KR101831371B1 - Buck converter with a stabilized switching frequency - Google Patents

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Abstract

본 발명은, 스위칭가능한 벅-변환기의 일정한 스위칭 주파수 동작을 허용하기 위해, 로드 전류의 함수로서 인덕턴스를 갖는 비-선형 인덕터(25)를 포함하는 영 전압 스위칭 능력을 갖는 스위칭가능한 벅-변환기에 관한 것이다.The present invention relates to a switchable buck-converter having a zero voltage switching capability comprising a non-linear inductor (25) having an inductance as a function of load current, in order to allow a constant switching frequency operation of the switchable buck- will be.

Description

안정화된 스위칭 주파수를 갖는 벅 변환기{BUCK CONVERTER WITH A STABILIZED SWITCHING FREQUENCY}BUCK CONVERTER WITH A STABILIZED SWITCHING FREQUENCY WITH A STABLE SWITCHING FREQUENCY

본 발명은 안정화된 스위칭 주파수를 갖는 SBCM(sub-boundary conduction mode) 영 전압 스위칭 벅(buck) 변환기에 관한 것이다.The present invention relates to a sub-boundary conduction mode (SBCM) zero voltage switching buck converter with a stabilized switching frequency.

벅 전압 변환은, DC 전력 공급부로부터의 전력을 집적 회로의 로드 포인트들에 분산시키기 위해 집적 회로들에서 광범위하게 채택되어 왔다. 통상적으로, 벅 변환기는, 벅 변환기의 스위칭가능한 전력 스테이지를 드라이빙(drive)하는 펄스 폭 변조(PWM) 제어 회로에 의해 드라이빙된다. PWM 듀티 사이클(duty cycle)은 요구되는 전압 저감(reduction)을 수용하도록 설계된다.Buck voltage conversion has been widely adopted in integrated circuits to distribute the power from the DC power supply to the load points of the integrated circuit. Typically, the buck converter is driven by a pulse width modulation (PWM) control circuit that drives the switchable power stage of the buck converter. The PWM duty cycle is designed to accommodate the required voltage reduction.

도 1은, 개별적 하이-사이드(high-side) 제어부(17)를 갖는 하이-사이드 스위치(11), 개별적 로우-사이드 제어부(18)를 갖는 로우-사이드 스위치(12), 스위치 노드(13)에 접속되는 인덕터(15), 인덕터(15)에 접속되는 커패시터(16) 및 접지(14)를 포함하는 최신 기술 벅 변환기를 도시한다. 충전 페이즈에서, 하이-사이드 스위치(11)는 스위치 온(switch on)되고 로우-사이드 스위치(12)는 스위치 오프(switch off)된다. 커패시터(16)는 인덕터(15)를 통하여 충전된다. 방전 페이즈에서, 하이-사이드 스위치(11)는 스위치 오프되고 로우-사이드 스위치(12)는 스위치 온된다. 통상적으로, 스위치들은 MOSFET(metal-oxide semiconductor field effect transistor)들로 구현된다. 그러한 MOSFET들에서, 방전 페이즈로부터 충전 페이즈로 스위칭하는 경우 스위칭 손실들이 발생한다. 하이-사이드 MOSFET이 턴 온 되고 로우-사이드 MOSFET이 턴 오프됨에 따라, 로우-사이드 MOSFET의 바디(body) 다이오드가 자신의 역방향 회복 시간(reverse recovery time) 동안 쇼트(short) 회로로서 여겨지므로, 매우 큰 전류가 MOSFET 쌍을 통해 흐른다. 하이-사이드 MOSFET 출력 커패시턴스의 방전 및 로우-사이드 MOSFET에서의 역방향 회복으로 인해 다른 손실들이 발생한다. 스위칭 주파수 또는 입력 전압이 증가하는 경우 이러한 손실들이 증가된다. 이들 손실들을 극복하기 위해, 벅 변환기들에 대해 영 전압 스위칭이 채택되었다. 여전히 PWM 기반이지만, ZVS 동작을 허용하기 위해 PWM 타이밍에 별개의 페이즈가 부가된다. 이것은, 하이-사이드 MOSFET에 대한 스위칭에 앞서 큰 전류의 바디 도통을 제거하고, 하이-사이드 MOSFET의 드레인-소스 전압을 0으로 또는 0에 근접하게 하며, 어떠한 높은 전류 스파이크(spike)들 또는 데미징 링잉(damaging ringing)도 생성하지 않는다. 하이-사이드 MOSFET에 적용되는 영 전압 스케일링(scaling)은, 스위칭 온에서의 그에 대한 밀러(Miller) 효과를 제거하고, 더 작은 드라이버 및 더 낮은 게이트 드라이브의 사용을 허용한다. 부가되는 페이즈를 이용하여, 영 전압 스케일링이 클램프 스위치(19) 및 회로 공진에 의해 구현되어, 하이-사이드 MOSFET 및 동기의(synchronous) 로우-사이드 MOSFET을 소프트(soft) 스위칭으로 효율적이게 동작시킬 수도 있으며, 그 MOSFET들이 종래의 PWM 동작 및 타이밍 동안 발생시키는 손실들을 회피한다.1 shows a high-side switch 11 with a separate high-side control 17, a low-side switch 12 with an individual low-side control 18, a switch node 13, Inductor 15 connected to inductor 15, a capacitor 16 connected to inductor 15, and ground 14. In the charging phase, the high-side switch 11 is switched on and the low-side switch 12 is switched off. The capacitor 16 is charged through the inductor 15. In the discharging phase, the high-side switch 11 is switched off and the low-side switch 12 is switched on. Typically, the switches are implemented with MOSFETs (metal-oxide semiconductor field effect transistors). In such MOSFETs, switching losses occur when switching from the discharge phase to the charge phase. As the high-side MOSFET is turned on and the low-side MOSFET is turned off, the body diode of the low-side MOSFET is considered as a short circuit during its reverse recovery time, A large current flows through the MOSFET pair. Other losses occur due to the discharge of the high-side MOSFET output capacitance and the reverse recovery in the low-side MOSFET. These losses are increased when the switching frequency or the input voltage is increased. To overcome these losses, zero voltage switching has been adopted for the buck converters. Although still PWM-based, a separate phase is added to the PWM timing to allow ZVS operation. This eliminates the large current body conduction prior to switching to the high-side MOSFET, brings the drain-to-source voltage of the high-side MOSFET close to 0 or close to zero and allows any high current spikes or demagnetizing It also does not generate damaging ringing. Zero voltage scaling applied to high-side MOSFETs eliminates the Miller effect on it at switching-on and allows the use of smaller drivers and lower gate drives. With the added phase, zero voltage scaling can be implemented by clamp switch 19 and circuit resonance to efficiently operate the high-side MOSFET and the synchronous low-side MOSFET with soft switching And avoids the losses that the MOSFETs incur during conventional PWM operation and timing.

따라서, SBCM 벅 변환기는 종래의 하드 스위칭(hard switched) 시스템과 비교하여 0에 근접한 스위칭 손실들을 나타낸다. 이것은, 더 큰 스위칭 주파수에서의 동작 및 연관된 수동 컴포넌트들의 전반적인 사이즈 감소를 허용한다.Thus, the SBCM buck converter exhibits near zero switching losses as compared to conventional hard switched systems. This allows operation at larger switching frequencies and overall size reduction of the associated passive components.

그러나, 이러한 동작 모드는, 설명될 바와 같이, 로드 전류에 반비례하는 스위칭 주파수 또는 일정한 주파수 중 어느 하나, 및 최대 출력 전류의 적어도 두 배의 인덕터 리플(ripple) 전류를 요구한다.However, this mode of operation requires either an inductor ripple current at least twice the maximum output current, and either a switching frequency or a constant frequency inversely proportional to the load current, as will be described.

SBCM 벅 변환기 전체에 걸친 전력은 다음과 같이 표현될 수도 있다.The power across the SBCM buck converter may be expressed as:

Figure 112015110803340-pct00001
Figure 112015110803340-pct00001

여기서, V0는 출력 전압이고, I0는 출력 전류이고,

Figure 112015110803340-pct00002
및
Figure 112015110803340-pct00003
이고, L0는 출력 인덕터의 인덕턴스이고, fsw는 입력 전압이다.Where V 0 is the output voltage, I 0 is the output current,
Figure 112015110803340-pct00002
And
Figure 112015110803340-pct00003
L 0 is the inductance of the output inductor, and f sw is the input voltage.

수학식 (1)로부터, 주어진 출력 전압에 대한 전력 스루풋(throughput)은 출력 인덕터 전류

Figure 112015110803340-pct00004
의 절반에 비례함이 관측될 수 있다.From equation (1), the power throughput for a given output voltage depends on the output inductor current < RTI ID = 0.0 >
Figure 112015110803340-pct00004
Can be observed.

스위칭 주파수 fsw는 다음과 같이 표현될 수도 있다.The switching frequency f sw may be expressed as:

Figure 112015110803340-pct00005
Figure 112015110803340-pct00005

수학식 (2)로부터, 일정한 인덕턴스 L0에 대한 변하는 로드 전류에 대해, 스위칭 주파수는 도 2에 도시된 바와 같이, 변하는 로드 전류 I0에 반비례하게 변할 것임이 명백하다.From equation (2) it is evident that for a varying load current for a constant inductance L 0 , the switching frequency will vary inversely with the varying load current I 0 , as shown in FIG.

이러한 가변 주파수 동작은, 일정한 주파수 동작을 초래하는 2I0MAX의 인덕터 전류

Figure 112015110803340-pct00006
을 제공하도록 L0를 설계함으로써 어드레싱(address)된다. 그렇다면, 스위칭 주파수는 다음과 같이 표현될 수도 있다.This variable frequency operation is based on the inductor current of < RTI ID = 0.0 > 2I0MAX &
Figure 112015110803340-pct00006
A is addressed (address) by designing the L 0 to provide. If so, the switching frequency may be expressed as:

Figure 112015110803340-pct00007
Figure 112015110803340-pct00007

이러한 파형의 RMS(root mean squared) 컴포넌트는 다음에 의해 주어진다.The root mean squared (RMS) component of this waveform is given by

Figure 112015110803340-pct00008
Figure 112015110803340-pct00008

수학식 4는, 더 낮은 출력 전류들에서 수용가능하지 않은 손실들을 발생시키는 출력 전류 I0에 독립적인 인덕터 전류의 일정한 RMS 컴포넌트가 존재함을 도시한다.The equation (4) shows that the more the components of the constant RMS independent inductor current at the output current I 0 which generates the loss unacceptable at low output current.

따라서, 로드 전류에 반비례하는 스위칭 주파수 또는 일정한 주파수, 및 최대 출력 전류의 적어도 두 배의 인덕터 리플 전류의 전제조건(prerequisite)들은, 전반적인 성능의 중대한 제한일 수 있다.Thus, the switching frequency or constant frequency inversely proportional to the load current, and the prerequisites of the inductor ripple current, which is at least twice the maximum output current, can be a significant limitation of overall performance.

그러므로, 위에 언급된 문제점들을 극복하기 위한 솔루션이 요구된다. 구체적으로는, 일정한 스위칭 주파수로 동작하는 경우 현재 솔루션들과 비교하여 더 낮은 손실들을 갖는 솔루션이 요구된다.Therefore, a solution is needed to overcome the above mentioned problems. Specifically, a solution with lower losses compared to current solutions is required when operating at a constant switching frequency.

이러한 솔루션은 독립항들에 따른 벅-변환기를 이용하여 달성된다. 종속항들은 본 발명의 추가적인 양상들에 관한 것이다.This solution is achieved using a buck-converter according to the independent claims. Dependencies relate to additional aspects of the present invention.

본 발명은, 스위칭가능한 벅-변환기의 일정한 스위칭 주파수 동작을 허용하도록 설계된 (로드 전류의 함수로서) 인덕턴스를 갖는 비-선형 인덕터를 포함하는, 영 전압 스위칭 능력을 갖는 스위칭가능한 벅-변환기에 관한 것이다.The present invention relates to a switchable buck-converter with zero voltage switching capability, including a non-linear inductor with inductance (as a function of load current) designed to allow constant switching frequency operation of a switchable buck-converter .

근본적으로, 로드 전류 변화에 대해 일정한 스위칭 주파수 fsw를 유지하기 위해, 인덕턴스 L0는 로드 전류의 함수여야 한다. 로드 전류에 대한 이러한 변하는 인덕턴스는 비-선형 인덕터에 의해 달성된다.Essentially, in order to maintain a constant switching frequency fsw for a load current change, the inductance L 0 must be a function of the load current. This variable inductance to the load current is achieved by a non-linear inductor.

인덕터가 로드 전류의 함수로서 자신의 인덕턴스를 변경하는 경우, RMS 출력 전류는 다음과 같다.If the inductor changes its inductance as a function of load current, the RMS output current is:

Figure 112015110803340-pct00009
Figure 112015110803340-pct00009

수학식 5로부터, 인덕터 전류의 RMS 값은 로드 전류 I0에 비례함이 명백하며, 따라서, 손실들은 로드 전력에 비례한다. 그러므로, I0에 독립적인 어떠한 손실들도 발생하지 않는다.From Equation 5, RMS value of the inductor current will be readily apparent it is proportional to the load current I 0, thus, losses are proportional to the load power. Therefore, no losses independent of I 0 occur.

일정한 스위칭 동작을 허용하도록 설계된 비-선형 인덕턴스는, 동기식 정류기들로 사용되는 경우, 순방향(forward) 변환기들, 푸시 풀(push pull) 변환기들, 풀 앤 하프 브릿지(full and half bridge) 변환기들과 같은 벅 변환기의 모든 멤버(member)들 또는 파생물(derivative)들에 제공될 수도 있다.The non-linear inductance designed to allow a constant switching operation, when used as synchronous rectifiers, includes forward converters, push pull converters, full and half bridge converters, May be provided to all members or derivatives of the same buck converter.

스위칭가능한 벅 변환기는 하이-사이드 스위치 및 로우-사이드 스위치를 포함하는 스위칭 엘리먼트에 의한 입력 전압 및 제어 신호에 따라 출력 전압을 생성하기 위한 출력 스테이지를 포함할 수도 있으며, 스위치들 각각은, 개별적 제 1 및 제 2 메인 단자들, 및 제어 신호에 따라 구성되는 개별적 드라이버에 의해 드라이빙되는 개별적 제어 단자를 갖는다. 제 1 로우-사이드 메인 단자는 접지에 접속될 수도 있다. 제 2 로우-사이드 메인 단자 및 제 1 하이-사이드 메인 단자는 스위치 노드에 접속될 수도 있다. 제 2 하이-사이드 메인 단자는 입력 전압 단자에 접속될 수도 있다. 출력 스테이지는 스위치 노드에 접속되는 비-선형 인덕터를 포함한다. 출력 커패시터는 접지에 접속될 수도 있다. 벅-변환기는, 하이-사이드 스위치가 스위치 온되고 로우-사이드 스위치가 스위치 오프되는 것으로 충전 페이즈에서 동작가능하다. 벅-변환기는 추가로, 하이-사이드 스위치가 스위치 오프되고 로우-사이드 스위치가 스위치 온되는 것으로 방전 페이즈에서 동작가능하다. 드라이버들은, 방전 페이즈로부터 충전 페이즈로 스위칭하는 경우, 하이-사이드 스위치에 걸친 전압 강하가 거의 0이도록 스위치 노드에 흐르는 인덕터 전류를 허용함으로써, 영 전압 스위칭을 구현하도록 구성된다. 하이-사이드 스위치 및 로우-사이드 스위치는 MOSFET들로 구현될 수도 있다.The switchable buck converter may include an input stage with a switching element including a high-side switch and a low-side switch, and an output stage for generating an output voltage in accordance with the control signal, And second main terminals, and a separate control terminal, which is driven by a separate driver configured according to a control signal. The first low-side main terminal may be connected to ground. The second low-side main terminal and the first high-side main terminal may be connected to the switch node. And the second high-side main terminal may be connected to the input voltage terminal. The output stage includes a non-linear inductor connected to the switch node. The output capacitor may be connected to ground. The buck-converter is operable in the charge phase with the high-side switch being switched on and the low-side switch being switched off. The buck-converter is further operable in the discharging phase as the high-side switch is switched off and the low-side switch is switched on. The drivers are configured to implement zero voltage switching by allowing the inductor current to flow through the switch node so that when switching from the discharging phase to the charging phase, the voltage drop across the high-side switch is nearly zero. The high-side switch and the low-side switch may be implemented with MOSFETs.

본 발명의 일 양상은 스위칭가능한 벅 변환기의 영 전압 스위칭 속성에 관한 것이며, 이는 종래의 벅 변환기들에서 발견되는 스위칭 손실들을 제거한다. 이를 달성하기 위해, 인덕터 전류가 0을 거쳐 스위치 노드 전위, 즉, 스위치 노드 커패시턴스를 하이-사이드 스위치를 스위칭 온하기에 앞서 다시 입력 전압으로 드라이빙하기에 충분한 크기의 네거티브 값에 도달하게 하도록 하는 것이 필요하다. 네거티브 인덕터 전류는 스위치 노드에 흐르는 인덕터 전류이다. 따라서, 인덕터 전류는 네거티브가 되는 경우 자신의 방향을 반전시킨다. 그러므로, 로우-사이드 드라이버는, 스위치 노드의 전위가 입력 전압과 동일할 때까지 로우-사이드 스위치 온을 유지함으로써 영 전압 스위칭을 구현하도록 구성된다.One aspect of the present invention relates to the zero voltage switching property of a switchable buck converter, which eliminates the switching losses found in conventional buck converters. To achieve this, it is necessary to allow the inductor current to reach a negative value that is large enough to drive the switch node potential, i. E., The switch node capacitance, back to the input voltage again before switching on the high-side switch. Do. The negative inductor current is the inductor current flowing through the switch node. Therefore, when the inductor current becomes negative, it reverses its direction. Therefore, the low-side driver is configured to implement zero voltage switching by maintaining the low-side switch-on until the potential of the switch node is equal to the input voltage.

이것은, 인덕터 전류 반전 기간 동안 인덕터 전류를 측정하고, 래칭(latch)된 스위치 드라이브 신호에 의해 로우-사이드 스위치의 스위치-시간을 제어함으로써 달성될 수도 있다. 드라이브 신호는, 입력 전압 민감성(sensitive) 임계치가 풀(full) 입력 전압 범위에 대해 영 전압 스케일링 동작을 보장하기 위해 요구되는 임계 레벨로 도달될 때까지, 래칭되어 유지된다.This may be accomplished by measuring the inductor current during the inductor current inversion period and controlling the switch-time of the low-side switch by the latched switch drive signal. The drive signal is latched and held until the input voltage sensitive threshold reaches a critical level required to ensure zero voltage scaling operation over the full input voltage range.

첨부된 도면들에 대한 참조가 이루어질 것이다.Reference will now be made to the accompanying drawings.

도 1은 최신 SBCM 벅 변환기를 도시한다.
도 2는 벅 변환기 대한 스위칭 주파수 대 출력 전류를 나타내는 도면을 도시한다.
도 3은 비-선형 인덕터를 갖는 SBCM 벅 변환기를 도시한다.
도 4는 인덕터 전류, 스위치 노드 전압, 및 하이-사이드 스위치 전압을 나타내는 도면을 도시한다.
도 5는, 일정한 스위칭 주파수를 유지하기 위한 이상적 인덕턴스 대 로드 전류 관계를 나타내는 도면을 도시한다.
도 6은, 선형 영역, 포화 제어 영역, 및 포화 영역을 포함하는 자기 물질의 자화 커브를 도시한다.
도 7은, 비-선형 인덕터 설계 및 이상적 인덕턴스의 계산된 인덕턴스 가변도(variance) 커브를 나타내는 도면을 도시한다.
도 8은, 선형 및 비-선형 인덕터에 대해 로드 전류에 대한 스위칭 주파수의 종속성 사이의 비교를 나타내는 도면을 도시한다.Figure 1 shows a current SBCM buck converter.
Figure 2 shows a diagram showing the switching frequency vs. output current for a buck converter.
Figure 3 shows an SBCM buck converter with a non-linear inductor.
Figure 4 shows a diagram showing the inductor current, the switch node voltage, and the high-side switch voltage.
Figure 5 shows a diagram illustrating the ideal inductance versus load current relationship for maintaining a constant switching frequency.
Figure 6 shows the magnetization curves of the magnetic material including a linear region, a saturation control region, and a saturation region.
Figure 7 shows a diagram showing a non-linear inductor design and a calculated inductance variance curve of ideal inductance.
Figure 8 shows a diagram showing a comparison between the dependence of the switching frequency on the load current for linear and non-linear inductors.

도 3은 비-선형 인덕터(25) 및 커패시터(26)를 갖는 출력 스테이지를 포함하는 SBCM 벅 변환기를 도시한다. 출력 스테이지는 제어 신호 및 입력 전압에 따라 출력 전압을 생성한다. 스위칭가능한 벅 변환기는, 각각이 제 1 및 제 2 메인 단자들 및 제어 신호에 따라 구성되는 개별적 드라이버(27, 28)에 의해 드라이빙되는 개별적 제어 단자를 갖는 하이-사이드 스위치(21) 및 로우-사이드 스위치(22)를 포함한다. 제어 신호는 펄스 폭 변조 신호이다. 하이-사이드 스위치(21)의 드라이브 신호는 PWM 신호에 대응하고, 로우-사이드 스위치(22)의 드라이브 신호는 PWM 신호의 보수(complement)에 대응한다. 제 1 로우-사이드 메인 단자는 접지에 접속된다. 제 2 로우-사이드 메인 단자 및 제 1 하이-사이드 메인 단자는 스위치 노드(23)에 접속된다. 제 2 하이-사이드 메인 단자는 입력 전압 단자에 접속된다. 출력 스테이지는 스위치 노드(23)에 접속되는 비-선형 인덕터(25)를 포함한다. 출력 커패시터(26)는 접지에 접속된다. 스위칭가능한 벅-변환기는, 하이-사이드 스위치(21)가 스위치 온되고 로우-사이드 스위치(22)가 스위치 오프되는 것으로 충전 페이즈에서 동작가능하다. 스위칭가능한 벅-변환기는 추가로, 하이-사이드 스위치(21)가 스위치 오프되고 로우-사이드 스위치(22)가 스위치 온되는 것으로 방전 페이즈에서 동작가능하다.3 illustrates an SBCM buck converter including an output stage having a non-linear inductor 25 and a capacitor 26. The non- The output stage generates the output voltage according to the control signal and the input voltage. The switchable buck converter includes a high-side switch (21) having a respective control terminal, each driven by an individual driver (27, 28) each configured according to a first and a second main terminals and a control signal, and a low- And a switch 22. The control signal is a pulse width modulated signal. The drive signal of the high-side switch 21 corresponds to the PWM signal, and the drive signal of the low-side switch 22 corresponds to the complement of the PWM signal. The first low-side main terminal is connected to ground. The second low-side main terminal and the first high-side main terminal are connected to the switch node 23. And the second high-side main terminal is connected to the input voltage terminal. The output stage includes a non-linear inductor (25) connected to the switch node (23). The output capacitor 26 is connected to ground. The switchable buck-converter is operable in the charge phase as the high-side switch 21 is switched on and the low-side switch 22 is switched off. The switchable buck-converter is further operable in the discharge phase when the high-side switch 21 is switched off and the low-side switch 22 is switched on.

로우-사이드 스위치(22)를 드라이빙하기 위한 로우-사이드 스위치 드라이버(28)는, 로우-사이드 스위치에 걸친 전압 강하가 임계치를 초과할 때까지 로우-사이드 스위치(22)를 스위치 온되게 유지함으로써 영 전압 스위칭을 구현하도록 구성된다. 로우-사이드 드라이버(28)는, 로우-사이드 스위치(22)에 걸친 전압 강하를 감지하기 위한 수단, 임계치 VT에 대하여 로우-사이드 스위치(22)에 걸친 전압 강하를 비교하기 위한 비교기(29), 및 인덕터 전류가 스위치 노드(23)로 흐르는 경우, 로우-사이드 스위치에 걸친 전압 강하가 임계치 VT를 초과할 때까지 로우-사이드 드라이버(210)의 드라이브 신호를 래칭하기 위한 래치(210)를 포함한다. 로우-사이드 스위치(22)의 드라이브 신호는, 방전 페이즈로부터 충전 페이즈로의 스위칭에 앞서 래칭되는 PWM 신호의 보수이다. 하이-사이드 스위치(21)의 드라이브 신호는, PWM 신호에 대응하고, 하이-사이드 드라이버(27)에 의해 생성된다. 스위치 드라이브들(27, 28)에 의해 구현되는 영 전압 스위칭은, 전력 변환기를 방전 페이즈로부터 충전 페이즈로 스위칭하는 경우, 하이-사이드 스위치에 걸친 전압 강하가 0에 근접하는 것을 초래한다.The low-side switch driver 28 for driving the low-side switch 22 maintains the low-side switch 22 on by keeping the low-side switch 22 switched on until the voltage drop across the low- Voltage switching. The low-side driver 28 includes means for sensing a voltage drop across the low-side switch 22, a comparator 29 for comparing the voltage drop across the low-side switch 22 with respect to the threshold V T , And a latch 210 for latching the drive signal of the low-side driver 210 until the voltage drop across the low-side switch exceeds the threshold V T , when the inductor current flows to the switch node 23 . The drive signal of the low-side switch 22 is the complement of the PWM signal latched prior to switching from the discharge phase to the charge phase. The drive signal of the high-side switch 21 corresponds to the PWM signal and is generated by the high-side driver 27. Zero voltage switching implemented by the switch drives 27 and 28 results in a voltage drop across the high-side switch approaching zero when switching the power converter from the discharging phase to the charging phase.

도 4(하단)는 인덕터 전류를 도시한다. 로우-사이드 스위치 스위치-오프 레벨은 0.94A로 셋팅되어 있다. 도4(상단)는 스위치 노드 전압(실선) 및 하이-사이드 스위치 전압(점선)을 도시한다. 영 전압 스위칭 동작이 명확하게 관측될 수 있다. 스위치 노드는 하이-사이드 스위치가 스위치 온되기에 앞서 입력 전압에 도달한다.4 (lower) shows the inductor current. The low-side switch switch-off level is set to 0.94A. 4 (top) shows the switch node voltage (solid line) and the high-side switch voltage (dotted line). Zero voltage switching operation can be clearly observed. The switch node reaches the input voltage before the high-side switch is switched on.

스위칭 주파수를 안정화시키기 위해 비-선형 인덕터(25)가 제공된다. 이러한 디바이스에서, 전류가 증가하는 경우 인덕턴스는 감소한다.A non-linear inductor (25) is provided to stabilize the switching frequency. In such a device, the inductance decreases when the current increases.

도 5는 일정한 스위칭 주파수를 유지하기 위한 이상적 인덕턴스 대 로드 전류 관계를 도시한다. 이러한 인덕턴스 가변도를 달성하기 위해, 비-선형 인덕터는 자기 코어 물질의 자기 포화 속성들을 이용한다.Figure 5 shows the ideal inductance versus load current relationship to maintain a constant switching frequency. To achieve this inductance variability, non-linear inductors utilize the magnetic saturation properties of the magnetic core material.

도 6은 연자성(soft magnetic) 물질들에서 발견되는 3개의 영역들을 도시한다. 선형 영역에서, 연자성 물질들은, 일정한 인덕턴스가 주어지면, 물질의 실효 투자율(effective permeability)(ue)을 통하여 플럭스 밀도(flux density)(B)와 자기장 강도(H) 사이의 선형 관계를 나타낸다. 그러나, 일단 플럭스 밀도가 물질의 포화에 접근하면, 밀도 레벨은 급격하게 감소되기 시작하며, 인덕턴스에서의 감소를 야기한다.Figure 6 shows three regions found in soft magnetic materials. In the linear domain, soft magnetic materials exhibit a linear relationship between the flux density (B) and the magnetic field strength (H) through the effective permeability (u e ) of the material given a constant inductance . However, once the flux density approaches the saturation of the material, the density level begins to sharply decrease and causes a decrease in inductance.

이러한 포화 속성은 비-선형 인덕터에서 활용된다. 이들은, 코어 내의 제어 포화 영역들 또는 소프트 포화 물질 조성들 중 어느 하나로 설계되고, 요구되는 이상적 비-선형 인덕턴스에 양호하게 부합하도록 설계된다. 도 7은, 비-선형 인덕터 설계 및 이상적 인덕턴스의 계산된 인덕턴스 가변도를 도시한다.This saturation property is utilized in non-linear inductors. They are designed with either controlled saturation regions or soft saturating material compositions in the core and are designed to better match the desired ideal non-linear inductance. Figure 7 shows the calculated inductance variability of the non-linear inductor design and ideal inductance.

그러므로, 비-선형 인덕터는, 자기 물질의 코어를 포함할 수도 있고, 자기 물질의 제어 포화 영역에서 동작하도록 구성된다. 또한, 비-선형 인덕터는, 인덕터 전류의 함수의 자신의 인덕턴스가 미리-계산된 인덕턴스에 대응하도록 구성될 수도 있다. 미리-계산된 인덕턴스는, 인덕터 전류가 벅 변환기의 일정한 주파수 동작을 허용하는 것을 초래한다.Thus, the non-linear inductor may comprise a core of magnetic material and is configured to operate in a controlled saturation region of the magnetic material. The non-linear inductor may also be configured such that its inductance as a function of the inductor current corresponds to a pre-calculated inductance. The pre-calculated inductance results in the inductor current allowing a constant frequency operation of the buck converter.

도 8은, 선형 및 비-선형 인덕터에 대해 로드 전류에 대한 스위칭 주파수의 종속성 사이의 비교를 도시한다. 설계된 비-이상적 컨덕턴스가 벅-변환기의 일정환 스위칭 주파수 동작을 가능하게 하는 이상적 인덕턴스에 근접하게 부합한다는 것이 관측될 수 있다.Figure 8 shows a comparison between the dependence of the switching frequency on the load current for linear and non-linear inductors. It can be observed that the designed non-ideal conductance closely matches the ideal inductance that allows the constant-frequency switching frequency operation of the buck-converter.

선형 인덕턴스와 비교하여, 영 전압 스위칭을 이용하는 벅 변환기에서 비-선형 인덕턴스를 이용하는 경우, 상당한 전력 절감이 달성될 수 있다.Significant power savings can be achieved when using non-linear inductance in a buck converter utilizing zero voltage switching, as compared to linear inductance.

Claims (15)

영 전압 스위칭 능력을 갖는 스위칭가능한 벅-변환기(buck-converter)로서,
상기 스위칭가능한 벅-변환기의 일정한 스위칭 주파수 동작을 허용하기 위해, 로드 전류의 함수로서 인덕턴스를 갖는 비-선형 인덕터(25); 및
하이-사이드(high-side) 스위치(21) 및 로우-사이드(low-side) 스위치(22)를 포함하는 스위칭 엘리먼트에 의한 입력 전압 및 제어 신호에 따라 출력 전압을 생성하기 위한 출력 스테이지를 포함하며,
각각의 스위치는, 개별적 제 1 및 제 2 메인 단자들, 및 상기 제어 신호에 따라 구성되는 상기 스위칭가능한 벅 변환기의 개별적 드라이버(27, 28)에 의해 드라이빙(drive)되는 개별적 제어 단자를 갖고;
제 1 로우-사이드 메인 단자는 상기 출력 스테이지의 접지에 접속되고;
제 2 로우-사이드 메인 단자 및 제 1 하이-사이드 메인 단자는 상기 출력 스테이지의 스위치 노드(23)에 접속되고;
제 2 하이-사이드 메인 단자는 상기 출력 스테이지의 입력 전압 단자에 접속되고;
상기 출력 스테이지는, 상기 스위치 노드에 접속되는 비-선형 인덕터(25) 및 상기 출력 스테이지의 접지에 접속되는 출력 커패시터(26)를 포함하고;
상기 벅-변환기는, 상기 하이-사이드 스위치(21)가 스위치 온(switch on)되고 상기 로우-사이드 스위치(22)가 스위치 오프(switch off)되는 것으로 충전 페이즈에서 동작가능하고;
상기 벅-변환기는 추가로, 상기 하이-사이드 스위치(21)가 스위치 오프되고 상기 로우-사이드 스위치(22)가 스위치 온되는 것으로 방전 페이즈에서 동작가능하고;
상기 드라이버들(27, 28)은, 상기 방전 페이즈로부터 상기 충전 페이즈로 스위칭하는 경우, 상기 하이-사이드 스위치에 걸친 전압 강하가 0이도록 상기 스위치 노드(23)에 흐르는 인덕터 전류를 허용함으로써, 영 전압 스위칭을 구현하도록 구성되고,
로우-사이드 드라이버(28)는, 상기 스위치 노드(23)에 흐르는 상기 인덕터 전류가, 상기 하이-사이드 스위치(21)를 스위칭 온하기에 앞서 상기 스위치 노드(23)의 전위를 다시 상기 입력 전압으로 드라이빙하는 크기의 값에 도달하게 하도록 상기 로우-사이드 스위치(22)를 스위치 온되게 유지함으로써 영 전압 스위칭을 구현하도록 구성되는,
스위칭가능한 벅-변환기.A switchable buck-converter having zero voltage switching capability,
A non-linear inductor (25) having an inductance as a function of the load current to allow constant switching frequency operation of the switchable buck-converter; And
An output stage for generating an output voltage in accordance with an input voltage and a control signal by a switching element including a high-side switch 21 and a low-side switch 22, ,
Each switch having a respective first and second main terminals and a separate control terminal driven by an individual driver (27, 28) of the switchable buck converter configured in accordance with the control signal;
A first low-side main terminal connected to ground of the output stage;
A second low-side main terminal and a first high-side main terminal are connected to a switch node (23) of the output stage;
A second high-side main terminal connected to an input voltage terminal of the output stage;
The output stage includes a non-linear inductor (25) connected to the switch node and an output capacitor (26) connected to ground of the output stage;
The buck-converter is operable in the charge phase with the high-side switch 21 being switched on and the low-side switch 22 being switched off;
The buck-converter is further operable in a discharge phase such that the high-side switch (21) is switched off and the low-side switch (22) is switched on;
The drivers 27 and 28 allow the inductor current to flow through the switch node 23 such that the voltage drop across the high-side switch is zero when switching from the discharging phase to the charging phase, Switching < / RTI >
The low-side driver 28 switches the potential of the switch node 23 back to the input voltage before the inductor current flowing to the switch node 23 switches on the high-side switch 21 And to implement zero voltage switching by keeping the low-side switch (22) switched on to reach a value of driving size.
Switchable buck-converter. 삭제delete 삭제delete 영 전압 스위칭 능력을 갖는 스위칭가능한 벅-변환기(buck-converter)로서,
상기 스위칭가능한 벅-변환기의 일정한 스위칭 주파수 동작을 허용하기 위해, 로드 전류의 함수로서 인덕턴스를 갖는 비-선형 인덕터(25); 및
하이-사이드(high-side) 스위치(21) 및 로우-사이드(low-side) 스위치(22)를 포함하는 스위칭 엘리먼트에 의한 입력 전압 및 제어 신호에 따라 출력 전압을 생성하기 위한 출력 스테이지를 포함하며,
각각의 스위치는, 개별적 제 1 및 제 2 메인 단자들, 및 상기 제어 신호에 따라 구성되는 상기 스위칭가능한 벅 변환기의 개별적 드라이버(27, 28)에 의해 드라이빙(drive)되는 개별적 제어 단자를 갖고;
제 1 로우-사이드 메인 단자는 상기 출력 스테이지의 접지에 접속되고;
제 2 로우-사이드 메인 단자 및 제 1 하이-사이드 메인 단자는 상기 출력 스테이지의 스위치 노드(23)에 접속되고;
제 2 하이-사이드 메인 단자는 상기 출력 스테이지의 입력 전압 단자에 접속되고;
상기 출력 스테이지는, 상기 스위치 노드에 접속되는 비-선형 인덕터(25) 및 상기 출력 스테이지의 접지에 접속되는 출력 커패시터(26)를 포함하고;
상기 벅-변환기는, 상기 하이-사이드 스위치(21)가 스위치 온(switch on)되고 상기 로우-사이드 스위치(22)가 스위치 오프(switch off)되는 것으로 충전 페이즈에서 동작가능하고;
상기 벅-변환기는 추가로, 상기 하이-사이드 스위치(21)가 스위치 오프되고 상기 로우-사이드 스위치(22)가 스위치 온되는 것으로 방전 페이즈에서 동작가능하고;
상기 드라이버들(27, 28)은, 상기 방전 페이즈로부터 상기 충전 페이즈로 스위칭하는 경우, 상기 하이-사이드 스위치에 걸친 전압 강하가 0이도록 상기 스위치 노드(23)에 흐르는 인덕터 전류를 허용함으로써, 영 전압 스위칭을 구현하도록 구성되고,
로우-사이드 드라이버(28)는, 상기 스위치 노드(23)에 흐르는 인덕터 전류가 미리-결정된 값을 초과할 때까지 상기 로우-사이드 스위치(22)를 스위치 온되게 유지함으로써 영 전압 스위칭을 구현하도록 구성되는,
스위칭가능한 벅-변환기.A switchable buck-converter having zero voltage switching capability,
A non-linear inductor (25) having an inductance as a function of the load current to allow constant switching frequency operation of the switchable buck-converter; And
An output stage for generating an output voltage in accordance with an input voltage and a control signal by a switching element including a high-side switch 21 and a low-side switch 22, ,
Each switch having a respective first and second main terminals and a separate control terminal driven by an individual driver (27, 28) of the switchable buck converter configured in accordance with the control signal;
A first low-side main terminal connected to ground of the output stage;
A second low-side main terminal and a first high-side main terminal are connected to a switch node (23) of the output stage;
A second high-side main terminal connected to an input voltage terminal of the output stage;
The output stage includes a non-linear inductor (25) connected to the switch node and an output capacitor (26) connected to ground of the output stage;
The buck-converter is operable in the charge phase with the high-side switch 21 being switched on and the low-side switch 22 being switched off;
The buck-converter is further operable in a discharge phase such that the high-side switch (21) is switched off and the low-side switch (22) is switched on;
The drivers 27 and 28 allow the inductor current to flow through the switch node 23 such that the voltage drop across the high-side switch is zero when switching from the discharging phase to the charging phase, Switching < / RTI >
The low-side driver 28 is configured to implement zero voltage switching by keeping the low-side switch 22 switched on until the inductor current flowing through the switch node 23 exceeds a pre-determined value felled,
Switchable buck-converter. 영 전압 스위칭 능력을 갖는 스위칭가능한 벅-변환기(buck-converter)로서,
상기 스위칭가능한 벅-변환기의 일정한 스위칭 주파수 동작을 허용하기 위해, 로드 전류의 함수로서 인덕턴스를 갖는 비-선형 인덕터(25); 및
하이-사이드(high-side) 스위치(21) 및 로우-사이드(low-side) 스위치(22)를 포함하는 스위칭 엘리먼트에 의한 입력 전압 및 제어 신호에 따라 출력 전압을 생성하기 위한 출력 스테이지를 포함하며,
각각의 스위치는, 개별적 제 1 및 제 2 메인 단자들, 및 상기 제어 신호에 따라 구성되는 상기 스위칭가능한 벅 변환기의 개별적 드라이버(27, 28)에 의해 드라이빙(drive)되는 개별적 제어 단자를 갖고;
제 1 로우-사이드 메인 단자는 상기 출력 스테이지의 접지에 접속되고;
제 2 로우-사이드 메인 단자 및 제 1 하이-사이드 메인 단자는 상기 출력 스테이지의 스위치 노드(23)에 접속되고;
제 2 하이-사이드 메인 단자는 상기 출력 스테이지의 입력 전압 단자에 접속되고;
상기 출력 스테이지는, 상기 스위치 노드에 접속되는 비-선형 인덕터(25) 및 상기 출력 스테이지의 접지에 접속되는 출력 커패시터(26)를 포함하고;
상기 벅-변환기는, 상기 하이-사이드 스위치(21)가 스위치 온(switch on)되고 상기 로우-사이드 스위치(22)가 스위치 오프(switch off)되는 것으로 충전 페이즈에서 동작가능하고;
상기 벅-변환기는 추가로, 상기 하이-사이드 스위치(21)가 스위치 오프되고 상기 로우-사이드 스위치(22)가 스위치 온되는 것으로 방전 페이즈에서 동작가능하고;
상기 드라이버들(27, 28)은, 상기 방전 페이즈로부터 상기 충전 페이즈로 스위칭하는 경우, 상기 하이-사이드 스위치에 걸친 전압 강하가 0이도록 상기 스위치 노드(23)에 흐르는 인덕터 전류를 허용함으로써, 영 전압 스위칭을 구현하도록 구성되고,
로우-사이드 드라이버(28)는, 상기 로우-사이드 스위치에 걸친 전압 강하가 임계치를 초과할 때까지 상기 로우-사이드 스위치(22)를 스위치 온되게 유지함으로써 영 전압 스위칭을 구현하도록 구성되는,
스위칭가능한 벅-변환기.A switchable buck-converter having zero voltage switching capability,
A non-linear inductor (25) having an inductance as a function of the load current to allow constant switching frequency operation of the switchable buck-converter; And
An output stage for generating an output voltage in accordance with an input voltage and a control signal by a switching element including a high-side switch 21 and a low-side switch 22, ,
Each switch having a respective first and second main terminals and a separate control terminal driven by an individual driver (27, 28) of the switchable buck converter configured in accordance with the control signal;
A first low-side main terminal connected to ground of the output stage;
A second low-side main terminal and a first high-side main terminal are connected to a switch node (23) of the output stage;
A second high-side main terminal connected to an input voltage terminal of the output stage;
The output stage includes a non-linear inductor (25) connected to the switch node and an output capacitor (26) connected to ground of the output stage;
The buck-converter is operable in the charge phase with the high-side switch 21 being switched on and the low-side switch 22 being switched off;
The buck-converter is further operable in a discharge phase such that the high-side switch (21) is switched off and the low-side switch (22) is switched on;
The drivers 27 and 28 allow the inductor current to flow through the switch node 23 such that the voltage drop across the high-side switch is zero when switching from the discharging phase to the charging phase, Switching < / RTI >
The low-side driver 28 is configured to implement zero voltage switching by keeping the low-side switch 22 switched on until the voltage drop across the low-side switch exceeds a threshold,
Switchable buck-converter. 제 5 항에 있어서,
상기 로우-사이드 드라이버(28)는,
상기 로우-사이드 스위치에 걸친 전압 강하를 감지하기 위한 수단;
상기 임계치에 대하여 상기 로우-사이드 스위치에 걸친 전압 강하를 비교하기 위한 비교기(29); 및
상기 로우-사이드 스위치에 걸친 전압 강하가 상기 임계치를 초과할 때까지 상기 로우-사이드 드라이버(28)의 드라이브 신호를 래칭(latch)하기 위한 래치(210)를 포함하는, 스위칭가능한 벅-변환기.6. The method of claim 5,
The low-side driver (28)
Means for sensing a voltage drop across the low-side switch;
A comparator (29) for comparing a voltage drop across the low-side switch with respect to the threshold; And
And a latch (210) for latching the drive signal of the low-side driver (28) until the voltage drop across the low-side switch exceeds the threshold. 제 6 항에 있어서,
상기 임계치는, 풀(full) 입력 전압 범위에 대해 영 전압 스위칭을 허용하는 값을 갖는, 스위칭가능한 벅-변환기.The method according to claim 6,
Wherein the threshold has a value that allows zero voltage switching over a full input voltage range. 제 1 항 및 제 4 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 비-선형 인덕터(25)는, 인덕터 전류가 증가하는 경우 인덕턴스가 감소하도록, 상기 인덕터 전류의 함수의 상기 인덕턴스를 갖는, 스위칭가능한 벅-변환기.8. The method according to any one of claims 1 to 7,
The non-linear inductor (25) has the inductance as a function of the inductor current so that the inductance decreases when the inductor current increases. 제 8 항에 있어서,
상기 비-선형 인덕터(25)는 자기 물질을 포함하는, 스위칭가능한 벅-변환기.9. The method of claim 8,
The non-linear inductor (25) comprises a magnetic material. 제 9 항에 있어서,
상기 자기 물질은, 플럭스 밀도(flux density)와 자기장 강도 사이의 포화 관계를 나타내는, 스위칭가능한 벅-변환기.10. The method of claim 9,
Wherein the magnetic material exhibits a saturation relationship between flux density and magnetic field strength. 제 10 항에 있어서,
상기 비-선형 인덕터(25)는, 자기 물질의 코어를 포함하고, 상기 자기 물질의 제어 포화 영역에서 동작하도록 구성되는, 스위칭가능한 벅-변환기.11. The method of claim 10,
The non-linear inductor (25) comprises a core of magnetic material and is configured to operate in a controlled saturation region of the magnetic material. 제 10 항에 있어서,
상기 비-선형 인덕터(25)는, 소프트(soft) 포화 자기 물질 조성들을 포함하는, 스위칭가능한 벅-변환기.11. The method of claim 10,
The non-linear inductor (25) comprises soft saturated magnetic material compositions. 제 11 항에 있어서,
상기 비-선형 인덕터(25)는, 상기 인덕터 전류의 함수의 상기 비-선형 인덕터(25)의 인덕턴스가 미리-계산된 인덕턴스에 대응하도록 구성되는, 스위칭가능한 벅-변환기.12. The method of claim 11,
The non-linear inductor (25) is configured such that the inductance of the non-linear inductor (25) as a function of the inductor current corresponds to a pre-calculated inductance. 제 13 항에 있어서,
상기 미리-계산된 인덕턴스는, 상기 벅 변환기의 일정한 주파수 동작을 허용하게 하는 인덕터 전류를 초래하는, 스위칭가능한 벅-변환기.14. The method of claim 13,
Wherein the pre-computed inductance results in an inductor current that allows a constant frequency operation of the buck converter. 제 1 항 및 제 4 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제어 신호는 펄스 폭 변조 신호이고,
상기 하이-사이드 스위치의 드라이브 신호는 PWM 신호에 대응하고, 상기 로우-사이드 스위치의 드라이브 신호는 상기 PWM 신호의 보수(complement)에 대응하는, 스위칭가능한 벅-변환기.8. The method according to any one of claims 1 to 7,
Wherein the control signal is a pulse width modulated signal,
Wherein the drive signal of the high-side switch corresponds to a PWM signal and the drive signal of the low-side switch corresponds to a complement of the PWM signal.
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