KR101303952B1 - 유도 전동기 제어 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용하여 속도 센서 없이 고전압 대용량의 유도 전동기를 제어하여 경부하 진동을 억제하도록 한 유도 전동기 제어 장치에 관한 것으로, H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 수행하는 유도 전동기 제어 장치에 있어서, 상기 유도 전동기의 진동 상태를 반영하는 d-축 고정자 전류의 진동 성분을 제거하는 다이나믹 전류 보상기; 및 상기 다이나믹 전류 보상기에서 d-축 고정자 전류의 진동 성분이 제거된 전류를 합산하여 q-축 전압 기준값으로 상기 유도 전동기에 입력시키는 합산기를 포함한다. 따라서 본 발명은 속도 센서가 필요 없으며, 전동기 상수에 민감하지도 않고, 정상 상태 무부하 혹은 경부하 조건 운전시의 전동기 진동을 억제할 수 있으며, 저속 영역에서의 기동 토크를 향상시킬 수 있으며, 단순하고 강인한 속도 제어가 이루어질 수 있다.

Description

유도 전동기 제어 장치{INDUCTION MOTOR CONTROL APPARATUS}

본 발명은 유도 전동기 제어 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는, H-브릿지 멀티레벨 인버터(H-Bridge Multi-level Inverter)를 이용하여 속도 센서 없이(Speed Sensorless) 고전압 대용량의 유도 전동기(High Voltage and High Power Induction Motor)를 제어하도록 한 유도 전동기 제어 장치에 관한 것이다.

일반적으로, 유지 및 보수가 매우 간편한 유도 전동기에 대한 드라이브 기술이 급격히 발전함에 따라, 산업계에서의 유도 전동기 이용이 더욱더 확대되어 가고 있는 실정이다. 이러한 유도 전동기의 제어 방식에는, V/F(Voltage/Frequency) 제어, 슬립 주파수 제어, 벡터 제어, 속도 센서리스 벡터 제어, 직접 토크 제어가 있다.

V/F 제어 방식은, 인버터 출력 전압과 출력 주파수의 비를 일정하게 제어하여 전동기의 자속 크기를 일정하게 제어하고, 전동기에 부하가 걸리는 만큼 전동기의 전류도 자동적으로 증가하여 토크가 제어되도록 하는 방식으로, 구현이 단순하고 별도의 센서 없이도 운전이 가능하므로 제작상의 경제성이 뛰어나 범용 인버터 (General Purpose Inverter)에 가장 널리 사용된다. 하지만, 자속의 크기만을 제어하므로 자속과 토크를 효율적으로 나누어 제어할 수 없으며, 또한 저속 운전이 불안정하고 순간적인 응답성이 떨어져서 고성능 제어에는 불리한 단점이 있다.

슬립 주파수 제어 방식은, 출력 전압에 비례하여 운전 주파수를 증가시키는 방식이므로 기본적으로는 V/F 제어 방식과 동일하다. 부하 전류에 비례하여 전동기 슬립 주파수를 증가시키는 기능을 두어 부하에 의한 속도 감소를 억제하도록 하며, 출력 주파수는 현재의 속도와 슬립 지령 주파수의 합으로 결정된다. 단순한 V/F 제어 방식보다 성능이 우수하지만, 속도 센서를 추가로 사용해야 하고 제어도 복잡해지는 단점이 있다.

벡터 제어 방식은, 토크 및 자속을 분리 제어하는 대표적인 제어 방식으로, 전동기의 자속이 공간 벡터 상에서 회전할 때, 고정자 또는 회전자 자속 벡터의 순시 위치를 검출하여 기준 벡터로 정한 다음, 고정자 전류를 검출하여 자속 기준 벡터에 투영하며, 이 과정을 통해서 고정자 전류를 자속 기준 벡터와 동일한 방향을 갖는 전류 성분(즉, 여자 전류 성분)과 자속과 90° 위상차를 갖는 성분(즉, 토크 전류 성분)으로 각각 분리하며, 검출된 여자 전류 및 토크 전류는 전류 제어기를 통해 각각의 지령치를 따라가도록 제어되며, 이때 토크 전류 및 여자 전류의 지령치는 전동기의 정격 및 운전 조건에 따라 결정된다. 제어 성능이 뛰어나 고성능 가변속 제어에 널리 이용되고 있으나, 제어기의 수가 많고 복잡하다는 단점이 있다.

속도 센서리스 벡터 제어 방식은, 고정자 전압 방정식을 이용하여 속도를 추정하는 고정자 전압 모델(Voltage Model) 방식과, 고정자의 전압모델에 고주파 통과필터(High Pass Filter; HPF)를 사용하고 회전자의 전류모델에 저주파 통과필터(Low Pass Filter; LPF)를 추가하여 회전자의 자속을 추정함으로써 속도를 추정하는 모델 기준 적응 제어 방식과, 적응형 스킴(Adaptive Scheme)을 이용해서 속도를 추정하는 적응형 관측기 방식이 있다.

여기서, 고정자 전압 모델 방식은 전압 또는 전류에 옵셋이 존재할 경우 적분기가 발산하며, 저속에서 고정자 저항 오차 시 자속에 심한 오차가 발생할 수 있는 불안 요소가 있다. 따라서 순수적분 대신 고주파 통과필터를 사용하는 것이 바람직하며, 역기전력의 크기가 측정 잡음보다 충분히 큰 영역(즉, 통상 정격 속도의 10% 이상)에서 용이하다. 다시 말해, 저속 영역에서는 제어 불안 요소가 존재한다.

그리고 모델 기준 적응 제어 방식은 속도 추정에 있어 속도 추정식 자체가 전동기의 파라미터에 의해 계산되므로 파라미터의 변동(예를 들어, 열, 전동기 운전 방식 등)에 불리함이 있다.

그리고 적응형 관측기 방식은 유도 전동기를 정지 좌표계에서 상태 방정식을 이용해서 표현하며, 이렇게 표현된 유도 전동기의 상태 방정식에 대해서 고정자 전류와 회전자 자속을 동시에 추정하는 전 차원 상태 관측기를 구성하며, 이렇게 구성된 전 차원 상태 관측기의 이득 행렬을 계산하면 전 차원 상태 관측기의 극점이 유도 전동기 자체의 극점에 ‘k’에 비례하도록 위치시킬 수 있으며, 속도 센서 없는 벡터 제어를 구현하기 위해서 모터의 속도를 추정하는 적응형 스킴이 필요하며, 이에 따라 모터 속도의 추정식을 얻도록 하며, 이때 유도 전동기의 속도를 상수라 가정하고 그 가정 하에 리아프노프(Lyapunov) 함수를 정의하며, 이 시스템이 안정하려면 리아프노프의 안정성(Lyapunov's Stability) 조건을 만족해야 하므로 이 조건으로부터 속도 추정식을 얻을 수 있다. 그러나 실제로 유도 전동기의 속도는 상수가 아니라 순시적으로 빠르게 변화할 수 있는 값이므로 속도 추정식을 그대로 사용할 수 없다는 단점이 있다.

직접 토크 제어 방식은, 고정자 자속과 토크를 제어함에 있어서 매 샘플링 주기마다 실제 값과 지령치를 비교하여 가장 제어 오차를 최소화하는 적절한 인버터 전압벡터를 선정하여 출력하는 방식으로, 출력 전압의 결정에 PWM 방식을 사용하지 않고 자속과 토크가 각각 직접적으로 제어한다. 벡터 제어 방식에 비해 그 구조가 매우 단순하여 고정자 좌표계에서 회전자 좌표계로의 좌표축 변환을 필요로 하지 않고, 비교적 간단한 하드웨어로도 구현이 가능하며 토크 응답 특성이 우수하다는 장점이 있다. 하지만, 기동 시 또는 저속 운전 시 큰 토크 리플을 발생하기가 쉽고, 전동기의 운전 주파수 및 부하 상황에 따라서도 스위칭 주파수가 변화하는 단점이 있다.

다시 말해서, 기존의 V/F 제어 방식은 단순하지만 많은 문제점을 가지고 있으며, 기존의 슬립 주파수 제어 방식, 벡터 제어 방식 및 직접 토크 제어 방식은 속도 센서가 설치되어야만 하고, 기존의 속도 센서리스 벡터 제어 방식은 전동기 상수에 너무 민감하여 범용 인버터에 적용이 어렵다는 문제점이 있다.

한편, 한국등록특허 제10-0734050호, ‘에이치-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 전동기 피드백 제어 방법’에 따르면, 인버터 파워 셀과 인버터 출력 전압의 위상 지연을 검출하고, 그 위상 오차를 보상하는 함수를 전류 제어기 출력에 곱하여 전류 제어기의 위한 지연에 의한 불안정 요인이 제거되도록 함으로써, 멀티레벨 인버터의 제어기를 분산화, 모듈화 시킬 수 있도록 한 전동기 피드백 제어 방법을 제공하고 있다.

여기서, H-브릿지 멀티레벨 인버터의 각 상은 단상 인버터 파워 셀(Power Cell) 직렬 연결 구조이며, 여러 개의 파워 셀을 직렬로 연결함으로써 저전압 파워 셀, 즉 저전압 전력용 반도체를 사용하여 고전압을 얻을 수 있고, 또한 파워 셀의 수에 따라 출력 전압 레벨의 개수가 증가하여 정현파에 가까운 전압 파형을 얻을 수 있다.

입력 측 변압기는 2차측 권선 간에 위상차를 두어 멀티펄스(Multi-pulse) 방식의 정류기형 컨버터를 구성함으로써, 기존의 6-펄스 정류 방식에 비하여 아주 낮은 입력단 전류 고조파 특성이 있다. 인버터 최종 출력 전압은 파워 셀의 개수를 조정함으로써 대응이 가능하다. 따라서 입출력 전력 품질이 우수하며 강압 및 승압 변압기, 입출력 필터 그리고 고전압 전력용 반도체 소자를 사용하지 않으면서 고전압 전동기를 직접 구동할 수 있는 우수한 전력 토폴로지이다.

그런데, H-브릿지 멀티레벨 인버터는 고전압 대용량화, 우수한 입출력 전력품질, 모듈화, 그리고 설치 조건 편의성으로 인해 고전압 대용량 유도 전동기 가변속 용도로 적용이 확대되고 있지만, V/F 운전 시의 대표적인 단점인 저속 영역에서의 낮은 토오크, 무부하 혹은 경부하 조건의 전류 및 전동기 진동, 그리고 전동기 슬립에 의한 속도 변동은 대용량 유도 전동기의 인버터 적용에 걸림돌이 되는 문제점이 있다.

따라서 기존의 슬립 주파수 제어 방식, 벡터 제어 방식 및 직접 토크 제어 방식처럼 속도 센서를 필요로 하지 않으면서도, 기존의 속도 센서리스 벡터 제어 방식처럼 전동기 상수에 민감하지도 않고, 단순한 기존 V/F 제어 방식의 장점을 가지면서도, 기존 V/F 제어 방식의 대표적인 문제점인 정상 상태(Steady-state) 무부하 혹은 경부하 조건 운전시의 전동기 진동 현상, 고정자 저항의 영향으로 인한 저속 영역에서의 토크 생성 문제, 그리고 부하 토크가 증가하면 유도 전동기 슬립이 증가하므로 인버터가 발생하는 주파수가 일정하더라도 유도 전동기의 회전 속도는 슬립 속도만큼 떨어지게 되어 속도 제어가 어렵다는 문제점을 해결해야 할 필요성이 있다고 하겠다.

한국등록특허 제10-0734050호

본 발명의 일 실시예는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용하여 속도 센서 없이 고전압 대용량의 유도 전동기를 제어하여 경부하 진동을 억제하도록 한 유도 전동기 제어 장치를 제공하고자 한다.

또한, 본 발명의 일 실시예는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 통해 기동 토크를 향상시키도록 한 유도 전동기 제어 장치를 제공하고자 한다.

또한, 본 발명의 일 실시예는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어 및 경부하 진동 억제 제어를 통해 단순하고 강인한 속도 제어가 이루어지도록 한 유도 전동기 제어 장치를 제공하고자 한다.

실시예들 중에서, 유도 전동기 제어 장치는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 수행하는 유도 전동기 제어 장치에 있어서, 상기 유도 전동기의 진동 상태를 반영하는 d-축 고정자 전류의 진동 성분을 제거하는 다이나믹 전류 보상기; 및 상기 다이나믹 전류 보상기에서 d-축 고정자 전류의 진동 성분이 제거된 전류를 합산하여 q-축 전압 기준값으로 상기 유도 전동기에 입력시키는 합산기를 포함한다.

일 실시예에서, 상기 다이나믹 전류 보상기는 자속을 생성하는 전류 기준값에서 전류 센서를 사용해서 관측된 자속분 전류값을 감산하는 감산기; 및 상기 감산기에서 감산된 값을 비례 적분하여 상기 d-축 고정자 전류의 진동 성분이 제거된 전류로 상기 합산기로 출력하는 비례 적분 제어기를 포함한다.

실시예들 중에서, 유도 전동기 제어 장치는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 수행하는 유도 전동기 제어 장치에 있어서, 자속을 만드는 전류와 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류를 인가받아 슬립 각 주파수 추정값을 구하는 슬립 추정기; 상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값에 슬립 수정값을 곱하는 곱셈기; 상기 곱셈기에서 구한 값을 속도 기준값에 합산하여, d-축 전압 기준값과 좌표 변환을 위한 각을 연산하기 위한 제1주파수 기준값을 생성하는 제1합산기; 상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값에 속도 기준값을 합산하여, q-축 전압 기준값을 연산하기 위한 제2주파수 기준값을 생성하는 제2합산기; 상기 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류를 저역 통과 필터링 처리하는 저역 통과 필터; 상기 제1합산기에서 생성된 제1주파수 기준값을 인가받아 좌표 변환을 위한 각을 연산하는 연산기; 상기 제1합산기에서 생성된 제1주파수 기준값, 자속을 만드는 전류, 상기 저역 통과 필터에서 필터링 처리된 부하 전류를 인가받아 d-축 전압 기준값을 추정하는 d-축 전압 기준값 추정기; 상기 제2합산기에서 생성된 제2주파수 기준값, 자속을 만드는 전류, 상기 저역 통과 필터에서 필터링 처리된 부하 전류를 인가받아 q-축 전압 기준값을 추정하는 q-축 전압 기준값 추정기; 및 상기 d-축 전압 기준값 추정기에서 추정된 d-축 전압 기준값과 상기 q-축 전압 기준값 추정기에서 추정된 q-축 전압 기준값을 인가받아 상기 연산기에서 연산된 좌표 변환을 위한 각에 따라 유도 전동기 a, b, c 상 고정자 전압을 구하여 상기 유도 전동기에 입력하는 변환기를 포함한다.

일 실시예에서, 상기 곱셈기에서 사용되는 슬립 수정값은 상기 제1합산기와 제2합산기에서 사용되는 속도 기준값에 의해 조절되며, 상기 속도 기준값이 중간 이상의 속도 영역일 때 램프 함수나 1차 지상 함수에 의해 점차적으로 ‘1’로 되돌아간다.

일 실시예에서, 상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값은 자속을 생성하는 전류 기준값에 관측된 부하 전류에 비례하는 값으로 만들어진다.

실시예들 중에서, 유도 전동기 제어 장치는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 수행하는 유도 전동기 제어 장치에 있어서, 상기 유도 전동기의 진동 상태를 반영하는 d-축 고정자 전류의 진동 성분을 제거하는 다이나믹 전류 보상기; 자속을 만드는 전류와 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류를 인가받아 슬립 각 주파수 추정값을 구하는 슬립 추정기; 상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값에 슬립 수정값을 곱하는 곱셈기; 상기 곱셈기에서 구한 값을 속도 기준값에 합산하여, d-축 전압 기준값과 좌표 변환을 위한 각을 연산하기 위한 제1주파수 기준값을 생성하는 제1합산기; 상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값에 속도 기준값을 합산하여, q-축 전압 기준값을 연산하기 위한 제2주파수 기준값을 생성하는 제2합산기; 상기 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류를 저역 통과 필터링 처리하는 저역 통과 필터; 상기 제1합산기에서 생성된 제1주파수 기준값을 인가받아 좌표 변환을 위한 각을 연산하는 연산기; 상기 제1합산기에서 생성된 제1주파수 기준값, 자속을 만드는 전류, 상기 저역 통과 필터에서 필터링 처리된 부하 전류를 인가받아 d-축 전압 기준값을 추정하는 d-축 전압 기준값 추정기; 상기 제2합산기에서 생성된 제2주파수 기준값, 자속을 만드는 전류, 상기 저역 통과 필터에서 필터링 처리된 부하 전류, 상기 다이나믹 전류 보상기에서 d-축 고정자 전류의 진동 성분이 제거된 전류를 인가받아 q-축 전압 기준값을 추정하는 q-축 전압 기준값 추정기; 및 상기 d-축 전압 기준값 추정기에서 추정된 d-축 전압 기준값과 상기 q-축 전압 기준값 추정기에서 추정된 q-축 전압 기준값을 인가받아 상기 연산기에서 연산된 좌표 변환을 위한 각에 따라 유도 전동기 a, b, c 상 고정자 전압을 구하여 상기 유도 전동기에 입력하는 변환기를 포함한다.

본 발명의 일 실시예에 따른 유도 전동기 제어 장치는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용하여 속도 센서 없이 고전압 대용량의 유도 전동기를 제어함으로써, 속도 센서가 필요 없으며, 전동기 상수에 민감하지도 않고, 정상 상태 무부하 혹은 경부하 조건 운전시의 전동기 진동을 억제할 수 있다.

또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 유도 전동기 제어 장치는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 수행함으로써, 저속 영역에서의 기동 토크를 향상시켜 줄 수 있다.

또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 유도 전동기 제어 장치는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어 및 경부하 진동 억제 제어를 수행함으로써, 단순하고 강인한 속도 제어가 이루어질 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 경부하 진동 억제를 위한 유도 전동기 제어 장치를 설명하는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 기동 토크 향상 및 속도 센서리스 제어를 위한 유도 전동기 제어 장치를 설명하는 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 단순하고 강인한 유도 전동기 제어 장치를 설명하는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 경부하 진동 억제 전과 후의 비교 파형을 나타낸 그래프이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 경부하 진동 억제 전과 후의 비교 모니터링 화면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 기동 토크 향상 적용 전과 후의 비교 파형을 나타낸 그래프이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 기동 토크 향상 적용 전과 후의 비교 모니터링 화면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 속도 제어 적용 전과 후의 비교 파형을 나타낸 그래프이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 속도 제어 적용 전과 후의 비교 모니터링 화면이다.

본 발명에 관한 설명은 구조적 내지 기능적 설명을 위한 실시예에 불과하므로, 본 발명의 권리범위는 본문에 설명된 실시예에 의하여 제한되는 것으로 해석되어서는 아니 된다. 즉, 실시예는 다양한 변경이 가능하고 여러 가지 형태를 가질 수 있으므로 본 발명의 권리범위는 기술적 사상을 실현할 수 있는 균등물들을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 또한, 본 발명에서 제시된 목적 또는 효과는 특정 실시예가 이를 전부 포함하여야 한다거나 그러한 효과만을 포함하여야 한다는 의미는 아니므로, 본 발명의 권리범위는 이에 의하여 제한되는 것으로 이해되어서는 아니 될 것이다.

한편, 본 발명에서 서술되는 용어의 의미는 다음과 같이 이해되어야 할 것이다.

"제1", "제2" 등의 용어는 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하기 위한 것으로, 이들 용어들에 의해 권리범위가 한정되어서는 아니 된다. 예를 들어, 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.

어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어"있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결될 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어"있다고 언급된 때에는 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 한편, 구성요소들 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉 "~사이에"와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.

단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한 복수의 표현을 포함하는 것으로 이해되어야 하고, "포함하다"또는 "가지다" 등의 용어는 설시된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이며, 하나 또는 그 이상의 다른 특징이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.

각 단계들에 있어 식별부호(예를 들어, a, b, c 등)는 설명의 편의를 위하여 사용되는 것으로 식별부호는 각 단계들의 순서를 설명하는 것이 아니며, 각 단계들은 문맥상 명백하게 특정 순서를 기재하지 않는 이상 명기된 순서와 다르게 일어날 수 있다. 즉, 각 단계들은 명기된 순서와 동일하게 일어날 수도 있고 실질적으로 동시에 수행될 수도 있으며 반대의 순서대로 수행될 수도 있다.

본 발명은 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현될 수 있고, 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록 장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피 디스크, 광 데이터 저장 장치 등이 있으며, 또한, 캐리어 웨이브(예를 들어 인터넷을 통한 전송)의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한, 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산 방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.

여기서 사용되는 모든 용어들은 다르게 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가진다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 발명에서 명백하게 정의하지 않는 한 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미를 지니는 것으로 해석될 수 없다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 경부하 진동 억제를 위한 유도 전동기 제어 장치를 설명하는 블록도이다.

도 1을 참조하면, 유도 전동기 제어 장치(200)는 경부하 진동 억제를 위해서, 다이나믹 전류 보상기(Dynamic Current Compensator)(210), 합산기(220)를 포함한다.

다이나믹 전류 보상기(210)는 유도 전동기의 진동 상태를 반영하는 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분을 제거하고 해당 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분이 제거된 전류를 합산기(220)로 인가한다.

그리고 다이나믹 전류 보상기(210)는 감산기(211), 비례 적분 제어기(220)를 포함한다. 감산기(211)는 자속을 생성하는 전류 기준값(

)에서 전류 센서를 사용해서 관측된 자속분 전류값(

)을 감산하고 해당 감산된 값을 비례 적분 제어기(220)에 인가한다. 비례 적분 제어기(220)는 감산기(211)에서 감산된 값을 비례 적분하여 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분이 제거된 전류로 합산기(220)로 출력한다.

합산기(220)는 다이나믹 전류 보상기(210)에서 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분이 제거된 전류를 합산하여 q-축 전압 기준값(

)으로 유도 전동기(100)에 입력해 준다.

기존의 기술에 있어서, 정상 상태 무부하 혹은 경부하 조건 운전시의 전동기 진동 현상은 인버터의 과전류를 발생시켜 산업 현장에서 전동기 실용 드라이브 상의 문제점이 된다. 따라서 본 발명에서는 이러한 전동기의 경부하 진동으로부터 자유로운 새로운 V/F 운전 방식을 적용하도록 한다.

본 발명에 의해 적용된 V/F 제어 방식은 벡터 제어 방식에 근거하며, 전통적인 V/F 일정 출력 방식과는 달리, 유도 전동기 드라이브 시스템의 안정도를 향상시키기 위한 다이나믹 전류 보상기(210)를 이용하도록 한다. 여기서, d-q 동기 좌표계 상에서 유도 전동기 고정자 전류의 다이나믹 방정식(Dynamic Equation)은 아래의 수학식 1과 2로 주어진다.

기존의 V/F 제어 방식은 유도 전동기의 정상 상태 해석에 근거하므로 어느 정도 한계가 있다. 이러한 한계로 인하여 자연적으로 과도 상태를 제어할 수 있는 어떠한 수단도 가지지 못한다. 그러므로 본 발명에 의한 유도 전동기 고정자 전류의 다이나믹 방정식인 수학식 1과 2는, 기존 V/F 제어 방식에서의 정상 상태 형식(

)으로부터 아래의 수학식 3과 4로 변형되도록 한다.

전통적인 V/F 제어 방식으로 동작하는 인버터에서의 전압 기준값은, 주어진 각 주파수 기준값(

)으로부터 결정된다. 이때 각 주파수 기준값(

)은 유도 전동기의 실제 전기적 각 주파수(

)와 같은데, 즉 아래의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

여기서는, 각 주파수 기준값(

)은 제어의 편의상 전동기 회전자 각 주파수(

)에 근사한 것으로 간주하여 아래의 수학식 6과 같이 나타내며, 전동기 회전자 각 주파수(

)의 기준값(

)를 ‘

’로 설정하여 아래의 수학식 7과 같이 나타내며, 슬립 각 주파수(

)은 고려하지 않도록 수학식 8과 같이 나타낸다.

그러므로 이상의 사실을 바탕으로 보다 용이한 V/F 제어가 가능하다.

또한, V/F 일정 출력 방식이라고도 하는 V/F 제어 방식은 전압과 주파수의 비(V/F)를 일정하게 유지함으로써, 궁극적으로 전동기의 고정자 자속을 일정하게 유지하도록 한다. 따라서 V/F 일정 제어 하에서 ‘

’는 결국 정격 고정자 자속을 유지할 때의 고정자 d-축 전류가 될 것임을 예측할 수 있다.

그러므로 위와 같은 서술을 바탕으로, V/F 제어 방식은 벡터 제어 방식에 근거하여 아래의 수학식 9와 10과 같은 방식으로 적용이 가능하다.

전통적인 V/F 제어 기법에 유도 전동기 고정자 전류의 다이나믹 특성은 아래의 수학식 11과 12와 같이 변형된다.

수학식 11과 12로부터 다음과 같은 사실을 각각 알 수 있다.

d-축 전류(

)에서의 변동은 실제 동작 주파수에 의존하며, 전동기 토크의 함수인 q-축 전류(

)에서의 변동은 실제 동작 주파수와는 거의 무관하다.

이러한 사실은 만약 전통적인 V/F 제어 방식으로 동작하는 유도 전동기 드라이브 시스템에서 전동기가 특정 주파수에서 진동을 하게 된다면, 그 진동을 억제하기 위하여서는 q-축 전류(

)의 변동보다 d-축 전류(

)의 변동에 대하여 더 관심을 기울여야만 한다는 것을 말해 준다. 즉, 전통적인 V/F 제어 방식에 의한 유도 전동기 드라이브 시스템에서의 전동기 속도는 전기적 동작 주파수에 의존하게 되므로, 전동기의 진동으로 인한 전동기 속도의 변화가 결국 d-축 전류(

)에 반영된다는 것을 의미한다는 것이다.

그러므로 지금까지 설명한 바와 같이, 정상 상태 무부하 혹은 경부하 조건 하에서 동작하는 범용 인버터의 V/F 제어 유도 전동기 드라이브 시스템에서 유도 전동기의 진동 상태를 반영하는 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분을 제거하기 위하여, 아래의 수학식 14와 같이 ‘

’인 다이나믹 전류 보상기(210)를 이용하는 방식을 적용한다.

여기서, ‘

’는 자속을 생성하는 전류 기준값이며, ‘

’는 전류 센서를 사용해서 관측된 자속분 전류값이며, 그리고 ‘PI’는 비례 적분 제어기(220)이다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 기동 토크 향상 및 속도 센서리스 제어를 위한 유도 전동기 제어 장치를 설명하는 블록도이다.

도 2를 참조하면, 유도 전동기 제어 장치(300)는 기동 토크 향상 및 속도 센서리스 제어를 위해서, 슬립 추정기(301), 곱셈기(302), 제1합산기(303), 제2합산기(304), 저역 통과 필터(Low-band Pass Filter; LPF)(305), 연산기(306), d-축 전압 기준값 추정기(307), q-축 전압 기준값 추정기(308), 변환기(309)를 포함한다.

슬립 추정기(301)는 자속을 만드는 전류(

)와 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류(

)를 인가받아 슬립 각 주파수 추정값(

)을 구하여 곱셈기(302) 및 제2합산기(304)에 인가한다.

곱셈기(302)는 슬립 추정기(301)에서 구한 슬립 각 주파수 추정값(

)에 슬립 수정값(k)(여기서,

)을 곱하여 제1합산기(303)에 인가한다.

제1합산기(303)는 속도 기준값(

)에 곱셈기(302)에서 구한 값을 합산하여, d-축 전압 기준값(

)과 좌표 변환을 위한 각(

)을 연산하기 위한 제1주파수 기준값(

)을 생성하고, 해당 생성된 제1주파수 기준값(

)을 연산기(306)와 d-축 전압 기준값 추정기(307)로 인가한다.

제2합산기(304)는 슬립 추정기(301)에서 구한 슬립 각 주파수 추정값(

)을 속도 기준값(

)에 합산하여, q-축 전압 기준값(

)을 연산하기 위한 일반적인 방식과 동일하게 제2주파수 기준값(

)을 생성하고, 해당 생성된 제2주파수 기준값(

)을 q-축 전압 기준값 추정기(308)로 인가한다.

저역 통과 필터(305)는 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류(

)를 저역 통과 필터링 처리하고, 해당 필터링 처리된 부하 전류(

)를 q-축 전압 기준값 추정기(308)로 인가한다.

연산기(306)는 제1합산기(303)에서 생성된 제1주파수 기준값(

)을 인가받아 좌표 변환을 위한 각(

)을 연산하여 변환기(309)에 인가한다.

d-축 전압 기준값 추정기(307)는 제1합산기(303)에서 생성된 제1주파수 기준값(

), 자속을 만드는 전류(

), 저역 통과 필터(305)에서 필터링 처리된 부하 전류(

)를 인가받아 d-축 전압 기준값(

)을 추정하여 변환기(309)에 인가한다.

q-축 전압 기준값 추정기(308)는 제2합산기(304)에서 생성된 제2주파수 기준값(

), 자속을 만드는 전류(

), 저역 통과 필터(305)에서 필터링 처리된 부하 전류(

)를 인가받아 q-축 전압 기준값(

)을 추정하여 변환기(309)에 인가한다.

변환기(309)는 d-축 전압 기준값 추정기(307)에서 추정된 d-축 전압 기준값(

)과 q-축 전압 기준값 추정기(308)에서 추정된 q-축 전압 기준값(

)을 인가받아 연산기(306)에서 연산된 좌표 변환을 위한 각(

)에 따라 유도 전동기 a, b, c 상 고정자 전압을 구하여 유도 전동기에 입력해 준다.

기동 토크 향상 및 속도 센서리스 제어를 위한 유도 전동기 제어 장치(300)는, 아주 단순해서 속도 제어기와 토크 성분 및 자속 성분의 전류 제어기가 존재하지 않는다. 각각의 제어 블록을 제어하기 위한 샘플링 시간은 1ms이며, 주파수 기준값(

)은 속도 기준값(

)에 슬립 각 주파수 추정값(

)을 더함으로써 얻어진다.

슬립 각 주파수 추정값(

)은 두 가지로 나누어진다. 하나는 q-축 전압 기준값(

)을 연산하기 위한 일반적인 방식과 동일하게 ‘

’를 생성하는데 적용되며, 다른 하나는 작은 값으로 수정되어 d-축 전압 기준값(

)과 좌표 변환을 위한 각(

)을 연산하기 위한 ‘

’를 생성하는데 적용된다.

그리고 슬립 각 주파수 추정값(

)은 슬립 수정값(k)(여기서,

)을 곱함으로써 감소하며, 이러한 작은 슬립의 효과는 자속의 감소를 방지하는 것이다.

슬립 수정값(k)은 속도 기준값(

)에 의해 조절된다. 저속 영역에서는 슬립 수정값(k)이 작은 값이고, 속도 기준값(

)이 중간 이상의 속도 영역일 때 램프 함수나 1차 지상 함수에 의해 점차적으로 ‘1’로 되돌아간다. 슬립 수정값(k)의 빠른 변화는 전동기 전류와 토크의 진동을 발생시킨다.

감소된 슬립 각 주파수가 ‘

’보다 ‘

’를 연산하는데 사용되는 이유는 자속을 만드는 전류(

)가 감소하는 것을 방지하지 위한 것이며, 이것은 나중에 설명된다.

‘

’는 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류이고, ‘

’는 간단하게 저역 통과 필터(305)를 통해 ‘

’로부터 계산된다.

이 방식의 세부 내용은 아래에 설명한다.

아래의 수학식 15와 16은 d-축 전압 기준값(

)과 q-축 전압 기준값(

)을 나타낸다.

아래의 수학식 17과 18에 보여진 것처럼 다른 각 주파주(

,

)에 의해 계산된다.

그리고 d-축과 q-축 성분의 디스커플드 크로스(Decoupled-cross) 항이‘

’와 ‘

’의 연산에 고려된다. 슬립 각 주파수 추정값(

)은 아래의 수학식 19와 같이 자속을 생성하는 전류 기준값(

)에 관측된 부하 전류(

)에 비례하는 값으로 만들어진다.

이때, ‘

’는 고정자 저항이며, ‘

’은 회전자 저항이며, ‘

’는 고정자 인덕턴스이며, ‘

’은 회전자 인덕턴스이며, ‘

’는 과도 인덕턴스이며, 그리고 ‘

’은 회전자 시정수이다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 단순하고 강인한 유도 전동기 제어 장치를 설명하는 블록도이다.

도 3을 참조하면, 유도 전동기 제어 장치(400)는 도 1에서 적용된 경부하 진동 억제를 위한 다이나믹 전류 보상기(210)를 도 2의 유도 전동기 제어 장치(300)에 추가하여 단순하고 강인한 구성을 이루도록 한다.

다이나믹 전류 보상기(210)는 유도 전동기의 진동 상태를 반영하는 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분을 제거하고 해당 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분이 제거된 전류를 q-축 전압 기준값 추정기(308)로 인가한다.

q-축 전압 기준값 추정기(308)는 제2합산기(304)에서 생성된 제2주파수 기준값(

), 자속을 만드는 전류(

), 저역 통과 필터(305)에서 필터링 처리된 부하 전류(

), 다이나믹 전류 보상기(210)에서 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분이 제거된 전류를 인가받아 q-축 전압 기준값(

)을 추정하여 변환기(309)에 인가한다.

도 1에서 적용된 경부하 진동 억제를 위한 다이나믹 전류 보상기(210)를 아래의 수학식 20과 같이 추가하여 단순하고 강인한 유도 전동기 제어 장치(400)를 새로이 제안 및 적용할 수 있다.

단순하고 강인한 유도 전동기 제어 장치(400)는, H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 구동을 위한 단순하고 강인한 속도 센서리스 제어를 수행하도록 함으로써, 속도 센서가 필요 없으며, 전동기 상수에 강인한 속도 센서리스 제어를 전류 및 슬립 보상을 적용하여 유도 전동기의 기동 토오크 증대, 경부하 진동 억제, 그리고 속도 제어 특성을 향상시킬 수 있다.

한편, 속도 센서리스 제어 실부하 적용 실험, 벡터 제어 실부하 적용 실험, 부하 프로파일(Load Profile) 적용 벡터 제어 실험, 전력품질 및 효율 측정을 수행한 내용을 아래와 같이 살펴본다.

본 실험에 적용된 인버터는 4160[V]-750[kVA]-9레벨 사양의 N5000 고압 인버터이며, 전동기는 3300[V]-450[kW]-60[Hz]-1789[rpm]-2401[Nm] 사양의 유도 전동기다. 한국 전기연구원 전동력 연구센터의 다이나모미터 부하를 이용하여 실시하도록 한다.

9-레벨로 구성된 3Φ 4160V 750kVA 용량의 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 3300V/450kW 유도 전동기 센서리스 실험 시에, 실험에 사용된 750 kVA 멀티레벨 인버터 사양은 아래의 표 1과 같으며, 실험에 사용된 450 kW 유도전동기 사양은 아래의 표 2와 같다.

인버터 토폴로지	H-브릿지 멀티레벨 인버터
출력 전압 레벨	9-레벨
정격 용량	750 [kVA]
정격 전압	4160 [V]

정격 출력	450 [kW]	운전 주파수	60 [Hz]
선간 전압	3300 [V]	고정자저항	0.1231 [Ω]
정격 전류	95.9 [A]	회전자저항	0.1182 [Ω]
극수	4	고정자 인덕턴스	156.4 [mH]
정격 속도	1789 [r/min]	상호 인덕턴스	150.5 [mH]
정격 토크	2401.0[N-m]	회전자인덕턴스	157.3 [mH]
무부하 전류	28.65 [A]	관성 계수	6.0 [kgm2]

그리고 고압인버터의 속도 센서리스 제어 실험은 고압 인버터와 농형 유도 전동기로 구성된 피실험용 구동시스템, 부하용 시험 시스템, 그리고 측정장치 등으로 구성된다. 토크 센서와 속도 센서로 구성되는 측정 장치는 피실험용 전동기의 토크 발생량과 구동 속도를 측정하는 역할을 하고, 부하용 시험 시스템은 속도 제어나 토크 제어를 통해 성능시험 시스템의 시험조건을 만들어 준다. 피실험용 구동 시스템의 토크 제어 성능 평가 시에는 부하 시스템을 속도 제어 모드로 두어 정속도를 유지하고, 피실험용 구동시스템의 토크지령을 다양하게 변동시키면서 출력토크가 지령치를 잘 추정하는지 시험한다. 피실험 구동시스템의 속도제어 성능 평가 시에는 피실험용 구동시스템의 속도 지령치를 일정하게 하고 부하용 시스템을 토크제어 모드로 두어 부하토크를 다양하게 인가하였을 때 속도 제어가 정확히 되는지를 실험하게 된다.

다이나모미터 시스템은 회생용 컨버터를 사용하여 실험 시에 발생하는 에너지를 전원부로 회생시켜 실험할 수 있으며, 다이나모미터용 인버터는 ABB ACS600 모델 1400[kW] 2세트로 구성되어 있으며, 다이나모미터용 전동기는 1100[kW] 2세트/1800[rpm]이다.

이 실험에서는 제안된 단순하고 강인한 센서리스 제어 방식으로 운전하는 유도 전동기의 기동 특성과 경부하 진동 억제를 N5000 인버터 실제 시스템에서 실험적으로 확인하는데 목적이 있다. 실험 방법은 V/F 제어와 제안된 센서리스 제어를 비교 실험하였으며, 아래의 표 3과 같이 센서리스 제어 항목 특성을 비교하여 수치적으로 정량화하였다.

	V/F 운전	센서리스 제어	벡터 제어
경부하 전류 진동	130 [%]	3.0 [%]	1.0 [%]
최대 기동 토크	33 [%]	100 [%]	120 [%]
속도 제어	0.61 [%]	0.02 [%]	0.01 [%]

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 경부하 진동 억제 전과 후의 비교 파형을 나타낸 그래프이며, 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 경부하 진동 억제 전과 후의 비교 모니터링 화면이다.

도 4와 5를 참조하면, 경부하 조건의 전류 및 속도의 진동 억제에 관한 실험으로 V/F 운전 시의 진동과 다이나믹 전류 보상기(210)를 이용한 진동 억제를 보여 준다.

다시 말해서, 도 4의 (a)와 도 5의 (a)는 정상 상태 경부하 조건 중에서 최악의 조건인 무부하 조건으로 전통적인 V/F 제어 기법에 어떠한 보상도 하지 않은 채 공진 주파수로 동작할 때, 정격 무부하 전류의 4배로 진동하는 고정자 상전류의 파형과 전동기 입력 선간 전압 파형을 보여 준다.

그러나 도 4의 (b)와 도 5의 (b)는 도 4의 (a)와 도 5의 (a)와 동일한 조건 하에서 다이나믹 전류 보상기(210)를 이용하는 새로운 V/F 제어 기법이 적용된 파형으로써, 동일하게 상전류의 파형과 전동기 입력 선간 전압 파형을 보여 준다. 이것은 제안된 제어 기법이 상전류의 진동을 상당히 제거하였음을 보여줌을 잘 알 수 있다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 기동 토크 향상 적용 전과 후의 비교 파형을 나타낸 그래프이며, 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 기동 토크 향상 적용 전과 후의 비교 모니터링 화면이다.

도 6과 7을 참조하면, 기동 토크에 관한 실험으로 V/F 운전 시 기동 토크는 정격의 33(%)이며, 제안된 제어방법 적용 시 기동 토크가 100(%)로 향상되었음을 보여준다.

다시 말해서, 도 6의 (a)와 도 7의 (a)는 전통적인 V/F 제어 기법으로 기동 토크를 측정하였을 때의 전동기 속도, 토크, 전압, 그리고 전류 파형을 측정한 실험 결과이다. 실험 조건은 최대의 기동 토크를 출력하기 위해 수동으로 튜닝하여 토크 부스트 전압을 2.2(%), 토크 부스트 주파수를 5(%)로 설정하여 최대의 기동 토크를 출력할 수 상태로 설정하였다. 인버터 과전류 고장은 전동기 정격 전류의 130(%)로 설정하고, 가속 시간을 50초로 설정한 후 다이나모미터 부하를 이용하여 정격 토크의 33(%)로 정격 속도의 100(%)로 가속하는 실험이다. 토크를 33(%) 이상으로 설정할 경우에는 과전류 고장으로 인해 전동기가 기동되지 않았다. 따라서 최대의 기동 토크는 33(%)이다.

그러나 도 6의 (b)와 도 7의 (b)는 전통적인 V/F 제어 기법과 동일한 조건에서 기동 토크를 수동으로 튜닝하지 않고 기동 토크를 측정한 실험 결과로써 최대 100(%)의 기동 토크를 발생하였다. 따라서 제안된 슬립 시정수에 의한 기동 토크 향상 방법으로 기존의 전통적인 V/F 제어 기법과 비교해서 3배의 기동 토크 향상이 되었음을 잘 알 수 있다.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 속도 제어 적용 전과 후의 비교 파형을 나타낸 그래프이며, 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 속도 제어 적용 전과 후의 비교 모니터링 화면이다.

도 8과 9를 참조하면, 부하에 의한 속도 변동을 보상하는 실험으로 정격 속도에서 100(%) 부하를 인가하여 유도 전동기의 고유한 슬립 특성에 의해 속도가 변동하는 V/F 운전과 속도 제어를 적용하여 부하 변동에 관계없이 속도 제어가 원활히 수행됨을 보여준다.

다시 말해서, 도 8의 (a)와 도 9의 (a)는 전통적인 V/F 제어 기법에서 부하를 인가하였을 때의 속도 변동을 측정한 것으로 전동기 속도, 토크, 전압, 그리고 전류 파형을 측정한 실험 결과이다. 정격 속도에서 100(%) 부하를 인가하였을 때에 유도 전동기의 고유한 슬립 특성에 의해 속도가 정격 속도의 0.61(%)인 11(rpm) 변동됨을 확인할 수 있다.

그러나 도 8의 (b)와 도 9의 (b)는 제안된 속도 제어를 적용하였을 때의 속도 변동을 측정한 실험 결과로써, 전통적인 V/F 제어 기법과 동일한 조건인 정격 속도에서 100(%) 부하를 인가하였을 때 정격 속도의 0.02(%)인 0.36(rpm) 변동됨을 확인할 수 있다. 따라서 속도 제어 정도는 전통적인 V/F 제어 기법에 비해 30배 증가하였으며, 부하 변동에 관계없이 속도 제어가 원활히 수행됨을 알 수 있다.

상술한 바와 같이, 제안된 제어 방법의 타당성과 실용성을 검증하기 위해 다이나모미터 부하 조건에서 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어 실험에 대해서 설명하였다. 제안된 제어 방법은 속도 센서를 취부한 벡터 제어보다 기동 토크 및 속도 제어 특성은 떨어지지만, 정밀한 속도 제어를 요구하지 않으면서 속도 센서를 취부할 수 없는 대용량 동력용 전동기 드라이브에 적합한 현실적인 대안으로 선택할 수 있음을 잘 알 수 있다.

상기에서는 본 출원의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

100: 유도 전동기
200, 300, 400: 유도 전동기 제어 장치
210: 다이나믹 전류 보상기
211: 감산기
212: 비례 적분 제어기
220, 303, 304: 합산기
301: 슬립 추정기
302: 곱셈기
305: 저역 통과 필터
306: 연산기
307: d-축 전압 기준값 추정기
308: q-축 전압 기준값 추정기
309: 변환기

Claims (6)

1. H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 수행하는 유도 전동기 제어 장치에 있어서,
   상기 유도 전동기의 진동 상태를 반영하는 d-축 고정자 전류의 진동 성분을 제거하는 다이나믹 전류 보상기; 및
   상기 다이나믹 전류 보상기에서 d-축 고정자 전류의 진동 성분이 제거된 전류를 합산하여 q-축 전압 기준값으로 상기 유도 전동기에 입력시키는 합산기를 포함하고,
   상기 다이나믹 전류 보상기는 자속을 생성하는 전류 기준값에서 전류 센서를 사용해서 관측된 자속분 전류값을 감산하는 감산기, 상기 감산기에서 감산된 값을 비례 적분하여 상기 d-축 고정자 전류의 진동 성분이 제거된 전류로 상기 합산기로 출력하는 비례 적분 제어기를 포함하는 것을 특징으로 하는 유도 전동기 제어 장치.
   
2. 삭제
3. H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 수행하는 유도 전동기 제어 장치에 있어서,
   자속을 만드는 전류와 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류를 인가받아 슬립 각 주파수 추정값을 구하는 슬립 추정기;
   상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값에 슬립 수정값을 곱하는 곱셈기;
   상기 곱셈기에서 구한 값을 속도 기준값에 합산하여, d-축 전압 기준값과 좌표 변환을 위한 각을 연산하기 위한 제1주파수 기준값을 생성하는 제1합산기;
   상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값에 속도 기준값을 합산하여, q-축 전압 기준값을 연산하기 위한 제2주파수 기준값을 생성하는 제2합산기;
   상기 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류를 저역 통과 필터링 처리하는 저역 통과 필터;
   상기 제1합산기에서 생성된 제1주파수 기준값을 인가받아 좌표 변환을 위한 각을 연산하는 연산기;
   상기 제1합산기에서 생성된 제1주파수 기준값, 자속을 만드는 전류, 상기 저역 통과 필터에서 필터링 처리된 부하 전류를 인가받아 d-축 전압 기준값을 추정하는 d-축 전압 기준값 추정기;
   상기 제2합산기에서 생성된 제2주파수 기준값, 자속을 만드는 전류, 상기 저역 통과 필터에서 필터링 처리된 부하 전류를 인가받아 q-축 전압 기준값을 추정하는 q-축 전압 기준값 추정기; 및
   상기 d-축 전압 기준값 추정기에서 추정된 d-축 전압 기준값과 상기 q-축 전압 기준값 추정기에서 추정된 q-축 전압 기준값을 인가받아 상기 연산기에서 연산된 좌표 변환을 위한 각에 따라 유도 전동기 a, b, c 상 고정자 전압을 구하여 상기 유도 전동기에 입력하는 변환기를 포함하는 유도 전동기 제어 장치.
   
4. 제3항에 있어서, 상기 곱셈기에서 사용되는 슬립 수정값은
   상기 제1합산기와 제2합산기에서 사용되는 속도 기준값에 의해 조절되며, 상기 속도 기준값이 중간 이상의 속도 영역일 때 램프 함수나 1차 지상 함수에 의해 점차적으로 ‘1’로 되돌아가는 것을 특징으로 하는 유도 전동기 제어 장치.
   
5. 제3항에 있어서, 상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값은
   자속을 생성하는 전류 기준값에 관측된 부하 전류에 비례하는 값으로 만들어지는 것을 특징으로 하는 유도 전동기 제어 장치.
   
6. H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 수행하는 유도 전동기 제어 장치에 있어서,
   상기 유도 전동기의 진동 상태를 반영하는 d-축 고정자 전류의 진동 성분을 제거하는 다이나믹 전류 보상기;
   자속을 만드는 전류와 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류를 인가받아 슬립 각 주파수 추정값을 구하는 슬립 추정기;
   상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값에 슬립 수정값을 곱하는 곱셈기;
   상기 곱셈기에서 구한 값을 속도 기준값에 합산하여, d-축 전압 기준값과 좌표 변환을 위한 각을 연산하기 위한 제1주파수 기준값을 생성하는 제1합산기;
   상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값에 속도 기준값을 합산하여, q-축 전압 기준값을 연산하기 위한 제2주파수 기준값을 생성하는 제2합산기;
   상기 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류를 저역 통과 필터링 처리하는 저역 통과 필터;
   상기 제1합산기에서 생성된 제1주파수 기준값을 인가받아 좌표 변환을 위한 각을 연산하는 연산기;
   상기 제1합산기에서 생성된 제1주파수 기준값, 자속을 만드는 전류, 상기 저역 통과 필터에서 필터링 처리된 부하 전류를 인가받아 d-축 전압 기준값을 추정하는 d-축 전압 기준값 추정기;
   상기 제2합산기에서 생성된 제2주파수 기준값, 자속을 만드는 전류, 상기 저역 통과 필터에서 필터링 처리된 부하 전류, 상기 다이나믹 전류 보상기에서 d-축 고정자 전류의 진동 성분이 제거된 전류를 인가받아 q-축 전압 기준값을 추정하는 q-축 전압 기준값 추정기; 및
   상기 d-축 전압 기준값 추정기에서 추정된 d-축 전압 기준값과 상기 q-축 전압 기준값 추정기에서 추정된 q-축 전압 기준값을 인가받아 상기 연산기에서 연산된 좌표 변환을 위한 각에 따라 유도 전동기 a, b, c 상 고정자 전압을 구하여 상기 유도 전동기에 입력하는 변환기를 포함하는 유도 전동기 제어 장치.

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