltung von u(t) mit der Kanalim pulsantwort plus dem Kanalrauschen n₀(t).

Das nachfolgend beschriebene Verfahren dient zur Schätzung der Kanalkoeffizienten c(p) unter der Voraussetzung, dass die zugehörigen Pfadverzögerungen T_d(p) bekannt sind. Korreliert man jetzt im Subchip-Korrelator 214 gemäß Fig. 4 r(t) mit u(t) unter Vernachlässigung von n₀(t), so erhält man eine in den Kanalkoeffizienten c(p) lineare Gleichung x(t). Setzt man P verschiedene Werte in x(t) ein, so erhält man ein nach den Kanalkoeffizienten c(p) auflösbares Gleichungssystem, welches bei der Ermittlung von verbesserten Kanalkoeffizienten ver wendet werden kann.

Um ein Beispiel für x(t) anzugeben, werden nunmehr die im Zeitraster T abgetasteten Signale betrachtet. Zur Vereinfachung wird gefordert, dass sowohl das Codechip-Zeitraster Tc als auch die Pfadverzögerung T_d(p) ganzzahlige Vielfache von der Abtastperiode T sind, d. h.:

T_c = N_c.T ⇔ T = T_c/N_c mit N_c ∈ N. (5)

wobei Nc die Anzahl von Abtastungen pro Codechip bezeichnen. Ferner gilt:

T_d(p) = d(p).T mit d(p) ∈ N. (6)

wobei d(p) einen ganzzahligen Faktor bezeichnet, der angibt, bei welchen Vielfachen der Abtastperiode T der p-te Kanalpfad auftritt. Dabei wird angenommenen, dass die Abtastperiode T hinreichend klein ist, so dass eine Verschiebung der im rea len Kanal zu beliebigen Pfadverzögerungen auf den im Raster T nächstgelegen Wert keinen relevanten Fehler erzeugt.

In Abhängigkeit von den jeweils verwendeten Zeitrastern bzw. Abtastraten ergeben sich zwei mögliche Definitionen des Kor relationsausgangssignal x, die eine effektive Berechnung gemäß Gleichungen (7) und (8) erlauben:

Der Vorteil von Gleichung (7) ist hierbei, dass das der emp fangenen bekannten Datensequenz BS entsprechende empfangene Eingangssignal r nur im Raster Tc vorliegen muss, was in vie len realen Systemen gegeben ist. Der Wert K dient hierbei nur zur geeigneten Normierung der Gleichung, wobei die Grenzen der Korrelation N {k} je nach Übertragungsverfahren und Ab tastdauer geeignet zu wählen sind. In Gleichung (7) bezeich nen n und k Zählerindizes in den verschiedenen Summen, wäh rend d den Zählerindex bezeichnet, der für die Nummerierung der Kanalkoeffizienten und die zugehörigen Kanalverzögerungen notwendig ist. Üblicherweise wird das Korrelatorausgangssig nal x als Kreuzkorrelationssignal zwischen dem Signal r und dem Referenzsignal u bezeichnet.

Gemäß der zweiten Variante kann das Korrelatorausgangssignal x wie folgt berechnet werden:

Betrachtet man die zweite Zeile von Gleichung (8), so fallen hier insbesondere im Falle einer QPSK-Modulation (Quadratur Phase-Shiftkeying) sendeseitig alle Multiplikationen weg, da je nach Darstellung s(nT_c) = ±1 ± j oder s(nT_c) = j^K ist. Aller dings wird gemäß Gleichung (8) gefordert, dass das Eingangs signal R im Zeitraster T vorliegt.

Das einfachste nichttriviale Beispiel für ein derartiges Gleichungssystem ist der Fall P = 2, wobei P die Anzahl der Pfade des Übertragungskanals definiert. Das Korrelatoraus gangssignal x an den Zeitpunkten, an denen jeweils ein Sig nalpfad sich in Deckung mit dem Referenzsignal u befindet, d. h. wenn k = p(0) = 0 und k = p(1) in Gleichung (8), ergibt sich zu:

wobei C_u,u eine normierte Autokorrelationsfunktion des Refe renzsignals u bezeichnet. Wählt man für den Wert K die geeig nete Normierung oder Gleichung und setzt man:

in Gleichung (10) ein, so folgt:

Vorzugsweise handelt es sich bei C_u,u um die Autokorrelations funktion einer CDMA-Sequenz. Daher sind die Elemente in der Nebendiagonalen der Matrix A < 1 und damit existiert A^-1, wo durch sich der gesuchte Koeffizientenvektor bzw. die Kanalko effizienten ergeben:

c = A^-1.x (13).

Da die Anzahl der relevanten Pfade normalerweise klein ist (z. B. 3-9) ist, kann die Matrix A^-1 mit vertretbarem Aufwand berechnet werden und die Anzahl der normierten Autokorrelati on C_u,u erlaubt es, diese abzuspeichern. In gleicher Weise lassen sich die Kanalkoeffizienten auch für eine Pfadanzahl des Übertragungskanals T < 2 durchführen. Eine weitere Ver besserung des Verfahrens ist möglich, indem eine aktuelle Schätzung der Leistung bzw. der Autokorrelationsfunktion des Rauschsignals n₀(t) in der Matrix A berücksichtigt wird. Der artige Methoden, wie beispielsweise die des kleinsten Fehler quadrates, sind bekannt und werden daher hier nicht beschrie ben.

Fig. 5 zeigt eine vereinfachte Teil-Blockdarstellung eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems zur Veranschaulichung eines zweiten detaillierteren Ausführungsbeispiels, wobei gleiche Bezugszeichen gleiche oder entsprechende Elemente und Signale bezeichnen und auf eine wiederholte Beschreibung nachfolgend verzichtet wird.

Im Gegensatz zum ersten Ausführungsbeispiel wird gemäß Fig. 5 zusätzlich ein Interpolator/Dezimator 220 zum Erhöhen einer Abtastrate der bekannten Datensequenz BS und ein Grob-Kanal schätzer 230 zum Erzeugen von Grobschätzwerten einer Pfadver zögerung _d in Abhängigkeit von der bekannten Datensequenz mit der erhöhten Abtastrate 1/T verwendet. Gemäß Fig. 5 ist Ta die Abtastperiode des komplexen Eingangssignals I/Q, wobei Ta = Na.T gilt. Na ist hierbei eine ganze Zahl, die den Faktor zwischen der Abtastperiode T und der Abtastperiode Ta des Eingangssignals beschreibt. Für eine effiziente Realisie rung muss die Anzahl Nc der Abtastwerte pro Codechip ein ganzzahliges Vielfaches von Na sein. Die üblichsten Werte von Na sind Na = Nc, wodurch sich Ta = Tc ergibt, und Na = 1, wo durch sich Ta = T ergibt.

Im ersten Fall muss die Abtastrate vor der Subchip-Kanal schätzung im Interpolator/Dezimator 220 erhöht werden. Dies kann beispielsweise durch Einfügen von Nullen (Implementatio nen nach Gleichung (7)) oder durch eine echte Interpolation des Signals mit Hilfe des RC-Filters 212 geschehen, wobei in diesem Fall eine aufwendige Implementation nach Gleichung (8) notwendig ist. Ist im zweiten Fall Ta = T, so entfällt der Block Interpolator/Dezimator 220 und eine Realisierung nach Gleichung (8) ist günstig. Die in einem bekannten Grob- Kanalschätzer 230 ermittelten Grobschätzwerte der normierten Pfadverzögerung d werden anschließend einem Subchip- Kanalschätzer 210' zusätzlich zugeführt, wodurch sich eine weitere Verbesserung der Kanalschätzung ergibt.

Fig. 6 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung des Subchip- Kanalschätzers 210' gemäß Fig. 5, wobei gleiche Bezugszei chen gleiche oder entsprechende Elemente wie in Fig. 4 be zeichnen und auf eine wiederholte Beschreibung nachfolgend verzichtet wird.

Gemäß Fig. 6 werden demzufolge die vom Grob-Kanalschätzer 230 ermittelten Grobschätzwerte der Pfadverzögerung _d bzw. der normierten Pfadverzögerung d sowohl der Schätzwert- Verbesserungsvorrichtung 215 als auch der Vorrichtung zur Er zeugung des Referenzsignals u zugeführt. Die Grob- Kanalschätzung wird ohne eine Dekorrelation über das ganze mögliche Zeitintervall durchgeführt und dient zur Minimierung des Rechenaufwands. Das Zeitintervall ist durch die maximale Verzögerung von signifikanten Signalpfaden im gegebenen Mo bilfunksystem bestimmt. Die anschließende Subchip Kanalschätzung kann sich nun auf Verzögerungsintervalle um die _d herum beschränken, in denen die Grob-Kanalschätzung signifikante Werte d ergeben hat.

Wiederum werden die gleichen Verfahren wie in den vorbe schriebenen Gleichungen (1) bis (13) durchgeführt, wodurch sich eine verbesserte Kanalschätzung ergibt.

Die Erfindung wurde vorstehend an Hand eines CDMA- Kommunikationssystems beschrieben. Sie ist jedoch nicht dar auf beschränkt und umfasst in gleicher Weise alle weiteren drahtlosen und drahtgebundenen Spreizspektrum-Kommunikations system und andere Systeme, bei denen eine bekannte Sequenz gesendet wird. Für Spreizespektrum-Kommunikations-Systeme kann die Kanalschätzung auch aufgrund der empfangenen unbe kannten Datensequenzen durchgeführt werden, da die Spreizco des bekannt sind. In diesem Fall muss der Einfluss der Daten symbole wie in US 5,677,930 A mit Hilfe der vom Decoder detek tierten Symbole aus der empfangenen unbekannten Datensequenz herausgerechnet werden.

Claims

1. Vorrichtung zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum- Kommunikationssystem zum Übermitteln von Informationssymbolen mit:

a) einer Empfangsvorrichtung (108, 110) mit einem zu einem Sendefilter gehörigen Empfangsfilter zum Empfangen eines Spreizspektrumsignals und Ausgeben eines komplexen Daten stroms (I/Q);
b) einem Kanalschätzer zum Schätzen von Kanalkoeffizienten () unter Verwendung des komplexen Datenstroms (I/Q); und einer Erfassungsvorrichtung (114) zum Erfassen der Informati onssymbole unter Verwendung der geschätzten Kanalkoeffizien ten, gekennzeichnet durch
c) einen Datenstromsplitter (200) zum Aufteilen des komplexen Datenstroms (I/Q) in eine bekannte empfangene Datensequenz (EBS) und eine unbekannte empfangene Datensequenz (EDS), wo bei der Kanalschätzer (210) einen Subchip-Kanalschätzer (210) zum Durchführen einer Subchip-Kanalschätzung in Abhängigkeit von einer bekannten Datensequenz (BS) und des verwendeten Sendefilters und des verwendeten Empfangsfilters in einem gegenüber einem Co dechip-Zeitraster (Tc) kleineren Zeitraster (T; Ta) aufweist, wobei der Kanalschätzer (210) eine Faltungsvorrichtung (213) zum Erzeugen eines Referenzsignals (u) in Abhängigkeit von einem Signal (s), das der bekannten Datensequenz (BS) entspricht, und einem Signal (rc), das dem verwendeten Sendefilter und dem verwendeten Empfangsfilter entspricht, aufweist, und der Subchip-Kanalschätzer (210) einen Subchip-Korrelator (214) zum Erzeugen eines Korrelatorausgangssignals (x) in Ab hängigkeit von einem empfangenen Eingangssignal (r), das der empfangenen bekannten Datensequenz (EBS) entspricht, und dem Referenzsignal (u) aufweist.

2. Vorrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip- Kanalschätzung unter Verwendung eines kombinierten Sende- und Empfangsfilters (212) durchgeführt wird.

3. Vorrichtung nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der kombinierte Sende- und Empfangsfilter (212) einen Nyquist Filter, beispiels weise einen raised cosine Filter, aufweist.

4. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip- Schätzung unter Verwendung einer Faltung des Sende- und Emp fangsfilters (212) durchgeführt wird.

5. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch eine Schätzwert-Ver besserungsvorrichtung (215) zum Ausgeben von verbesserten Ka nalkoeffizienten () in Abhängigkeit von den Korrelatoraus gangssignalen (x).

6. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch einen Interpolator/Dezi mator (220) zum Erzeugen einer erhöhten Abtastrate (1/T) der bekannten empfangenen Datensequenz (EBS), und einem Grob-Kanalschätzer (230) zum Erzeugen von Grobschätz werten einer Pfadverzögerung (d) in Abhängigkeit von der be kannten empfangenen Datensequenz (EBS(1/T)) mit der erhöhten Abtastrate.

7. Vorrichtung nach Patentanspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Subchip- Kanalschätzer (210) die Subchip-Kanalschätzung ferner unter Verwendung der Grobschätzwerte einer jeweiligen Pfadverzöge rung (d) durchführt.

8. Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum- Kommunikationssystem zum Übermitteln von Informationssymbolen mit den Schritten:

a) Empfangen eines Spreizspektrumsignals unter Verwendung ei nes zu einem Sendefilter gehörigen Empfangsfilters und Ausge ben eines komplexen Datenstroms (I/Q);
Aufteilen des komplexen Datenstroms (I/Q) in eine bekannte empfangene Datensequenz (EBS) und eine unbekannte empfangene Datensequenz (EDS);
b) Durchführen einer Subchip-Kanalschätzung zum Schätzen von Kanalkoeffizienten () in Abhängigkeit von einer bekannten Datensequenz (BS) und des verwendeten Sendefilters und des verwendeten Empfangsfilters in einem gegenüber einem Codechip-Zeitraster (Tc) kleineren Zeitraster (T; Ta); und
c) Erfassen der Informationssymbole in der unbekannten emp fangenen Datensequenz (EDS) unter Verwendung der geschätzten Kanalkoeffizienten (),

wobei eine Faltung zum Erzeugen eines Referenzsignals (u) in Abhängigkeit von einem Signal (s) einer bekannten Datense quenz (BS) und einem Signal (rc) des verwendeten Sendefilters und des verwendeten Empfangsfilters durchgeführt wird und
eine Korrelation zum Erzeugen eines Korrelatorausgangssignals (x) in Abhängigkeit von einem empfangenen Eingangssignal (r), das der empfangenen bekannten Datensequenz (EBS) entspricht, und dem Referenzsignal (u) durchgeführt wird.

9. Verfahren nach Patentanspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip- Kanalschätzung unter Verwendung eines kombinierten Sende- und Empfangsfilters durchgeführt wird.

10. Verfahren nach Patentanspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der kombinierte Sende- und Empfangsfilter einen Nyquist Filter, beispielsweise einen raised cosine Filter, aufweist.

11. Verfahren nach einem der Patentansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip- Kanalschätzung unter Verwendung einer Faltung des Sende- und Empfangsfilters (212) durchgeführt wird.

12. Verfahren nach einem der Patentansprüche 8 bis 11, gekennzeichnet durch den weiteren Schritt:
Ausgeben von verbesserten Kanalkoeffizienten () in Abhängig keit von dem Korrelatorausgangssignal (x).

13. Verfahren nach einem der Patentansprüche 8 bis 12, gekennzeichnet durch die Schritte:

a) Durchführen einer Interpolation/Dezimierung zum Erzeugen einer erhöhten Abtastrate (1/T) der bekannten empfangenen Da tensequenz (EBS), und
b) Durchführen einer Grob-Kanalschätzung zum Erzeugen von Grobschätzwerten einer Pfadverzögerung (d) in Abhängigkeit von der bekannten empfangenen Datensequenz (EBS(1/T)) mit der erhöhten Abtastrate.

14. Verfahren nach Patentanspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip- Kanalschätzung ferner unter Verwendung der Grobschätzwerte einer jeweiligen Pfadverzögerung (d) durchgeführt wird.