KR101526023B1 - Ｏｆｄｍ 시스템들에서 채널 인터리빙을 위한 방법 및 장치 - Google Patents

Ｏｆｄｍ 시스템들에서 채널 인터리빙을 위한 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

무선 통신 시스템에서 채널 인터리빙을 위한 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명의 제1 관점에서, 데이터 자원 요소들은 다중 코드 블록들에 할당되고, 각각의 코드 블록에 할당된 데이터 자원 요소들의 수는 대체로 동일하다. 본 발명의 다른 관점에서, TDM-fist 접근 및 FDM-first 접근이 제안된다. TDM-first 접근에서, 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나는 다수의 연속적인 데이터 운반 OFDM 심볼들을 이용하여 할당된다. FDM-first 접근에서, 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나는 모든 데이터 운반 OFDM 심볼들을 이용하여 할당된다. 상기 TDM-first 접근 및 FDM-first 접근 중 하나는 코드 블록들의 수 또는 전송 블록 사이즈 또는 데이터율에 따라 선택된다.
Figure R1020097025596
채널, 인터리빙, 자원 할당, 데이터 전송

Description

ＯＦＤＭ 시스템들에서 채널 인터리빙을 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR CHANNEL INTERLEAVING IN OFDM SYSTEMS}
본 발명은 OFDM 시스템들에서 채널 인터리빙을 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
전자통신은 송신기와 수신기 간의 통신을 위해 장거리에 걸친 데이터의 전송을 가능하게 한다. 데이터는 보통 전파에 의해 운반되며 한정된 전송 자원을 이용하여 전송된다. 즉, 전파는 한정된 주파수 범위를 이용하여 시 구간에 걸쳐 전송된다.
현재 통신 시스템에서, 전송될 정보는 먼저 부호화된 다음 변조 심볼들을 생성하기 위해 변조된다. 이후, 상기 심볼들은 데이터 전송을 위한 이용 가능한 시간 및 주파수 자원 블록에 매핑된다. 일반적으로, 상기 시간과 주파수 자원 블록은 다수의 동일한 듀레이션 자원 요소들로 분할된다.
3GPP LTE(Third (3rd) Generation Partnership Project Long Term Evolution) 시스템에서, 자원 요소들은 제어 신호 전송을 위해 할당된다. 따라서, 상기 데이터 심볼들은 제어 신호 전송을 위해 할당되지 않은 자원 요소들에 매핑될 수 있다. 각각의 데이터 전송은 하나 또는 다수의 전송 블록들의 정보 비트들을 운반한다. 하나의 전송 블록이 가장 큰 블록의 사이즈보다 클 때, 전송 블록 내 정보 비트들은 다수의 코드들로 분할될 수 있다. 하나의 전송 블록 내 정보 비트들을 다수 코드 블록들로 나누는 과정을 코드 블록 분할이라고 한다. 코드 블록 사이즈들의 제한된 선택과 상기 코드 블록 분할 과정 중에 팩킹 효율성을 최대화하기 위한 시도 때문에, 전송 블록의 다수의 코드 블록들은 서로 다른 사이즈를 가질 수 있다. 각각의 코드 블록은 부호화, 인터리빙, 레이트 매칭 및 변조될 것이다. 따라서, 전송을 위한 데이터 심볼들은 다수의 코드 블록들의 변조 심볼들로 구성될 수 있다.
본 발명의 목적은 제한된 전송 자원들을 이용하여 효율적으로 데이터를 전송하기 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 시간 다이버시티와 주파수 다이버시티를 최대화하기 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 서로 다른 코드 블록들 간의 간섭을 최소화하기 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 제1 관점에 따라, 자원 할당을 위한 방법이 제공된다. 상기 방법에 따라, 시간 및 주파수 자원 블록은 시간 및 주파수 도메인에서 복수 개의 동일한 듀레이션 자원 요소들로 분할된다. 복수 개의 자원 요소들의 서브 셋은 데이터 전송을 위해 이용 가능한 데이터 자원 요소들이다. 전송된 데이터 블록은 복수의 코드 블록들로 분할된다. 실질적으로 동일한 수의 데이터 자원 요소들은 복수 개의 코드 블록들에 할당된다.
하나의 코드 블록에 할당되는 데이터 자원 요소들의 수는 아래 <수학식>에 의해 정해질 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00001
여기서,
Figure 112009075587870-pct00002
는
Figure 112009075587870-pct00003
의 인덱스를 가지는 코드 블록에 할당된 상기 데이터 자원 요소들의 수이고, N은 시간과 주파수 자원 블록에서 상기 데이터 자원 요소들의 수이며,
Figure 112009075587870-pct00004
은 상기 시간과 주파수 자원 블록에서 상기 코드 블록들의 수이다.
다른 방법으로, 하나의 코드 블록에 할당되는 데이터 자원 요소들의 수는 아래 <수학식>에 의해 정해질 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00005
여기서,
Figure 112009075587870-pct00006
는
Figure 112009075587870-pct00007
의 인덱스를 가지는 코드 블록에 할당된 상기 데이터 자원 요소들의 수이고, N은 시간과 주파수 자원 블록에서 상기 데이터 자원 요소들의 수이며,
Figure 112009075587870-pct00008
은 상기 시간과 주파수 자원 블록에서 상기 코드 블록들의 수이다.또한 다른 방법으로, 하나의 코드 블록에 할당되는 데이터 자원 요소들의 수는 아래 <수학식>에 의해 정해질 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00009
여기서,
Figure 112009075587870-pct00010
는
Figure 112009075587870-pct00011
의 인덱스를 가지는 코드 블록에 할당된 상기 데이터 자원 요소들의 수이고, N은 시간과 주파수 자원 블록에서 상기 데이터 자원 요소들의 수이며,
Figure 112009075587870-pct00012
은 상기 시간과 주파수 자원 블록에서 상기 코드 블록들의 수이다.
본 발명의 다른 관점에 따라, 자원 할당을 위한 방법은 제공된다. 상기 방법에 따라서, 시간 및 주파수 자원 블록은 주파수-도메인에서 복수 개의 동일한 듀레이션 주파수 자원 유닛들로 나뉘고, 시간-도메인에서 복수 개의 동일한 듀레이션 시간 자원 유닛들로 나뉜다. 하나의 시간 자원 유닛에서 하나의 주파수 자원 유닛은 자원 요소이다. 시간 및 주파수 자원 블록 내에서 자원 요소들의 서브 셋은 데이터 전송을 위해 이용 가능한 데이터 자원 요소들이다. 전송될 데이터 자원 블록은 코드 블록들로 분할된다. 데이터 자원 요소들은 복수 개의 코드 블록에 할당된 요소이다. 적어도 하나의 데이터 블록은 시간 자원 유닛들의 연속적인 셋에서 데이터 자원 요소들에 대응한다.인덱스 기법이 상기 방법을 위해 제공될 수 있다. 먼저, 시간 자원 유닛 내의 인덱스(index-within-a-time-resource-unit)는, 각각의 시간 자원 유닛 내에서 각각의 데이터 자원 요소에 할당된다. 인덱스
Figure 112009075587870-pct00013
를 가지는 시간 자원 유닛에서 데이터 자원 요소를 위한 시간 자원 유닛 내의 인덱스는
Figure 112009075587870-pct00014
이다. 여기서, 여기서,
Figure 112009075587870-pct00015
는 상기 시간 자원 유닛
Figure 112009075587870-pct00016
내에서 상기 데이터 자원 요소의 순차적인 인덱스이고,
Figure 112009075587870-pct00017
이고,
Figure 112009075587870-pct00018
는 상기 시간 자원 유닛
Figure 112009075587870-pct00019
내에서 데이터 자원 요소들의 수이고,
Figure 112009075587870-pct00020
이고,
Figure 112009075587870-pct00021
는 상기 시간 및 주파수 자원 블록 내에서 상기 시간 자원 유닛들의 총 수이다. 그리고, 할당 내의 인덱스(index-within-an-assignment)는 상기 시간 및 주파수 자원 블록 내에서 각각의 데이터 자원 요소에 할당된다.
Figure 112009075587870-pct00022
의 시간 자원 유닛 내의 인덱스를 가지는 데이터 자원 요소의 할당 내의 인덱스는
Figure 112009075587870-pct00023
이다.
Figure 112009075587870-pct00024
여기서,
Figure 112009075587870-pct00025
이고, N은 상기 시간 및 주파수 자원 블록에서 데이터 자원 요소들의 수이고,
Figure 112009075587870-pct00026
이다.
데이터 자원 요소의 상기 시간 자원 유닛 내의 인덱스
Figure 112009075587870-pct00027
는, 인덱스
Figure 112009075587870-pct00028
를 가지는 시간 자원 유닛 내에서 데이터 자원 요소의 순차적 인덱스
Figure 112009075587870-pct00029
와 같을 수 있다.
다른 방법으로, 인터리빙 함수에 따라서, 데이터 자원 요소의 상기 시간 자원 유닛 내의 인덱스
Figure 112009075587870-pct00030
는, 인덱스
Figure 112009075587870-pct00031
를 가지는 시간 자원 유닛 내에서 상기 데이터 자원 요소의 순차적 인덱스
Figure 112009075587870-pct00032
와 연관될 수 있다.
상기의 인덱스 기법에 따라서, 할당 내의 인덱스
Figure 112009075587870-pct00033
를 가지는 데이터 자원 요소는 아래 <수학식>과 같이 인덱스
Figure 112009075587870-pct00034
를 가지는 코드 블록에 할당될 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00035
여기서,
Figure 112009075587870-pct00036
이고,
Figure 112009075587870-pct00037
은 상기 시간 및 주파수 자원 블록에서 코드 블록들의 수이다.
다른 방법으로, 할당 내의 인덱스
Figure 112009075587870-pct00038
를 가지는 데이터 자원 요소는 아래 <수학식>과 같이 인덱스
Figure 112009075587870-pct00039
를 가지는 코드 블록에 할당될 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00040
여기서,
Figure 112009075587870-pct00041
이고,
Figure 112009075587870-pct00042
은 상기 시간 및 주파수 자원 블록에서 코드 블록들의 수이다.
또한 다른 방법으로, 할당 내의 인덱스
Figure 112009075587870-pct00043
를 가지는 데이터 자원 요소는 아래 <수학식>과 같이 인덱스
Figure 112009075587870-pct00044
를 가지는 코드 블록에 할당될 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00045
여기서,
Figure 112009075587870-pct00046
이고,
Figure 112009075587870-pct00047
은 상기 시간 및 주파수 자원 블록에서 코드 블록들의 수이다.
또한 다른 방법으로, 할당 내의 인덱스
Figure 112009075587870-pct00048
를 가지는 데이터 자원 요소는 아래 <수학식>과 같이 인덱스
Figure 112009075587870-pct00049
를 가지는 코드 블록에 할당될 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00050
여기서,
Figure 112009075587870-pct00051
이고,
Figure 112009075587870-pct00052
는 상기 시간 및 주파수 자원 블록에서 코드 블록들의 수이다.
본 발명의 또 다른 관점에 따라, 자원 할당을 위한 방법은 제공된다. 상기 방법에 따라 적어도 하나의 시간 자원 유닛은 모든 코드 블록들에 대응된다.
상기의 인덱스 기법을 이용하여, 할당 내의 인덱스
Figure 112009075587870-pct00053
를 가지는 데이터 자원 요소는 아래 <수학식>과 같이 인덱스
Figure 112009075587870-pct00054
를 가지는 코드 블록에 할당될 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00055
여기서,
Figure 112009075587870-pct00056
이고,
Figure 112009075587870-pct00057
는 상기 시간 및 주파수 자원 블록에서 코드 블록들의 수이다.
다른 방법으로, 할당 내의 인덱스
Figure 112009075587870-pct00058
를 가지는 데이터 자원 요소는 아래 <수학식>과 같이 인덱스
Figure 112009075587870-pct00059
를 가지는 코드 블록에 할당될 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00060
여기서,
Figure 112009075587870-pct00061
이고,
Figure 112009075587870-pct00062
는 상기 시간 및 주파수 자원 블록에서 코드 블록들의 수이다.
또한 다른 방법으로, 할당 내의 인덱스
Figure 112009075587870-pct00063
를 가지는 데이터 자원 요소는 아래 <수학식>과 같이 인덱스
Figure 112009075587870-pct00064
를 가지는 코드 블록에 할당될 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00065
여기서,
Figure 112009075587870-pct00066
이고,
Figure 112009075587870-pct00067
는 상기 시간 및 주파수 자원 블록에서 코드 블록들의 수이다.
또한 다른 방법으로, 할당 내의 인덱스
Figure 112009075587870-pct00068
를 가지는 데이터 자원 요소는 아래 <수학식>과 같이 인덱스
Figure 112009075587870-pct00069
를 가지는 코드 블록에 할당될 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00070
여기서,
Figure 112009075587870-pct00071
이고,
Figure 112009075587870-pct00072
는 상기 시간 및 주파수 자원 블록에서 코드 블록들의 수이다.
또한 본 발명의 다른 관점에 따라, 자원 요소를 위한 방법은 제공된다. 상기 방법에 따라, 상기 코드 블록들의 수가 미리 정해진 임계 값보다 클 때, 복수 개의 코드블록들 중 적어도 하나는 데이터 전송을 위해 이용 가능한 연속적인 시간 자원 유닛들의 서브 셋을 이용하여 할당된다. 상기 코드 블록들의 수가 상기 미리 정해진 임계 값보다 작을 때, 복수 개의 코드블록들 중 적어도 하나는 데이터 전송을 위해 이용 가능한 모든 시간 자원 유닛들을 이용하여 할당된다.
상기 미리 정해진 임계 값은 사용자 단말의 다른 유닛에 대해 다를 수 있다.
다른 방법으로, 상기 미리 정해진 임계 값은 사용자 단말의 다른 유닛에 대해 동일할 수 있다.
또한 본 발명의 다른 관점에 따라, 자원 요소를 위한 방법은 제공된다. 상기 방법에 따라, 데이터 블록의 사이즈가 미리 정해진 임계값보다 클 때, 상기 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나는 데이터 전송을 위해 이용 가능한 연속적인 시간 자원 유닛들의 서브셋을 이용하여 할당될 수 있다. 데이터 블록의 사이즈가 미리 정해진 임계값보다 작을 때, 상기 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나는 데이터 전송을 위해 이용 가능한 시간 자원 유닛들 모두를 이용하여 할당될 수 있다.
본 발명의 또 다른 관점에 따라, 통신 방법이 제공된다. 상기 방법에서 전송될 데이터 블록은 복수 개의 전송 블록들을 생성하기 위하여 분할된다. 각각의 복수 개의 전송 블록들은 복수 개의 코드 블록들로 분할된다. 복수 개의 전송 블록들 중 적어도 두개는 코드 블록들의 동일한 수를 포함한다.
적어도 두개의 전송 블록들 내에서 코드 블록들의 수는 정보 비트들의 많은 수를 가지는 적어도 두개의 전송 블록들 중 하나에 따라 결정될 수 있다.
또한 본 발명의 다른 관점에 따라, 통신 방법이 제공된다. 상기 방법에 따라, 제1 전송 블록 내에서 적어도 하나의 제1 코드 블록에 할당된 전송 자원들은 제2 전송 블록 내에서 제2 코드 블록에 할당된 전송 자원들을 포함한다.
본 발명의 다른 관점에 따라, 통신 방법이 제공된다. 상기 방법에 따라, 제1 전송 블록 내에서 적어도 하나의 제1 코드 블록에 할당된 전송 자원들은 제2 전송 블록 내에서 제2 코드 블록에 할당된 전송 자원들과 동일하다.
본 발명의 또 다른 관점에 따라, 통신 시스템에서 무선 단말은 제공된다. 무선 단말은 메모리 유닛, 코드 블록 생성 유닛, 자원 매핑 유닛 및 적어도 하나의 전송 안테나를 포함한다. 메모리 유닛은, 시간 및 주파수 도메인에서 복수 개의 동일한 듀레이션 자원 요소들로 나누어진 시간 및 주파수 자원 블록의 자원 그리드 구조를 저장한다. 복수 개의 자원 요소들의 서브 셋은 데이터 전송을 위하여 이용 가능한 데이터 자원 요소들이다. 코드 블록 생성 유닛은 복수 개의 코드 블록들로 전송될 데이터 블록을 분할한다. 상기 자원 매핑 유닛은 복수 개의 코드 블록들에 실질적으로 동일한 데이터 자원 요소들의 수를 할당한다. 상기 적어도 하나의 전송 안테나는 상기 데이터 자원 요소들을 이용하여 복수 개의 코드 블록들을 전송한다.
본 발명의 또 다른 관점에 따라, 통신 시스템에서 무선 단말이 제공된다. 상기 무선 단말은 메모리 유닛, 코드 블록 생성 유닛, 자원 매핑 유닛 및 적어도 하나의 전송 안테나를 포함한다. 메모리 유닛은, 주파수-도메인에서 복수 개의 동일한 듀레이션 주파수 자원 유닛들 및 시간-도메인에서 복수 개의 동일한 듀레이션 시간 자원 유닛을 포함하는 시간 및 주파수 자원 블록의 자원 그리드 구조를 저장한다. 자원 요소인 하나의 시간 자원에서 하나의 주파수 자원 유닛과, 시간 및 주파수 자원 블록 내에서 자원 요소들의 서브 셋은 데이터 전송을 위하여 이용 가능한 데이터 자원 요소이다. 상기 코드 블록 생성 유닛은 복수 개의 코드 블록들로 전송될 데이터 블록을 분할한다. 상기 자원 매핑 유닛은 시간 자원 유닛들의 연속적인 셋에서 할당된 데이터 자원 요소들을 포함하는 적어도 하나의 데이터 블록을 이용하여, 상기 복수 개의 코드 블록들에 데이터 자원 요소들을 할당한다. 상기 적어도 하나의 전송 안테나는 데이터 자원 요소들을 이용하여 복수 개의 코드 블록들을 전송한다.
본 발명의 또 다른 관점에 따라, 통신 시스템에서 무선 단말이 제공된다. 상기 무선 단말은 메모리 유닛, 코드 블록 생성 유닛, 자원 매핑 유닛 및 적어도 하나의 전송 안테나를 포함한다. 자원 매핑 유닛은 모든 코드 블록들에 대응되는 적어도 하나의 시간 자원 유닛을 이용하여 복수 개의 코드 블록들에 상기 데이터 자원 요소들을 할당한다.
본 발명의 또 다른 관점에 따라, 통신 시스템에서 무선 단말이 제공된다. 상기 무선 단말은 메모리 유닛, 코드 블록 생성 유닛, 자원 매핑 유닛 및 적어도 하나의 전송 안테나를 포함한다. 상기 자원 매핑 유닛은 상기 코드 블록들의 수가 미리 정해진 임계 값보다 클 때, 데이터 전송을 위해 이용 가능한 연속적인 시간 자원 유닛들의 서브 셋에 대응하는 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나를 이용하고, 상기 코드 블록들의 수가 상기 미리 정해진 임계 값보다 작을 때, 데이터 전송을 위해 이용 가능한 모든 시간 자원 유닛들에 대응하는 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나를 이용하여, 복수 개의 코드 블록들에 자원 요소들을 할당한다.
본 발명의 또 다른 관점에 따라, 통신 시스템에서 무선 단말이 제공된다. 상기 무선 단말은 메모리 유닛, 코드 블록 생성 유닛, 자원 매핑 유닛 및 적어도 하나의 전송 안테나를 포함한다. 상기 자원 매핑 유닛은 상기 데이터 블록의 사이즈가 미리 정해진 임계 값 보다 클 때, 데이터 전송을 위해 이용 가능한 연속적인 시간 자원 유닛들의 서브 셋에 대응하는 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나를 이용하고, 상기 데이터 블록의 사이즈가 상기 미리 정해진 임계 값보다 작을 때, 데이터 전송을 위해 이용 가능한 모든 시간 자원 유닛들에 대응하는 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나를 이용하여, 복수 개의 코드 블록들에 데이터 자원 요소들을 할당한다.
본 발명의 또 다른 관점에 따라, 통신 시스템에서 무선 단말이 제공된다. 상기 무선 단말은 전송 블록 생성 유닛 및 코드 블록 생성 유닛을 포함한다. 상기 전송 블록 생성 유닛은 복수 개의 전송 블록들을 생성하기 위해 전송될 데이터 블록을 분할한다. 상기 코드 블록 생성 유닛은 복수 개의 코드 블록들로 복수 개의 전송 블록들 각각을 분할한다. 상기 복수 개의 전송 블록들 중 적어도 두개는 코드 블록들의 동일한 수를 포함한다.
본 발명의 또 다른 관점에 따라, 통신 시스템에서 무선 단말이 제공된다. 상기 무선 단말은 전송 블록 생성 유닛, 코드 블록 생성 유닛 및 복수 개의 코드 블록들에 전송 자원들을 할당하는 자원 매핑 유닛을 포함한다. 제1 전송 블록 내에서 적어도 하나의 제1 코드 블록에 할당된 전송 자원들은 제2 전송 블록 내에서 제2 코드 블록에 할당된 전송 자원들에 포함된다.
본 발명의 또 다른 관점에 따라, 통신 시스템에서 무선 단말이 제공된다. 상기 무선 단말은 전송 블록 생성 유닛, 코드 블록 생성 유닛 및 복수 개의 코드 블록들에 전송 자원들을 할당하는 자원 매핑 유닛을 포함한다. 제1 전송 블록 내에서 적어도 하나의 제1 코드 블록에 할당된 전송 자원들은 제2 전송 블록 내에서 제2 코드 블록에 할당된 전송 자원들과 동일하다.
발명의 더욱 완성된 이해와 발명의 부가적인 이점은, 참조 심볼이 동일하거나 유사한 성분을 나타내는 것과 같이, 후술되는 상세한 설명과 도면을 참조함으로써 보다 명확하게 이해될 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 송수신기 체인을 간략하게 도시한 도면;
도 2는 주파수의 기능과 같은 진폭을 나타내는 OFDM 부반송파들의 두 개의 동등한 그래프들을 도시한 도면;
도 3은 시간 도메인에서 OFDM 심볼들을 위해 송수신된 파형들을 도시한 도면;
도 4는 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속 송수신기 체인을 나타낸 도면;
도 5는 HARQ(Hybrid Automatic Repeat request) 송수신기 체인을 간략하게 나타낸 도면;
도 6은 4-채널 동기식 HARQ 전송 기법을 간략하게 나타낸 도면;
도 7은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 간략하게 나타낸 도면;
도 8은 프리코드 MIMO 시스템을 간략하게 나타낸 도면;
도 9는 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access) 시스템에서 HS-DSCH(High Speed Data Shared Channel)을 위한 코딩 구조를 간략하게 나타낸 도면;
도 10은 HS-DSCH(High Speed Data Shared Channel) 하이브리드 ARQ 기능을 간략하게 나타낸 도면;
도 11은 LTE(long term evolution) 다운링크 서브프레임 구조를 간략하게 나타낸 도면;
도 12는 LTE 업링크 서브프레임 구조를 간략하게 나타낸 도면;
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 채널 인터리빙 기법을 간략하게 나타낸 도면;
도 14는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 채널 인터리빙 기법을 간략하게 나 타낸 도면;
도 15는 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 채널 인터리빙 기법을 간략하게 나타낸 도면; 및
도 16은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 채널 인터리빙 기법을 나타낸 도면.
직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : OFDM)는 주파수 영역에서 데이터를 다중화하기 위한 기술이다. 변조 심볼들은 주파수 부반송파들에서 운반된 것이다. 도 1은 ODMA 송수신기 체인을 도시하고 있다. OFMD 기술을 사용하는 통신 시스템에서의 송신기 체인(110)에서, 제어 신호들 또는 데이터(111)는 변조기(112)에 의해 일련의 변조 심볼들로 변조되고, 이후 직/병렬(S/P) 변환기(113)에 의해 직렬신호에서 병렬 신호로 변환된다. 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform : IFFT)부(114)는 상기 신호들을 주파수 도메인에서 시간 도메인으로, 다수의 OFDM 심볼들로 변환하기 위해 사용된다. 싸이클릭 프리픽스(Cyclic prefix : CP) 또는 제로 프리픽스(Zero prefix : ZP)는 다중 경로 페이딩으로 인한 영향을 제어하거나 줄이기 위해 CP 삽입부(116)에 의해 각각의 OFDM 심볼에 부가된다. 그 결과 상기 신호는 안테나(미 도시)와 같은 송신단 전 처리부(117) 또는 선택적으로 유선 또는 케이블에 의해 전송된다. 수신기 체인(120)에서, 완벽한 시간 및 주파수 동기가 획득된다면, 상기 수신단 전 처리부(121)에 의해 수신된 신호는 CP 제거부(122)에 의해 처리된다. 고속 푸리에 변 환(Fast Fourier Transform : FFT)부(124)는 이후의 처리를 위해 상기 수신된 신호를 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 변환한다.
OFDM 시스템에서 각각의 OFDM 심볼은 다수의 부반송파들로 구성된다. 각각의 OFDM 심볼 내에서 부반송파는 변조 심볼을 운반한다. 도 2는 부반송파 1, 부반송파 2 및 부반송파 3을 사용하는 OFDM 전송 방식을 도시하고 있다. 각각의 OFDM 심볼은 시간 도메인에서 유한한 지속 시간을 가지고 있기 때문에, 상기 부반송파들은 주파수 도메인에서 서로 중첩된다. 그러나, 도 2에 도시된 바와 같이, 상기 송수신기에서 완벽한 주파수 동기화가 획득된다면 샘플링 주파수들에서 직교성이 유지될 수 있다. 불완전한 주파수 동기화 또는 고속의 이동성으로 인한 주파수 오프셋이 발생하는 경우, 상기 샘플링 주파수들에서 부 반송파들의 직교성은 파괴되고, 반송파 간 간섭(inter-carrier-interference : ICI)을 초래한다.
도 3은 시간 도메인에서 송수신된 OFDM 심볼들을 도시하고 있다. 다중 경로 페이딩 때문에, 상기 수신된 신호의 CP 부분은 종종 이전 OFDM 심볼에 의해 손상된다. 그러나, 상기 CP가 충분히 길다면, 상기 CP 없이 수신된 OFDM 심볼은 상기 다중 경로 페이딩 채널에 의해 컨볼루트된 자신의 신호 만을 포함해야 한다. 일반적으로, 이후 주파수 도메인에서의 처리를 위해 수신단은 FFT를 수행한다. 다른 전송 방식들에 비해 OFDM 방식의 장점은 다중 경로 페이딩에 강하다는 점이다. 시간 도메인에서 다중 경로 페이딩은 주파수 도메인에서 주파수 선택적 페이딩으로 변경된다. 상기 싸이클릭 프리픽스 또는 제로 프리픽스가 부가됨으로써, 인접한 심볼들 사이의 심볼 간 간섭은 제거되거나 크게 줄어든다. 더욱이, 각각의 변조 심볼은 좁 은 대역폭을 통해 전송되기 때문에, 상기 변조 심볼은 단일 경로 페이딩을 겪는다. 주파수 선택 페이딩을 해결하기 위해 간단한 등화 방식이 사용될 수 있다.
단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(Single carrier frequency division multiple access : SC-FDMA)은 단일 반송파 변조 및 주파수 도메인 등화를 이용하고, OFDM 시스템과 비슷한 성능 및 복잡성을 가지는 기술이다. SC-FDMA의 장점은 SC-FDMA 신호가 고유의 단일 반송파 구조로 인하여 낮은 최대 전력 대 평균 전력 비(peak-to-average power ratio : PAPR)를 갖는다는 점이다. 통상 낮은 PAPR은 전력 증폭기의 높은 효율을 가져오고, 특히 업 링크 전송에서 이동국들에 중요하다. SC-FDMA는 3GPP LTE 시스템에서 업링크 다중 접속 방식으로 선택된다. 도 4는 SC-FDMA를 위한 송수신기 체인의 일 예를 도시하고 있다. 송신단에서, 데이터 또는 제어 신호는 S/P 변환기(181)에 의해 직렬에서 병렬(S/P)로 변환된다. 부반송파 매핑부(183)가 시간 도메인 데이터를 부반송파들의 집합(set)에 매핑하기 전에, DFT 변환기(182)는 시간 도메인 데이터 또는 제어 신호에 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier transform : DFT)이 적용될 것이다. 낮은 PAPR을 보장하기 위해, 통상 주파수 도메인에서의 DFT 출력은 인접하는 부반송파들의 집합에 매핑될 것이다. 그리고 나서, 상기 신호를 시간 도메인으로 변환하기 위해 IFFT 변환기(184)에 의해 상기 DFT보다 더 큰 사이즈를 가지는 IFFT가 적용될 것이다. P/S 변환기(185)에 의해 병렬 신호에서 직렬 신호로 변환된 후, 상기 데이터 또는 상기 제어 신호가 송신단 전 처리부(187)로 제공되기 전에 CP 삽입부(186)는 상기 데이터 또는 상기 제어 신호에 싸이클릭 프리픽스를 부가한다. 싸이클릭 프리픽스가 부가된 상기 처리 신호 는 종종 SC-FDMA 블록으로 지칭된다. 상기 신호가 예를 들어 무선 통신 시스템에서의 다중 경로 페이딩 채널과 같은 통신 채널(188)을 통과한 후, 상기 수신기는 수신단 전 처리부(191)에 의해 수신단 전 처리를 수행하고, CP 제거부(192)에 의해 CP를 제거하고, FFT 변환기(194)와 주파수 도메인 등화에 의해 고속 퓨리에 변환을 수행할 것이다. 상기 등화된 신호가 주파수 도메인에서 디매핑(195)된 후, 역 이산 퓨리에 변환(196)이 수행될 것이다. IDFT의 출력은 복조 및 복호와 같은 추가적인 시간 도메인 처리 과정을 거친다.
패킷 기반 무선 데이터 통신 시스템에서, 제어 채널들, 즉 제어 채널 전송을 통해 전송된 제어 신호들은 일반적으로 데이터 채널들, 즉 데이터 전송을 통해 전송된 데이터 신호들을 수반한다. 제어 채널 포맷 지시자(control channel format indicator, CCFI), 응답 신호(acknowledgement signal, ACK), 패킷 데이터 제어 채널(packet data control channel, PDCCH) 신호를 포함하는 제어 채널 정보는 사용자 ID, 자원 할당 정보, 페이로드 사이즈, 변조, HARQ 정보, MIMO 관련 정보와 같은 데이터 신호를 위한 전송 포맷 정보를 운반한다.
복합 자동 재 전송 요구(Hybrid Automatic Repeat reQuestion, HARQ)는 복호 실패를 제거하고 신뢰성을 향상하기 위해 통신 시스템에서 널리 사용된다. 각각의 데이터 패킷은 특정한 순방향 에러 정정(forward error correction, FEC) 방식을 이용하여 부호화된다. 각각의 서브패킷은 상기 부호화된 비트들의 일 부분 만을 포함할 수 있다. 만약 피드백 응답 채널에서 NAK에 의해 지시됨으로써 서브패킷 k의 전송이 실패한다면, 상기 수신기가 상기 패킷을 복호하는 것을 돕도록 재 전송 서 브패킷(서브패킷 K+1)이 전송된다. 상기 재전송 서브패킷들은 이전 서브패킷들과 다른 부호화된 비트들을 포함할 수 있다. 상기 수신기는 복호 기회를 높이기 위해 상기 수신된 서브패킷들 모두를 소프트 컴바인하거나 공동으로 복호한다. 통상, 최대 전송 횟수는 신뢰성, 패킷 지연 및 구현 복잡성을 모두 고려하여 설정된다.
종종 MIMO(multiple input multiple output)라 지칭되는 다중 안테나 통신 시스템은 시스템 성능을 향상하기 위해 무선 통신에서 널리 사용된다. 도 6에 도시된 MIMO 시스템에서, 송신기는 독립적인 신호들을 전송할 수 있는 다수의 안테나들을 가지고 있고, 수신기는 다수의 수신 안테나들을 구비한다. 만약 하나의 송신 안테나만을 구비하거나 전송된 하나의 데이터 스트림 만이 존재 있다면, MIMO 시스템은 단일 입력 다중 출력(single input multiple output, SIMO)으로 된다. 만약 하나의 수신 안테나 만이 존재한다면, MIMO 시스템은 다중 입력 단일 출력(multiple input single output, MISO)이 된다. 만약 하나의 송신 안테나와 하나의 수신 안테나 만이 존재한다면, MIMO 시스템은 단일 입력 단일 출력(single input single output, SISO)이 된다. MIMO 기술은 대역폭 또는 전체 송신 전력의 증가 없이 시스템의 전송 률 및 범위를 상당히 증가할 수 있다. 일반적으로, MIMO 기술은 다중 안테나들로 인해 공간 도메인에서 추가적인 자유도(dimension of freedom)를 이용함으로써 무선 통신 시스템의 스펙트럼 효율을 증가한다. 많은 종류의 MIMO 기술들이 존재한다. 예를 들어, 공간 다중화 방식들은 다중 안테나를 통해 전송된 다수의 데이터 스트리밍을 허용함으로써 전송률을 증가시킨다. 시-공간 부호화와 같은 송신 다이버시티 방법은 다수의 송신 안테나들로 인한 공간 다이버시티를 이용한다. 수 신 다이버시티 방법들은 다수의 수신 안테나들로 인한 공간 다이버시티를 이용한다. 빔 포밍 기술들은 수신된 신호 이득을 향상시키고 다른 사용자들에 대한 간섭을 감소시킨다. 공간 분할 다중 접속(Spatial division multiple access, SDMA)은 동일한 시간-주파수 자원들을 통해 다중 사용자들로부터 또는 다중 사용자들에게 신호 스트림들을 전송하도록 한다. 수신기들은 데이터 스트림들의 공간적인 시그너쳐(spatial signature)에 의해 다수의 데이터 스트림들을 분리할 수 있다. 이러한 MIMO 기술들은 서로 배타적이지 않음을 유의한다. 사실, 많은 MIMO 기술들이 종종 발전된 무선 시스템들에 사용된다.
채널 상태가 양호한 경우, 예를 들어, 단말의 속도가 느린 경우에, 시스템 성능을 향상하기 위해 폐-루프 MIMO 방식을 사용하는 것이 가능하다. 폐 루프 MIMO 시스템에서, 수신기들은 채널 상태 및/또는 선호하는 Tx MIMO 처리 방식을 피드백한다. 송신기는 전송 방식을 공동으로 최적화하기 위해 스케줄링 우선 순위, 데이터 및 자원 가용성과 같은 다른 고려 사항들과 함께 상기 피드백 정보를 이용한다. 널리 사용되는 폐 루프 MIMO 방식은 MIMO 프리코딩이다. 프리코딩과 함께, 송신 데이터 스트림들은 다수의 송신 안테나로 통과되기 전에 행렬에 의해 미리 곱해진다. 도 7에 도시된 바와 같이, Nt 개의 송신 안테나들과 Nr 개의 수신 안테나들이 존재한다고 가정한다. Nt 개의 송신 안테나들과 Nr 개의 수신 안테나들 사이의 채널을 H로 표시한다. 따라서 H는 Nt x Nr 행렬이다. 만약 송신기가 H에 대한 정보를 알고 있다면, 상기 송신기는 상기 H에 따라 가장 유리한 전송 방식을 선택할 수 있다. 예를 들어, 처리량을 최대화하는 것이 목표이고, 송신기에서 H에 대한 정보를 이용 할 수 있다면, 프리코딩 행렬은 H의 우측 특이 행렬로 선택될 수 있다. 그렇게 함으로써, 수신단에서 다수의 데이터 스트림들을 위한 효율적인 채널이 대각화 될 수 있고, 상기 다수의 데이터 스트림들 사이의 간섭을 제거할 수 있다. 그러나, H의 정확한 값을 피드백하기 위해 요구되는 오버헤드는 종종 제한된다. 피드백 오버헤드를 줄이기 위해, 일련의 프리코딩 행렬들은 H가 구현할 수 있는 가능한 값들의 공간을 양자화하기 위해 정의된다. 상기 양자화와 함께, 수신기는 선호되는 프리코딩 방식을, 통상 선호되는 프리코딩 행렬의 인덱스, 랭크 및 선호되는 프리코딩 벡터들의 인덱스들의 형태로 피드백한다. 또한, 상기 수신기는 상기 선호되는 프리코딩 방식을 위한 관련 CQI 값들을 피드백할 수 있다.
MIMO 시스템의 또 다른 관점은 전송을 위한 다수의 데이터 스트림들이 각각 부호화되는지 아니면 함께 부호화되는지 여부이다. 만약 전송을 위한 모든 계층들이 함께 부호화된다면 단일 코드워드(single codeword, SCW) MIMO 시스템이라 부른다. 그렇지 않다면, 다중 코드워드(multiple codeword, MCW) MIMO 시스템이라 부른다. LTE 다운링크 시스템에서, 단일 사용자 MIMO(single user MIMO, SU-MIMO)가 사용될 때, 2개의 코드워드까지 단일 사용자 단말에 전송될 수 있다. 2개의 코드워드가 사용자 단말로 전송되는 경우에, 상기 사용자 단말은 상기 2개의 코드워드를 각각 알릴 필요가 있다. 또 다른 MIMO 기술은 공간 분할 다중 접속(spatial division multiple access, SDMA)이라 하고, 이는 종종 다중 사용자 MIMO(multi-user MIMO, MU-MIMO)라 한다. 상기 SDMA에서, 다수의 데이터 스트림들은 별개로 부호화되고, 동일한 시간-주파수 자원으로 서로 다른 의도된 수신기들에 전송된다. 예를 들어, 안테나들, 가상 안테나들 또는 프리코딩 벡터들과 같은 서로 다른 공간적인 기호(spatial signature)를 사용함으로써, 상기 수신기들은 상기 다수의 데이터 스트림들을 구별할 수 있다. 더욱이, 수신기들의 적당한 그룹을 스케줄링하고, 채널 상태 정보에 기반하여 개개의 데이터 스트림을 위한 적당한 공간적인 기호를 선택함으로써, 관심 있는 신호가 강화될 수 있는 한편, 다른 신호들은 동시에 다수의 수신기들을 위해 강화될 수 있다. 따라서, 상기 시스템 용량은 향상될 수 있다. 단일 사용자 MIMO(Single user MIMO: SU-MIMO)와 다중 사용자 MIMO(Multi-user MIMO : MU-MIMO) 모두 LTE 다운링크에서 채택된다. 또한, MU-MIMO는 LTE 업 링크에서 채택되었으나 LTE 업 링크를 위한 SU-MIMO는 여전히 논의 중이다.
LTE 시스템에서, 전송 블록이 (일 예로, 6144비트들보다 더) 클 때, 상기 전송 블록은 다중 코드 패킷들이 생성될 수 있도록 하기 위해 다중 코드 블록들로 분할되고, 이것은 병렬 처리, 파이프라이닝 구현, 전력 소비와 하드웨어 복잡도 사이의 유연한 트레이드 오프(trade off)를 가능하게 하는 것과 같은 장점들 때문에 유리하다. 각각의 코드 블록은 복수 개의 부호화된 비트들을 생성하도록 터보 코드들의 사용에 의해 복호화될 것이다. 부호화된 비트들은 각각의 전송을 위하여 레이트 매칭 알고리즘에 의해 선택된다. 전송 블록의 모든 코드 블록들에서 선택된 부호화된 비트들을 모두 포함하는 하나의 전송 블록은 하나의 MIMO 코드워드와 같이 전송된다. 다중 코드 블록들을 생성하는 과정은 도 9에 도시된 HSDPA(a High Speed Downlink Packet Access) 시스템에서 HS-DSCH(High Speed Data Shared Channel)의 부호화 과정과 유사하다. 현재 HS-DSCH 설계에서, 전송 블록을 위한 에러 검출 목 적을 위해 하나의 24-비트 싸이클릭 리던던시 검사(cyclic redundancy check : CRC)만이 생성된다. 만약 다중 코드 블록들이 하나의 전송 시 구간(TTI) 동안에 생성되어 전송된다면, 수신기는 코드 블록들 중 몇몇은 정확하게 복호하겠지만 나머지들은 복호 할 수 없다. 이 경우, 그 전송 블록에 대한 CRC는 검사하지 않을 것이기 때문에 상기 수신기는 송신기에 NAK(non-acknowledgemen)를 피드백 할 것이다.
하이브리드 ARQ 기능은 채널 코더의 출력에서 비트들의 개수를 HS-DSCH(High Speed Data Shared Channel)가 매핑된 HS-PDSCH(High Speed Physical Downlink Shared Channel)의 비트들의 개수에 매치시킨다. 상기 하이브리드 ARQ 기능은 리던던시 버전(redundancy version : RV) 파라미터들에 의해 제어된다. 상기 하이브리드 ARQ 기능의 출력에서 정확한 비트들의 세트는 입력 비트들의 개수, 출력 비트들의 개수 및 RV 파라이터에 의존한다. 도 10에 도시된 바와 같이, 하이브리드 ARQ 기능은 두개의 레이트 매칭 단계들(231 및 232)와 가상 버퍼(240)로 구성된다. 제1 레이트 매칭 단계(231)는 상위 계층들에 의해 제공된 정보인 가상 IR 버퍼(240)에 입력 비트들의 개수와 매치한다. 만약 입력 비트들의 개수가 가상 IR 버퍼링 용량을 초과하지 않는 경우 제1 레이트 매칭 단계(231)는 순조롭다. 제2 레이트 매칭 단계(232)는 TTI 내 HS-PDSCH 집합에서 이용가능한 물리 채널 비트들의 개수에 제1 레이트 매칭 단계(231)의 출력에서 비트들의 개수를 매치한다.
도 11은 LTE의 다운링크 서브프레임 구조를 도시하고 있다. 전형적인 구성에서, 각각의 서브프레임은 1ms이고, 14 OFDM 심볼들(즉, 시간 자원 유닛들)을 포함한다. 서브프레임 내의 OFDM 심볼들은 0에서 13으로 인덱스된다고 가정한다. 안테 나 0 및 1에 대한 참조 심볼들(Reference symbols : RS)은 OFDM 심볼들 0, 4, 7 및 11에 위치한다. 안테나들 2 및 3에 대한 참조 심볼들(Reference symbols : RS)은 OFDM 심볼들 2 및 8에 위치한다. 제어 채널 포맷 지시자(Control Channel Format Indicator, CCFI), 응답 채널(acknowledgement channel, ACK), 패킷 데이터 제어 채널(packet data control channel, PDCCH) 신호를 포함하는 제어 채널 신호들은 맨 처음의 하나, 또는 두 개, 또는 세 개의 OFDM 심볼들로 전송된다. 제어 채널 신호들을 위해 사용되는 OFDM 심볼들의 수는 CCFI에 의해 지시된다. 예를 들어, 상기 제어 채널들은 제1 OFDM 심볼, 또는 제1 제2 OFDM 심볼들, 또는 제1 제3 OFDM 심볼들을 점유할 수 있다. 데이터 채널들, 즉 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel, PDSCH)은 다른 OFDM 심볼에서 전송된다.
도 12는 (데이터 전송을 위한) 업링크 서브프레임 구조를 도시한 것이다. LTE 업링크는 몇몇 차이점들을 가지는OFDMA 시스템과 매우 유사한 SC-FDMA 기반 시스템이다. OFDM 심볼과 유사한, 각각의 SC-FDMA 블록은 하나의 싸이클릭 프리픽스(CP)를 가진다. 나머지 SC-FDMA 블록들이 데이터를 운반하는 동안, 데이터 전송을 위해, 참조 신호들(RSs)은 4번째 SC-FDMA 블록과 11번째 SC-FDMA 블록에 위치 된다. 도 13은 업링크 서브프레임의 시간-도메인 구조를 도시하고 있다. 각각의 개별적인 UE를 위해, 그것의 전송은 주파수 도메인에서 전체 대역폭의 일부만 점유할 수도 있다. 그리고 다른 사용자들과 제어 신호들은 SC-FDMA를 통해 주파수 도메인에서 다중화된다.
본 발명은 OFDM 시스템에서 채널 인터리빙을 위한 방법 및 장치를 제공한다. OFDMA 시스템 또는 단일-반송파 FDMA의 컨텍스트에서, 채널 인터리빙은 종종 자원 매핑을 위한 변조 심볼로 참조되는 것에 유념하여야 한다. 본 발명에서 자원 매핑을 위해 채널 인터리빙 및 변조 심볼은 교환될 수 있다.
본 발명의 장점 및 특징들은 이하 발명의 상세한 설명에서 개시하고 있는 다양한 실시 예들을 통해 분명해진다. 또한 본 발명은 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능하다. 따라서, 도면 및 도면에 대한 설명은 본질적으로 본 발명의 내용을 설명하기 위한 것일 뿐 본 발명의 내용을 제한하지 않는다. 또한, 첨부된 도면들의 참조 번호는 본 발명의 일 예로써 설명될 뿐, 본 발명을 제한하지 않음에 유의한다. 이하 설명에서는 LTE 시스템에서의 다운링크 서브프레임을 일 예로 설명하기로 한다. 그러나, 본 발명은 LTE 시스템에서의 다운링크 서브프레임에 국한되지 않으며 업링크 서브프레임 구조 및 다른 시스템에도 적용될 수 있다.
본 발명에 따른 제1 실시 예에서, 인덱싱 기법은 자원 할당에서 자원 요소들(resource elements : REs)의 쉬운 어드레싱을 가능하도록 하기 위하여 제시된다. 다중 자원 블록들(resource blocks : RBs)은 데이터 전송에 할당될 수 있다. 상기 자원 할당은 데이터 전송을 위해 다중 OFDM 심볼들에서 다중 부반송파들을 할당한다. OFDM 심볼 i 에서 데이터 전송을 위해 이용 가능한 N i REs가 존재한다고 가정한다. 일 예로 LTE 다운링크에서, 하나의 서브프레임에서 데이터 전송을 위해 이용 가능한 REs의 총 개수는 아래 <수학식 1>과 같다.
Figure 112009075587870-pct00073
전송 간격에서 모든 OFDM 심볼들이 데이터-운반이 아닐 수 있다. 일 예로, 도 13에 도시한 바와 같이, 상기 전송 간격이 서브프레임과 같이 정의되면, 그리고 상기 제어 채널이 제1, 제3 OFDM 심볼들을 점유하면, OFDM 심볼 4-14만이 데이터 운반 OFDM 심볼들이다. 그래서, i=1,2,3에 대해
Figure 112009075587870-pct00074
이다. 0 부터 N-1까지 데이터 REs를 인덱스할 수 있다. 인덱싱 기법의 일 예는 하기에서 설명하는 바와 같다.
먼저, OFDM 심볼 i(i = 1, 2, ..., 14)에서 데이터 REs를 위해 OFDM 심볼 내의 인덱스를 결정한다. 주어진 OFDM 심볼을 위해, 더 작은 인덱스들을 보다 낮은 주파수에 위치한REs에 간단하게 할당하고, 더 높은 주파수에서 REs을 위한 더 높은 인덱스를 간단하게 할당함으로써 순차적인 인덱스를 정의한다. 이에 따라 제1 OFDM 심볼에서 데이터 REs는 0부터 N 1 -1까지 순차적 인덱스로 할당되고, 제2 OFDM 심볼에서 데이터 REs는 0부터 N 2 -1까지 순차적 인덱스로 할당된다. 데이터 RE에 할당된 상기 OFDM 심볼에서 인덱스는 그 데이터 RE의 순차적 인덱스와 동일하게 만들어질 수 있다. 그러나, OFDM 심볼 i 에서 주파수 도메인 인터리빙은 OFDM 심볼에서 데이터 REs를 위해 OFDM 심볼에서 인덱스를 변경하는 것에 의해 이루어질 수 있다. 일 예로, 주파수 도메인 인터리버는 OFDM 심볼에서 순차적으로 인덱스된 데이터 REs를 제공할 수 있다. 인터리빙 함수는
Figure 112009075587870-pct00075
이고, 여기서 OFDM 심볼 i 을 위한
Figure 112009075587870-pct00076
임을 가정한다. 주파수 도메인 인터리빙은 OFDM 심볼 i에서 순차적 인덱스를 가지는 데이터 RE에 I i (x) 의 OFDM 심볼에서 인덱스를 할당하는 것에 의해 이루어질 수 있다. 인터리빙 함수 I i (x) 는 본 발명을 벗어나지 않는 범위에서 인터리빙 또는 매핑 중 어떠한 것으로도 선택될 수 있다. 이와 같이, 주파수 도메인 인터리빙 또한 변조 심볼들에 인터리빙 함수 I i (x)을 적용한 후, 순차적인 REs에 인터리빙된 변조 심볼들을 매핑하는 것에 의해 이루어질 수 있다. 다음으로, 시간 도메인에서, 할당 내의 인덱스를 생성하기 위해, 상기 인덱싱 기법은 순차적으로, 또는 다른 설계 관점에 의해 지시된 바와 같이 다른 순서에 따라, OFDM 심볼들을 사용한다. 도시를 위해, 상기 인덱싱 기법은 순차적으로 OFDM 심볼들을 사용한다. 그러므로, 제1 OFDM 심볼에서 데이터 REs는 0부터 N 1 -1까지 할당 내의 인덱스로 할당되고; 제2 OFDM 심볼에서 데이터 REs는 N 1 부터 N 1 + N 2 -1까지 할당 내의 인덱스로 할당된다; 기타 등등. 상기 인덱싱 기법이 순차적으로 OFDM 심볼들을 사용한다고 가정하면, OFDM 심볼 i 에서 OFDM 심볼 내에 인덱스 I i (x)를 가지는 데이터 RE의 할당내의 인덱스 I A (x, i) 는 아래 <수학식 2>에 의해 주어진다.
Figure 112014071607493-pct00077
본 발명의 제2 실시 예에서 상기 이용 가능한 전체 자원 요소들은 각각의 코드 블록에 할당된 자원의 양이 가능한 한 동일하도록 하기 위해 공식)에 따라 복수의 코드 블록들에 할당된다.
도시를 위해, 각각의 변조 심볼, 또는 각각의 자원요소(RE)는, 단지 하나의 코드 블록으로부터 부호화된 비트들을 포함함을 가정한다. 그러나 본 발명의 실시 예는 명확하게 변조 심볼들이 다중 코드 블록들로부터 부호화된 비트들을 포함하는 경우들에 적용한다. N seg 코드 블록들이 존재한다고 가정한다.
Figure 112009075587870-pct00078
는 x보다 크거나 같은 최소 정수라고 정의한다.
Figure 112009075587870-pct00079
는 x보다 작거나 동일하다 같은 최대 정수라고 정의한다. 일 예로, 코드블록 j에 할당된 데이터 REs의 수 M j 는 아래 <수학식 3>과 같이 주어질 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00080
채널 인터리빙 알고리즘은 하나의 전송 블록 내에서 다중 코드 블록들의 시나리오를 고려할 필요가 있으며, 이는 전송 블록 사이즈가 가장 큰 허용 가능 코드 블록 사이즈보다 클 때 발생할 수 있다. 일 실시 예는 도 13에 나타내었다. 도시를 위해, 각각의 변조 심볼, 또는 각각의 자원 요소(RE), 단지 하나의 코드 블록으로부터 부호화된 비트들을 포함함을 가정한다. 그러나 본 발명의 실시 예는 명확하게 변조 심볼들은 다중 코드 블록들로부터 부호화 비트들을 포함하는 경우들에 적용한다. 도 13에서 나타낸 예에서 4개의 코드 블록들이 있다. 코드 블록 A의 부호화 비트들을 운반한 변조 심볼들은 OFDM 심볼들 4, 5 및 6에서 REs에 매핑된다; 코드 블록 B의 부호화 비트들을 운반한 변조 심볼들은 OFDM 심볼들 6, 7, 8 및 9에서 REs에 매핑된다; 코드 블록 C의 부호화 비트들을 운반한 변조 심볼들은 OFDM 심볼들 9, 10, 11 및 12에서 REs에 매핑된다. 코드 블록 D의 부호화 비트들을 운반하는 변조 심볼들은 OFDM 심볼들 12, 13 및 14에서 REs에 매핑된다. 편이상, 순차적인 방법에 따라 다중 코드 블록들을 시도하는 채널 인터리빙의 타입을 시간-도메인-멀티플렉싱-제1(time-domain-multiplexing-first : TDM-first) 접근이라고 부른다. 명확하게, 도 13에 도시된 바와 같이, 일 예로 OFDM 심볼들 6, 9 및 12에서 코드블록들의 주파수-도메인-멀티플렉싱이 여전히 존재한다. 데이터율이 높거나 또는 코드 블록들의 수가 클 때, 수신기가 모든 서브프레임을 수신하여 복잡도와 수신기의 비용이 감소하기 전에 몇몇의 코드 블록을 처리하는 것을 시작하도록 허용하기 때문에 다중 코드 블록들을 TDM에 시도하는 것은 유리하다.
I C (x,i)는 할당 내의 인덱스 I A (x,i)를 가지는 RE가 할당된 코드 블록의 인덱스로 정의한다. 본 발명의 제3 실시 예에서, 상기 자원 요소 인덱싱 기법에 따 라, 아래 <수학식 4>와 같이 할당내의 인덱스 I A (x,i)를 가지는 REs를 코드 블록 j에 할당할 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00081
동일하게, 아래 <수학식 5>와 같이 할당내의 인덱스 I A (x,i)를 가지는 REs를 코드 블록 j에 할당할 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00082
또한, 아래 <수학식 6>와 같이 할당내의 인덱스 I A (x,i)를 가지는 REs를 코드 블록 j에 할당할 수 있다.
Figure 112014071607493-pct00083
이렇게 함으로써, 도 13에 나타낸 것과 같은 채널 인터리빙 효과를 이룰 수 있다.
추가적인 고려사항들은 이전 실시 예들의 추가적인 개선을 이룰 수 있다. 예 를 들면, 공간 주파수 블록 코드(space frequency block code : SFBC)과 같이 전송 다이버시티 구조들을 조정하기 위해서, 동일한 OFDM 심볼에서 그리고 서로 인접하게 위치된 두 개의 데이터 REs에 변조 심볼들을 매핑할 수 있다. 일 예로, 상기 두 개의 인접 데이터 REs 사이에 참조 심볼들과 같은 오버 헤드 채널들에 의해 점유되거나 예약된 REs가 존재할 수 있음에 유의해야 한다. 이를 위해, 예를 들면, 상기 인덱싱 기법은 두 개의 인접한 데이터 REs의 OFDM 심볼 내의 인덱스들 I i (x)이 연속적인 것임을 확인할 수 있다. 일반적인 손실 없으면, N은 짝수라고 가정한다. 그리고 나서 본 발명의 제4 실시 예에 따라 코드 블록 j에 할당된 데이터 REs의 수 M j 는 아래 <수학식 7>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00084
따라서, 아래 <수학식 8>에서와 같이 할당 내의 인덱스 I A (x,i)를 가지는 REs 를 코드 블록 j에 할당할 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00085
동일하게, 아래 <수학식 9>에서와 같이 할당 내의 인덱스 I A (x,i)를 가지는 REs 를 코드 블록 j에 할당할 수 있다.
Figure 112014071607493-pct00086
또한 아래 <수학식 10>에서와 같이 할당 내의 인덱스를 가지는 REs 인덱스I A (x,i)를 코드 블록 j에 할당할 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00087
이렇게 함으로써, 도 14에 나타낸 것과 같은 채널 인터리빙 효과를 이룰 수 있다. 만약 N이 홀수인 경우, SFBC가 각각의 SFBC 동작을 위해서 두 개의 데이터 REs를 요구하기 때문에 하나의 데이터 RE는 제거될 필요가 있다. 다시 말해서, 상기 설명된 알고리즘이 적용될 수 있도록 하기 위해서 하나에 의해 N을 줄일 수도 있다.
한편, 데이터율이 낮거나 또는 코드 블록들의 수가 작을 때, UE가 더 많은 코드 블록들을 수신할 수 있도록 설계되므로, 상기 TDM-first 접근의 이익은 주어진 UE 용량을 위해 덜 중요하다. 이런 경우, 각각의 코드 블록들이 가능한 많은 시간 다이버시티를 이용하도록 허락하는 것으로 전송 성능을 극대화 하는 것을 선호 할 것이다. 편의상, 이처럼 다중 코드 블록들을 다중화하도록 시도하는 채널 인터리빙의 타입을 주파수-도메인-멀티플렉싱-제1(frequency-domain-multiplexing-first : FDM-first) 접근이라고 부른다. 상기 접근의 일 실시 예는 본 발명의 제5 실시 예에 따라 도 15에 도시하였다. 상기 예에서 두 개의 코드 블록들이 있다. 시간 다이버시티를 최대화하기 위해서, 각각의 코드 블록을 위한 변조 심볼들은 각각의 OFDM 심볼에 존재한다. 동시에, 주파수 다이버시티를 최대화하기 위해서, 각각의 코드 블록을 위한 변조 심볼들은 각각의 OFDM 심볼들에서 인터레이스(interlace) 된다. 이렇게, 각각의 코드 블록은 상기 전송에 할당된 자원에서 대부분의 주파수와 시간 다이버시티를 획득하며, 따라서 각각의 코드 블록들에 동일한 보호를 제공하여 전송의 전체적인 성능을 최대화한다.
본 발명의 제6 실시 예에서 코드 블록 j에 아래 <수학식 11>의 할당 내의 인덱스를 가지는 REs를 할당할 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00088
동일하게, I A (x, i)의 할당 내의 인덱스를 가지는 RE를 아래 <수학식 12>와 같이 코드 블록 j에 할당할 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00089
이렇게 함으로써, 도 15에 나타낸 것과 같은 채널 인터리빙 효과를 이룰 수 있다.
추가적인 고려사항들은 이전의 실시 예들의 추가적인 개선을 이룰 수 있다. 예를 들면, 공간 주파수 블록 코드(space frequency block code : SFBC)와 같은 전송 다이버시티 기법들을 제공하기 위해서, 동일한 OFDM 심볼에 위치되는 그리고 서로가 인접하게 위치되는 두 개의 데이터 REs를 변조 심볼들에 매핑할 수 있다. 다시, REs는 상기 두 개의 인접한 데이터 REs 사이에서, 오버헤드 채널들 일 예로, 참조 심볼들에 의해 점유되거나 예약될 수 있다. 이를 위해, 예를 들면, 상기 인덱싱 기법은 두 개의 인접한 데이터 REs의 OFDM 심볼 내의 인덱스들 I i (x)이 연속적인 것임을 확인할 수 있다. 일반적인 손실이 없으면, N은 짝수라고 가정한다. 본 발명의 제7 실시 예에 따라 코드 블록 j에 할당된 데이터 Res의 수 M j 는 아래 <수학식 13>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00090
따라서, 아래 <수학식 14>와 같이 할당 내의 인덱스 I A (x,i)를 가지는 REs를 코드 블록 j에 할당할 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00091
동일하게, 아래 <수학식 15>와 같이 I A (x, i)의 할당 내의 인덱스 I A (x, i)를 가지는 RE를 코드 블록 j에 할당할 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00092
이렇게 함으로써, 도 16에 나타낸 것과 같은 채널 인터리빙 효과를 이룰 수 있다. 만약 N이 홀수인 경우, SFBC가 각각의 SFBC 동작을 위해서 두 개의 데이터 REs를 요구하기 때문에 하나의 데이터 RE는 제거될 필요가 있다. 다시 말해서, 상기 설명된 알고리즘이 적용될 수 있도록 하기 위해서 하나에 의해 N을 줄일 수도 있다.
채널 인터리빙 기법들 TDM-first 및 FDM-fist를 비교하면, 높은 데이터율 전송을 위해서는 TDM-first 타입의 채널 인터리빙 방법들을 적용하고, 낮은 데이터율 전송을 위해서는 FDM-first 타입의 채널 인터리빙 방법들을 적용하면 이점이 있다. 스위칭 포인트는 코드 블록들의 수의 함수, 또는 전송 블록 사이즈의 함수, 또는 데이터율의 함수와 같이 정의할 수 있다. 상기 스위칭 포인트는 셀 또는 시스템에 대해 상수일 수 있다.
본 발명의 제8 실시 예에서, 만약 전송 간격에서 전송될 수 있는 코드 블록들의 수가 크다면, 연속적인 데이터-운반 OFDM 심볼들의 수가 전송 간격에서 전체적인 데이터-운반 OFDM 심볼들의 수보다 작으므로 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나의 데이터는 오직 다수의 연속적인 데이터-운반 OFDM 심볼들에서 전송된다; 만약 코드 블록들의 수가 작으면, 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나의 데이터는 전송 간격에서 모든 데이터-운반 OFDM 심볼들에서 전송된다. 이 실시 예를 구현하는 하나의 방법은 코드 블록들의 수를 위한 임계 값 N thresh 를 정의하는 것이다. 만약 코드 블록들의 수 N seg 가 N thresh 보다 크면, TDM-first 채널 인터리빙이 사용된다; 만약 그렇지 않으면, FDM-first 채널 인터리빙이 사용된다. 전송 간격은 서브프레임, 또는 슬롯, 또는 서브프레임 내에서 다중 연속적인 OFDM 심볼들로 정의될 수 있지만 이에 제한되지 않는다. 또한 연속적인 데이터-운반 OFDM 심볼들 중 데이터-운반이 없는 OFDM 심볼들이 있을 수 있다. 예를 들어, OFDM 심볼들 2와 4가 데이터를 운반하지만 OFDM 심볼 3에서 모든 REs가 제어에 따라 점유되거나 다른 목적을 위해 예약되면, OFDM 심볼들 2와 4는 여전히 연속적인 데이터-운반 OFDM 심볼들을 위해 정의된다. 예를 들어, 코드 블록들의 수가 크면, 일예로,
Figure 112009075587870-pct00093
이면, <수학식 4> 또는 <수학식 8>에 따라 코드 블록들에 REs를 할당할 수 있다. 이렇게 함으로써, 도 13 또는 도 14에 나타낸 것과 같은 채널 인터리빙 효과를 이룰 수 있다. 만약 코드 블록들의 수가 작으면, 일 예로,
Figure 112009075587870-pct00094
면, <수학식 11> 또는 <수학식 14>에 따라 코드 블록들에 REs를 할당할 수 있다. 이렇게 함으로써, 도 15 또는 도 16에 나타낸 것과 같은 채널 인터리빙 효과를 이룰 수 있다.
본 발명의 제9 실시 예에서, 만약 전송 간격에서 전송될 수 있는 전송 블록의 사이즈가 크면, 연속적인 데이터-운반 OFDM 심볼들의 수가 전송 간격에서 전체적인 데이터-운반 OFDM 심볼들의 수보다 작으므로 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나의 데이터는 오직 다수의 연속적인 데이터-운반 OFDM 심볼들에서 전송된다; 만약 전송 블록의 사이즈가 작으면, 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나의 데이터는 상기 전송 간격에서 모든 데이터-운반 OFDM 심볼들에서 전송된다. 전송 간격은 서브프레임, 또는 슬롯, 또는 서브프레임 내에서 다중 연속적인 OFDM 심볼들로 정의될 수 있으며, 이에 제한되지 않는다. 또한 연속적인 데이터-운반 OFDM 심볼들 사이에서 데이터-운반이 없는 OFDM 심볼들이 있을 수 있다. 예를 들어, OFDM 심볼들 2와 4가 데이터를 운반하지만 OFDM 심볼 3에서 모든 REs가 제어에 따라 점유되거나 다른 목적을 위해 예약되면, OFDM 심볼들 2와 4는 여전히 연속적인 데이터-운반 OFDM 심볼들을 위해 정의된다. 이 실시 예를 구현하는 하나의 방법은 전송 블록 사이즈를 위한 임계 값 L thresh 를 정의하는 것이다. 만약 전송 블록 사이즈 L TB 가 L thresh 보다 크면, TDM-first 채널 인터리빙이 사용된다; 만약 그렇지 않으면, FDM-first 채널 인터리빙이 사용된다.
본 발명의 제10실시 예에서, TDM-first 및 FDM-first 채널 인터리빙 알고리즘들이 스위칭하는, 코드 블록들의 수의 임계 값 또는 전송 블록 사이즈의 임계 값 은 사용자 단말(User Equipment : UE)당 구성될 수 있다. 상기에서 지적된 것과 같이, 상기 임계 값들은 시스템-와이드 또는 셀-와이드 상수 또는 구성이 될 수 있다. 그러나, 시스템에서의 다중 사용자 단말은 서로 다른 UE 성능 구성을 가질 수 있다. 이런 경우에, 제한되지는 않지만, UE의 성능과 같은 각각의 UE의 상황에 따라 스위칭 임계 값을 설정하는 것이 유리하다. 본 발명의 제11 실시 예에서, 두 개의 MIMO 코드워드들이 동일한 코드 블록들의 수를 가지므로 복수 개의 MIMO 코드워드들 중에서 적어도 두 개를 위한 코드 블록 분할은 동기화된다. 멀티-코드워드 MIMO 전송(multi-codeword MIMO transmission : MCW MIMO)에서, 각각의 코드워드는 다중 코드 블록들을 운반할 수 있다. 동일한 수의 코드 블록들을 가지는 것은 수신기 설계에 유리하고 간섭 제거에 더욱 효과적이다. 보다 바람직하게, 다수의 코드 블록들의 수는 정보 비트들의 더 큰 수를 가지는 코드 워드에 근거하여 결정된다. 본 발명의 제12 실시 예에서, 제1 MIMO 코드워드에서 적어도 하나의 제1 코드 블록에 할당된 자원들은 제2 MIMO 코드워드에서 제2 코드 블록에 할당된 모든 자원들에 포함되므로, 복수 개의 MIMO 코드워드들 중 적어도 두 개를 위한 채널 인터리빙은 동기화된다. 이 실시 예는 수신기가 제1 MIMO 에서 모든 코드 블록들이 디코딩이 완료되기 전에 제1 MIMO 코드워드에서 제1 코드 블록으로부터 제2 MIMO 코드워드에서 제2 코드 블록까지 간섭을 제거할 수 있다.
본 발명의 제13 실시 예에서, 제1 MIMO 코드워드에서 적어도 하나의 제1 코드 블록에 할당된 자원들은 제2 MIMO 코드워드에서 하나의 제2 코드 블록에 할당된 자원들과 동일하므로, 복수개의 MIMO 코드워드들 중 적어도 두 개를 위한 채널 인 터리빙은 동기화된다. 이전 실시 예와 유사하게, 수신기가 제1 MIMO 에서 모든 코드 블록들이 디코딩이 완료되기 전에 제1 MIMO 코드워드에서 제1 코드 블록으로부터 제2 MIMO 코드워드에서 제2 코드 블록까지 간섭을 제거할 수 있다.
본 발명의 제14 실시 예에서는, SC-FDMA 시스템에서 자원 할당 내에서 자원 요소들의 어드레스 지정을 가능하게 하기 위하여 인덱싱 기법이 제안된다. 이 경우, 자원 요소들은 도 4의 송신기에서 DFT에 입력 또는 수신기에서 IDFT에 출력에서 정의될 수 있다. SC-FDMA 블록 i에서의 데이터 전송을 위해 이용 가능한 N i REs 가 존재한다고 가정한다. 하나의 슬롯에서 데이터 전송을 위해 이용가능한 REs의 총 수는 아래 <수학식 16>과 같다.
Figure 112009075587870-pct00095
전송 간격에서 모든 SC-FDMA 블록들이 데이터-운반이 아닌 것에 유의해야 한다. 예를 들면, 전송 간격이 하나의 슬롯으로 정의되고, 제어 채널이 4번째 SC-FDMA 블록을 점유하는 경우, 단지 SC-FDMA 블록 1, 2, 3, 5, 6, 7만이 데이터 운반 SC-FDMA 블록들이다. 그래서,
Figure 112009075587870-pct00096
인 경우
Figure 112009075587870-pct00097
이다. SC-FDMA 전송에서, SC-FDMA 블록 내에서 제어와 데이터 간의 다중화가 없으면, 일반적으로 SC-FDMA 내에서 다수 개의 데이터의 REs의 수는 동일하다. 그러나, SC-FDMA 내에서 몇몇 REs는 업링크 정상응답(uplink acknowledgement : UL ACK) 또는 업링크 채널 품질 지시 자(uplink channel quality indication : UL CQI) 피드백과 같은 다른 업링크 오버헤드 채널에 의해 이용될 수 있다. 이 경우, SC-FDAM 블록 당 데이터 Res의 개수 N i 는 모든 데이터-운반 SC-FDMA 블록들에 대해 동일하지 않을 수 있다. 그리고 나서 0부터 N-1까지 데이터 Res를 인덱싱 할 수 있다. 인덱싱 기법의 일 실시 예는 하기와 같이 설명된다.
먼저, SC-FDMA 블록 i(i = 1, 2, ..., 7)에서 데이터 REs를 위한 SC-FDMA 블록 내에서의 인덱스를 결정한다. 주어진 SC-FDMA 블록을 위해 DFT 입력 중 낮은 인덱스들을 가지는 REs에 간단하게 더 작은 인덱스들을 할당하는 것에 의해 순차적으로 인덱스를 획득한다. 그러므로, 제1 SC-FDMA 블록내의 데이터 REs는 0부터 N 1 -1까지 순차적인 인덱스들로 할당된다; 제2 OFDM 심볼에서 데이터 REs는 0부터 N 2 -1까지 순차적인 인덱스들로 할당된다; 기타 등등. 데이터 RE의 SC-FDMA 내에서의 인덱스는 데이터 RE의 순차적인 인덱스와 동일하게 만들어 질 수 있다. 그러나, SC-FDMA 블록 i에서 시간 도메인 인터리빙은 SC-FDMA 블록 i 에서 데이터 REs를 위하여 SC-FDMA 내에서의 인덱스들을 변경하는 것에 의해 성취될 수 있다. 예를 들면, 시간 도메인 인터리버는 SC-FDMA 블록에서 순차적으로 인덱스된 데이터 REs에 적용될 수 있다. 인터리빙 함수는
Figure 112009075587870-pct00098
이고, 여기서, SC-FDMA 블록 i 에 대해
Figure 112009075587870-pct00099
임을 가정한다. 시간 도메인 인터리빙은 SC-FDMA 블록 내에서 인덱스를 SC-FDMA 블록 i에서 x의 순차적인 인덱스를 가지는 데이터 RE에 할당하는 것에 의해 성취될 수 있다. 인터리빙 함수 I i (x)는 본 발명의 범위 외에 어떠한 인터리빙 또는 매핑을 위해서도 선택될 수 있다.
다음으로, 하나의 전송 간격 내에서, 할당 내의 인덱스를 생성하기 위해, 상기 인덱싱 기법은 순차적으로 또는 다른 설계 관점에 의해 지시된 바와 같은 다른 순서로, SC-FDMA 블록들을 사용한다. 도시를 위해, 상기 인덱싱 기법은 순차적으로 SC-FDMA를 사용함을 가정한다. 그러므로, 제1 SC-FDMA블록에서 데이터 REs는 0부터 N 1 -1까지 할당 내의 인덱스들로 할당된다; 제2 SC-FDMA에서 데이터 REs는 N 1 부터 N 1 + N 2 - 1 까지 할당 내의 인덱스들로 할당된다; 기타 등등. 상기 인덱싱 기법이 순차적으로 SC-FDMA 블록들을 사용한다고 가정하면, SC-FDMA 블록 i에서 SC-FDMA 블록 내에서 인덱스 I i (x) 를 가지는 데이터 RE의 할당 내의 인덱스 I A (x, i)는 아래 <수학식 17>에 의해 주어진다.
Figure 112014071607493-pct00100
본 발명의 제 15 실시 예에서, 상기 이용 가능한 전체 자원 요소들은 각각의 코드 블록에 할당된 자원들의 양이 가능한 한 동일하도록 하기 위해 공식에 따라 복수 개의 코드 블록들에 할당된다. 도시를 위해, 각각의 변조 심볼 또는 각각의 자원 요소(RE)는 오직 하나의 코드 블록으로부터 부호화된 비트들을 포함함을 가정한다. 그러나, 본 발명의 실시 예는 명확하게 변조 심볼들이 다중 코드 블록들로부 터 부호화된 비트들을 포함하는 경우들에 적용한다. N seg 코드 블록들이 존재한다고 가정한다.
Figure 112009075587870-pct00101
는 x보다 크거나 동일하다고 같은 최소 정수라고 정의한다.
Figure 112009075587870-pct00102
는 x보다 작거나 동일하다 같은 최대 정수라고 정의한다. 일 예로, 코드 블록 j에 할당된 데이터 Res의 수 M j 는 아래 <수학식 18>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009075587870-pct00103
명확하게, OFDMA 시스템들을 위해 도시된 것과 같이, 어떤 코드 블록에 할당되는 데이터 RE를 결정하는 매핑 기법들 또는 알고리즘은 또한 SC-FDMA 시스템들에서 적용될 수 있다. 예를 들면, <수학식 4>는 TDM-first 매핑 기법들을 위해 이용될 수 있고, <수학식 11>은 FDM-first 매핑 기법들을 위해 이용될 수 있다. 또한 상기 예에서, 전송 간격으로서 하나의 슬롯을 이용함에 유의해야 한다. 데이터 전송이 하나의 서브프레임 즉, 두 개의 슬롯들을 거치는 경우, 상기 실시 예에서 매핑 구조는 두 슬롯 모두에 적용될 수 있다. 다른 방법으로, 하나의 서브프레임이 전송 간격으로 사용될 수 있고, 상기 실시 예에서 매핑 기법은 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 한도 내에서 전체 서브프레임에 적용될 수 있다.
본 발명의 제16 실시 예에서, 코드블록들의 수가 크면, 복수개의 코드 블록들 중 적어도 하나의 데이터는 상기 전송 간격에서 상기 연속적인 데이터-운반 SC- FDMA 블록들의 수가 데이터-운반 SC-FDMA 블록들의 총 수보다 작은 연속적인 데이터-운반 SC-FDMA 블록들의 수에서 전송된다; 코드 블록들의 수가 작으면, 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나의 데이터는 상기 전송 간격에서 모든 데이터-운반 SC-FDMA 블록들에서 전송된다. 전송간격은 서브프레임, 서브 프레임 또는 슬롯, 또는 서브프레임 내의다중 연속적 SC-FDMA 블록들로 정의될 수 있지만 이에 제한되지 않는다. 또한 연속적인 데이터-운반 SC-FDMA 블록들 간의 데이터-운반이 없는 SC-FDMA 블록들이 있을 수 있다. 예를 들어, SC-FDMA 블록 2와 4가 데이터를 운반하지만 SC-FDMA 블록 3이 제어에 따라 점유되거나 다른 목적을 위해 예약되면, SC-FDMA 블록 2와 4는 여전히 연속적인 데이터-운반 SC-FDMA 블록들을 위해 정의된다.
본 발명에 따른 제17 실시 예에서, 전송 블록의 사이즈가 크면, 복수의 코드 블록들 중 적어도 하나의 데이터가 상기 전송 간격에서 상기 연속적인 데이터-운반 SC-FDMA 블록들의 수가 데이터-운반 SC-FDMA 블록들의 총 수보다 작은 연속적인 데이터-운반 SC-FDMA 블록들의 수에서 전송된다; 전송 블록들의 수가 작으면, 복수 개의 코드 블록들 중 적어도 하나의 데이터는 상기 전송 간격에서 모든 데이터-운반 SC-FDMA 블록들에서 전송된다. 상기 전송간격은 하나의 서브프레임 내에서 서브프레임, 또는 슬롯, 또는 서브프레임내의 다중 연속적 SC-FDMA 블록들로 정의될 수 있으나 이에 제한되지 않는다. 또한 연속적인 데이터-운반 SC-FDMA 블록들 간의 데이터-운반이 없는 SC-FDMA 블록들이 있을 수 있다. 예를 들어, SC-FDMA 블록 2와 4가 데이터를 운반하지만 SC-FDMA 블록 3이 제어에 따라 점유되거나 다른 목적을 위해 예약되면, SC-FDMA 블록 2와 4는 여전히 연속적인 데이터-운반 SC-FDMA 블록들 을 위해 정의된다.
상기 기재한 설명의 본 발명의 실시 예들에서 데이터는 먼저 전송된 블록들에 의해 구성된다. 본질적으로, 하나의 전송 블록(즉, TB)는 한 패킷이다. TB가 (6144 비트보다 더) 훨씬 클 때, 상기 TB는 다중코드 블록들(code blocks : CB)로 분할된다. 각각의 CB는 터보 코드를 이용하여 부호화될 것이다. 코드화된 비트들은 각각의 전송을 위해 레이트 매칭 알고리즘에 의해 선택된다. 이 TB의 모든 코드 블록들을 위해 선택된 코드화된 비트들을 모두 포함하는 하나의 TB는 하나의 MIMO 코드워드로서 전송된다. 각각의 MIMO 코드워드는 하나 또는 다중MIMO 계층들 상에서 운반될 수 있다.
일반적으로, 데이터 전송 블록은 먼저 다중코드 블록들로 분할된 후, 코드 블록에 대해 부호화된다. 그러나, 하나의 전송 블록의 모든 코드 블록들을 위해 선택된 코드화된 비트들 모두는 하나의 MIMO 코드워드에서 전송된다.
큰 전송블록을 더 작은 코드 블록들로 분할하는 것의 장점은 수신기/디코더에서 복잡성과 버퍼 사이즈를 줄이는 것이다.
채널 코딩은 MIMO 과정과 혼동되지 않아야 한다. "코드 블록들" 및 "MIMO 코드워드들"이 있기 때문에, "코드 워드 블록" 용어에서 중요성은 없다. 전송 블록들(즉, TB) 및 코드 블록들(즉, CB)은 채널 코딩 과정의 일부분을 구성하는 코드 블록의 부호화 양상을 구성한다. 그러나, MIMO 코드워드들은 MIMO 과정의 일 부분이다.
전송 블록은 복수 개의 코드 블록들로 먼저 분할된다. 각각의 코드 블록은 순방향 에러 정정(forward-error correction : FEC) 코드에 의해 부호화된다. 상기 두 단계들은 채널 코딩 과정의 부분이다. 그리고 나서, 출력, 즉 부호화된 비트들은 다중MIMO 코드워드들을 생성하는 MIMO 과정에 의해 처리된다. 일반적으로, 하나의 전송 블록은 하나의 MIMO 코드워드에 대응하고, 그 MIMO 코드워드는 하나, 또는 다중MIMO 계층들에 의해 운반될 수도 있다.
본 발명에서 자원 매핑을 위해 채널 인터리빙 및 변조 심볼은 교환될 수 있다.

Claims (54)

  1. 통신 시스템에서 송신기의 자원 할당 방법에 있어서,
    전송될 정보 비트들을 복수 개의 코드 블록들로 분할하는 과정;
    각 코드 블록에서 상기 정보 비트들을 부호화하는 과정; 및
    N, Nseg, 및 송신 다이버시티 기법의 적용 여부에 따라 복수 개의 자원을 적어도 하나의 코드 블록 각각에 할당하는 과정을 포함하며,
    상기 N은 데이터 전송을 위해 이용 가능한 자원의 개수와 관련된 값이고, Nseg은 코드 블록의 개수 이고, 상기 송신 다이버시티 기법이 적용될 때, 상기 코드블록 각각에 할당된 리소스의 개수는 N을 Nseg로 나누는 것에 기반하여 유도되는 값에 상기 송신 다이버시티 기법이 적용되는 것에 의해 설정된 값인 2를 곱한 값에 의해 결정되는 자원 할당 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, SFBC(space frequency block code)와 같은 상기 송신 다이버시티 기법이 적용될 때, 상기 리소스의 개수는, 하기의 수학식에 의해 결정되고,
    Figure 112014071607493-pct00282
    (여기서,ｊ＝０，１，…，Ｎseg-１)
    여기서, Mj는 인덱스 j를 가지는 코드 블록에 할당된 자원의 개수임을 특징으로 하는 자원 할당 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 부호화된 정보 비트들을 제1 코드 블록에서 마지막 코드블록까지 자원 인덱스의 오름 차순에 의해 상기 할당된 자원에 매핑하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 자원 할당 방법.
  4. 통신시스템에서 송신기에 있어서,
    데이터 전송을 위하여 이용 가능한 데이터 자원 요소인 복수 개의 자원 요소들의 서브 셋을 이용하여, 시간과 주파수 도메인에서 복수 개의 동일한 듀레이션 자원 요소들로 나누어진 시간 및 주파수 자원 블록의 자원 그리드 구조를 저장하는 메모리 유닛;
    전송될 정보 비트들을 복수 개의 코드 블록들로 분할하는 코드 블록 생성 유닛;
    각 코드 블록에서 상기 정보 비트들을 부호화하는 부호화기;
    N, Nseg, 및 송신 다이버시티 기법의 적용 여부에 따라 복수 개의 자원을 적어도 하나의 코드 블록 각각에 할당하는 자원 매핑 유닛; 및
    상기 할당된 자원을 토대로 수신기로 상기 부호화된 정보 비트들을 전송하기 위해 할당된 적어도 하나의 전송 안테나를 포함하며,
    상기 N은 데이터 전송을 위해 이용 가능한 자원의 개수와 관련된 값이고, Nseg은 코드 블록의 개수이고, 상기 송신다이버시티 기법이 적용될 때, 상기 코드블록 각각에 할당된 리소스의 개수는 N을 Nseg로 나누는 것에 기반하여 유도되는 값에 상기 송신 다이버시티 기법이 적용되는 것에 의해 설정된 값인 2를 곱한 값에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 송신기.
  5. 제 4 항에 있어서, SFBC(space frequency block code)와 같은 상기 송신 다이버시티 기법이 적용될 때, 상기 리소스의 개수는, 하기의 수학식에 의해 결정되고,
    Figure 112014071607493-pct00283
    (여기서,ｊ＝０，１，…，Ｎseg-１)
    여기서, Mj는 인덱스 j를 가지는 코드 블록에 할당된 자원의 개수임을 특징으로 하는 송신기.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 자원 매핑 유닛은, 상기 부호화된 정보 비트들을 제1 코드 블록에서 마지막 코드블록까지 자원 인덱스의 오름 차순에 의해 상기 할당된 자원에 매핑함을 특징으로 하는 송신기.
  7. 통신 시스템에 있어서의 수신기가 데이터를 수신하는 방법에 있어서,
    송신기에 의해 할당된 리소스에 근거해서 적어도 하나의 코드 블록을 하나 이상의 안테나를 통해서 송신기로부터 수신하는 스텝과,
    상기 수신된 코드 블록을 수집하고 상기 수집된 코드 블록을 복호화하여 정보 비트를 출력하는 스텝을 포함하며,
    적어도 하나의 코드 블록 각각에 대하여 복수의 리소스가 할당되며, 상기 리소스의 개수는 N, Nseg 및 송신 타이버시티 기법이 적용되는지 여부를 토대로 결정되며,
    상기 N은 데이터 송신을 위해 이용 가능한 리소스의 개수와 관련된 값이고, Nseg는 코드 블록의 개수이며, 상기 송신 다이버시티 기법이 적용될 때, 상기 코드블록 각각에 할당된 리소스의 개수는 N을 Nseg로 나누는 것에 기반하여 유도되는 값에 상기 송신 다이버시티 기법이 적용되는 것에 의해 설정된 값인 2를 곱한 값에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  8. 제7항에 있어서, SFBC(space frequency block code)와 같은 상기 송신 다이버시티 기법이 적용될 때, 상기 리소스의 개수는, 하기 수학식에 의해 결정되고,
    Figure 112014071607493-pct00284
    , (여기서,
    Figure 112014071607493-pct00285
    ),
    여기에서, Ｍｊ는 인덱스j를 가지는 코드 블록에 할당된 리소스의 개수인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    리소스 인덱스의 증가 순서에 의해 제1의 코드 블록에서부터 최후의 코드 블록까지 부호화된 정보 비트가 상기 할당된 리소스에 매핑되어 수신되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  10. 통신 시스템을 위한 수신기에 있어서,
    시간과 주파수영역에서 복수의 동일한 간격의 리소스 요소로 구분되는 시간 및 주파수 리소스 블록의 리소스 구조와, 데이터 송신을 위해 이용 가능한 리소스 요소의 서브셋을 격납하는 메모리와,
    송신기에 의해 할당된 리소스에 근거해서 적어도 하나의 코드 블록을 수신하는 하나 이상의 수신 안테나와,
    상기 수신된 코드 블록을 수집하는 수집기와,
    상기 수집된 코드 블록을 복호화하여 정보 비트를 출력하는 복호기를 포함하며,
    적어도 하나의 코드 블록 각각에 대하여 복수의 리소스가 할당되며, 상기 리소스의 개수는 N, Nseg 및 송신 타이버시티 기법이 적용되는지 여부를 토대로 결정되며, 상기 N은 데이터 송신을 위해 이용 가능한 리소스의 개수와 관련된 값이며, Nseg는 코드 블록의 개수이고, 상기 송신 다이버시티 기법이 적용될 때, 상기 코드블록 각각에 할당된 리소스의 개수는 N을 Nseg로 나누는 것에 기반하여 유도되는 값에 상기 송신 다이버시티 기법이 적용되는 것에 의해 설정된 값인 2를 곱한 값에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  11. 제10항에 있어서,
    SFBC(space frequency block code)와 같은 상기 송신 다이버시티 기법이 적용될 때, 상기 리소스의 개수는, 하기 수학식에 의해 결정되고,
    Figure 112014071607493-pct00286
    , (여기서,
    Figure 112014071607493-pct00287
    ),
    여기에서, Ｍｊ는 인덱스j를 가지는 코드 블록에 할당된 리소스의 개수인 것을 특징으로 하는 수신기.
  12. 제10항에 있어서,
    리소스 인덱스의 증가 순서에 의해 제1의 코드 블록에서부터 최후의 코드 블록까지 부호화된 정보 비트가 상기 할당된 리소스에 매핑되어 수신되는 것을 특징으로 하는 수신기.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20170096879A (ko) * 2016-02-17 2017-08-25 한국전자통신연구원 레이트 매칭 방법 및 장치, 그리고 신호 송수신 방법 및 장치

Families Citing this family (68)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8908632B2 (en) 2007-06-08 2014-12-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus for channel interleaving in OFDM systems
US8009758B2 (en) * 2007-06-20 2011-08-30 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for channel-interleaving and channel-deinterleaving data in a wireless communication system
US8391400B2 (en) * 2007-06-20 2013-03-05 Qualcomm Incorporated Control channel format indicator frequency mapping
US8204008B2 (en) * 2007-06-22 2012-06-19 Apple Inc. Techniques for resource block mapping in a wireless communication system
US20090180459A1 (en) * 2008-01-16 2009-07-16 Orlik Philip V OFDMA Frame Structures for Uplinks in MIMO Networks
KR101467586B1 (ko) * 2008-06-26 2014-12-02 엘지전자 주식회사 무선통신 시스템에서 전송 다이버시티를 이용한 데이터 전송장치 및 방법
KR101497154B1 (ko) * 2008-06-26 2015-03-02 엘지전자 주식회사 Ｓｃ-ｆｄｍａ 시스템에서 전송 다이버시티를 이용한 데이터 전송장치 및 방법
KR101534349B1 (ko) * 2008-06-26 2015-07-10 엘지전자 주식회사 Ｓｔｂｃ 기법을 이용한 데이터 전송방법
KR101507170B1 (ko) * 2008-06-26 2015-03-31 엘지전자 주식회사 Ｓｃ-ｆｄｍａ 시스템에서 전송 다이버시티를 이용한 데이터 전송장치 및 방법
KR101567078B1 (ko) * 2008-06-26 2015-11-09 엘지전자 주식회사 다중안테나를 이용한 데이터 전송장치 및 방법
KR101537614B1 (ko) 2008-08-11 2015-07-22 엘지전자 주식회사 복수의 주파수 블록을 사용하는 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 시그널링하는 방법
KR101478028B1 (ko) * 2008-09-23 2014-12-31 삼성전자주식회사 확장성 대역폭을 지원하는 셀룰러 무선통신시스템을 위한 하향링크채널의 송수신 방법 및 장치
US7940740B2 (en) * 2009-02-03 2011-05-10 Motorola Mobility, Inc. Apparatus and method for communicating and processing a positioning reference signal based on identifier associated with a base station
JP5180112B2 (ja) * 2009-02-03 2013-04-10 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線基地局装置、移動端末装置及び無線通信方法
US8730925B2 (en) * 2009-04-09 2014-05-20 Motorola Mobility Llc Method and apparatus for generating reference signals for accurate time-difference of arrival estimation
US9002354B2 (en) 2009-06-12 2015-04-07 Google Technology Holdings, LLC Interference control, SINR optimization and signaling enhancements to improve the performance of OTDOA measurements
US8483707B2 (en) * 2009-06-26 2013-07-09 Motorola Mobility Llc Wireless terminal and method for managing the receipt of position reference singals for use in determining a location
KR101622227B1 (ko) 2009-07-26 2016-05-18 엘지전자 주식회사 중계기를 위한 제어 정보 및 시스템 정보를 송수신하는 장치 및 그 방법
US20110039583A1 (en) * 2009-08-17 2011-02-17 Motorola, Inc. Muting time masks to suppress serving cell interference for observed time difference of arrival location
EP2469744A4 (en) * 2009-08-23 2014-12-24 Lg Electronics Inc METHOD FOR DOWNLINK SIGNAL TRANSMISSION IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND TRANSMITTING APPARATUS THEREOF
US8374633B2 (en) 2009-10-05 2013-02-12 Motorola Mobility Llc Muting indication to enable improved time difference of arrival measurements
EP2497214A4 (en) * 2009-11-08 2015-04-22 Lg Electronics Inc METHOD AND BASE STATION FOR REGULATING DOWNLINK TRANSMISSION POWER, AND METHOD AND USER EQUIPMENT FOR RECEIVING PDSCH
US8434336B2 (en) * 2009-11-14 2013-05-07 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for managing client initiated transmissions in multiple-user communication schemes
US20110176440A1 (en) * 2010-01-15 2011-07-21 Motorola-Mobility, Inc. Restrictions on autonomous muting to enable time difference of arrival measurements
US8451964B2 (en) 2010-02-23 2013-05-28 Qualcomm Incorporated Code block interference cancellation
US8509102B2 (en) * 2010-02-24 2013-08-13 Motorola Mobility Llc Threshold determination in TDOA-based positioning system
US9203489B2 (en) 2010-05-05 2015-12-01 Google Technology Holdings LLC Method and precoder information feedback in multi-antenna wireless communication systems
US8953517B2 (en) 2010-06-23 2015-02-10 Futurewei Technologies, Inc. System and method for adapting code rate
CN102696191B (zh) * 2010-08-13 2016-01-20 中兴通讯(美国)公司 用于在物理上行共享信道上复用上行控制信息的方法
US8428022B2 (en) 2010-08-27 2013-04-23 Motorola Mobility Llc Method and apparatus for transmitting positioning reference signals in a wireless communication network
JP5801817B2 (ja) * 2010-09-30 2015-10-28 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブアメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ 送信装置及び送信方法
WO2013020268A1 (en) * 2011-08-08 2013-02-14 Renesas Mobile Corporation Provisioning of resource element allocations within physical resources of a downlink channel
US9614654B2 (en) * 2011-10-03 2017-04-04 Qualcomm Incorporated Adaptive control channel design for balancing data payload size and decoding time
US9144067B2 (en) * 2012-03-16 2015-09-22 Nokia Technologies Oy Flexible extension of an information block
US9374184B2 (en) * 2012-03-23 2016-06-21 Nokia Solutions And Networks Oy Controlling of code block to physical layer mapping
EP2850750B1 (en) 2012-05-16 2016-10-12 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method and arrangement in a wireless communication system
ES2569980T3 (es) * 2012-05-16 2016-05-13 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Procedimiento y dispositivo en un sistema de comunicación inalámbrica
US9813262B2 (en) 2012-12-03 2017-11-07 Google Technology Holdings LLC Method and apparatus for selectively transmitting data using spatial diversity
US9591508B2 (en) 2012-12-20 2017-03-07 Google Technology Holdings LLC Methods and apparatus for transmitting data between different peer-to-peer communication groups
US9979531B2 (en) 2013-01-03 2018-05-22 Google Technology Holdings LLC Method and apparatus for tuning a communication device for multi band operation
US10229697B2 (en) 2013-03-12 2019-03-12 Google Technology Holdings LLC Apparatus and method for beamforming to obtain voice and noise signals
US9386542B2 (en) 2013-09-19 2016-07-05 Google Technology Holdings, LLC Method and apparatus for estimating transmit power of a wireless device
US20150131516A1 (en) * 2013-11-12 2015-05-14 Qualcomm Incorporated Transmission time interval extension for multimedia broadcast multicast service
US9549290B2 (en) 2013-12-19 2017-01-17 Google Technology Holdings LLC Method and apparatus for determining direction information for a wireless device
US9491007B2 (en) 2014-04-28 2016-11-08 Google Technology Holdings LLC Apparatus and method for antenna matching
US9478847B2 (en) 2014-06-02 2016-10-25 Google Technology Holdings LLC Antenna system and method of assembly for a wearable electronic device
US9867187B2 (en) 2014-08-04 2018-01-09 Qualcomm Incorporated Techniques for configuring uplink channel transmissions using shared radio frequency spectrum band
US9831958B2 (en) * 2014-12-30 2017-11-28 Mediatek Inc. Resource allocation for superposition coding
US9893843B2 (en) 2014-12-30 2018-02-13 Mediatek Inc. Rate matching and soft channel bits storage for superposition coding
US9560393B2 (en) * 2015-02-20 2017-01-31 Disney Enterprises, Inc. Media processing node
US10091117B2 (en) * 2015-07-24 2018-10-02 Qualcomm Incorporated Code block segmentation and rate matching for multiple transport block transmissions
US10104674B2 (en) 2015-11-06 2018-10-16 Hfi Innovation Inc. Rate assignment with rate splitting for interference cancellation friendly new air interface
US20170134109A1 (en) * 2015-11-06 2017-05-11 Mediatek Inc. Resource Element Mapping for Interference Cancellation Friendly New Air Interface
JP6606289B2 (ja) * 2015-12-31 2019-11-13 華為技術有限公司 端末、基地局及びデータ伝送方法
JP2019149589A (ja) * 2016-07-08 2019-09-05 シャープ株式会社 基地局装置、端末装置、通信方法、および、集積回路
JP2019149592A (ja) 2016-07-15 2019-09-05 シャープ株式会社 送信装置、受信装置、通信方法、および、集積回路
RU2739718C2 (ru) * 2016-10-12 2020-12-28 Гуандун Оппо Мобайл Телекоммьюникейшнз Корп., Лтд. Способ передачи данных, устройство приемной стороны и устройство передающей стороны
BR112019007936A2 (pt) * 2016-10-20 2019-07-02 Fg innovation co ltd aparelho terminal, aparelho de estação-base e método de comunicação
US11272380B2 (en) * 2016-12-13 2022-03-08 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for managing code block interleaving
US10608785B2 (en) 2017-01-19 2020-03-31 Qualcomm Incorporated Resource-based code block segmentation
WO2018171444A1 (en) * 2017-03-24 2018-09-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and device for code block grouping
CN110086577B (zh) 2017-03-24 2020-06-16 华为技术有限公司 用于进行数据传输的方法、装置、终端设备及计算机存储介质
CN108111454B9 (zh) * 2017-05-05 2022-09-23 中兴通讯股份有限公司 信息传输方法及装置、电子设备
EP3507909A1 (en) 2017-08-24 2019-07-10 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) Base graph selection for 3gpp new radio
EP3688879B1 (en) * 2017-09-28 2024-06-12 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Transmission of data by multiple users over shared resources
US11522647B2 (en) 2019-06-05 2022-12-06 Qualcomm Incorporated Single-carrier resource mapping for non-terrestrial network deployments
US11316616B2 (en) * 2020-02-21 2022-04-26 Qualcomm Incorporated Constraint-based code block interleaver for data aided receivers
US11540275B2 (en) * 2020-05-05 2022-12-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Signaling structure for data signaling

Family Cites Families (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5136578A (en) * 1990-09-21 1992-08-04 Northern Telecom Limited Transposed multi-channel switching
JPH11331248A (ja) * 1998-05-08 1999-11-30 Sony Corp 送信装置および送信方法、受信装置および受信方法、並びに提供媒体
US6473467B1 (en) 2000-03-22 2002-10-29 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for measuring reporting channel state information in a high efficiency, high performance communications system
US6870808B1 (en) 2000-10-18 2005-03-22 Adaptix, Inc. Channel allocation in broadband orthogonal frequency-division multiple-access/space-division multiple-access networks
US7170849B1 (en) * 2001-03-19 2007-01-30 Cisco Systems Wireless Networking (Australia) Pty Limited Interleaver, deinterleaver, interleaving method, and deinterleaving method for OFDM data
US6785341B2 (en) 2001-05-11 2004-08-31 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data in a multiple-input multiple-output (MIMO) communication system utilizing channel state information
KR100762632B1 (ko) * 2001-10-17 2007-10-01 삼성전자주식회사 부호 분할 다중 접속 통신 시스템에서 전송 채널 다중화/역다중화 장치 및 방법
US7319695B1 (en) * 2002-03-06 2008-01-15 Agere Systems Inc. Deficit-based striping algorithm
ES2398213T3 (es) * 2002-10-25 2013-03-14 The Directv Group, Inc. Procesador de señal de modulación en capas de baja complejidad
US8320301B2 (en) 2002-10-25 2012-11-27 Qualcomm Incorporated MIMO WLAN system
US6885646B2 (en) * 2003-03-26 2005-04-26 Interdigital Technology Corporation Dynamic sequencing of timeslots in wireless communication systems
US7221680B2 (en) * 2003-09-02 2007-05-22 Qualcomm Incorporated Multiplexing and transmission of multiple data streams in a wireless multi-carrier communication system
KR100575434B1 (ko) 2003-11-19 2006-05-03 한국전자통신연구원 직교주파수 분할 다중 접속 기반 셀룰러 시스템에서의 자원 공간 분할 및 물리 채널 할당 방법
WO2005083902A1 (en) * 2004-02-27 2005-09-09 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method and apparatus for transmitting data in a multi-antenna wireless system
CN100493060C (zh) * 2004-07-27 2009-05-27 华为技术有限公司 一种通信***时频资源的分配方法
US7415288B1 (en) * 2005-01-07 2008-08-19 Zte (Usa) Inc. Techniques for providing efficient transmit diversity and bandwidth segmentation in a wireless communication system
JP4284280B2 (ja) * 2005-01-18 2009-06-24 株式会社東芝 無線通信システムおよび無線送信装置
JP4358158B2 (ja) 2005-03-31 2009-11-04 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 送信装置および割当方法
US20060245384A1 (en) * 2005-05-02 2006-11-02 Talukdar Anup K Method and apparatus for transmitting data
WO2007029965A1 (en) 2005-09-06 2007-03-15 Electronics And Telecommunications Research Institute Method for resource partition, assignment, transmission and reception for inter-cell interference migration in downlink of ofdm cellular systems
KR100996023B1 (ko) 2005-10-31 2010-11-22 삼성전자주식회사 다중 안테나 통신 시스템에서 데이터 송수신 장치 및 방법
US8054894B2 (en) * 2005-10-31 2011-11-08 Motorola Mobility, Inc. Method and apparatus for providing channel quality feedback in an orthogonal frequency division multiplexing communication system
JP4657888B2 (ja) 2005-10-31 2011-03-23 シャープ株式会社 送信機及び送信方法
RU2449486C2 (ru) * 2006-02-21 2012-04-27 Квэлкомм Инкорпорейтед Структура пространственного пилот-сигнала для беспроводной связи с множеством антенн
KR101227491B1 (ko) * 2006-03-20 2013-01-29 엘지전자 주식회사 이동통신 시스템에서 패킷 재전송 방법 및 복원 방법
EP1835777B1 (de) 2006-03-17 2009-05-06 Nokia Siemens Networks Gmbh & Co. Kg Ressourcenallokation in einem Mehrträgerfunkkommunikationssystem
KR101221821B1 (ko) * 2006-04-21 2013-01-14 삼성전자주식회사 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 자원 할당 정보 시그널링 방법
US8929485B2 (en) * 2006-06-16 2015-01-06 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for broadcast pre-coding in a MIMO system
US8356232B2 (en) * 2006-10-06 2013-01-15 Motorola Mobility Llc Method and apparatus for encoding and decoding data
US7778307B2 (en) * 2006-10-04 2010-08-17 Motorola, Inc. Allocation of control channel for radio resource assignment in wireless communication systems
US8711783B2 (en) * 2006-12-01 2014-04-29 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for coordinating hopping of resources in wireless communication systems
US8553594B2 (en) * 2007-03-20 2013-10-08 Motorola Mobility Llc Method and apparatus for resource allocation within a multi-carrier communication system
US8908632B2 (en) 2007-06-08 2014-12-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus for channel interleaving in OFDM systems
US8031688B2 (en) 2007-06-11 2011-10-04 Samsung Electronics Co., Ltd Partitioning of frequency resources for transmission of control signals and data signals in SC-FDMA communication systems
JP5388529B2 (ja) 2008-09-30 2014-01-15 株式会社日立国際電気 無線通信装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
3GPP TSG RAN1 #49 R1-072140, On Enabling Pipelining of Channel Coding Operations in LTE, Motorola, 7-11 May 2007. *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20170096879A (ko) * 2016-02-17 2017-08-25 한국전자통신연구원 레이트 매칭 방법 및 장치, 그리고 신호 송수신 방법 및 장치
KR102549055B1 (ko) * 2016-02-17 2023-06-29 한국전자통신연구원 레이트 매칭 방법 및 장치, 그리고 신호 송수신 방법 및 장치

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