KR101311634B1 - 무선 통신 시스템의 부호어 생성 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템의 부호어 생성 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101311634B1
KR101311634B1 KR1020070007423A KR20070007423A KR101311634B1 KR 101311634 B1 KR101311634 B1 KR 101311634B1 KR 1020070007423 A KR1020070007423 A KR 1020070007423A KR 20070007423 A KR20070007423 A KR 20070007423A KR 101311634 B1 KR101311634 B1 KR 101311634B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
codeword
codewords
value
window
basic unit
Prior art date
Application number
KR1020070007423A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20080032584A (ko
Inventor
장재원
임빈철
이문일
천진영
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to PCT/KR2007/004874 priority Critical patent/WO2008044841A1/en
Priority to US12/440,885 priority patent/US8255781B2/en
Priority to EP07833185.7A priority patent/EP2074780B1/en
Publication of KR20080032584A publication Critical patent/KR20080032584A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101311634B1 publication Critical patent/KR101311634B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/033—Theoretical methods to calculate these checking codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H03M13/132—Algebraic geometric codes, e.g. Goppa codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H03M13/19—Single error correction without using particular properties of the cyclic codes, e.g. Hamming codes, extended or generalised Hamming codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0072—Error control for data other than payload data, e.g. control data
    • H04L1/0073—Special arrangements for feedback channel
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/08—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by repeating transmission, e.g. Verdan system
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0078—Avoidance of errors by organising the transmitted data in a format specifically designed to deal with errors, e.g. location
    • H04L1/0086—Unequal error protection
    • H04L1/0088—Unequal error protection in control part
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/26035—Maintenance of orthogonality, e.g. for signals exchanged between cells or users, or by using covering codes or sequences

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Pure & Applied Mathematics (AREA)
  • Algebra (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)

Abstract

채널 변화에 민감하지 않고 확장성이 용이한 부호어 생성 방법을 제공한다. N×N 직교 행렬에서 첫번째 열을 제거하여 얻어지는 N×(N-1) 단순 부호로부터 행 벡터를 취하여 기본 단위를 얻고, 상기 기본 단위를 조합하여 구하는 부호어로 상기 제어신호를 맵핑하여 부호화한다. 적은 자원으로도 효율적인 정보비트 전송이 가능해지고, 채널 추정 오류에 강인한 검출 성능을 얻을 수 있다.
에러 정정, 부호어, 직교 행렬, 단순 부호, 제어 신호

Description

무선 통신 시스템의 부호어 생성 방법{Method for generating codeword in wireless communication system}
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기와 수신기를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 부호어 생성 방법을 나타낸 순서도이다.
도 3은 정보비트와 부호어를 맵핑한 일 예를 나타낸다.
도 4는 도 3에 나타난 부호어의 자기상관 및 상호상관 특성을 나타낸 그래프이다.
도 5는 도 3의 10번째 부호어에 대한 상관값을 나타낸 그래프이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 부호어 검출 방법을 나타낸 순서도이다.
도 7은 정보비트와 부호어를 맵핑한 다른 예를 나타낸다.
도 8은 MSB 2비트의 상관값을 나타낸 그래프이다.
도 9는 LSB 3비트의 상관값을 나타낸 그래프이다.
** 도면의 주요부분의 부호에 대한 설명 **
110 : 부호어 생성기
120 : 맵퍼
130 : OFDM 변조기
본 발명은 무선 통신 시스템에서 정보비트를 인코딩하는 방식에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 무선 통신 시스템에서 채널 변화에 민감하지 않고 확장성이 용이한 부호어 생성 방법에 관한 것이다.
최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 무선 통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하여 전송할 수 있는 고속 통신 시스템이 요구되고 있다.
고속 통신을 달성하기 위한 가장 근본적인 문제 중 하나는 채널을 통하여 얼마나 효율적이고 신뢰성 있게 데이터를 전송할 수 있느냐 하는 것이다. 무선 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference), 쉐도잉(shadowing), 전파 감쇠, 시변 잡음, 간섭 및 페이딩(fading) 등과 같은 여러 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보의 손실이 생긴다. 상기 정보 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 시스템 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 일반적으로 정보 손실을 감소시키기 위해 채널의 성격에 따라 다양한 에러 제어 기법(error-control technique)을 이용하여 시스템의 신뢰도를 높이는데, 이러한 에러 제어 기법 중 하나가 에러 정정 부호(error-correcting code)를 사용하는 것이다.
부호어(codeword)는 '0' 또는 '1'로 구성된 정보비트를 전송할 때 검출 성능을 향상시키기 위하여 정보비트에 특정한 처리를 함으로서 만들어진 비트열을 말하는 것으로 일반적인 채널 코딩에 많이 사용된다. 리드-뮬러(Reed-Muller) 부호와 같은 블록 형태의 채널 코딩에 있어서 부호어는 생성 행렬(generating matrix)이라는 행렬을 통하여 만들어진다. 길쌈 부호(convolutional code)나 터보 부호(turbo code)와 같은 트렐리스(trellis) 형태의 채널 코딩에 있어서 부호어는 생성 다항식(generating polynomial)과 같은 다항식을 통하여 만들어진다.
채널코딩에 사용되는 부호어는 일정 길이 이상의 비트열을 가져야만 그 성능이 보장되고, 채널 변화에 대한 추정 성능에 따라 부호어의 검출 성능이 크게 달라진다. 부호어를 구성하는 비트열의 길이가 짧은 경우 채널 추정이 필요하지 않은 논-코히어런트 검출(Non-coherent detection)이 가능한 부호어를 사용하게 되는데, 이 경우 부호어 간의 검출성능을 향상시키기 위하여 자기 상관(auto-correlation) 특성과 상호 상관(cross-correlation) 특성이 우수한 직교부호를 이용하는 것이 필요하다.
한편, 무선통신 시스템에서 상향링크 및 하향링크에서는 기지국과 단말 간의 원활한 통신을 위하여 약속된 제어신호를 주고 받게 된다. 이러한 제어신호에는 CQI(channel quality information), ACK(acknowledgment), MIMO(multiple input multiple output) 코드북 인덱스 또는 할당받은 대역에 대한 정보 등이 실린다. 기지국과 단말 간의 정보를 주고 받기에 앞서 제어신호를 먼저 검출하여 사용자가 사용할 대역폭과 변복조 기법, 채널코딩 기법, 다중 안테나 시스템에서 적용될 기술 및/또는 신호의 재전송 여부 등을 판단하여 통신이 원활하게 이루어지도록 통신 시스템을 제어하게 된다.
일반적으로 제어신호는 검출 성능을 향상시키기 위하여 채널 코딩을 이용하거나 직교부호를 이용하여 부호어를 만들어 전송하게 된다. 그러나 채널 코딩을 이용한 부호어는 채널 추정을 수행한 뒤 채널 보상을 통하여 부호어를 검출하게 된다. 이러한 부호어는 채널 디코딩을 통하여 제어신호에 대한 정보비트를 검출함으로써 기지국과 단말기 간의 통신을 위한 제어 신호처리를 수행하게 된다.
직교부호를 이용하여 제어신호를 전송할 수 있다. 직교부호를 이용한 부호어를 사용할 경우 수신기에서는 채널 보상의 과정이 필요하지 않게 된다. 채널 추정기 대신 직교 성분을 이용하여 검출해내는 상관기(correlator)를 통하여 제어신호의 부호어를 검출해내고 부호어와 정보비트 간의 디매핑을 통하여 제어 신호처리를 수행한다.
채널코딩을 위한 부호어는 부호어의 길이가 길어질수록 탁월한 검출성능을 얻을 수 있지만 부호어의 길이가 짧아질수록 그 성능이 현저히 떨어지게 된다. 또한, 채널 보상에 따른 오류 차이에 민감하게 검출 성능이 결정되기 때문에 급격히 시변하는 채널에서는 성능 열화가 발생할 수 있다. 반면 직교부호를 이용한 부호어는 채널 코딩을 사용한 부호어보다 짧은 길이의 부호어만으로 비교될만한 성능을 얻을 수 있으며 채널 추정 오류에 관계없이 검출 성능이 유지되고 상관기(correlator)만으로 검출가능하기 때문에 그 복잡도가 현저하게 감소하게 된다. 직교부호를 사용한 부호어의 단점은 전송하고자 하는 비트 수에 지수적으 로(exponentially) 부호어의 길이가 늘어나기 때문에 여러 개의 비트를 전송함에 있어서 확장성이 부족하다. 부호어의 길이가 늘어날수록 상관기의 복잡도가 증가하기 때문이다.
송신 신호의 검출 성능을 향상시키기 위해 채널 변화에 민감하지 않고 낮은 복잡도를 가지며 확장성이 용이한 부호어를 설계하는 기법이 필요하다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 채널 변화에 민감하지 않고 저 복잡도를 가지며 확장성이 용이한 부호어 생성 방법을 제공하는 데에 있다.
본 발명의 일 양태에 따르면 제어신호의 전송을 위한 부호어 생성 방법을 제공한다. N×N 직교 행렬에서 첫번째 열을 제거하여 얻어지는 N×(N-1) 단순 부호로부터 행 벡터를 취하여 기본 단위를 얻고, 상기 기본 단위를 조합하여 구하는 부호어로 상기 제어신호를 맵핑하여 부호화한다.
본 발명의 다른 양태에 따르면 정보비트의 검출 성능을 향상시키는 부호어 생성 방법을 제공한다. 직교 행렬의 행 또는 열을 취하여 기본 단위를 얻고, 상기 기본 단위를 조합하여 얻어지는 부호어로 상기 정보비트를 맵핑하여 부호화한다.
이하 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다. 명세서 전체에 걸쳐서 동일한 참조 번호는 동일한 구성요소를 나타낸다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기와 수신기를 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 송신기(100)는 부호어 생성기(codeword genearator; 110), 맵퍼(mapper; 120) 및 OFDM 변조기(130)를 포함한다.
부호어 생성기(110)는 입력되는 정보비트를 처리하여 부호어를 생성한다. 부호어 생성 방법에 대하여는 후술한다.
맵퍼(120)는 부호어를 정해진 변조 방식에 따라 변조하여, 진폭과 위상 성상(constellation)에 따른 위치를 표현하는 심벌들로 맵핑한다. OFDM 변조기(130)는 입력되는 심벌들을 OFDM 심벌로 변환한다. OFDM 변조기(130)는 입력 심벌들에 대해 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)을 수행하여 시간 영역 샘플들로 변환할 수 있다. 변환된 시간영역 샘플들에는 CP(cyclic prefix)가 추가될 수 있다. OFDM 변조기(130)에서 출력되는 OFDM 심벌은 송신 안테나(190)를 통해 송신된다.
수신기(200)는 OFDM 복조기(210), 디맵퍼(220) 및 부호어 검출기(230)를 포함한다.
수신 안테나(290)로부터 수신된 신호는 OFDM 복조기(210)에 의해 주파수 영역의 심벌들로 변환된다. OFDM 복조기(210)는 입력 신호에서 CP를 제거하고, FFT(Fast Fourier Transform)을 수행할 수 있다. 디맵퍼(220)는 입력 심벌들을 디맵핑한다. 부호어 검출기(230)는 부호어의 자기 상관(auto-correlation)과 상호 상관(cross-correlation)을 통해 원래의 데이터를 검출한다.
송신기(100)와 수신기(200)는 하나의 송신 안테나와 하나의 수신 안테나를 갖는 싱글 입력 싱글 출력(single-input single-output; SISO) 방식이나, 본 발명의 기술적 사상은 다수의 송신 안테나와 다수의 수신 안테나를 갖는 다중 입력 다 중 출력(multiple-input multiple-output; MIMO) 시스템에도 그대로 적용할 수 있다.
송신기(100)와 수신기(200)는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)/OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식이나, 본 발명의 기술적 사상은 TDMA(Time Division Multiple Access), CDMA(Code Division Multiple Access) 등 기타 다른 무선 접속 방식에 그대로 적용할 수 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 부호어 생성 방법을 나타낸 순서도이다.
도 2를 참조하면, 직교 행렬(orthogonal matrix)의 단순 부호(simplex code)로부터 기본 단위를 추출한다(S110). 직교 행렬은 서로 다른 두 개의 행(row)(또는 열(column)) 벡터 간에 직교, 즉 서로 다른 두 개의 행(또는 열) 벡터 간의 내적(inner product)이 0이다. 직교 행렬은 그 역행렬이 에르미트(Hermitian) 행렬인 특성이 있다.
직교 행렬의 일 예로 푸리에 행렬(Fourier matrix)이 있다. 푸리에 행렬은 다음 수학식 1의 개체(entry) wmn 를 갖는 N×N 행렬이다.
Figure 112007007224534-pat00001
여기서, m,n = 0, 1, ..., (N-1) 이다. 이를 행렬 형태로 하면 다음 수학식 2와 같다.
Figure 112007007224534-pat00002
예를 들어, 2×2 푸리에 행렬은 다음 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00003
4×4 푸리에 행렬은 다음 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00004
푸리에 행렬은 다양한 방식으로 만들 수 있다. 예를 들어, 푸리에 행렬은 다음 수학식 5의 개체 wmn r 를 이용하여 생성할 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00005
여기서, m,n = 0, 1, ..., (N-1) 이다.
또한, 푸리에 행렬을 유니터리 행렬(unitary matrix)로 만들기 위해 노멀(normal) 상수가 더 곱해질 수 있다. 2×2 푸리에 행렬을 예로 들면, 다음 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00006
직교 행렬의 다른 예로, 왈쉬 부호(walsh code)를 사용할 수 있다. 왈쉬 부호를 사용한 4×4 행렬은 다음 수학식 7과 같다.
Figure 112007007224534-pat00007
직교 행렬은 상술한 예에 한정되지 않고, 기타 다양한 방법으로 구할 수 있다.
직교 행렬을 구한 후에, 직교 행렬의 첫번째 열(column)을 제거하여 단순 부호로 만든다. 이하에서 단순 부호는 직교 행렬의 첫번째 열(또는 행)을 제거하여 생성한 행렬을 말한다. 푸리에 행렬의 경우 단순 부호는 다음 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00008
Figure 112007007224534-pat00009
예를 들어, 2×1 단순 부호는 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00010
4×3 단순 부호는 다음 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00011
기본 단위는 단순 부호의 각 행 벡터(row vector)를 취하여 얻을 수 있다. 즉 기본 단위는 단순 부호의 행으로부터 적어도 하나의 원소를 제거하여 얻을 수 있다. 기본 단위를 Pi라 할 때, 다음 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00012
따라서, 기본 단위의 길이는 N-1 즉, 하나의 기본 단위에는 N-1개의 심벌이 포함된다. N×(N-1) 단순 부호에 대해 N개의 기본 단위를 얻을 수 있다.
상기에서는 기본 단위를 단순 부호의 행 벡터를 취하여 얻으나, 단순 부호의 열 벡터를 취하여 기본 단위를 얻을 수도 있다. 열 벡터를 취하여 기본 단위를 얻을 경우 단순 부호는 직교 행렬의 첫번째 행을 제거하여 얻을 수 있다.
상기와 같이 얻어진 기본 단위를 조합하여 얻어지는 부호어에 정보비트를 맵핑하여 부호화한다(S120). 상기 정보비트는 제어 정보를 담고 있을 수 있으며, 제어 정보가 담긴 정보비트가 제어 신호가 된다.
부호어는 기본 단위를 조합하여 생성하며, 기본 단위의 다양한 조합으로 부호어의 길이나 개수를 확장할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 수학식 12와 같이 부호어는 동일한 기본 단위를 반복하여 생성될 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00013
수학식 12에 의하면, 길이 (N-1)×K (K는 하나의 부호어를 구성하는 기본 단위의 갯수)를 갖는 N개의 부호어를 생성할 수 있다.
다른 실시예에 있어서, 수학식 13과 같이 부호어는 동일한 기본 단위를 2번씩 반복하는 형태로 생성될 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00014
Figure 112007007224534-pat00015
Figure 112007007224534-pat00016
Figure 112007007224534-pat00017
상기와 같은 식으로 부호어 C0 ~ CN - 1를 확장하면, 길이 (N-1)×K (K는 하나의 부호어를 구성하는 기본 단위의 갯수)를 갖는 N(N-1)개의 부호어를 생성할 수 있다.
또 다른 실시예에 있어서, 수학식 14와 같이 부호어는 서로 다른 기본 단위를 엇갈리게 배치하는 형태로 생성될 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00018
Figure 112007007224534-pat00019
Figure 112007007224534-pat00020
Figure 112007007224534-pat00021
상기와 같은 식으로 부호어 C0 ~ CN - 1를 확장하면, 길이 (N-1)×K (K는 하나의 부호어를 구성하는 기본 단위의 갯수)를 갖는 N(N-1)개의 부호어를 생성할 수 있다.
또 다른 실시예에 있어서, 수학식 15와 같이 부호어는 하나의 기본 단위와 이와 다른 기본 단위를 2번 반복한 형태로 생성될 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00022
Figure 112007007224534-pat00023
Figure 112007007224534-pat00024
Figure 112007007224534-pat00025
상기와 같은 식으로 부호어 C0 ~ CN - 1를 확장하면, 길이 (N-1)×K (K는 하나의 부호어를 구성하는 기본 단위의 갯수)를 갖는 N(N-1)개의 부호어를 생성할 수 있다.
또 다른 실시예에 있어서, 수학식 16과 같이 부호어는 하나의 기본 단위의 인덱스를 순차적으로 증가 또는 감소시키는 형태로 생성될 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00026
Figure 112007007224534-pat00027
Figure 112007007224534-pat00028
Figure 112007007224534-pat00029
Figure 112007007224534-pat00030
Figure 112007007224534-pat00031
상기와 같은 식으로 부호어 C0 ~ Cr를 확장하면, 길이 (N-1)×K (K는 하나의 부호어를 구성하는 기본 단위의 갯수)를 갖는 N(N-1)!개의 부호어를 생성할 수 있다.
또 다른 실시예에 있어서, 기본 단위가 조합된 심벌들의 위상을 회전시켜 사용할 수 있다. 이를 나타내면 수학식 17과 같다.
Figure 112007007224534-pat00032
여기서, Cr는 기본 단위의 조합으로 이루어진 심벌들로 수학식 12 내지 16 또는 기타 다른 방식으로 조합된 심벌들의 집합이다. θ는 심벌들의 위상 회전값이고, b는 임의의 1보다 큰 정수이다. 기본 단위의 크기를 N이라 할 때(즉 기본 단위가 N개의 심벌로 이루어질 때), b는 b=1,2,..., N-1 의 값을 가질 수 있다. θ 및/또는 b는 송신기와 수신기 사이에 미리 알려진 값일 수 있고, 송신기에서 그 값을 지정하여 수신기로 그 값을 알려줄 수 있다.
상술한 실시예에 한정되지 않고, 기타 다양한 방식으로 기본 단위를 조합하여 부호어의 수나 길이를 확장할 수 있다. 예를 들어, 상기 수학식 12 내지 17을 통해 확장된 부호어를 서로 혼용하여 사용할 수도 있다. 확장된 부호어에 각 정보비트를 맵핑시켜 전송한다. 기본 단위를 조합하여 부호어를 구성하는 방법은 송신기와 수신기 사이에 미리 알려진 방법을 사용할 수 있고, 송신기에서 그 방식을 지정하여 수신기로 조합 방식을 알려줄 수 있다.
도 3은 정보비트와 부호어를 맵핑한 일 예를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 5비트의 정보비트에 대해 4개의 기본 단위를 조합하여 부호어를 구성한다. 정보비트와 부호어의 맵핑은 도시한 예에 한정되지 않고, 필요한 부호어의 수나 길이에 따라 기타 다양한 방법이 가능하다.
기본 단위는 다음 수학식 18과 같은 3×4 단순 부호로부터 얻을 수 있다.
Figure 112007007224534-pat00033
따라서, 하나의 기본 단위는 3개의 심벌로 구성되고, 5비트의 정보비트는 4개의 기본 단위로 이루어진 부호어로 맵핑되므로, 5비트의 정보비트는 12개의 심벌로 이루어진 하나의 부호어로 맵핑된다.
이하에서는 상기와 같이 구성된 부호어로부터 정보비트를 검출하는 방법에 대해 설명한다. 설명을 명확히 하기 위해 도 3에 나타난 부호어에 대해 기술한다.
도 4는 도 3에 나타난 부호어의 자기상관 및 상호상관 특성을 나타낸 그래프이다. 단순 부호의 특성상 완전한 상호상관 특성을 갖지는 않지만 기본 단위의 다양한 조합에 의해 적절한 상호상관 특성을 부호어가 갖도록 할 수 있다.
도 5는 도 3의 10번째 부호어에 대한 상관값을 나타낸 그래프이다.
도 5를 참조하면, 10번째 부호어는 정보비트 '01001'에 대해 [P2 P0 P2 P0]와 같이 맵핑되어 부호어를 구성한다. 10번째 부호어에 대해 다른 1번째 부호어부터 32번째 부호어까지 상관값을 구하면 자기상관값이 가장 크다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 부호어 검출 방법을 나타낸 순서도이다. 설명을 명확하게 하기 위해 도 5에 나타난 상관값을 이용해서 10번째 부호어를 검출하는 방법에 대해 기술한다.
먼저, 1~4, 5~8, 9~12, 13~16, 17~20, 21~24, 25~28, 29~32 샘플에 대하여 각각 윈도우를 형성한다(S210). 따라서 총 8개의 윈도우가 정의된다. 윈도우의 수나 그 내부에 포함되는 샘플들의 수는 부호어의 크기나 길이에 따라 바뀔 수 있다.
각 윈도우에 대해 분산값을 구하고, 분산값이 가장 큰 윈도우를 선택하여 LSB(Least Significant Bit) 검출한다(S220). 8개의 윈도우로 비트를 맵핑하여 LSB를 구하는 경우, LSB부터 시작하여 3개의 비트를 판별할 수 있다.
분산값은 다음 수학식 19와 같이 정의된다.
Figure 112007007224534-pat00034
여기서, i는 윈도우의 인덱스로, 8개의 윈도우가 있는 경우 i=1.2,...,8가 된다.
Figure 112007007224534-pat00035
는 k번째 샘플에 대한 상관값,
Figure 112007007224534-pat00036
는 전체 샘플들의 평균값으로 도 5의 예의 경우
Figure 112007007224534-pat00037
가 된다.
도 5의 예로부터 각 윈도우에 대한 분산값을 각각 구하면, Var(3)=48, Var(1)=Var(5)=Var(6)=Var(8)=16, Var(2)=Var(4)=Var(7)=0이다. 따라서 윈도우 3의 분산값 Var(3)이 가장 크므로 다음 표 1에 나타난 맵핑에 따라 첫번째 LSB를 포함한 3개의 비트 '010'을 검출할 수 있다. 표 1에서 'X'는 아직 검출되지 않은 비트를 나타낸다.
LSB MSB LSB MSB
000 XX 윈도우 1 100 XX 윈도우 5
001 XX 윈도우 2 101 XX 윈도우 6
010 XX 윈도우 3 110 XX 윈도우 7
011 XX 윈도우 4 111 XX 윈도우 8
다음으로, 분산값이 가장 큰 윈도우의 내부 샘플들의 상관값을 서로 비교하여 나머지 MSB(Most Significant Bit) 측 비트들을 결정한다(S230). 분산값 C(k)를 비교하여 나머지 비트와 MSB를 결정한다. 여기서는 윈도우 3의 내부 샘플 9, 10, 11, 12의 상관값을 서로 비교하여 나머지 비트들을 결정한다. 윈도우 3의 내부 샘플 중 2번째 샘플의 상관값이 가장 크기 때문에 '01'을 검출한다. 따라서, 최종적으로 정보비트는 '01001'이 된다.
상기와 같은 방법으로 부호어를 구성할 경우 적은 자원으로도 효율적인 정보비트 전송이 가능해지고, 채널 추정 오류에 강인한 검출 성능을 얻을 수 있다.
도 7은 정보비트와 부호어를 맵핑한 다른 예를 나타낸다.
도 7을 참조하면, 정보비트를 구성하는 비트의 중요도에 따라 각각 부호화할 수 있다. 즉 정보비트를 다수의 부분으로 나누고 각 부분에 대해 각각 부호화할 수 있다.
예를 들어, 5비트의 정보비트를 4개의 기본 단위를 조합한 부호어로 맵핑하여 부호화한다고 한다. 일반적으로 MSB의 정보가 더 중요도가 높으므로 MSB측의 데이터를 더욱 신중하게 부호화해야 한다. 이 경우 MSB측과 LSB측을 각각 부호화할 수 있다. 예를 들어, 5비트로 구성된 정보비트 중 MSB 2비트를 2 기본 단위를 조합하여 부호화하고, LSB 3비트를 2 기본 단위를 조합하여 부호화한다. 이는 5비트의 정보비트 전체를 4 기본 단위를 갖는 부호어로 맵핑하는 경우와 비교하여 전체 부호어의 길이는 동일하지만, MSB 측에 대해 LSB 측보다 부호어의 길이가 더 길어지는 효과가 생겨 MSB 측의 신뢰도를 더 높일 수 있다.
전체 M 비트의 정보비트에 대해 K개의 기본 단위를 조합하여 부호화하게 되면, MSB 측은 LSB 측과 동일한 정도로 부호화된다. 그러나 LSB보다 MSB가 시스템의 성능에 더 큰 영향을 미치므로 MSB의 정보를 더 높게 부호화하는 것이 효율적일 수 있다. 따라서 MSB 측에 보다 높은 부호화를 걸고, LSB 측에 상대적으로 낮은 부호화를 걸어 불균등한 보호(unequal protection)를 도모한다.
정보비트를 MSB측과 LSB측 2개의 부분으로 나누는 것은 예시에 불과할 뿐, 3개 또는 그 이상의 부분으로 나눌 수 있고, 각 부분에 대해 각각 부호화할 수 있다.
도 8은 MSB 2비트의 상관값을 나타낸 그래프이고, 도 9는 LSB 3비트의 상관값을 나타낸 그래프이다. 수학식 18을 통해 얻어지는 기본 단위를 도 7에 나타난 바와 같이 맵핑하여 부호어를 생성한다. 도 8은 MSB 2비트의 첫번째 부호어인 00=[P0 P0]에 대한 상관값이고, 도 9는 LSB 3비트의 세번째 부호어인 010=[P0 P0]에 대한 상관값이다.
도 8 및 9를 참조하면, MSB 2비트의 첫번째 부호어와 LSB 3비트의 세번째 부호어는 모두 자기상관값은 같다. 그러나 MSB 2비트에 대한 부호어는 일률적으로 낮은 상호상관값을 가지나, LSB 3비트에 대한 부호어는 일부 부호어에 대해 상대적으로 큰 상호상관값을 가진다. 따라서, MSB 측의 부호어의 성능이 더 뛰어나다.
상술한 모든 기능은 상기 기능을 수행하도록 코딩된 소프트웨어나 프로그램 코드 등에 따른 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로제어기, ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 등과 같은 프로세서에 의해 수행될 수 있다. 상기 코드의 설계, 개발 및 구현은 본 발명의 설명에 기초하여 당업자에게 자명하다고 할 것이다.
이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.
상기에서 상술한 바와 같이 본 발명에 의하면 적은 자원으로도 효율적인 정보비트 전송이 가능해지고, 채널 추정 오류에 강인한 검출 성능을 얻을 수 있다.

Claims (10)

  1. 부호어 검출 방법에 있어서,
    기본 단위로 생성된 복수의 부호어 중 제1 부호어를 수신하는 단계;
    상기 복수의 부호어를 그룹핑하고 그룹핑된 부호어를 포함하는 복수의 윈도우를 형성하는 단계;
    상기 제1 부호어를 기반으로 산출된 상기 복수의 부호어의 상관값을 변수로 상기 복수의 윈도우 각각에 대한 분산값을 산출하는 단계;
    상기 분산값을 기반으로 상기 복수의 윈도우 중 하나의 윈도우를 선택하는 단계;
    상기 선택된 하나의 윈도우에 포함된 그룹핑된 부호어에 매핑된 비트를 기반으로 상기 제1 부호어의 LSB(least significant bit)를 결정하는 단계;
    상기 선택된 하나의 윈도우에 포함된 복수의 부호어의 상관값을 기반으로 상기 선택된 하나의 윈도우에 포함된 복수의 부호어 중 제2 부호어를 선택하는 단계; 및
    상기 제2 부호어에 매핑된 비트를 기반으로 상기 제1 부호어의 MSB(most significant bit)를 결정하는 단계를 포함하는 부호어 검출 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 기본 단위는,
    NxN 직교 행렬에서 첫번째 열을 제거하여 얻어지는 Nx(N-1) 단순 부호로부터 산출된 행 벡터이고(N은 2 이상의 자연수),
    상기 부호어는 상기 기본 단위를 조합하여 생성되는 부호어 검출 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 단순 부호는 아래와 같고
    Figure 112013054928310-pat00049
    상기 N은 2 이상의 자연수인 부호어 검출 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 분산값은 아래의 수학식을 기반으로 산출되되,
    Figure 112013054928310-pat00050
    상기
    Figure 112013054928310-pat00051
    는 k번째 부호어에 대한 상관값, 상기
    Figure 112013054928310-pat00052
    는 전체 부호어의 상관값에 대한 평균값이고 상기 i는 윈도우의 인덱스인 부호어 검출 방법.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 부호어는
    Figure 112013054928310-pat00053
    이고 상기
    Figure 112013054928310-pat00054
    는 아래의 수학식을 기반으로 상기 기본 단위의 위상을 회전시켜 생성되되,
    Figure 112013054928310-pat00055
    Figure 112013054928310-pat00056
    은 상기 기본 단위의 조합으로 이루어진 심벌이고,
    상기 θ는 심벌들의 위상 회전값이고,
    상기 b는 b=1,2,..., N-1의 값인 부호어 검출 방법.
  6. 부호어 검출기에 있어서,
    상기 부호어 검출기는 기본 단위로 생성된 복수의 부호어 중 제1 부호어를 수신하고, 상기 복수의 부호어를 그룹핑하여 그룹핑된 부호어를 포함하는 복수의 윈도우를 형성하고, 상기 제1 부호어를 기반으로 산출된 상기 복수의 부호어의 상관값을 변수로 상기 복수의 윈도우 각각에 대한 분산값을 산출하고, 상기 분산값을 기반으로 상기 복수의 윈도우 중 하나의 윈도우를 선택하고, 상기 선택된 하나의 윈도우에 포함된 그룹핑된 부호어에 매핑된 비트를 기반으로 상기 제1 부호어의 LSB(least significant bit)를 결정하고, 상기 선택된 하나의 윈도우에 포함된 복수의 부호어의 상관값을 기반으로 상기 선택된 하나의 윈도우에 포함된 복수의 부호어 중 제2 부호어를 선택하고 상기 제2 부호어에 매핑된 비트를 기반으로 상기 제1 부호어의 MSB(most significant bit)를 결정하도록 구현되는 부호어 검출기.
  7. 제6항에 있어서, 상기 기본 단위는
    NxN 직교 행렬에서 첫번째 열을 제거하여 얻어지는 Nx(N-1) 단순 부호로부터 산출된 행 벡터이고,(N은 2보다 큰 자연수),
    상기 부호어는 상기 기본 단위를 조합하여 생성되는 부호어 검출기.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 단순 부호는 아래와 같고
    Figure 112013054928310-pat00057
    상기 N은 2이상의 자연수인 부호어 검출기.
  9. 제8항에 있어서, 상기 분산값은 아래의 수학식을 기반으로 산출되되,
    Figure 112013054928310-pat00058
    상기
    Figure 112013054928310-pat00059
    는 k번째 부호어에 대한 상관값, 상기
    Figure 112013054928310-pat00060
    는 전체 부호어의 상관값에 대한 평균값이고 상기 i는 윈도우의 인덱스인 부호어 검출기.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 부호어는
    Figure 112013054928310-pat00061
    이고 상기
    Figure 112013054928310-pat00062
    는 아래의 수학식을 기반으로 상기 기본 단위의 위상을 회전시켜 생성되되,
    Figure 112013054928310-pat00063
    Figure 112013054928310-pat00064
    은 상기 기본 단위의 조합으로 이루어진 심벌이고,
    상기 θ는 심벌들의 위상 회전값이고,
    상기 b는 b=1,2,..., N-1의 값인 부호어 검출기.
KR1020070007423A 2006-10-09 2007-01-24 무선 통신 시스템의 부호어 생성 방법 KR101311634B1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/KR2007/004874 WO2008044841A1 (en) 2006-10-09 2007-10-05 Method for generating codeword in wireless communication system
US12/440,885 US8255781B2 (en) 2006-10-09 2007-10-05 Method for generating codeword in wireless communication system
EP07833185.7A EP2074780B1 (en) 2006-10-09 2007-10-05 Method for generating codeword in wireless communication system

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US82876206P 2006-10-09 2006-10-09
US60/828,762 2006-10-09

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20080032584A KR20080032584A (ko) 2008-04-15
KR101311634B1 true KR101311634B1 (ko) 2013-09-26

Family

ID=39533328

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020070007423A KR101311634B1 (ko) 2006-10-09 2007-01-24 무선 통신 시스템의 부호어 생성 방법

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8255781B2 (ko)
EP (1) EP2074780B1 (ko)
KR (1) KR101311634B1 (ko)
WO (1) WO2008044841A1 (ko)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8154983B2 (en) * 2008-03-25 2012-04-10 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for the placement of rank information in a physical uplink shared channel
KR20090117580A (ko) 2008-05-08 2009-11-12 엘지전자 주식회사 부호어의 생성 방법
US8331483B2 (en) * 2009-08-06 2012-12-11 Lg Electronics Inc. Method for transmitting feedback information via a spatial rank index (SRI) channel
CN103404036B (zh) * 2010-09-02 2016-10-26 微软技术许可有限责任公司 差错控制编码码本的子码本的生成和应用
US8516349B2 (en) * 2010-09-02 2013-08-20 Microsoft Corporation Generation and application of a sub-codebook of an error control coding codebook

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020010893A1 (en) 2000-03-21 2002-01-24 Samsung Electronics Co., Ltd Encoding apparatus and method in CDMA communication system
US7093189B2 (en) * 2002-11-21 2006-08-15 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and device for performing soft decision decoding on Reed-Muller codes using decision by majority

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6804307B1 (en) * 2000-01-27 2004-10-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for efficient transmit diversity using complex space-time block codes
KR100809619B1 (ko) * 2003-08-26 2008-03-05 삼성전자주식회사 이동 통신 시스템에서 블록 저밀도 패러티 검사 부호부호화/복호 장치 및 방법

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020010893A1 (en) 2000-03-21 2002-01-24 Samsung Electronics Co., Ltd Encoding apparatus and method in CDMA communication system
US7093189B2 (en) * 2002-11-21 2006-08-15 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and device for performing soft decision decoding on Reed-Muller codes using decision by majority

Also Published As

Publication number Publication date
US20100020894A1 (en) 2010-01-28
WO2008044841A1 (en) 2008-04-17
EP2074780A1 (en) 2009-07-01
KR20080032584A (ko) 2008-04-15
US8255781B2 (en) 2012-08-28
EP2074780A4 (en) 2013-11-13
EP2074780B1 (en) 2015-03-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106105075B (zh) 在网络中传送数据符号的方法和***
KR101534349B1 (ko) Ｓｔｂｃ 기법을 이용한 데이터 전송방법
KR100434473B1 (ko) 직교주파수 분할 다중 시스템에서 채널 복호 장치 및 방법
KR100659539B1 (ko) 폐루프 방식의 다중 송수신 안테나 시스템에서 송수신 장치및 방법
KR20080035424A (ko) 데이터 전송 방법
US9438305B2 (en) Method for transmitting non binary error correcting code words with CCSK modulation, and corresponding signal and device
WO2010101243A1 (ja) 符号化装置、受信装置、無線通信システム、パンクチャパターン選択方法及びそのプログラム
WO2008117957A1 (en) Spatial interleaver for mimo wireless communication systems
KR101311634B1 (ko) 무선 통신 시스템의 부호어 생성 방법
KR101265800B1 (ko) 다중 반송파 시스템의 제어신호 전송 방법
US8184025B2 (en) Method and apparatus of generating codewords in wireless communication system
JP4863262B2 (ja) 送信機，通信システム及び送信方法
US11539463B2 (en) Methods and computing device for facilitating multiple access in a wireless communication network
US8713415B2 (en) Method for generating codewords
CN110011948B (zh) 数据传输方法及装置、存储介质、电子装置
Blakit et al. Performance analysis of QOSTBC-OFDM system based on FEC codes
KR101225649B1 (ko) 다중 안테나 통신시스템의 채널추정 장치 및 방법
US11700040B2 (en) Method for enhancing the performance of downlink multi-user MIMO systems
KR101407172B1 (ko) 터보 코드를 이용한 데이터 전송 방법
Sengupta et al. Performance analysis of PAPR in G-OFDM with different digital modulation methods
Al-Askary PAPR reduction of coded OFDM signals based on iterative codeword construction
JP2009272726A (ja) 通信システム、受信装置及び通信方法

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160824

Year of fee payment: 4

LAPS Lapse due to unpaid annual fee