JP2015532080A

JP2015532080A - 非接触充電システムにおける電気自動車の電池の充電を制御するための方法

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Publication number: JP2015532080A
Application number: JP2015517823A
Authority: JP
Inventors: サミュエルクレギュー，
Original assignee: Renault SAS
Current assignee: Renault SAS
Priority date: 2012-06-21
Filing date: 2013-06-11
Publication date: 2015-11-05
Also published as: US20150239353A1; KR102097130B1; EP2864150A1; EP2864150B1; KR20150028809A; WO2013190215A1; FR2992492B1; FR2992492A1

Abstract

本発明は、非接触充電システムにおける電気自動車またはハイブリッド駆動モータ自動車の、電池の充電を制御するための方法であって、インバータ（１２）が後に続くＤＣ直流源（１１）を備える発電機（１０）は、前記インバータと直列で配置されるインダクタ（ＩＤ１）を備える負荷を供給する方法であって、前記方法は、前記インバータの第１および第２のスイッチングアームへの、第１および第２のパルス幅変調指令信号それぞれの伝送により、前記負荷共振周波数に追随する動作周波数（ｆ）で、前記インバータ（１２）を制御するステップを含み、閉ループ調整が前記インバータの供給電流の強度で実行され、供給電流設定値は、前記直流源により供給することができる最大電流（Ｉｍａｘ＿ｄｃ）にしたがって画定されることを特徴とする方法に関する。【選択図】図５

Description

本発明は、非接触充電システムにおける、電気自動車またはハイブリッド駆動モータ自動車の、電池の充電を制御するための方法であって、インバータが後に続くＤＣ電圧源を備える種類の発電機は、インダクタを備える負荷を供給し、負荷は、インバータの出力と直列に接続される方法であって、インバータの第１および第２のスイッチングアームそれぞれへの、第１および第２のパルス幅変調指令信号の伝送により、インバータの出力で負荷共振周波数に近い周波数に追随する動作周波数で、インバータを制御するステップを含む方法に関する。

「非接触」システムといわれる、モータ自動車電池を充電するためのシステムがよく知られているが、それらのシステムは、従来、例えば自動車の駐車スペースの床面に配置されているシステムであって、主電源（ｍａｉｎｓ）に接続され、もう一方は、自動車内に配置されるインバータ発電機によって給電される、インダクタを備えるエネルギーエミッタ端子、およびインダクタとレシーバ端子との間の誘導結合によりエネルギー伝達を可能にし、その結果、自動車の電池の再充電を可能にするために、インダクタの上方に載置されるように設計されたエネルギーレシーバ端子を備える。

これらのシステムの利点は、従来の有線充電システムに比べ、使い心地がよいこと、および使用についての人間工学性にある。しかしながら、これらの非接触充電システムは、電池の充電段階の効率低下を回避するために、エネルギーエミッタ端子に対する、自動車の極めて正確な位置調整を必要とする欠点を有している。また、エネルギーエミッタ端子に対する自動車の位置調整に関係なく、インダクタおよびレシーバ端子により構成される、負荷の共振周波数の値と実質的に等しい周波数で発電機のインバータブリッジを制御することから構成される解決策を提供することが、本出願人の名で文献ＦＲ２９４７１１３において想定されている。共振は、レシーバ端子上に磁場を集中させることにより効率を高めることができる。それによって、位置調整の最適な効率および最大許容値が得られる。

しかしながら、さらなる欠点が残る。具体的には、電気駆動自動車のモータに電力供給するために使用される高電圧電池は、低インピーダンスを有する。また、本出願では、共振周波数にほぼ到達し、電池を再充電しようとすると、発電機から見たインピーダンスは非常に低くなり、その結果、インバータの連続的な電力供給から得られる電流は、制御される可能性のないまま非常に高くなる。電力供給は、次に、ほぼ瞬時に電力飽和状態に陥る危険にさらされるが、この電力飽和状態は、従来、電力供給の「デフォルト」モードへの切り替えによって明らかになる。

また、中レベルおよび低レベルで、具体的には、電池の再充電サイクルの終盤に向け、さらには、エミッタ端子と自動車との間の相対的な位置調整がどのようなものであろうと、電池に注入される電力を制御できることは望ましい。

このような背景において、本発明の目的は、電気自動車またはハイブリッド自動車の、電池の充電を制御するための方法であって、利用可能な電力供給の実際の制限を考慮しつつ、注入された電力を正確な手法で制御することができる方法を提案することである。

この目的のために、先の前書きで提供された一般的な定義による本発明の方法は、基本的に、閉ループ調整がインバータの供給電流の強度で実行され、供給電流強度設定値が前記インバータのＤＣ電圧源により供給できる最大電流に従って画定されることを特徴とする。

本発明による方法はまた、好ましくは、以下の特徴：
−前記負荷を通過する前記電流は、前記インバータの前記出力で測定され、前記測定された電流は、前記電流設定値と比較され、および前記測定された電流が前記設定値と異なる場合に、前記インバータの前記出力で前記負荷を通過する前記電流が前記設定値と実質的に等しくなるように、前記インバータの前記パルス幅変調指令信号が適合されること；
−前記供給電流の前記強度の前記閉ループ調整は、前記インバータの前記第１および第２の指令信号のデューティサイクルを適合することにより実施されること；
−前記インバータの前記第２の指令信号は、前記インバータの前記第１の指令信号を補完する信号であること；
−前記供給電流の前記強度の前記閉ループ調整は、前記インバータの前記第１の指令信号と前記第２の指令信号との間の位相を変えることにより実施されること；
−前記インバータにより伝送される電力の閉ループ調整は、前記インバータの供給電圧の制御に作用することにより同時に実施され、電力設定値は、電池の充電に必要な電力情報にしたがって確立されること；
−前記電池の前記充電に必要とされる前記電力情報は、電池充電完了ストラテジーによる電池監視コンピュータにより伝送されること；
−前記インバータの前記出力での前記負荷の前記共振周波数に近い周波数への前記インバータの前記動作周波数の追随は、前記インバータの前記出力で送出されるリップル供給電圧とリップル供給電流との間の位相差の閉ループ調整を実行することにあり、位相差設定値は、前記インバータの前記動作周波数が前記出力での前記負荷共振周波数と実質的に等しい値で一定に維持される方法で決定されること
のうちの１または複数を有する。

本発明はまた、本発明による方法を実行するためのハードウェア手段および／またはソフトウェア手段を備えるコンピュータに関連する。

本発明のさらなる特徴および利点は、添付図面を参照して、限定することを意図していない以下の例示的な説明から明らかになるであろう。

電気自動車電池又はハイブリッド自動車電池のための、非接触充電システムで実施されるインバータ発電機の概略図である。インバータの共振時に、インバータの整流子のＰＷＭ制御の０．５のデューティサイクルに対する負荷において注入される電力の割合を示すグラフである。示された例による、デューティサイクルが０．３に等しい状態でのインバータの２つのスイッチングアームそれぞれに伝送される第１および第２の指令信号の波形、ならびにインバータの出力において印加された、結果として得られた電圧の波形を示すグラフである。インバータの整流子のＰＷＭ制御の０．３のデューティサイクルに対して注入される電力の割合を示すグラフである。本発明による方法を実行するための充電制御デバイスの回路図である。本発明が適用される、調整されるシステムを示す図である。

図１は、出力と直列に配置された負荷を供給するために使用される、パルス幅変調ＰＷＭ制御を含む従来のインバータ発電機１０の図を示す。発電機１０は、例えば、２３０Ｖの電源交流電圧を整流することにより形成され、かつ振幅Ｖｄｃの調整されたおよび調整可能なＤＣ供給電圧Ｅをインバータ１２に供給する、ＤＣ電圧源１１を備える。このインバータ１２は、トランジスタＴ１−Ｔ３およびＴ２−Ｔ４がインバータ１２の２つのスイッチングアームＡおよびＢを形成する、ＩＧＢＴパワートランジスタ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などの、４つのスイッチＴ１からＴ４が、ＤＣ電圧源１１の正端子および負端子の２つの間で直列に接続されている、ブリッジ構造を有する。

発電機１０に対する負荷は、具体的には、コンデンサ（図示されず）と直列に配置されるインダクタＬ１と見なすことができる、ＩＤ１で示されるインダクタを備え、これにより共振回路が形成される。インダクタＩＤ１の各端子が２つのトランジスタによりそれぞれＤＣ電圧源１１の正の供給端子および負の供給端子の２つに接続されるように、インダクタＩＤ１は、インバータ１２のスイッチングアームＡおよびＢの２つの間で、インバータ１２の出力において接続される。インバータ１２の出力で共振回路によって吸収される電力を調整するために、トランジスタに送るためのＰＷＭ型の指令信号を生成することができる制御回路１３により、トランジスタの導通および非導通の連続サイクルの周波数に作用することができ、基本的には、トランジスタが導通および遮断を行うインバータの動作周波数といわれる周波数を制御することが可能になる。

トランジスタの通過−遮断状態を制御回路１３により放出された適切なＰＷＭ制御により制御することによって、ＡＣ電圧Ｖ１を得るために、電圧をインダクタＩＤ１の端子で固定することができる。インバータ１２によりインダクタＩＤ１に送出される交流電圧Ｖ１によって、電池を充電するために、自動車に搭載されるレシーバ端子の二次巻線（図示されず）であって、整流平滑回路に接続される当該二次巻線の電流を誘導するために使用される磁場を生成することができる。インダクタにより吸収される充電電流は、当該インダクタに印加された電圧から生じる。この電流およびトランジスタの制御は、インバータ１２の供給電流Ｉｄｃ、即ち、インバータ１２のＤＣ電圧源１１から得られる電流を固定する。

インバータ１２は、０．５に等しいＰＷＭデューティサイクルプロファイルを有する指令信号によって制御することができ、直列の２つのトランジスタの制御電極は、対向するように制御される。具体的には、指令信号ＰＷＭＡが、トランジスタＴ１の開閉を制御するのに対し、制御論理は、信号ＰＷＭＡを反転し、インバータの電源の短絡を回避するためにデッドタイムを確保することにより、トランジスタＴ３の指令信号を構築するように設計される。同様に、インバータ１２の第２の分岐に関して、信号ＰＷＭＡの補数である指令信号ＰＷＭＢが、トランジスタＴ２の開閉を制御するのに対し、制御論理は、トランジスタＴ４の指令信号を構築するように設計される。

インバータ１２により負荷に伝送される電力は、具体的には、インバータ１２のＤＣ供給電圧Ｅの振幅Ｖｄｃ、インダクタＩＤ１に印加されるリップル供給電圧、およびインバータ１２の出力におけるインダクタＩＤ１を流れる電流の強度Ｉ１に依存する。供給電圧Ｅの所与の振幅Ｖｄｃについて、伝送される電力は、スイッチング周波数が負荷振幅周波数に等しいときに最大である。図２は、インバータの共振時に、０．５のデューティサイクルに対するインバータのＰＷＭ制御の波形および伝送電力Ｐ１の波形を示す。伝送電力は、全波整流された正弦波に対応し、負荷を流れる電流は、電力と完全に同一の速度を有する。

次に、平均値が、以下の方法で計算される。

Ｐ_ａｖは、これにより伝達される電力に対応し、
Ｐ_ｐｅａｋは、電力の最大値（ピーク値）に対応し、
Ｉ_ｐｅａｋは、電流（ピーク値）の最大値に対応し、
Ｉ_ａｖは、インバータ１２のＤＣ電圧源１１の出力における供給電流Ｉｄｃの平均値を指す。

本発明によれば、インバータ１２は、端数期間中だけ電力を注入するために、動作期間にわたって、トランジスタの導通期間と非導通期間との間の割合に影響を与えるように、もはや補完されていないが異なるデューティサイクル０．５を有するＰＷＭ指令信号で制御される。

図３は、０．５未満（図示された例では０．３に等しい）のデューティサイクルを有し、この結果、インバータの出力において印加される電圧Ｖ１である、インバータの２つのスイッチングアームそれぞれに伝送される第１の指令信号ＰＷＭＡおよび第２の指令信号ＰＷＭＢの波形を示す。次に、図４は、０．５のデューティサイクルに対する同一の指令信号と重畳される、０．３のデューティサイクルに対する指令信号ＰＷＭＡの波形、およびこの０．３のデューティサイクルに対する負荷に伝送される電力の波形を示す。

また、インバータ１２の供給電圧Ｅの所与の振幅Ｖｄｃについて、これがＰＷＭ指令信号の補助を伴い制御される場合に、このデューティサイクルは、
Ｒｃ＝０．５．α、このとき、０＜α＜１である。

したがって、負荷に伝送される平均電力、またはそれぞれインバータのＤＣ電圧源から得られる電流、即ち、インバータの出力において負荷を流れる平均電流は、このとき、

である。

制御された電流といわれる平均電流は、このように取得される。０．５未満のデューティサイクルの適用は、したがってバーチャルトランスフォーマの実装に相当し、インバータの供給電圧の実際に適用される振幅Ｖｄｃを低減し、それゆえに節電のために供給電流Ｉｄｃを増加させるだろう。よって、インバータのＰＷＭ指令信号のデューティサイクルに作用することにより、インバータのＤＣ供給電流の限界を超えることが可能であり、デューティサイクルは、これに従い、インバータの供給電圧Ｅの振幅Ｖｄｃに加え、追加の変数をシステムの制御に提供する。

図５は、本発明による方法を実行することができる充電制御デバイスの回路図を示す。このデバイスは、本発明の方法を実行するために、ハードウェア手段および／またはソフトウェア手段を有する、地上のエミッタ端子に存在するコンピュータ２０の形態で実装される。図６に示される調整されるシステム３０は、インバータ１２が後に続くＤＣ電力供給（電圧源１１）を備える発電機１０、ならびに地上の一部分に対してインバータ１２の出力と直列に配置され、自動車に搭載されたもう１つの部分に対して配置されるインダクタＩＤ１、およびレシーバ端子により形成される負荷によって形成される。

したがって、先ほど説明された原理に従って、充電制御デバイスは、インバータ１２の供給電流Ｉｄｃの強度を調整するための、閉ループ構造による第１のループを備える。この調整は、好ましくは、インバータ１２の指令信号ＰＷＭＡおよびＰＷＭＢのデューティサイクルに作用することによって、実行される。この目的を達成するために、インバータ１２のＤＣ供給は、供給電流の強度の測定値Ｉｄｃ＿ｍｅｓをコンピュータ２０に伝送することができ、この測定値Ｉｄｃ＿ｍｅｓは、インバータの出力において負荷を流れるリップル電流の平均値Ｉｄｃ＿ｍｏｄに対応している。即ち、Ｉｄｃ＿ｍｏｄ＝Ｉｄｃ＿ｍｅｓである。電流設定値Ｉｍａｘ＿ｄｃは、ＤＣ電圧源１１によって供給することができる最大電流値に基づき、コンピュータ２０で計算される。したがって、供給電流Ｉｄｃを調整するためのループにより、この電流を、ＤＣ電圧源から得ることができる最大値に限定することができる。この調整は、例えば、コレクターＣ１（複数可）のおかげで実施することができる。この調整を実行するために、インバータの指令信号ＰＷＭＡおよびＰＷＭＢのデューティサイクルＲｃを０．５とは異なる値に変調することができるパラメータαと電流Ｉｄｃ＿ｍｅｓとの間の伝達関数Ｇ（複数可）を知ることが必要である。言い換えれば、これは、０．５とは異なるデューティサイクルによってもたらされる利得変調Ｍである。Ｍは、当該電流が図２で示された波形により示される速度を有するときに、インバータの出力において電流の平均値を計算することによって得られる。

αと電流測定Ｉｄｃ＿ｍｅｓとの間の動力（ｄｙｎａｍｉｃ）は、無視される。伝達の動的部分は、低域通過フィルタＦ（複数可）を電流測定Ｉｄｃ＿ｍｅｓに追加することによって与えられる。

ここで

はラジアン毎秒のカットオフパルス、かつｓはラプラス変数とする。

ゆえに、ＰＩタイプのコレクターは、以下のように選択される。

Ｋ_ｐは比例利得であり、Ｋ_ｉは積分利得である。

制御されるシステムが既知の利得（Ｍにより画定される）および既知の動力（Ｆ（複数可）により画定される）を有しているので、これらの利得は容易に調整される。したがって、ＭおよびＦ（複数可）に基づき、Ｋ_ｐおよびＫ_ｉを計算するための方法は、解析計算が可能であるので、当業者によく知られている。

つまり、この第１の調整ループのおかげで、電流Ｉｄｃは、一定になるように、即ち、インバータのＤＣ電力供給により生成することができる最大電流に等しくなるように、固定される。この出願において、「等しい」という用語は、「実質的に等しい」を意味しており、インバータの電力供給により生成することができる最大電流の評価は、この値を評価するための方法に従って変わる。

変形例では、供給電流の強度は、前述したように、インバータの指令信号ＰＷＭＡおよびＰＷＭＢのデューティサイクルを適合することにより調整されるが、指令信号ＰＷＭＢは、第１の指令信号ＰＷＭＡを補完する信号である。

さらなる変形例では、インバータブリッジ１２は、０．５に等しいデューティサイクルの２つの指令信号ＰＷＭＡおよびＰＷＭＢにより制御されるが、インバータ１２の指令信号ＰＷＭＡとＰＷＭＢとの間の位相は、インバータの供給電流が設定値Ｉｍａｘ＿ｄｃに追随するように、変えられる。

また、地上のコンピュータ２０は、必要な電力に対応する充電設定値Ｐ＿ｃｏｎｓを含む電力充電リクエストを、電池監視コンピュータから受信することができる。先述のインバータのＤＣ供給から得られる電流を調整するための第１のループが、入力時にＤＣ電圧源によって提供できる最大電流の値Ｉｍａｘ＿ｄｃを直接受け取るので、以下のように、電池を充電するために必要な電力に基づき、インバータに適用される供給電圧レベル設定値Ｖｄｃ＿ｃｏｎｓを計算することが可能である。

この制御モードによって、ＤＣ電圧源により生成することができる最大電力に到達することができる（Ｐｍａｘ＿ｄｃ＝Ｖｄｃ＿ｍａｘ × Ｉｍａｘ＿ｄｃ）ので、評価された必要な電力に有効に応答することができる。それとは対照的に、電力調整モードでは、飽和せずに持続的に機能するために、インバータの供給電流Ｉｄｃを調整するためのループを必要とするので、実際には信頼性がない。具体的には、低電力値で、電流Ｉｍａｘ＿ｄｃに到達することはできない。その結果、そのような電力調整モードは、インバータにより伝送される電力の正確な制御を、具体的には電池充電の完了を制御するためのストラテジーで必要とされる可能性が高い低電力値で、実施するのに適していない。

また、充電制御デバイスは、供給電流Ｉｄｃを調整するための第１のループと同時に作用する、インバータにより実際に注入される電力のレベルを調整するための、第２の閉ループ調整ループをさらに備える。電力設定値Ｐ＿ｃｏｎｓは、電池監視コンピュータからもたらされ、この設定値は、例えば、電池充電完了のためのストラテジー適用範囲内で必要な電力レベルに従って決定される。次に、この設定値は、測定された供給電圧Ｖｄｃ＿ｍｅｓおよび測定された供給電流Ｉｄｃ＿ｍｅｓについて、インバータのＤＣ供給によりコンピュータ２０に戻される値に基づき計算される、インバータにより実際に伝送される電力と比較される。

例えば、調整は、コレクターＣ２（複数可）のおかげで実施することができ、伝送された電力の正確な調整を保証することができる。調整を実行するために、ＰＩタイプの第２のコレクターＣ２（複数可）が合成され、この合成は、インバータの供給電圧Ｖｄｃ＿ｍｅｓの測定とその制御Ｖｄｃ＿ｃｏｎｓとの間の伝達関数Ｔ（複数可）の知識に基づいている。

また、第１のコレクターＣ１（複数可）によって、インバータ発電機のＤＣ電圧源により供給できる最大値への、インバータの供給電流の制御を保証することができる一方で、第２のコレクターＣ２（複数可）によって、インバータ発電機により注入される電力の正確な調整を保証することができる。

最後に、充電制御デバイスは、先述の２つの調整ループと同時に作用し、インバータ１２により送出されるリップル供給電圧Ｖ１の周波数を、インバータの出力において負荷共振周波数に近い周波数に追随させるために、インバータの動作周波数ｆを調整することを目的とした、閉ループ構造による第３の調整ループを備える。この目的を達成するために、ＰＩタイプの第３のコレクターＣ３（複数可）が合成され、コンピュータ２０により決定される位相差設定値Ｃｏｎｓ＿Ｐｈａｓｅによるインバータ１２の出力におけるリップル供給電圧Ｖ１とリップル供給電流Ｉ１との間の位相差が、この第３の調整ループの調整パラメータとして選択される。

また、本発明の制御方法は、それぞれが供給電流を制御し、中レベルおよび低レベルによることを含む所望の電力を正確に注入し、ならびにシステムの共振にとどまることを可能にする、３つのコレクターによって、３つの調整機能を同時に実行することを可能にする。

Claims

非接触充電システムにおける電気自動車またはハイブリッド駆動モータ自動車の、電池の充電を制御するための方法であって、インバータ（１２）が後に続くＤＣ電圧源（１１）を備える種類の発電機（１０）は、インダクタ（ＩＤ１）を備える負荷を供給し、前記負荷は前記インバータ（１２）の出力と直列に接続される方法であって、前記方法は、前記インバータ（１２）の第１のスイッチングアーム（Ａ）および第２のスイッチングアーム（Ｂ）それぞれへの、第１のパルス幅変調指令信号（ＰＷＭＡ）および第２のパルス幅変調指令信号（ＰＷＭＢ）の伝送により、前記インバータ（１２）の前記出力で、負荷共振周波数に近い周波数に追随する動作周波数（ｆ）で、前記インバータ（１２）を制御するステップを含み、前記方法は、
−前記インバータ（１２）の供給電流の強度の閉ループ調整が実行され、供給電流強度設定値（Ｉｍａｘ＿ｄｃ）が一定であるように、即ち、前記インバータ（１２）の前記ＤＣ電圧源（１１）により供給することができる最大電流に等しくなるように固定され、および
−前記インバータ（１２）により伝送される電力の閉ループ調整は、前記インバータ（１２）の供給電圧（Ｖｄｃ＿ｃｏｎｓ）の制御に作用することにより同時に実行され、電力設定値（Ｐ＿ｃｏｎｓ）は、前記電池の前記充電に必要な電力情報にしたがって確立されることを特徴とする方法。
前記インバータ（１２）の前記出力で前記負荷を通過する供給電流（Ｉｄｃ＿ｍｅｓ）が測定され、前記測定された供給電流（Ｉｄｃ＿ｍｅｓ）が前記電流設定値（Ｉｍａｘ＿ｄｃ）と比較され、および前記測定された電流（Ｉｄｃ＿ｍｅｓ）が前記設定値（Ｉｍａｘ＿ｄｃ）と異なる場合に、前記インバータの前記出力で前記負荷を通過する前記電流が前記設定値（Ｉｍａｘ＿ｄｃ）と実質的に等しくなるように、前記インバータ（１２）の前記パルス幅変調指令信号（ＰＷＭＡ、ＰＷＭＢ）が適合されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
前記供給電流の前記強度の前記閉ループ調整は、前記インバータ（１２）の前記第１の指令信号（ＰＷＭＡ）および前記第２の指令信号（ＰＷＭＢ）のデューティサイクルを適合することにより実行されることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
前記インバータ（１２）の前記第２の指令信号（ＰＷＭＢ）は、前記インバータの前記第１の指令信号（ＰＷＭＡ）を補完する信号であることを特徴とする、請求項３に記載の方法。
前記供給電流の前記強度の前記閉ループ調整は、前記インバータ（１２）の前記第１の指令信号（ＰＷＭＡ）と前記第２の指令信号（ＰＷＭＢ）との間の位相を変えることにより実行されることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
前記電力設定値（Ｐ＿ｃｏｎｓ）は、前記インバータにより実際に伝送される電力と比較され、前記実際に伝送される電力は、前記供給電圧（Ｖｄｃ＿ｍｅｓ）の前記測定値および前記供給電流（Ｉｄｃ＿ｍｅｓ）の前記測定値に基づき計算されることを特徴とする、請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
前記電池の前記充電に必要とされる前記電力情報は、電池充電完了ストラテジーにしたがって電池監視コンピュータにより伝送されることを特徴とする、請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。
前記インバータ（１２）の前記出力での前記負荷の前記共振周波数に近い周波数への前記インバータ（１２）の前記動作周波数（ｆ）の前記追随は、前記インバータ（１２）の前記出力で送出されるリップル供給電圧（Ｖ１）とリップル供給電流（Ｉ１）との間の位相差の閉ループ調整を実行することから構成され、位相差設定値（Ｃｏｎｓ＿ｐｈａｓｅ）は、前記インバータ（１２）の前記動作周波数が前記出力での前記負荷の前記共振周波数の値と実質的に等しい値で一定になるように固定される方法で決定されることを特徴とする、請求項１から７のいずれか一項に記載の方法。
請求項１から８のいずれか一項に記載の方法を実行するためのハードウェア手段および／またはソフトウェア手段を備えることを特徴とする、コンピュータ（２０）。