KR101212471B1 - 다중 캐리어 시스템들을 위한 지연 제한된 채널 추정 - Google Patents

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Abstract

송신된 심볼 행렬 및 수신된 심볼 벡터는 비항등 변환(non-identity transformation)에 기초하여 변환된다. 비항등 변환은 시간 도메인에서 채널 임펄스 응답의 유한 확산에 기초하고, 주파수 도메인에서 채널 추정의 정확성을 향상시키도록 사용 가능하다. 변환된 채널 벡터는 채널 추정 방법을 사용하여 상기 변환된 송신된 심볼 행렬 및 상기 변환된 수신된 심볼 벡터에 기초하여 결정된다. 변환된 채널 벡터에서 하나 이상의 요소들은 0 또는 0 부근으로 억제된다. 변환되고 억제된 채널 벡터는 비항등 변환에 기초하여 추정된 채널 벡터로 역변환된다.
지연 제한 채널 추정, 비항등 변환, 다중 캐리어 변조, 이산 푸리에 변환(DFT), 직교 주파수 분할 변환(OFDM)

Description

다중 캐리어 시스템들을 위한 지연 제한된 채널 추정{Delay restricted channel estimation for multi-carrier systems}
본 발명은 다중 캐리어 변조 송신들의 채널 추정을 위한 방법들 및 시스템들에 관한 것이다.
최근 수년 동안, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 높은 데이터 레이트 비디오 및 멀티미디어 통신을 위한 후보로 주의를 끌어왔다. OFDM은 다중 캐리어 변조로 불리는 송신 방식들의 집합에 속한다. 다중 캐리어 변조는, 주어진 높은 비트 레이트 데이터 스트림을 수 개의 병렬의 낮은 비트 레이트 데이터 스트림들로 분할하고 개별적 서브-캐리어들에 대해 각각의 스트림을 변조하는데 기초한다.
다중 캐리어 변조를 사용하는 동기는 ISI(Inter-Symbol Interference)의 문제점을 극복하는 것이다. 송신기로부터의 무선 신호들이 수신기로 다중 경로들을 트래버싱하는 무선 채널들에 있어서, 모든 신호 에너지가 시간의 동일한 순간에 수신기에 반드시 도달할 필요는 없다. 통신 채널에서 분산(dispersion)의 이러한 현상은 하나의 심볼 지속기간으로부터의 에너지가 연속적인 심볼 지속기간들로 분리하도록 한다.
분산으로 인한 시간 지연이 심볼 시간 지속기간 이상 또는 그의 상당한 부분일 때, 결과적인 ISI가 결정될 수 있다. ISI는 송신 전력, 안테나 패턴, 또는 주파수 계획과 같은 RF(radio frequency) 파라미터를 변경함으로써 단순히 극복될 수 없는 감소 불가능한 에러 플로어(error floor)를 야기한다.
OFDM 시스템에 있어서, 각각의 서브-캐리어는 평탄한 페이딩 채널(flat fading channel)로 보여질 수 있다. 단일 탭 이퀄라이저는 코히런트 복조(coherent demodulation)의 경우에 송신된 신호를 등화시키는데 사용될 수 있다. 이것은 서브-캐리어 단위로 채널의 정보를 갖기 위해 수신기를 요구한다.
송신된 OFDM 신호의 이산 기저대역 시간 표현은,
Figure 112007047914365-pct00001
이고
여기서, xk ,m은 서브-캐리어 심볼들을 나타내고, N은 서브-캐리어들의 수이고, k는 변조된 심볼 인덱스이고, m은 OFDM 심볼 인덱스이고, n은 서브-캐리어 인덱스이며, j는 -1의 제곱근을 나타낸다.
수학식 1에 제시된 OFDM 기저대역 신호의 이산 버전은 서브-캐리어 심볼들 xn,m의 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)와 동일하다. 따라서, OFDM 변조는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)을 사용하여 수행될 수 있는 IDFT 동작과 본질적으로 동일하다. 도 1(종래 기술)은 OFDM 송신기의 기저대역 표현을 도시한 블록도이다. OFDM 송신기는 직렬 병렬 변환기(10), IFFT 프로세서(12), 및 병렬 직렬 변환기(14)를 포함한다.
도 2(종래 기술)는 OFDM 신호의 주파수 동기화를 도시한 그래프이다. 상기 그래프는 4 개의 톤들을 사용하는 경우에 대한 주파수 대 스펙트럼 구성요소를 도시한 도면이다.
서브-캐리어 데이터 심볼들은 다음의 수학식을 사용하여 수신 및 등화된 OFDM 심볼의 FFT(Fast Fourier Transform)와 같은 DFT(Discrete Fourier Transform)을 취함으로써 수신기에서 추정될 수 있다.
Figure 112007047914365-pct00002
다중경로 페이딩을 도입하는 것과 같은 시간 분산식 채널에 있어서, 수신기에서 신호는 송신된 신호(y) 및 채널 임펄스 응답(h)의 콘볼루션(convolution)으로 쓰여질 수 있다. 따라서, 이산 시간 도메인에서 수신된 신호 rn,m는,
Figure 112007047914365-pct00003
Figure 112007047914365-pct00004
로 쓰여질 수 있고, 여기서 L은 샘플 시간의 단위들에 따른 채널 임펄스 응답의 길이이다.
어떠한 ISI도 n=L일 때 수신된 신호에서 관찰되지 않는다. 그러나, n<L일 때, 이전 OFDM 심볼로부터의 신호는 수신된 신호에 의해 손상된다. 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)가 채널 임펄스 응답보다 더 긴 경우, 그에 따라 이전 OFDM 심볼의 효과는 신호의 사용가능한 부분(즉, 사이클릭 프리픽스 이후 OFDM 심볼의 일부)으로 보여지지 않는다. 이후부터, 본 명세서에서 사이클릭 프리픽스가 채널 임펄스 응답보다 더 길고, 그에 따라 수학식 3b에 따른 제 2 항은 무시하는 것으로 가정된다. 이러한 가정 하에서, 각각의 서브-캐리어에서 복조된 신호는,
Figure 112007047914365-pct00005
에 의해 제시되고, 여기서 λn은 채널 임펄스 응답의 DFT이다.
채널이 시간 분산적일지라도, 그 채널의 효과는 각각의 서브-캐리어들에 대해 단일 배수 상수 λn에 의해 주파수 도메인(즉, DFT 이후)에 따라 시각화될 수 있다. 이것은 시간 도메인에 따른 콘볼루션 동작이 주파수 도메인에서 단순한 배수로 해석하기 때문에 결과로 나타난다. 제로 포싱 등화기(zero-forcing equalizer)를 사용하는 단일 탭 등화는 다음의 수학식을 사용하여 서브-캐리어 신호를 추정하도록 사용될 수 있다.
Figure 112007047914365-pct00006
그러나, 수학식 5을 사용하기 위해, 수신기는 주파수 도메인에서 채널 응답(즉, λn의 값들)을 알 필요가 있다.
채널 응답은 데이터 스트림 내 파일롯 심볼들을 임베딩하거나 프리엠블들(preambles)을 사용함으로써 추정될 수 있다. 알려진 파일롯 또는 프리엠블 심볼들은 정해진 서브-캐리어들에 대한 채널을 추정하도록 사용된다. 다른 서브-캐리어들에서 채널을 추정하기 위해, 계속되는 채널 보간이 수행될 수 있다.
기존 채널 추정 테크닉들은 제로 포싱 및 LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error)를 포함한다. 제로 포싱 채널 추정은 예상되는 심볼에 의해 수신된 심볼을 분리함으로써 알려진 파일롯 및/또는 프리엠블 심볼들에 걸쳐 수행될 수 있다.
Figure 112007047914365-pct00007
제로 포싱 추정의 단점은 낮은 SNR(signal-to-noise ratio)에 따라 그것이 신뢰 불가능하다는 것이다. 예를 들어, 제로 포싱 추정된 채널 응답은 서브-캐리어 들의 일부가 깊은 페이드를 경험하는 경우 현저히 부정확하게 될 수 있다.
LMMSE 채널 추정기는 추정된 채널 응답 및 실제 채널 응답 사이의 평균 제곱 에러를 최소화하도록 디자인된다. LMMSE 추정기를 편리하게 공식화하기 위해, 파일롯/프리엠블을 전달하는 서브-캐리어들에서 수신 및 송신된 심볼들 사이의 관계는 다음의 벡터 형태에 따라 표현되고,
Figure 112012015734399-pct00100
S = P + W, 또는
Figure 112007047914365-pct00008
여기서, si 및 pi는 파일롯/프리엠블을 전달하는 서브-캐리어들에서 수신 및 송신된 심볼들이며 wi는 노이즈를 나타낸다. 그 노이즈는 가산성 가우시안 백색 노이즈(additive, Gaussian white noise)로 가정될 수 있다.
채널 임펄스 응답의 LMMSE 추정
Figure 112007047914365-pct00009
는 다음의 수학식에 의해 결정되고,
Figure 112007047914365-pct00010
여기서 A는 추정 행렬이다.
추정 행렬 A는 다음의 수학식에 의해 결정되고,
Figure 112007047914365-pct00011
여기서 Rλ는 채널 임펄스 응답의 공분산 행렬(covariance matrix)이고, ∑는 노이즈 벡터의 공분산 행렬이며 보통 대각 행렬(diagonal matrix)이다.
노이즈가 없음에 따라, 공분산 행렬 ∑은 제로 행렬과 같다. 서로 다른 서브-캐리어들에서 페이딩이 독립적인 경우, 채널 임펄스 응답의 공분산 행렬 Rλ은 단위 행렬이다. 이러한 2가지 조건들 모두에 따라, LMMSE 추정은 제로 포싱 추정과 동일하다.
LMMSE 채널 추정 방식의 결점은 공분산 행렬 Rλ을 형성하도록 서로 다른 서브-캐리어들의 페이드들 사이에 상관의 정보를 그것이 요구하는 것이다. 대부분의 실제 시스템에 있어서, 이러한 정보는 선천적으로 수신기에 알려지지 않고, 따라서 LMMSE 추정기를 비현실적으로 만든다.
채널 추정 및 등화는 무선 통신 시스템들의 근본적인 구성요소들, 특히 비가시선(non-line-of-sight) 조건에 따라 작동하도록 디자인된 것들이다. OFDM과 같은 다중 캐리어 시스템들에 있어서, 등화는 비교적 단순하지만, 정교한 채널 추정 및 채널 보간 테크닉들이 바로 요구된다.
본 발명은 첨부된 특허청구범위에 따른 특성을 통해 지적된다. 그러나, 다른 특징들은 첨부된 도면들과 관련하여 다음의 상세한 기술에 따라 기술될 것이다.
도 1(종래 기술)은 OFDM 송신기의 기저대역 표현을 도시한 블록도.
도 2(종래 기술)는 OFDM 신호의 주파수 동기화를 도시한 그래프.
도 3은 지연 제한된 채널 추정의 방법의 실시예를 요약한 흐름도.
도 4 및 도 5는 지연 제한된 채널 추정을 위해 사용될 수 있는 파일롯 및 프리엠블들에서 심볼/서브-캐리어 조합들을 도시한 도면
도 6은 지연 제한된 채널 추정을 갖는 통신 시스템의 실시예를 도시한 블록도.
도 7은 지연 제한된 채널 추정 방법의 시뮬레이션들에 대한 처리율 대 신호 노이즈 비율을 도시한 그래프.
OFDM에 대한 기존 주파수 도메인 채널 추정 방식들은 환경의 지연 확산이 한정적이고 OFDM 심볼 지속기간보다 훨씬 작기 때문에 채널 임펄스 응답이 시간 도메인에 따른 샘플들의 한정된 수에 걸쳐서만 존재한다는 정보를 포함하지 않는다. 대부분의 환경의 지연 확산이 수 microseconds, 예로써 어떠한 환경들에서 15-20 microseconds의 수치에 따르기 때문에 이러한 가정이 이루어질 수 있다. 따라서, 시간 도메인에서 채널 임펄스 응답의 스팬(span)은 본질적으로 제한된다.
주파수 도메인에서 채널 추정의 정확성을 향상시키기 위해 시간 도메인에서 채널 임펄스 응답의 유한 확산을 고려하는 지연 제한된 채널 추정 방법들 및 시스템들의 실시예들이 본 명세서에 기술되어 있다. 새로운 방법들은 프리엠블 기반 또는 파일롯 기반 채널 추정을 위해 사용될 수 있다.
개시된 방법들은 노이즈에 덜 민감한 채널 추정들을 제공한다. 이득으로, 개시된 방법들은 또한 다중 캐리어 노이즈 편차 추정의 추정에 대해 허용한다. 시뮬레이션 결과들은 제로 포싱 및 LMMSE와 같은 통상적인 채널 추정 방식들과 비교할 때, 특별히 개시된 채널 추정을 구현함으로써 링크 성능에 따른 2dB 향상을 나타낸다.
지연 제한된 채널 추정은 제로 포싱 추정, LMMSE 추정, 또는 채널의 임펄스 응답이 시간이 한정되고 알려진 간격에 걸쳐서만 존재하는 추가적인 제약을 갖는 대안적인 추정에 기초할 수 있다.
수학식 4으로부터 값들 λn을 포함하는 벡터는 다음의 수학식=FH, 또는,
Figure 112007047914365-pct00012
에 따라 DFT 행렬 F 및 채널 임펄스 응답 H에 관련된다.
DFT 행렬 F의 요소들은,
Figure 112007047914365-pct00013
k<L 에 대해,
에 의해 정해진다.
DFT 행렬 F는 랭크 L의 NxL 행렬이고, 여기서 L은 채널 임펄스 응답이 존재 하는 탭들의 수이다. DFT 행렬 F의 특이값 분해는,
Figure 112007047914365-pct00014
와 같이 단위 변환 U 및 V를 결정하도록 수행될 수 있고, 여기서
Figure 112007047914365-pct00015
는 F의 특이값들을 포함하는 NxL 대각 행렬이고, U 및 V는 단위 열들을 갖는 각각 NxN 및 LxL 차원 행렬들이다.
행렬들 U 및 V는 각각 주파수 및 시간 도메인들에 따른 단위 변환 연산자들로 보여질 수 있다. 특히, 벡터
Figure 112012015734399-pct00101
는 변환된 벡터
Figure 112012015734399-pct00016
를 형성하도록 UH(즉, U의 복소 공액 전치)에 의해 미리 곱해질 수 있다. 벡터 H는 변환된 벡터
Figure 112012015734399-pct00017
를 형성하도록 VH(즉, V의 복소 공액 전치)에 의해 미리 곱해질 수 있다.
Figure 112012015734399-pct00018
,
Figure 112012015734399-pct00019
, 및
Figure 112012015734399-pct00020
사이의 관계는 다음의 수학식에 의해 표현된다.
Figure 112007047914365-pct00021
행렬
Figure 112007047914365-pct00022
는 다음의 형태를 갖는다.
Figure 112007047914365-pct00023
Figure 112007047914365-pct00024
의 형태에 기초하여, 벡터
Figure 112007047914365-pct00025
에서 제 1 L 요소들 후에 요소들은 모두 0이다.
Figure 112007047914365-pct00026
단위 변환 U는 다음과 같이 제로 포싱 또는 LMMSE 채널 추정과 같은 채널 추정을 수정하도록 사용된다. 일단 추정
Figure 112012015734399-pct00027
이 평가되면, i≥L에 대한 요소들
Figure 112012015734399-pct00028
는 수학식 15에 의해 정해지는
Figure 112012015734399-pct00029
의 형태에 기초하여 0으로 억제된다. 변환 U는 주파수 도메인에 따라
Figure 112012015734399-pct00102
으로 다시
Figure 112012015734399-pct00030
을 변환하도록 사용되며, 즉 U는
Figure 112012015734399-pct00103
의 지연 제한된 추정을 얻도록
Figure 112012015734399-pct00031
에 의해 곱해진다.
미분을 나타내기 위해, 수학식 7의 양측은 수신된 심볼 벡터 S, 송신된 심볼 행렬 P,
Figure 112012015734399-pct00104
벡터, 및 노이즈 벡터 W를 변환하도록 UH에 의해 곱해진다.
Figure 112007047914365-pct00032
따라서, 수학식 16은 다음의 수학식에 따라 변환된 수신된 심볼 벡터
Figure 112010075973411-pct00033
, 변환된 송신된 심볼 행렬
Figure 112010075973411-pct00034
, 변환된 벡터
Figure 112010075973411-pct00035
, 및 변환된 노이즈 벡터
Figure 112010075973411-pct00036
에 관련된다.
Figure 112007047914365-pct00037
변환이 단위에 따르기 때문에, 노이즈 벡터 W의 공분산 행렬들 및 변환된 노이즈 벡터
Figure 112007047914365-pct00038
는 동일하다.
지연 제한된 제로 포싱 채널 추정은 수학식,
Figure 112007047914365-pct00039
에 기초하여 변환된 벡터
Figure 112007047914365-pct00040
를 결정하고, (ii) 0으로
Figure 112007047914365-pct00041
에 따른 제 1 요소들을 제외한 모든 것을 억제하며, (iii) 다음의 수학식,
Figure 112007047914365-pct00042
을 사용하여
Figure 112012015734399-pct00105
로 다시
Figure 112012015734399-pct00043
를 변환함으로써 결정될 수 있다.
마찬가지로, 지연 제한된 LMMSE 채널 추정은 수학식,
Figure 112007047914365-pct00044
에 기초하여 변환된 벡터
Figure 112007047914365-pct00045
를 결정하고, (ii) 0으로
Figure 112007047914365-pct00046
에 따른 제 1 L 요소들을 제외한 모든 것을 억제하며, (iii) 다음의 수학식,
Figure 112007047914365-pct00047
을 사용하여
Figure 112012015734399-pct00106
로 다시
Figure 112012015734399-pct00048
를 변환함으로써 결정될 수 있다.
통상적인 제로 포싱 채널 추정은 노이즈 편차 추정이 수행되도록 허용하지 않는다. 그러나, 시간 도메인에서 채널 임펄스 응답의 유한 확산을 이용함으로써, 지연 제한된 제로 포싱 채널 추정은 노이즈 편차의 추정을 인에이블한다. 노이즈
Figure 112007047914365-pct00049
의 추정은 수신된 신호로부터 추정된 신호를 감하여 결정된다.
Figure 112007047914365-pct00050
노이즈 편차 σ2는
Figure 112007047914365-pct00051
및
Figure 112007047914365-pct00052
의 내적에 의해 결정된다.
Figure 112007047914365-pct00053
노이즈 편차 추정에 따른 이러한 접근 방식은 제로 노이즈 편차가 제로 포싱 추정의 정의에 기초하여 결과를 나타낼 것이기 때문에 통상적인 제로 포싱 추정의 경우에 대해 부적절하다.
도 3은 지연 제한된 채널 추정의 방법의 실시예를 요약한 흐름도이다. 블록(20)으로 표시된 바와 같이, 상기 방법은 변환 행렬 UH를 결정하는 단계를 포함한다.변환 행렬 UH는 행렬 U를 결정하도록 DFT 행렬, F의 특이값 분해를 수행하고, 다음으로 U의 복소 공액 전치를 결정하여 결정될 수 있다.
블록(22)에 의해 표시된 바와 같이, 상기 방법은 변환 행렬 UH에 기초하여 송신된 심볼 행렬 P를 변환하는 단계를 포함한다. 변환된 송신된 심볼 행렬 는 P에 의해 곱해진 UH와 같다.
블록(24)에 의해 표시된 바와 같이, 상기 방법은 변환 행렬 UH에 기초하여 수신된 심볼 벡터 S를 변환하는 단계를 포함한다. 변환된 수신된 심볼 벡터
Figure 112010075973411-pct00055
는 S에 의해 곱해진 UH와 같다.
블록(26)에 의해 표시된 바와 같이, 상기 방법은 변환된 송신된 심볼 행렬
Figure 112010075973411-pct00056
및 변환된 수신된 심볼 벡터
Figure 112010075973411-pct00057
에 기초하여 변환된 벡터
Figure 112010075973411-pct00058
를 결정하는 단계를 포함한다. 변환된 벡터
Figure 112010075973411-pct00059
는 제로 포싱, LMMSE와 같은 채널 추정 방법 또는 대안적인 방법을 사용하여 결정된다. 제로 포싱에 대해,
Figure 112010075973411-pct00060
는 수학식 18을 사용하여 결정되고, LMMSE에 대해,
Figure 112010075973411-pct00061
는 수학식 20을 사용하여 결정된다.
블록(30)에 의해 표시된 바와 같이, 상기 방법은 0으로 변환된 벡터
Figure 112007047914365-pct00062
의 제 1 L 요소들을 제외한 모두를 억제하는 단계를 포함한다. 따라서, 변환된 벡터
Figure 112007047914365-pct00063
의 제 1 L 요소들(즉, 요소들 1, 2,...,L)은 동일하게 남아있고, 그 남아있는 요소들(즉, 요소들 L+1,L+2,...,N)은 0으로 세팅된다. 이러한 개시의 범위는 편차들을 포함하고, 여기서 L번째 요소 후에 모든 요소들이 0으로 정확하게 억제되지는 않지 만, 실질적으로 0으로 억제된다는 것에 주의한다.
블록(32)에 의해 표시된 바와 같이, 상기 방법은
Figure 112012015734399-pct00107
의 지연 제한된 추정을 결정하도록 (행렬 UH의 역변환인) 행렬 U에 기초하여 억제되어 변환된 벡터
Figure 112012015734399-pct00064
를 역변환하는 단계를 포함한다.
Figure 112012015734399-pct00108
의 지연 제한된 추정은
Figure 112012015734399-pct00065
에 의해 곱해진 U와 같다(수학식 19 및 21 참조). 비록 변환된 벡터
Figure 112012015734399-pct00066
에서 (L+1) 번째 내지 N 번째 요소들이 0일지라도,
Figure 112012015734399-pct00109
에서 대응하는 요소들은 반드시 0일 필요는 없다. 더욱이,
Figure 112012015734399-pct00110
의 모든 N 요소들이 0이 아닐 가능성이 높다.
상기 방법은 선천적으로 알려진 심볼/서브-캐리어 조합들을 갖는 파일롯들 또는 프리엠블들에 기초하여 채널 임펄스 응답을 추정하도록 사용될 수 있다. 도 4 및 도 5는 선천적으로 알려진 심볼/서브-캐리어 조합들이 셰이딩되는 경우에 파일롯들 및 프리엠블들의 예들을 도시한 도면이다.
도 6은 지연 제한된 채널 추정기(40)를 갖는 통신 시스템의 실시예를 도시한 블록도이다. 송신기(42)는 OFDM과 같은 다중 캐리어 변조 방법을 사용하여 신호를 변조한다. 변조된 신호는 수신기(46)로 통신 채널(44)에 걸쳐 송신된다. 수신기(46)는 송신된 신호에 포함되는 알려진 파일롯들 및/또는 프리엠블들에 대해 도 3과 관련하여 기술되는 방법들의 실시예를 수행하는 지연 제한된 채널 추정기(40)를 포함한다. 지연 제한된 채널 추정기(40)는 등화기(50)로
Figure 112012015734399-pct00111
벡터를 출력한다. 등화기(50)는
Figure 112012015734399-pct00112
벡터에 기초하여 수신된 신호를 등화한다. 복조기(52)는 등화기(50)로부터 등화된 신호를 복조한다.
지연 제한된 채널 추정 방법의 시뮬레이션들은 IEEE 802.16(d)에 따라 수행되었다. IEEE 802.16(d) 시스템은 무선 광대역 액세스를 위해 높은 데이터 레이트 및 높은 QoS를 제공하도록 디자인된 256 서브-캐리어 기반 OFDM 시스템이다.
3GPP 기반 다중 경로 채널(TS 25.996)이 기저대역 신호에 대해 무선 비가시선(non-LOS) 채널의 효과를 검사하도록 사용되었다. 수신기에서, 실제 채널 추정 및 주파수 동기화 알고리즘들은 그러한 시스템들의 실제 세계적인 수행에 가까운 시뮬레이션을 유지하도록 사용되었다.
표 I은 시뮬레이션들의 파라미터들을 나타낸다.
채널대역폭 5MHz
오버샘플링 7/6
변조 BPSK, QPSK, 16QAM, & 64 QAM
코딩 연결된 RS 및 콘볼루션 코딩
무선 채널 (3GPP MIMO 채널에 기초하는) 주파수 선택적 페이딩
도플러 확산 2Hz(1km/hr@2100MHz)
지연 확산 12usec
송신 다이버시티 예(2 안테나들)
수신 다이버시티 예(2 안테나들)
채널 추정 지연 제한 및 제로 포싱 채널 추정
노이즈 편차 추정 실제
심볼 디코딩 소프트
동기화 이상적
MAC PDU 길이 가변적
MAC SDU 길이 고정됨(49 또는 52 바이트)
캐리어 주파수 2300 MHz
대역폭 5MHz
도 7은 지연 제한된 채널 추정 방법의 시뮬레이션들에 대한 처리율 대 신호 노이즈 비율을 도시한 그래프이다. 그래프들(60, 62)은 각각 QPSK 변조에 대한 지연 제한 및 종래 제로 포싱 채널 추정의 수행을 도시한다. 그래프들(64, 66)은 16 QAM 변조에 대해 각각 지연 제한 및 종래 제로 포싱 채널 추정의 수행을 도시한다. 그래프들(70, 72)은 64 QAM 변조에 대해 각각 지연 제한 및 종래 제로 포싱 채널 추정의 수행을 도시한다.
상기 그래프들은 지연 제한된 채널 추정이 QPSK, 16-QAM, 및 64-QAM 변조에 대한 종래 제로 포싱 채널 추정과 비교하여 처리율을 향상시켰다는 것을 나타낸다. 상기 시스템의 전체 성능은 지연 제한된 채널 추정 알고리즘을 사용함으로써 약 2dB만큼 향상되고, 그것은 이러한 채널 추정 알고리즘이 사용되지 않은 경우에 요구되는 것보다 2dB 더 낮은 SNR(signal to noise ratio)을 시스템이 요구한다는 것을 의미한다. 이득의 중요한 부분은 보다 정확한 채널 추정 및 현저하게 더욱 양호한 노이즈 편차 추정을 이끌어 낸다.
본 명세서에 개시된 지연 제한된 채널 추정 방법 및 시스템은 고정된 무선 액세스 시스템에서 구현될 수 있다. 일 실시예에 있어서, 고정된 무선 액세스 시스템은 WiMAX 표준에 기초한다. 이러한 구현은 고정된 무선 액세스 시스템에서 적용 범위 및 용량에 따른 향상을 이끌어낸다.
본 명세서에 개시된 지연 제한된 채널 추정 방법 및 시스템은 모바일 무선 텔레폰들(예로써, 셀룰러 텔레폰들) 및/또는 모바일 무선 텔레폰 기지국들에서 구현될 수 있다. 일 실시예에 있어서, 지연 제한된 채널 추정 방법 및 시스템은 모바일 텔레폰들에 대한 하나 이상의 집적 회로들(예로써, 모바일 텔레폰 칩 셋)에 의해 구현된다.
일반적으로, 본 명세서에 기술된 단계들 및 구성요소들은 컴퓨터 시스템을 사용하여 구현될 수 있다. 컴퓨터 시스템은 기술된 단계들을 수행하도록 컴퓨터 판독가능 매체에 의해 저장되는 컴퓨터 프로그램 코드에 의해 지시된다.
개시된 실시예들이 다양한 방식들에 따라 수정될 수 있고, 본 명세서에서 구체적으로 설명되고 기술된 특정한 형태들과는 다른 많은 실시예들을 가정할 수 있다는 것이 당업자들에게 명백하다.
상기 개시된 주제는 예시적이고 제한적이지 않은 것으로 고려되어야 하며, 첨부된 특허청구범위는 본 발명의 취지 및 범위 내에 포함되는 모든 그러한 수정들, 강화들, 및 다른 실시예들을 커버하도록 의도된다. 따라서, 법규에 의해 허용되는 최대 한도까지 본 발명의 범위는 다음의 특허청구범위 및 그것들의 등가물들의 가장 넓은 수용 가능한 해석에 따라 결정되며, 상기의 상세한 기술에 의해 한정되거나 제한되지 않는다.

Claims (22)

  1. 수신한 신호에 기초하여 채널의 제 1 채널 추정을 획득하기 위해 채널 추정 방법을 이용하는 단계;
    하나 이상의 상기 제 1 채널 추정의 요소들을 0으로 억제하여 억제된 채널 추정을 획득하는 단계; 및
    상기 채널의 지연 제한된 추정을 획득하기 위해 상기 채널의 상기 억제된 채널 추정에 제 1 행렬을 곱하는 단계를 포함하고,
    상기 채널의 제 1 추정은 상기 제 1 행렬의 공액 전치 행렬(conjugate transpose)이 곱해진 수신된 심볼들의 벡터가 곱해진 파일럿 심볼 대각 행렬의 역으로부터 결정되는, 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 행렬은 단위 행렬인, 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 행렬은 푸리에 변환 행렬(Fourier transform matrix)의 특이값 분해(singular value decomposition)를 수행함으로써 획득되는, 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 푸리에 변환 행렬은 NxL 차원이고, 여기서 L은 채널 임펄스 응답의 길이이고, N은 서브-캐리어들의 수이고, N 및 L은 0보다 큰 정수들인, 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 푸리에 변환 행렬은 요소들
    Figure 112012015734399-pct00067
    을 갖고, 여기서 i는 0부터 N-1까지의 행 인덱스이고, k는 0부터 L-1까지의 열 인덱스이고, j는 -1의 제곱근인, 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 푸리에 변환 행렬 F의 상기 특이값 분해는
    Figure 112012015734399-pct00068
    이고, 여기서
    Figure 112012015734399-pct00113
    는 상기 푸리에 변환 행렬 F의 특이값들을 포함하는 NxL 차원 대각 행렬이고, U 및 V는 각각 단위 열들을 갖는 NxN 차원 및 LxL 차원 행렬들인, 방법.
  7. 삭제
  8. 제 4 항에 있어서,
    상기 억제된 채널 추정을 획득하는 단계는 상기 제 1 채널 추정의 요소들 (L+1) 내지 N을 0으로 설정하는 단계를 포함하는, 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널 추정 방법은 선형 최소 평균 제곱 에러 채널 추정 방법(linear minimum mean square error channel estimation method)을 포함하는, 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널 추정 방법은 제로 포싱(zero-forcing) 채널 추정 방법을 포함하는, 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신한 신호로부터 추정된 신호를 감하여 얻어진 노이즈 추정(noise estimate)으로부터 노이즈 편차를 추정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신한 신호를 등화하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  13. 동작 명령들을 포함하는 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있어서,
    상기 동작 명령들은, 프로세서에 의해 실행될 때, 상기 프로세서로 하여금,
    수신한 신호에 기초하여 채널의 제 1 채널 추정을 획득하기 위해 채널 추정 방법을 이용하고,
    상기 제 1 채널 추정의 요소들 (L+1) 내지 N을 0으로 억제하여 억제된 채널 추정을 획득하고, 여기서 L은 채널 임펄스 응답의 길이이고, N은 상기 수신한 신호 내의 서브-캐리어들의 수이고, N 및 L은 0보다 큰 정수들이며,
    상기 채널의 지연 제한된 추정을 결정하기 위해 상기 채널의 상기 억제된 채널 추정에 제 1 행렬을 곱하게 하는, 컴퓨터 판독가능 저장 매체.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 채널 추정 방법은 선형 최소 평균 제곱 에러 채널 추정 방법을 포함하는, 컴퓨터 판독가능 저장 매체.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 행렬은 단위 행렬인, 컴퓨터 판독가능 저장 매체.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 채널 추정 방법은 제로 포싱 채널 추정 방법을 포함하는, 컴퓨터 판독가능 저장 매체.
  17. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 행렬은 푸리에 변환 행렬의 특이값 분해로부터 획득되는, 컴퓨터 판독가능 저장 매체.
  18. 제 13 항에 있어서,
    상기 수신한 신호를 등화하기 위한 명령어들을 더 포함하는, 컴퓨터 판독가능 저장 매체.
  19. 수신한 신호에 기초하여 제 1 채널 추정을 계산하기 위한 제 1 채널 추정기;
    하나 이상의 상기 제 1 채널 추정의 요소들을 0으로 억제하여 상기 채널의 억제된 채널 추정을 획득하기 위한 억제기; 및
    상기 채널의 지연 제한된 추정을 획득하기 위해 상기 억제된 채널 추정에 제 1 행렬을 곱하기 위한 곱셈기를 포함하고,
    상기 제 1 채널 추정의 요소들 (L+1) 내지 N는 억제되고, 여기서 L은 채널 임펄스 응답의 길이이고, N은 상기 수신한 신호 내의 서브-캐리어들의 수이고, N 및 L은 0보다 큰 정수들인, 수신기.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 수신한 신호를 등화하기 위한 등화기를 더 포함하는, 수신기.
  21. 행렬 UH에 송신된 심볼 행렬 P를 곱하여 변환된 송신된 심볼 행렬
    Figure 112012015734399-pct00083
    을 결정하고- 여기서, UH는 요소들
    Figure 112012015734399-pct00084
    를 갖는 행렬 F의 특이값 분해에 기초하고, i는 0부터 N-1까지의 행 인덱스이고, k는 0부터 L-1까지의 열 인덱스이고, j는 -1의 제곱근이고, 상기 특이값 분해는
    Figure 112012015734399-pct00085
    이고,
    Figure 112012015734399-pct00114
    는 상기 행렬 F의 특이값들을 포함하는 NxL 차원 대각 행렬이고, U 및 V는 각각 단위 열들을 갖는 NxN 차원 및 LxL 차원 행렬들이고, 상기 행렬 UH는 U의 복소 공액 전치 행렬임 -, 변환된 수신된 심볼 벡터
    Figure 112012015734399-pct00087
    를 결정하기 위해 상기 행렬 UH에 수신된 심볼 벡터 S를 곱하고, 상기 변환된 송신된 심볼 행렬
    Figure 112012015734399-pct00088
    및 상기 변환된 수신된 심볼 벡터
    Figure 112012015734399-pct00089
    에 기초하여 변환된 채널 벡터
    Figure 112012015734399-pct00090
    를 결정하기 위해 채널 추정 방법을 이용하기 위한 제 1 채널 추정기;
    상기 변환된 채널 벡터
    Figure 112012015734399-pct00091
    의 요소들 (L+1) 내지 N을 0 부근으로 억제하기 위한 억제기; 및
    지연 제한된 추정된 채널 벡터
    Figure 112012015734399-pct00115
    를 결정하기 위해 상기 행렬 U에 상기 변환되고 억제된 채널 벡터
    Figure 112012015734399-pct00092
    를 곱하기 위한 곱셈기를 포함하는, 수신기.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 제 1 채널 추정기로부터 상기 지연 제한된 추정된 채널 벡터
    Figure 112012015734399-pct00116
    에 기초하여 수신한 신호를 등화하기 위한 등화기를 더 포함하는, 수신기.
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