KR102097130B1 - 비접촉 충전 시스템에 있어서 전기 차량 배터리의 충전을 제어하기 위한 방법 - Google Patents

비접촉 충전 시스템에 있어서 전기 차량 배터리의 충전을 제어하기 위한 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은, 비접촉 충전 시스템에 있어서 전기 구동 자동차 또는 하이브리드 차량의 배터리의 충전을 제어하기 위한 방법에 관한 것으로서, 여기에서, 인버터(12)가 뒤를 잇는 직류 전류원(11)을 포함하는 발전기(power generator; 10)는, 인덕터(ID1)를 포함하는 부하에 전력을 공급하고, 상기 부하는 상기 인버터와 직렬로 배치되며, 상기 제어 방법은, 제1 펄스폭 변조 명령 신호 및 제2 펄스폭 변조 명령 신호 각각의 상기 인버터(12)의 제1 스위칭 아암 및 제2 스위칭 아암으로의 전송에 의해, 부하 공진 주파수에 종속되는 작동 주파수(f)에서 상기 인버터(12)를 제어하는 단계를 포함하며, 상기 인버터의 공급 전류의 세기에 관하여 폐루프 조절이 수행되고, 공급 전류 설정값은 상기 직류 전류원에 의해 공급될 수 있는 최대 전류(Imax_dc)에 따라 한정되는 것을 특징으로 한다.

Description

비접촉 충전 시스템에 있어서 전기 차량 배터리의 충전을 제어하기 위한 방법{Method for controlling the charging of a battery of an electric vehicle in a non-contact charging system}
본 발명은 비접촉 충전 시스템에 있어서 전기 또는 하이브리드 구동 자동차의 배터리의 충전을 제어하기 위한 방법에 관한 것인바, 인버터가 뒤를 잇는 DC 전압원을 포함하는 유형의 발전기(power generator)는, 인덕터를 포함하는 부하에 전력을 공급하고, 상기 부하는 상기 인버터의 출력부(output)와 직렬로 연결되며, 상기 방법은, 제1 펄스폭 변조 명령 신호 및 제2 펄스폭 변조 명령 신호의 상기 인버터의 제1 스위칭 아암 및 제2 스위칭 아암(first and second switching arms)으로의 전송에 의해, 상기 인버터의 출력부에서의 부하 공진 주파수에 인접한 주파수에 종속되는 작동 주파수에서 상기 인버터를 제어하는 단계를 포함한다.
"비접촉" 시스템들로 불리는 자동차 배터리를 충전하기 위한 시스템들은 잘 알려져 있으며, 종래에는 한편으로는 전원(the mains)에 연결되는 인버터 발전기에 의해 전력이 공급되는 인덕터를 포함하는 에너지 이미터 단자(energy emitter terminal)로서 예를 들어 차량의 주차 공간의 바닥 위에 배치되는 에너지 이미터 단자를 포함하며, 다른 한편으로는 상기 인덕터 위에 위치되도록 설계된 에너지 리시버 단자(energy receiver terminal)로서 상기 차량 내에 배치되는 에너지 리시버 단자를 포함하는바, 상기 에너지 리시버 단자는 상기 인덕터와 상기 리시버 단자 사이의 유도 결합에 의한 에너지의 전달을 가능하게 함으로써 상기 차량의 배터리의 재충전을 가능하게 하기 위한 것이다.
이 시스템들의 이점은 종래의 유선 재충전 시스템들에 비한 이용의 편안함 및 인체 공학(ergonomics)에 있다. 그러나 이 비접촉 충전 시스템들은 배터리의 충전 국면(charging phase)의 효율의 하락을 피하기 위하여 상기 에너지 이미터 단자에 상대적인 상기 차량의 매우 정확한 위치선정을 요하는 단점을 가진다. 본 출원인의 명의로 된 프랑스 특허출원 FR2947113호에서도, 상기 에너지 이미터 단자에 대한 상기 차량의 위치선정에 관계없이, 상기 인덕터 및 상기 리시버 단자에 의해 구성되는 부하의 공진 주파수 값과 실질적으로 동일한 주파수에서 상기 발전기의 인버터 브리지를 제어함으로 구성되는 해결법을 제공하는 것이 상정(envisage)되었다. 상기 공진은 상기 리시버 단자 위에 자기장을 집중시킴으로써 효율을 증가시킨다. 따라서 상기 위치선정의 최적 효율 및 최대 허용오차가 얻어진다.
그러나 다른 단점들이 남아 있다. 특히, 전기 구동 차량들의 모터들에 동력을 주는 데에 이용되는 고전압 배터리들은 낮은 임피던스를 가진다. 또한, 상기 출원에서 상기 공진 주파수에 거의 도달되고 상기 배터리를 재충전하는 것이 추구되는 때에, 상기 발전기에 의해 보여지는 임피던스는 매우 낮아져서, 결과적으로 상기 인버터의 지속적인 파워 서플라이(power supply)로부터 얻어지는 전류는 매우 높은바, 상기 전류를 제어하기 위한 가능성이 없다. 그렇다면 상기 파워 서플라이는 거의 즉시 전류 포화 상태(state of current saturation)로 변화되는 위험이 있는바, 이는 종래에 절환(switchover)에 의해 상기 파워 서플라이의 "기본(default)" 모드로 시현(manifest)된다.
덧붙여 중간 레벨 및 낮은 레벨로 상기 배터리 안으로 주입되는 전력을, 특히 상기 배터리의 재충전 사이클의 끝을 향하여, 게다가 상기 이미터 단자와 상기 차량 사이의 상대적 위치선정이 무엇이든, 제어할 수 있는 것도 바람직하다.
이 맥락에서 본 발명의 목적은 전기 또는 하이브리드 차량의 배터리의 충전을 제어하기 위한 방법을 제안하는 것인바, 상기 방법은 이용가능한 파워 서플라이들의 실제적 제한들을 고려하는 동시에 정확한 방식으로 그 주입된 전력을 제어할 수 있다.
이 목적으로, 본 발명의 방법은 위의 도입부(introduction)에 제공된 일반적 정의(generic definition)에 따라 기본적으로, 폐루프 조절이 상기 인버터의 공급 전류의 세기(intensity)에 관해 수행되는 것, 상기 인버터의 상기 DC 전압원에 의해 공급될 수 있는 최대 전류에 따라 공급 전류 세기 설정값이 한정되는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 방법은 바람직하게 다음 특징들 중 하나 이상 또한 가진다:
- 상기 부하를 통과하는 전류는 상기 인버터의 출력부에서 측정되고, 그 측정된 전류는 상기 전류 설정값과 비교되고, 상기 측정된 전류가 상기 설정값과 상이하다면, 상기 인버터의 출력부에서의 부하를 통과하는 전류가 상기 설정값과 실질적으로 동일하도록 상기 인버터의 펄스폭 변조 명령 신호들이 적합화된다;
- 상기 공급 전류의 세기의 폐루프 조절은 상기 인버터의 제1 명령 신호 및 제2 명령 신호의 듀티 사이클을 적합화함으로써 구현된다;
- 상기 인버터의 제2 명령 신호는 상기 인버터의 제1 명령 신호의 신호의 보수인(complementary) 신호이다;
- 상기 공급 전류의 세기의 폐루프 조절은 상기 인버터의 제1 명령 신호와 제2 명령 신호 사이의 위상을 변화시킴으로써 구현된다;
- 상기 인버터에 의해 전송되는 전력의 폐루프 조절은, 상기 인버터의 공급 전압의 제어에 관하여 작용함으로써 동시에 구현되는바, 전력 설정값은 상기 배터리의 충전에 요구되는 한 건의 전력 정보에 따라 확립된다;
- 상기 배터리의 충전에 요구되는 상기 한 건의 전력 정보는, 배터리 충전 완료 전략에 따라 배터리 관리 컴퓨터에 의해 전송된다;
- 상기 인버터의 출력부에서의 상기 부하의 공진 주파수에 인접한 주파수에 대한 상기 인버터 작동 주파수의 종속(enslavement)은, 상기 인버터의 출력부에 전달되는 리플 공급 전압(ripple supply voltage)과 리플 공급 전류(ripple supply current) 사이의 위상차의 폐루프 조절을 수행함에 있는바, 상기 인버터 작동 주파수가 상기 출력부에서의 부하 공진 주파수의 값과 실질적으로 동일한 값에서 일정하게 유지되는 방식으로 위상차 설정값이 결정(determine)된다.
본 발명은 본 발명에 따른 방법을 수행하기 위한 하드웨어 및/또는 소프트웨어 수단을 포함하는 컴퓨터에 관한 것이기도 하다.
본 발명의 다른 특징들 및 장점들은, 첨부된 도면들을 참조하는, 전혀 한정적이지 않은 하기의 예시적인 설명으로부터 분명해질 것인바, 그 첨부된 도면들 중에서:
- 도 1은 전기 또는 하이브리드 차량 배터리를 위한 비접촉 충전 시스템으로 구현된 인버터 발전기의 개략도이다;
- 도 2는 상기 인버터가 공진 상태(at resonance)에 있는 때에 상기 인버터의 정류자들(commutators)의 PWM 제어(PWM control)의 0.5의 듀티 사이클에 대하여 상기 부하에 주입되는 전력의 형상이 도시된 그래프이다;
- 도 3은, 상기 인버터의 2개의 스위칭 아암들에 전송되는 제1 명령 신호 및 제2 명령 신호의 파형들로서, 도시된 예시에 따라 0.3과 같은 듀티 사이클을 가지는 파형들, 및 상기 인버터의 출력부에 인가되는 결과적 전압의 파형을 도시하는 그래프이다;
- 도 4는 상기 인버터의 정류자들의 PWM 제어의 0.3의 듀티 사이클에 대하여 주입되는 전력의 형상이 도시된 그래프이다;
- 도 5는 본 발명에 따른 방법을 수행하기 위한 충전 제어 장치의 회로도이다;
- 도 6은 본 발명에 따른 방법이 적용되는, 조절될 시스템이 도시되는 다이어그램이다.
도 1에는 펄스폭 변조 PWM 제어를 갖춘 인버터 발전기(10)의 종래의 다이어그램이 도시되는바, 상기 인버터 발전기(10)는 그 출력부와 직렬로 배치되는 부하를 공급(supply)하는 데에 이용된다. 상기 발전기(10)는 DC 전압원(11)을 포함하는바, 상기 DC 전압원(11)은, 예를 들어 230 V 전원 AC 전압(mains AC voltage)을 정류함으로써 형성되며, 진폭(Vdc)의, 조절되고 조절가능한 DC 공급 전압(E)을 인버터(12)에 제공한다. 이 인버터(12)는 IGBT 전력 트랜지스터들(절연 게이트 양극성 트랜지스터들(insulated gate bipolar transistor))과 같은 4개의 스위치들(T1 내지 T4)을 갖춘 브리지 구조(bridge structure)를 가지는바, 상기 인버터(12)의 2개의 스위칭 아암들(A 및 B)을 형성하는 트랜지스터들(T1-T3 및 T2-T4)은, 상기 DC 전압원(11)의 2개의 양의 단자 및 음의 단자 사이에 직렬로 연결된다.
특히 상기 발전기(10)에 대한 부하는 ID1로 표기되는 인덕터를 포함하는바, 상기 인덕터(ID1)는 캐패시터(미도시)와 직렬로 배치됨으로써 공진 회로를 형성하는 인덕터(L1)로서 간주될 수 있다. 상기 인덕터(ID1)는 상기 인버터(12)의 2개의 스위칭 아암들(A 및 B) 사이에 인버터(12)의 출력부에 연결됨으로써, 상기 인덕터(ID1)의 단자들 각각이 2개의 트랜지스터들에 의해 각각 상기 DC 전압원(11)의 2개의 양의 공급 단자 및 음의 공급 단자에 연결된다. 상기 인버터(12)의 출력부에서 상기 공진 회로에 의해 흡수되는 전력을 조절하기 위하여, 상기 트랜지스터들에 송신되는 PWM 유형의 명령 신호들을 발생시킬 수 있는 제어 회로(13)로써, 상기 트랜지스터들의 전도 및 부전도의 연속적인 사이클들의 주파수에 관하여 작용할 수 있는바, 이로써 기본적으로, 상기 인버터 작동 주파수로 불리는 주파수를 제어할 수 있게 되며, 이 주파수에서 상기 트랜지스터들이 전도(conduct) 및 차단(block)한다.
따라서, 상기 제어 회로(13)에 의해 방출(emit)되는 적절한 PWM 제어에 의해 트랜지스터들의 통과-차단 상태를 제어함으로써, AC 전압(V1)을 얻기 위하여 인덕터(inducer; ID1)의 단자들에서의 전압들을 고정할 수 있다. 상기 인버터(12)에 의해 상기 인덕터(ID1)에 전달되는 AC 전압(V1)은, 차량 내에 설치된 리시버 단자의 이차적 권선(secondary winding)(미도시) 내에 전류를 유도하는 데에 이용되는 자기장을 발생시킬 수 있게 하는바, 상기 이차적 권선은, 상기 배터리를 충전하기 위하여 정류 및 필터링 회로(rectifying and filtering circuit)에 연결된다. 상기 인덕터에 의해 흡수되는 충전 전류는 상기 인덕터에 인가되는 전압으로부터 귀결된다. 이 전류 및 상기 트랜지스터들의 제어는 상기 인버터(12)의 공급 전류(Idc), 다시 말하자면 상기 인버터(12)의 DC 전압원(11)으로부터 나오는 전류를 고정시킨다.
상기 인버터(12)는, 0.5와 동일한 PWM 듀티 사이클 프로파일(PWM duty cycle profile)을 가지는 명령 신호들에 의해 제어될 수 있으며, 직렬로 된 2개의 트랜지스터들의 제어 전극들은 정반대로(in opposition) 제어된다. 특히 명령 신호(PWMA)는 트랜지스터(T1)의 개방 및 폐쇄를 제어하는 반면, 컨트롤 로직(control logic)은, 상기 인버터의 전력원의 단락을 피하기 위하여 상기 신호(PWMA)를 반전(invert)시킴으로써 그리고 데드 타임(dead time)을 보장함으로써 트랜지스터(T3)의 명령 신호를 구성하도록 설계된다. 유사하게, 상기 인버터(12)의 제2 분기(second branch)에 관해서는, 상기 신호(PWMA)의 보수(complement)인 명령 신호(PWMB)가 트랜지스터(T2)의 개방 및 폐쇄를 제어하는 반면, 컨트롤 로직은 트랜지스터(T4)의 명령 신호를 구성하도록 설계된다.
상기 인버터(12)에 의해 상기 부하에 전송되는 전력은, 특히 상기 인버터(12)의 DC 공급 전압(E)의 진폭(Vdc), 상기 인덕터(ID1)에 인가되는 리플 공급 전압(V1), 및 상기 인버터(12)의 출력부에서 상기 인덕터(ID1)를 통하여 지나가는 전류의 세기(I1)에 의존적이다. 상기 공급 전압(E)의 주어진 진폭(Vdc)에 대하여, 상기 전송되는 전력은, 스위칭 주파수가 상기 부하 공진 주파수와 동일한 때에 최대(maximal)이다. 도 2에는 상기 인버터가 공진 상태에 있는 때에, 0.5의 듀티 사이클에 대한 상기 인버터의 PWM 제어 및 상기 전송되는 전력(P1)의 파형들이 도시된다. 상기 전송되는 전력은 전파 정류 사인파(full wave rectified sine)에 해당되고, 상기 부하를 통과하는 전류는 상기 전력과 정확하게 동일한 레이트(rate)를 가진다.
그렇다면 그 평균값들은 다음 방식으로 계산된다:
각각,
Figure 112015001865224-pct00001
,
Figure 112015001865224-pct00002
,
따라서 Pav는 상기 전송되는 전력에 해당되고,
Ppeak는 상기 전력의 최대값(피크값)에 해당되고,
Ipeak는 상기 전류의 최대값(피크값)에 해당되고,
Iav는 상기 인버터(12)의 DC 전압원(11)의 출력부에서의 공급 전류(Idc)의 평균값을 가리킨다.
본 발명에 따르면, 상기 인버터(12)는 더 이상 보수 계산되지 않은 PWM 명령 신호들로써 제어되지만, 작동 주기의 일부 동안에만 전력을 주입하기 위하여 상기 작동 주기에 걸쳐 상기 트랜지스터들의 전도 및 부전도의 주기들 사이의 비율에 영향을 끼치도록, 상이한 듀티 사이클 0.5를 가진다.
도 3에는 상기 인버터의 2개의 스위칭 아암들에 각각 전송되는 상기 제1 명령 신호(PWMA) 및 상기 제2 명령 신호(PWMB)의 파형들, 및 이것의 결과로서의 상기 인버터의 출력부에서 인가되는 전압(V1)의 파형이 도시되는바, 상기 제1 명령 신호(PWMA) 및 상기 제2 명령 신호(PWMB)는 0.5 미만의 듀티 사이클(도시된 예시에서는 0.3과 같음)을 가진다. 그렇다면 도 4에는, 0.5의 듀티 사이클에 대한 동일 명령 신호가 중첩(superpose)된 0.3의 듀티 사이클에 대한 명령 신호(PWMA)의 파형 및 이 0.3의 듀티 사이클에 대하여 상기 부하에 전송되는 전력의 파형이 도시된다.
또한 상기 인버터(12)의 공급 전압(E)의 주어진 진폭(Vdc)에 대하여, 상기 인버터(12)가 PWM 명령 신호들의 도움으로 제어된다면 그 듀티 사이클은:
Rc = 0.5.α, 여기에서 0<α<1.
따라서 상기 부하에 전송되는 평균 전력, 또는 상기 인버터의 DC 전압원으로부터 나오는 전류, 즉 상기 인버터의 출력부에서의 부하를 통하여 지나가는 평균 전류는 각각, 이때:
각각,
Figure 112015001865224-pct00003
,
Figure 112015001865224-pct00004
따라서, 제어된 전류(controlled current)로 불리는 평균 전류가 얻어진다. 따라서 0.5보다 낮은 듀티 사이클의 인가는 가상 변압기(virtual transformer)의 구현과 등가(equivalent)의 것인바, 상기 가상 변압기는 상기 인버터의 공급 전압의 실제로 인가되는 진폭(Vdc)을 감소시킬 것이며, 따라서 상기 전력의 보존으로 인하여 상기 공급 전류를 증가시킬 것이다. 따라서, 상기 인버터의 PWM 명령 신호들의 듀티 사이클에 작용함으로써, 상기 인버터의 DC 공급 전류의 제한을 초과하는 것이 가능하며, 따라서 상기 듀티 사이클에 의해, 상기 인버터의 공급 전압(E)의 진폭(Vdc)에 덧붙여 상기 시스템의 제어를 위한 추가 변수가 제공된다.
도 5에는 본 발명에 따른 방법을 수행할 수 있게 하는 충전 제어 장치의 회로도가 도시된다. 이 장치는 바닥(ground) 위의 이미터 단자에 존재하는 컴퓨터(20)의 형태로 구현되는바, 상기 컴퓨터(20)는 본 발명의 방법을 수행하기 위한 하드웨어 및/또는 소프트웨어 수단을 가진다. 도 6에 도시된, 조절될 시스템(30)은 발전기(10) 및 부하에 의해 형성되는바, 상기 발전기(10)는 상기 인버터(12)가 뒤를 잇는 DC 파워 서플라이(전압원(11))을 포함하고, 상기 부하는, 상기 바닥 위의 부분에 대해서는 인덕터(ID1)에 의해 형성되고, 차량에 내장된 다른 부분에 대해서는 리시버 단자에 의해 형성되는 상기 인버터(12)의 출력부와 직렬로 배치된다.
따라서 위에서 상세화된 원리들에 따르면, 상기 충전 제어 장치는, 상기 인버터(12)의 공급 전류(Idc)의 세기를 조절하기 위하여, 폐루프 구조에 따른 제1 루프(first loop)를 포함한다. 이 조절은, 바람직하게 상기 인버터(12)의 명령 신호들(PWMA 및 PWMB)의 듀티 사이클에 작용함으로써 수행된다. 이를 위하여, 상기 인버터(12)의 DC 서플라이는, 상기 인버터의 출력부에서의 상기 부하를 통과하는 리플 전류의 평균값(Idc_mod)에 해당되는 상기 공급 전류의 세기의 측정값(Idc_mes)을 상기 컴퓨터(20)에 전송할 수 있는바, 다시 말하자면, Idc_mod = Idc_mes이다. 전류 설정값(Imax_dc)은, 상기 DC 전압원(11)에 의해 제공될 수 있는 최대 전류값에 기초하여 상기 컴퓨터(20) 내에서 계산된다. 따라서 상기 공급 전류(Idc)를 조절하기 위한 루프는, 이 전류를 상기 DC 전압원으로부터 나올 수 있는 최대값으로 제한할 수 있게 한다. 이 조절은 예를 들어 보정자(corrector; C1(s)) 덕분에 구현될 수 있다. 상기 조절을 조절하기 위하여, 상기 인버터의 명령 신호들(PWMA 및 PWMB)의 듀티 사이클(Rc)을 0.5와는 상이한 값으로 변조할 수 있게 하는 파라미터(α)와 전류(Idc_mes) 사이의 전달 함수(G(s))를 알 필요가 있다. 달리 말하자면, 이것은, 0.5와 상이한 듀티 사이클에 의해 초래되는 이득 변조인 M이다. M은, 상기 전류가 도 2에 도시된 파형에 의해 보여지는 레이트(rate)를 가지는 때에, 상기 인버터의 출력부에서의 전류의 평균값을 계산함으로써 얻어진다.
Figure 112015001865224-pct00005
및 Rc=0.5α, 여기에서 0<α<1.
α와 전류 측정값(Idc_mes) 사이의 역학 관계(dynamics)는 무시된다. 상기 전달의 동적 부분(dynamic part)은, 전류 측정값(Idc_mes)에 저역-통과 필터(F(s))를 다음과 같이 더함으로써 도입(impose)된다:
Figure 112015001865224-pct00006
, 여기에서 ωc_ BO 는 rad/s 단위로 된 컷-오프 펄스이며, s는 라플라스 변수이다.
따라서 PI 유형(PI type)의 보정자가 다음과 같이 선택된다:
Figure 112015001865224-pct00007
Kp는 비례 이득(proportional gain)이고 Ki는 적분 이득(integral gain)이다.
이 이득들은 쉽게 조절될 수 있는바, 왜냐하면 제어될 시스템은 (M에 의해 정의되는) 알려진 이득, 및 (F(s)에 의해 정의되는) 알려진 역학 관계를 가지기 때문이다. 따라서 M 및 F(s)에 기초하여 Kp 및 Ki를 계산하기 위한 방법들은, 해석적 계산이 가능하기 때문에 해당 기술분야의 통상의 기술자에게 잘 알려져 있다.
따라서 이 제1 조절 루프 덕분에 전류(Idc)는, 상기 인버터의 DC 파워 서플라이에 의해 발생될 수 있는 최대 전류와 동일하게, 일정하도록 고정된다. 본 출원에서 "동일함"은 "실질적으로 동일함"을 의미하며, 상기 인버터의 파워 서플라이에 의해 발생될 수 있는 최대 전류의 평가(evaluation)는 이 값을 산출하기 위한 방법에 따라 달라진다.
변형례에서, 상기 공급 전류의 세기는, 위에서 설명된 바와 같이 상기 인버터의 명령 신호들(PWMA 및 PWMB)의 듀티 사이클을 적합화함으로써 조절되지만, 명령 신호(PWMB)는 상기 제1 명령 신호(PWMA)의 신호의 보수인(complementary) 신호이다.
다른 변형례에서, 인버터 브리지(12)는 0.5와 동일한 듀티 사이클들의 2개의 명령 신호들(PWMA 및 PWMB)에 의해 제어되지만 상기 인버터(12)의 명령 신호들(PWMA 및 PWMB) 사이의 위상은 변화됨으로써, 상기 인버터의 공급 전류는 설정값(Imax_dc)에 종속된다.
덧붙여, 바닥(20) 위의 컴퓨터는 배터리 관리 컴퓨터로부터 전력 충전 요청을 수신할 수 있으며, 상기 전력 충전 요청은 요구되는 전력에 해당되는 충전 전력 설정값(P_cons)을 포함한다. 위에서 언급된 인버터의 DC 서플라이로부터 나오는 전류를 조절하기 위한 제1 루프가 상기 DC 전압원에 의해 제공될 수 있는 최대 전류의 값(Imax_dc)을 입력부에서 직접 수신하므로, 다음과 같이 상기 배터리를 충전하는 데에 요구되는 전력에 기초하여, 상기 인버터에 인가될 공급 전압 레벨 설정값(Vdc_cons)을 계산할 수 있다:
Figure 112015001865224-pct00008
이 제어 모드는 상승된 요구 전력들에 효율적으로 응답할 수 있게 하는바, 왜냐하면 그 제어 모드가 DC 전압원(Pmax_dc=Vdc_max x Imax_dc)에 의해 발생될 수 있는 최대 전력에 도달할 수 있게 하기 때문이다. 그와 대조적으로, 실제로는 그 제어 모드를 신뢰할 수 없는바, 왜냐하면 그 제어 모드에는 포화 없이 영구적으로 기능하도록 상기 인버터의 공급 전류(Idc)를 조절하기 위한 루프가 요구되기 때문이다. 특히 낮은 전력값들에서 전류(Imax_dc)에는 도달될 수 없다. 결과적으로, 그러한 전력 조절 모드는 상기 인버터에 의해 전송되는 전력의 정확한 제어를 구현하기에 적합하지 않은바, 특히, 배터리 충전의 완료를 제어하기 위한 전략들에 있어서 요구될 법한 낮은 전력값들에 있어서 그러하다.
또한, 충전 제어 장치는, 상기 인버터에 의해 실제 주입되는 전력의 레벨을 조절하기 위한 제2 폐루프 조절 루프를 더 포함할 수 있는바, 상기 제2 폐루프 조절 루프는 상기 공급 전류(Idc)를 조절하기 위한 제1 루프와 동시에 작용한다. 전력 설정값(P_cons)은 상기 배터리 관리 컴퓨터로부터 오고, 이 설정값은, 예를 들어 배터리 충전 완료를 위한 전략의 적용 범위 내에서 요구되는 전력 레벨에 따라 결정(determine)된다. 그 후 이 설정값은 상기 인버터에 의해 실제 전송되는 전력에 비교되고, 상기 실제 전송되는 전력은, 측정된 공급 전압(Vdc_mes) 및 측정된 공급 전류(Idc_mes)를 고려하여 상기 인버터의 DC 서플라이에 의해 상기 컴퓨터(20)로 반환되는 값들에 기초하여 계산된다.
예를 들어 상기 조절은 보정자(C2(s)) 덕분에 구현될 수 있는바, 상기 보정자(C2(s))는 상기 전송되는 전력의 정확한 조절을 보장할 수 있게 한다. 상기 조절을 조절하기 위하여, PI 유형의 제2 보정자(C2(s))가 합성되고, 이 합성은, 상기 인버터의 공급 전압의 측정값(Vdc_mes)과 그 공급 전압의 제어(control; Vdc_cons) 사이의 전달 함수(T(s))에 관한 지식에 기초한다.
또한, 제1 보정자(C1(s))는, 상기 인버터의 공급 전류의, 상기 인버터 발전기의 DC 전압원에 의해 제공될 수 있는 최대값으로의, 제어를 보장할 수 있게 하는 반면, 상기 제2 보정자(C2(s))는 상기 인버터 발전기에 의해 주입되는 전력의 정확한 조절을 보장할 수 있게 한다.
마지막으로, 상기 충전 제어 장치는, 폐루프 구조에 따른 제3 조절 루프를 포함하는바, 상기 제3 조절 루프는, 상기 인버터(12)에 의해 전달되는 리플 공급 전압(V1)의 주파수를 상기 인버터의 출력부에서의 부하 공진 주파수에 인접한 주파수로 종속(enslave)시키기 위하여, 위에서 설명되는 2개의 조절 루프들과 동시에 작용하며, 상기 인버터 작동 주파수(f)를 조절하는 데에 목표를 둔다. 이를 위하여, PI 유형의 제3 보정자(C3(s))가 합성되며, 상기 컴퓨터(20)에 의해 결정(determine)된 위상차 설정값(Cons_Phase)에 따른, 상기 인버터(12)의 출력부에서의 리플 공급 전류(I1)와 리플 공급 전압(V1) 사이의 위상차는 이 제3 조절 루프의 조절 파라미터로서 선택된다.
또한, 본 발명의 제어 방법은, 3개의 보정자들에 의하여 동시에 3개의 조절 기능들을 수행할 수 있게 하며, 이는, 상기 공급 전류를 제어하는 것, 중간 레벨 및 낮은 레벨을 포함하는 원하는 전력을 정확하게 주입하는 것, 및 시스템의 공진 상태에 머물게 하는 것을 각각 가능하게 한다.

Claims (9)

  1. 비접촉 충전 시스템에 있어서 전기 또는 하이브리드 구동 자동차의 배터리의 충전을 제어하기 위한 방법으로서, 인버터(12)가 뒤를 잇는 DC 전압원(11)을 포함하는 유형의 발전기(power generator; 10)는, 인덕터(ID1)를 포함하는 부하에 전력을 공급하고, 상기 부하는 상기 인버터(12)의 출력부(output)와 직렬로 연결되며, 상기 방법은, 제1 펄스폭 변조 명령 신호(PWMA) 및 제2 펄스폭 변조 명령 신호(PWMB)각각의 상기 인버터(12)의 제1 스위칭 아암(A) 및 제2 스위칭 아암(B)으로의 전송에 의해, 상기 인버터(12)의 출력부에서의 부하 공진 주파수에 인접한 주파수에 종속되는 작동 주파수(f)에서 상기 인버터(12)를 제어하는 단계를 포함하며,
    상기 방법은:
    - 상기 인버터(12)의 공급 전류의 세기(intensity)의 폐루프 조절이 수행되는바, 공급 전류 세기 설정값(Imax_dc)은 상기 발전기(10)의 상기 DC 전압원(11)에 의해 제공될 수 있는 최대 전류와 동일하게, 일정하도록 고정되고,
    - 상기 인버터(12)에 의해 전송되는 전력의 폐루프 조절이 상기 인버터(12)의 공급 전압(Vdc_cons)의 제어에 작용함으로써 동시에 수행되는바, 전력 설정값(P_cons)은 상기 배터리의 충전에 요구되는 한 건(a piece)의 전력 정보에 따라 확립되는 것을 특징으로 하는, 배터리 충전 제어 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 인버터(12)의 출력부에서 상기 부하를 통과하는 공급 전류(Idc_mes)가 측정되고, 측정된 상기 공급 전류(Idc_mes)는 상기 공급 전류 세기 설정값(Imax_dc)과 비교되고, 상기 측정된 전류(Idc_mes)가 상기 공급 전류 세기 설정값(Imax_dc)과 상이하면, 상기 인버터의 출력부에서의 부하를 통과하는 전류가 상기 공급 전류 세기 설정값(Imax_dc)과 실질적으로 동일하도록 상기 인버터(12)의 펄스폭 변조 명령 신호들(PWMA, PWMB)이 적합화되는 것을 특징으로 하는, 배터리 충전 제어 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 공급 전류의 세기의 폐루프 조절은 상기 인버터(12)의 상기 제1 펄스폭 변조 명령 신호(PWMA) 및 제2 펄스폭 변조 명령 신호(PWMB)의 듀티 사이클(duty cycle)을 적합화함으로써 수행되는 것을 특징으로 하는, 배터리 충전 제어 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 인버터(12)의 제2 펄스폭 변조 명령 신호(PWMB)는 상기 인버터의 제1 펄스폭 변조 명령 신호(PWMA)의 신호의 보수인(complementary) 신호인 것을 특징으로 하는, 배터리 충전 제어 방법.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 공급 전류의 세기의 폐루프 조절은 상기 인버터(12)의 상기 제1 펄스폭 변조 명령 신호(PWMA) 및 상기 제2 펄스폭 변조 명령 신호(PWMB) 사이의 위상(phase)을 변화시킴으로써 수행되는 것을 특징으로 하는, 배터리 충전 제어 방법.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 전력 설정값(P_cons)은 상기 인버터에 의해 실제 전송되는 전력과 비교되고, 상기 실제 전송된 전력은 상기 공급 전압의 측정값(Vdc_mes) 및 상기 공급 전류의 측정값(Idc_mes)에 기초하여 계산되는 것을 특징으로 하는, 배터리 충전 제어 방법.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 배터리의 충전에 요구되는 상기 한 건의 전력 정보는, 배터리 충전 완료 전략에 따라 배터리 관리 컴퓨터에 의해 전송되는 것을 특징으로 하는, 배터리 충전 제어 방법.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 인버터(12)의 출력부에서의 상기 부하의 공진 주파수에 인접한 주파수에 대한 상기 인버터(12) 작동 주파수(f)의 종속(enslavement)은, 상기 인버터(12)의 출력부에 전달되는 리플 공급 전압(ripple supply voltage; V1)과 리플 공급 전류(ripple supply current; I1) 사이의 위상차의 폐루프 조절을 수행함으로 구성되고, 상기 인버터(12)의 작동 주파수가 상기 출력부에서의 상기 부하의 공진 주파수의 값과 실질적으로 동일한 값에서 일정하도록 고정되는 방식으로 위상차 설정값(Cons_phase)이 결정(determine)되는 것을 특징으로 하는, 배터리 충전 제어 방법.
  9. 제1항 또는 제2항의 배터리 충전 제어 방법을 수행하기 위한 하드웨어 및/또는 소프트웨어 수단를 포함하는 것을 특징으로 하는, 컴퓨터.
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