KR101059276B1

KR101059276B1 - Ｏｆｄｍ 시스템에 있어서의 채널 추정기

Info

Publication number: KR101059276B1
Application number: KR1020097020103A
Authority: KR
Inventors: 크리스나 카맬 사야나; 시앙양 주앙; 브라이언 에스. 놀렛
Original assignee: 모토로라 모빌리티, 인크.
Priority date: 2007-03-27
Filing date: 2008-01-21
Publication date: 2011-08-24
Also published as: CN101682588B; MX2009010352A; JP5201421B2; CN101682588A; JP2010532592A; EP2135410B1; WO2008118514A2; BRPI0809425A2; BRPI0809425A8; KR20090115229A; US20120195397A1; EP2135410A2; US8406319B2; WO2008118514A3

Abstract

높은 SNR 및 낮은 SNR 양측에 대하여 양호한 잡음 억제력을 갖는 DFT 기반의 채널 추정의 수신기는 종래의 DFT 추정기 및 MMSE 추정기들에 대하여 장점을 제공한다. MMSE의 사용이 대역 에지들에서의 추정을 위하여 포함되어 추가 개선을 제공할 수 있다. 시간 영역에서 수신 신호는 N-포인트 FFT를 통해 주파수 영역 수신 신호로 변환된다(501). 파일롯 위치들에서의 주파수 영역 수신 신호는 그 후 503에서 알려진 파일롯 심볼들을 분할함으로써 파일롯 서브캐리어들에서의 "잡음성" 채널 추정치를 구하기 위해 사용된다. 사용가능한 서브캐리어들의 윈도우에 걸쳐서 균일한 간격의 파일롯들이 가정된다. 대역의 양측에서의 초기 채널 추정치에 대하여 패딩이 적용되어 가드 간격 등의 사용되지 않은 서브캐리어들을 해결한다. 전력 추정 중의 가중 인자들은 알려진 잡음 전력 특성과 시간 제한된 잡음 전력 특성의 조합 등의 다양한 잡음 특성을 고려할 수 있다.

IEEE 802.11a, 802.16, 3GPP LTE, 보간 에러, 윈도우, 파일롯 간격

Description

ＯＦＤＭ 시스템에 있어서의 채널 추정기{CHANNEL ESTIMATOR FOR OFDM SYSTEMS}

본 개시물은 대략 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히, 통신 시스템 수신기 및 채널 추정을 위한 방법과 장치, 더 특정적으로는, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기 및 이를 위한 채널 추정기에 관한 것이다.

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 IEEE 802.11a, 802.16, ETSI HIPERLAN/2, 및 DVB(Digital Video Broadcasting)과 같은 다양한 무선 표준들에 채용되어 왔다. OFDM 시스템에 있어서의 채널 추정은 주파수 영역 서브캐리어에 걸쳐서 또한 시간상의 OFDM 심볼들에 걸쳐서 변화하는 채널들을 포함한다. 또한, 파일롯 채널들과 기준 심볼들이 시간과 주파수 상에서 넓은 간격으로(sparsely) 송신된다. 모든 다른 위치에서의 채널은 시간과 주파수 상에서 채널 통계 및 파일롯 위치에서 얻어지는 채널을 이용하여 추정되어야 한다.

3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project, Long Term Evolution) 표준은 주어진 OFDM 시간-주파수 리소스 상에서의 기준 심볼("RS" 또는 "R")의 예시적인 배치를 제공한다. 더 구체적으로, 본 명세서에 참조로 포함되어 있는 3GPP TS 36.211, 3 GPP Technical Specification for Physical Channels and Modulation, Section 5.6.1.2, "Physical resource mapping" (2007년3월)에는 다양한 기준 심볼 위치들이 정의되어 있다.

분산된 파일롯에 기초한 OFDM 시스템들에 있어서 채널 추정을 위한 기법들이 존재하며, IEEE 802.16/WiMAX, 3GPP LTE, 3GPP2 Rev-C, IEEE 802.11, IEEE 802.20 등의 다양한 무선 표준들을 위하여 채널 추정기들이 설계되었다. 해당 수신기 구현예들의 대부분은 MMSE(Minimum Mean Square Error)와 같은 주파수 영역 필터링 접근법을 선택하고 있으며, 여기서는, 수개의 이웃하는 파일롯/기준 심볼들에 걸쳐서 필터를 적용한 후에 각각의 서브캐리어 위치에서의 채널이 얻어진다.

MMSE 필터들은 다른 서브캐리어 위치들에 있어서 또한 다른 동작 SNR(Signal-to-Noise Ratio) 조건들에 있어서 상이하다. MMSE 필터들은 또한 가정된 PDP(Power-Delay-Profile)에 기초하여 미리 계산되기도 한다. 가장 공통적으로 적용되는 PDP는 전체 OFDM CP(Cyclic Prefix)의 주기와 동일한 시간폭을 갖는 소위 "균일한 PDP"이다.

그러나, 파일롯 서브캐리어들이 코히어런스 대역폭보다 작은 간격으로 균일하게 분포되어 있다면, 파일롯들에 대한 IDFT 연산이 시간 영역 채널을 가져오는 소위 "DFT 기반의" 채널 추정기가 가능하게 된다. 그 후, 시간 영역 채널을 다시 원래의 파일롯 서브캐리어 샘플링보다 더 정교한 주파수 해상도로 주파수 영역으로 변환하기 위하여 DFT 연산이 적용된다.

이러한 종류의 추정기는 실제 PDP의 추정치에 기초하여 시간 영역 채널의 개선된 처리를 허용하므로, 그 우수한 잡음 억제 능력, 특히, 제어 채널 커버리지에 서 중요한 낮은 SNR에서의 잡음 억제 능력으로 인하여 MMSE보다 큰 성능 이득을 제공할 수 있다.

그러나, 높은 SNR에서 기존 "DFT 기반의" 추정기들은 다양한 이유로 MMSE 추정기보다 열등하다. 예를 들어, 고유의 에일리어싱 문제가 존재한다. 제한된 시간 영역 샘플링 및 시간 영역에서의 윈도잉이 주파수 영역의 에일리어싱을 일으키게 되는 것과 마찬가지로, 파일롯들에 대한 IDFT 연산 후의 시간 영역 채널은 "시간상의" 에일리어싱을 겪게 되며, 이는 진정한 채널 탭으로부터 자신의 이웃하는 탭들에 전력의 누설로서 나타나게 된다.

또한, 일부의 경우, 파일롯 서브캐리어들 간의 간격이 항상 유지되지 않을 수도 있다. 예를 들어, "DC 서브캐리어"는 통상적으로 OFDM의 데이터 또는 파일롯에는 사용불가이므로, 파일롯들을 할당하는 때에 계수되지 않기도 한다. DC 제외의 결과로서, DC 서브캐리어 전후의 파일롯들은 하나 이상의 서브캐리어가 더 떨어져 있게 된다. 이 문제를 해결하기 위하여 특수한 처리가 필요하다.

아마도, 더 중요하게는, 통상의 OFDM 시스템은 시스템에 사용불가인 가드 서브캐리어(guard subcarrier)를 채용한다. 이러한 주파수 영역에서의 "윈도잉"은 전술한 바와 같이 에일리어싱을 일으킬 뿐만 아니라, 양측 에지 근처의 서브캐리어들에 있어서 채널 추정 품질에 "에지 효과(edge effect)"를 만들어낸다. DFT 기반의 추정기들은 스펙트럼이 "랩 어라운드(wrap around)"인 것처럼 2개의 에지 사이의 인공적인 상호상관을 강제하며, 이는 실제 채널에서는 그렇지 않기 때문에, DFT 기반의 추정기들은 이러한 "에지 효과"로부터 MMSE보다 더 많은 성능 열화를 겪게 된다. 따라서, 에지 효과를 더 줄이기 위한 기술이 필요하다.

전술한 바를 조명해 볼 때, 줄여질 수 없는 보간 에러로 인하여 성취가능한 SNR의 제한(capping)을 피하기 위하여, 낮은 SNR에서는 채널 추정기가 양호한 잡음 억제력을 가져야 하는 반면, 높은 SNR에서는 채널 추정기가 낮은 보간 에러를 가져야한다.

그러므로, 낮은 SNR과 높은 SNR 양측 조건 하에서 최선의 성능을 성취할 수 있는 채널 추정을 위한 장치 및 방법이 필요하다. 또한, OFDM 시스템에서 발생할 수 있는 간섭이 우세한 또는 컬러화된 잡음 환경에서 고성능이 성취될 수 있도록 하기 위하여 다양한 간섭 특성들이 해소되는 채널 추정 장치 및 방법이 필요하다.

도 1은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 네트워크의 블록도이다.

도 2는 다양한 실시예에 따른 수신기의 하이 레벨 컴포넌트들을 나타낸 블록도이다.

도 3은 다양한 실시예에 따라서 주어진 간격을 가지며 수신기에 적용가능한 IFDM 서브캐리어들 및 파일롯들을 나타낸 도면이다.

도 4는 일 실시예에 따른 수신기의 하이 레벨 동작을 나타낸 흐름도이다.

도 5는 일 실시예에 따른 수신기의 동작의 더 자세한 세부사항을 나타낸 흐름도이다.

도 6은 도 5의 흐름도의 동작을 계속 이은 흐름도이다.

도 7은 가중 인자의 판정에 있어서 도 5의 블록 511에 해당하는 더 자세한 세부사항을 제공한다.

도 8은 기지국에서 시간 제한된 간섭의 일례를 나타낸 그래프이다.

도 9는 종래의 수신기들에 대한 본 실시예의 DFT 접근법을 비교한 일 실시예에 따른 수신기의 시뮬레이션 결과의 그래프이다.

도 10은 DC 서브캐리어의 다양한 핸들링(즉, 파일롯 간격의 추가의 갭들)을 비교한 본 실시예의 수신기의 시뮬레이션 결과의 그래프이다.

도 11은 에일리어싱된 PDP 추정을 종래의 PDP 추정과 비교한 일 실시예에 따른 수신기의 시뮬레이션 결과의 그래프이다.

도 12는 시간 영역 에일리어싱에 대한 보상을 이러한 보상이 없는 종래의 수신기에 비교한 일 실시예에 따른 수신기의 시뮬레이션 결과의 그래프이다.

높은 SNR(Signal-to-Noise Ratio)에서의 플로어링(flooring)을 피하기 위하여 DFT 기반 구조의 높은 잡음 억제 특성을 갖는 한편 낮은 보간 에러를 성취하는 채널 추정을 위한 방법 및 장치가 본 명세서에 제공된다.

일부 실시예에 있어서, 송신 측에서 인코딩되는 인코딩 메시지인 코드워드 성분 및 잡음 성분으로 일반적으로 간주될 수 있는 채널 디코더 입력이 판정되게 된다.

본 명세서에 개시된 다양한 실시예들에 있어서, 다른 실시예들에 있어서 주파수 영역 MMSE 추정기와 조합하여 사용될 수도 있는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 사용하여 임의의 채널 추정기들에 대하여 다양한 계산법들이 수행될 수 있다. 더 구체적으로, 일부 실시예에 있어서, 에지 서브캐리어 위치 등의 다양한 서브캐리어들을 추정하기 위하여 MMSE 필터들이 사용될 수 있으며, 본 명세서에서 더 상세하게 개시되는 바와 같이 DFT 기반의 추정과 조합하여 사용될 수 있다.

이에 한하지는 않지만, 당업자라면 이해할 수 있듯이 전용 프로세서를 갖는 수신기, 수신기 기능을 수행하기 위한 적절한 소프트웨어를 갖는 아날로그 처리 회로 또는 수신기 아날로그 "프론트-엔드"에 결합되는 프로세서, ASIC(Application Specific Integrated Circuit), DSP(Digital Signal Processor), 등의 전용 장치 또는 다양한 이들의 조합에서 DFT, FFT, IDFT, IFFT 계산, 채널 추정 등의 다양한 계산 및 이외의 수신 신호들의 처리가 수행될 수 있다. 메모리 장치에는, 예를 들어, 잡음과 간섭을 줄이고, 이외에도 입력 데이터를 적절하게 핸들링하는 것과 관련되는 다른 처리 블록들의 성능을 향상시키기 위하여 입력 데이터에 대하여 연산하고 동작 파라미터 등의 출력을 제공하기 위한 루틴 및 알고리즘이 더 구비될 수도 있다.

또한, 무선 통신 유닛이라 함은, 셀룰러 또는 모바일 폰, 양방향 무선기기, 메시징 장치, PDA(Personal Digital Assistant), PAD(Personal Assignment Pad), 무선 동작을 위해 구비된 퍼스널 컴퓨터, 셀룰러 핸드셋 또는 장치, 등의 가입자 장치들 또는 그 균등물(이러한 장치들이 예시적인 수신기들에 구체화된 다양한 발명 개념과 원리에 따른 동작을 위해 배치 및 구축되는 경우), 및 디코딩 및/또는 이외에, 이에 한하지는 않지만, 본 명세서에 기재된 바와 같이 채널 추정을 포함하 는 신호 처리를 수행하고 채널 추정 잡음 및/또는 에러를 해소하는 방법을 지칭한다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 또한, 본 명세서에 개시된 다양한 발명 개념과 원리들을 구체화하는 수신기들은 무선 통신 유닛의 수신기들에 한하지 않으며, 기지국의 송수신기 등의 다양한 송수신기들에 포함될 수도 있다.

본 명세서에 개시된 발명의 기능과 발명의 원리는 당업자에게 잘 알려진 바와 같이 소프트웨어 또는 펌웨어 프로그램 또는 인스트럭션 및 DSP 또는 ASIC 등의 집적회로에서 가장 잘 구현된다. 그러므로, 이러한 소프트웨어, 펌웨어, 및 IC의 더 상세한 설명은 다양한 실시예들에 사용되는 원리와 개념들에 있어서의 기본사항에 제한되게 된다.

동일 번호가 동일 컴포넌트를 지칭하는 도면들을 참조하면, 도 1은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 네트워크(100)를 나타낸다. 이러한 OFDM 네트워크에 있어서, 수신기(101)는 하나 이상의 안테나(109)를 포함하여, 다양한 시간-주파수 리소스들 상에서 채널들을 수신할 수 있다.

다양한 실시예들에 있어서, 수신기(101)는 수신기 컴포넌트(107) 및 적어도 채널 추정 컴포넌트, 채널 디코딩 컴포넌트, 및 저장 컴포넌트를 포함하는 컴포넌트들(108)을 가지게 된다.

또한, 네트워크(100)는 송신기와 수신기 사이의 에어 인터페이스(air interface)를 위하여 다양한 변조 및 코딩 구조들 중 어느 것이라도 채용할 수 있다. 예를 들어, 이에 한하지는 않지만, 16-QAM, 64-QAM 등의 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)이 채용될 수 있다. 또한, 이에 한하지는 않지만, CDMA(Code Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), 등의 신호 및/또는 서브캐리어의 채널화를 위한 다양한 접근법들이 채용될 수 있다. 또한, 이러한 접근법들은 서로 조합하여 및/또는 다양한 서브캐리어들이 다양한 채널화 기법들을 채용하도록 OFDM 등의 다른 기법들과 조합하여 사용될 수도 있다.

도 2는 수신기 실시예에 따른 하이 레벨 컴포넌트들, 예를 들어, 도 1의 컴포넌트(107 및 108)를 나타낸다. 안테나(201 및 203) 등의 하나 이상의 안테나가 해당 수신기 회로(205 및 207)에 대한 입력을 제공한다. 수신된 입력들은, 일반적으로, 적절한 송신 기법에 따라서 복조되어, 일반적으로 코드워드와 잡음 전력의 조합인 채널 디코더(217)에 대한 입력을 생성한다. 채널 디코더(217)는 그 후 각각의 송신기에 대한 비트 추정치(219)를 판정한다. 채널 추정 회로(209)는 각각의 수신 안테나와 각각의 송신 안테나 사이의 채널 추정치를 복조기에 제공하게 된다. 도 2에 도시된 실시예에 있어서, 채널 추정 회로(209)는 DFT(Discrete Fourier Transformation) 및/또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방법들을 채용할 수 있다. 윈도우 조절(213) 및 파일롯 간격 보상기(215)는 이하의 본 명세서에서 더 상세하게 설명하는 바와 같이 다양한 실시예들에 있어서 특징들을 제공한다. 잡음 판정 및 가중 인자 모듈(211)은 이하의 본 명세서에서 더 상세하게 설명하는 바와 같이 채널의 잡음 및 간섭 특성에 기초하여 적절한 가중 인자들을 판정할 수 있다.

도 3은 다양한 실시예에 따라서 적절한 윈도우가 판정되는 주파수 영역의 OFDM 파일롯 구조의 일례를 제공한다. 도 3의 예에 있어서, 파일롯들은 6의 간격을 가지며, 또한 대역의 말단에서 가드 서브캐리어들을 채용한다. 다양한 실시예 들에 따르면, 기존의 DFT 기반의 채널 추정기들에서 전형적인 바와 같이 파일롯 대역의 랩 어라운드(wrap around) 또는 전체 대역에 걸쳐 제로 패딩(zero-padding)을 가정하기 보다는 FFT 크기가 판정되게 된다.

본 실시예들에 따른 수신기의 하이 레벨 동작 설명이 도 4의 흐름도에 도시되어 있다. 수신기는 도 3에 도시된 예에 유사한 주파수 영역 구조를 갖는 OFDM 신호들을 수신하며, 401에서와 같이 처리한다. 따라서, 401에서, 시간 영역에서 수신된 신호는 기저 대역으로 A/D 변환 후에, N-포인트 FFT를 통해 주파수 영역 수신 신호로 변환된다. 파일롯 위치들에서의 주파수 영역 수신 신호는 그 후 403에서 알려진 파일롯 심볼들을 분할함으로써 파일롯 서브캐리어들에서 "잡음성" 채널 추정치를 얻기 위해 사용된다. "N_p" 파일롯들은 균일한 간격인 것으로 가정되며, 여기서, 파일롯 간격은 사용가능한 서브캐리어들의 윈도우에 걸쳐서 P (파일롯 서브캐리어들 사이에 분리된 P-1개의 논-파일롯 서브캐리어들)이다. 파일롯들은 거의 또는 의사적으로(pseudo) 균일한 간격일 수도 있다. 예를 들어, DC 서브캐리어가 존재하는 경우, 균일한 간격의 파일롯 할당 전에 DC 서브캐리어가 제거되기도 하며, 여기서, DC 서브캐리어들 주위의 2개의 파일롯들이 "P+1"개의 서브캐리어 만큼 실제로 분리된다.

405에서, IFFT 크기는 N1=2ⁿ으로 판정되며, 여기서, n은 정수로서, 2ⁿ > N_p이다. 그러나, 이는 일례일 뿐이며, 구현 고려사항에 따라서는, 다양한 실시예들에 서 더 양호한 성능을 주는 것으로 밝혀진다면, 기수 3 (3x2ⁿ > N_p) 또는 이외의 수가 기수 2를 대신하여 사용될 수 있다. N2 = N1 x P의 FFT 크기가 또한 결정되며, 여기서, N2는 사용가능한 서브캐리어들의 수와 같거나 그 이상이다. 사용가능한 서브캐리어는 사이즈 N2의 이러한 "서브캐리어 윈도우" 중간에 위치한다. N2개 서브캐리어들의 채널 추정치가 얻어지게 되며, 이 중에서 사용가능한 서브캐리어들에 해당하는 것들만이 유지되게 된다. 각각의 에지의 N2개 서브캐리어들 중 나머지를 "사용되지 않은(unused)" 서브캐리어라 한다.

407에서, 대역 양측의 N_p 개의 잡음성 채널 추정치의 벡터에 대하여 제로(0)가 삽입된다. 일반적으로, N_p 개의 잡음성 채널 추정치의 집합 중 몇 개에 기초하여 판정되는 값들로 패딩이 수행될 수 있으며, 이 집합에 기초하여 채널 추정치 또는 MMSE 추정치를 간단히 미러링(mirroring)하는 것을 포함한다. 각 측에 삽입되어야 하는 제로의 수는 양측 에지의 "사용되지 않은" 서브캐리어들과의 간격(P)에 의존한다. 409에서, 그 결과의 제로 패딩된 벡터에 대하여 N1-포인트 IFFT가 적용되어 길이-N1의 시간 영역 채널을 얻는다.

411에서, N1 IFFT 샘플들 각각에 대한 전력이 회귀적으로(recursively) 추정된다. 다양한 실시예들에서 시간에 대한 회귀적 평균이 사용되더라도, 일부 실시예들에서는 공간 채널들에 걸친 누산(accumulation)을 수행할 수도 있다. 413에서, IFFT 샘플들 각각에 가중치가 부여된다. 다양한 실시예들에 있어서, 적용되는 가중치는 N1 샘플들 각각에 대한 추정된 전력, 추정된 잡음 전력, 및 간섭 전력 프 로파일의 정보에 기초하여 유도되는 임의의 적절한 가중치일 수 있다. 다양한 실시예들에서 적용되는 가중치는 간섭의 정보에 기초할 수 있으며, 이하의 본 명세서에서 더 상세하게 설명된다.

415에서, 그 후, 가중치 부여된 N1 IFFT 샘플들에 대하여 제로(0)가 삽입되며, 여기서, 제로가 삽입되는 위치는 최대 채널 확산과 채널 프로파일 특성에 의존한다. 예를 들어, 채널이 길이 X에서 정지하면, N1 IFFT 샘플들의 중간의 삽입 포인트는 X와 N1 사이의 어딘가일 수 있다.

그 후, 417에서, 사이즈-N2 FFT가 적용되어 N2 서브캐리어들에 대한 채널 추정치를 얻는다. 그 후, N2 추정치를 사용가능한 서브캐리어들에 맵핑시킬 필요가 있다. 일반적으로, N2 윈도우는 전술한 바와 같이 421에 나타낸 바와 같이 "서브캐리어 윈도우"와 함께 정렬되어야 한다. N2 샘플의 P번째 서브캐리어 모두는 파일롯에 해당하므로, 파일롯 위치들과 함께 정렬되어야 한다. 기존 DC 캐리어의 경우, 또는 파일롯 간격에서 갭들이 발생하는 어떠한 경우이든지, 사용가능한 서브캐리어들에 맵핑하기 전에 N2 샘플들의 후반부를 1 서브캐리어만큼 실질적으로 오프셋시키도록 파일롯이 정렬되어야 한다. 주파수 호핑 기준 신호들의 경우에서와 같이 시변 주파수가 존재하는 실시예들에 대한 시나리오에서 파일롯 위치에 대한 사이즈-D2 DFT 출력의 정렬이 각각의 시간 스텝에서 유지되어야 한다는 점에 주의한다.

이 때, 데이터 전송을 위한 사용가능한 서브캐리어가 아니므로, DC 서브캐리어에서의 값은 중요치 않다. 더 작은 수의 위치들에 의해 균일한 간격이 붕괴되 면, 즉, DC 서브캐리어의 경우 증가되는 것과는 반대로 감소되면, 유사한 절차(및 해당하는 우측/좌측 천이)가 적용될 수 있다.

DFT 기반의 접근법은 대역 에지들에서 고유한 모델링 에러들을 도입하게 되기 때문에, 미리 결정된 수의 서브캐리어들에 대한 채널 추정치를 얻도록, 423에서와 같이, 몇 개의 이웃하는 파일롯들에 대하여 추정 정확도를 향상시키기 위한 옵션의 처리가 주파수 영역 필터링에 적용되여야 한다. 이러한 추정치는 IFFT 및 FFT 절차를 통해 얻어지는 원래의 추정치를 대체할 수 있다.

도 5 및 도 6은 다양한 실시예들에 따른 수신기의 동작의 더 상세한 세부사항을 나타낸다. 도 5에서와 같은 수신기는 도 3에 도시된 예와 유사한 주파수 영역 구조를 갖는 OFDM 신호들을 수신하여, 501에서와 같이 처리한다. 따라서, 501에서, FFT/IFFT 사이즈가 결정된다.

가드 서브캐리어들을 포함하는 FFT 사이즈는, 예를 들어, 512개의 캐리어들과 같은 실제의 FFT 사이즈를 정의하며, "N"으로서 정의된다. 데이터 서브캐리어들의 수는, 예를 들어, 도 3에 도시된 바와 같이 300개의 서브캐리어로서 판정되며, 이들 데이터 서브캐리어들 중의 파일롯들의 수가 N _p 로 표현될 수 있다. 다음으로 가장 큰 적절한 IFFT 사이즈로서 IFFT 사이즈를 선택하면(효율적인 FFT/IFFT의 구현을 위해), 여기서,

그렇다면, 역연산을 위한 FFT 사이즈는 다음과 같이 주어진다

다양한 실시예들에 따른 도 3에 도시된 바와 같은 예시적인 값들은 N ₁ = 64, N ₂ = 384일 수 있다.

다음, 503에서 파일롯 위치들에서의 잡음성 채널 추정치가 알려진 파일롯 심볼들을 사용하여 보상함으로써 얻어지며, 추가의 파일롯들을 위해 제로 패딩이 추가되어 판정된 윈도우 사이즈 N ₁ 을 완료한다. 이하의 수학식 3 및 수학식 4는 이러한 연산의 또 다른 예를 제공하며, 즉, 데이터 서브캐리어들에 대한 채널의 잡음성 추정치를 Y(1:300)으로 하여, 이러한 데이터 위치들로부터 활용가능한 파일롯들을 구하고, 505에서와 같이 제로 패딩하여 감소된 FFT 사이즈를 파일롯 간격만큼 분할된 FFT 사이즈와 일치하도록 증가시킨다. 예를 들어, 도 3에 도시된 바와 같이, 6의 파일롯 간격으로 분할된 384의 FFT 사이즈는 64가 되며, 따라서, 다음과 같이 주어진다:

다른 실시예들에 있어서, 벡터 H_p 내의 잡음성 추정치는 DFT 보간에서의 에 지 효과의 강도를 감소시키기 위하여 제로 값들이 아니라 Y 값들에 의존하는 값들로 둘러싸일 수 있다.

507에서와 같이, 패딩된 파일롯 시퀀스의 IFFT가 수행될 수 있다.

509에서, 각각의 IFFT 포인트에서 전력 추정이 수행된다. 기존의 시스템들에 있어서, 채널의 최대 길이만큼 정의된 "L" 탭들에 대하여 PDP가 추정된다. 그러나, 실제 채널이 오버-샘플링으로 인하여 IFFT 포인트들의 수보다 더 짧을지라도, 에일리어싱된 채널은 각각의 IFFT 포인트에서 0이 아닌 전력을 가지며, 전력 프로파일 추정을 채널 탭들로 제한하는 것은 높은 SNR에서의 성능을 열화시키게 된다. 따라서, 다양한 실시예들의 전력 추정은 PDP_inst _,n =[｜h₁｜²...｜h_L｜²]로서 PDP 추정치를 얻도록 권고하는 이전의 기존 시스템들과는 상이하다. 따라서, 509에서, 횟수 n에서의 전력 추정이 다음과 같이 계산될 수 있다.

α는 전력 프로파일의 양호한 추정치를 취하기에 충분하도록 작아야 하지만, 평균화가 전력 지연 프로파일에서 긴 기간의 변화의 변동을 캡쳐하지 않을 정도로 는 작지 않아야 한다. 그러므로, 이는 이동 속도/도플러의 함수이지만, 0.1의 값이 대부분의 경우에 보통 적용가능하다. 에일리어싱된 PDP는 시간에 대한 것에 추가하여 다수의 공간 채널들에 대하여 누산될 수 있다(즉, 수신 및 송신 안테나의 쌍에 대하여). 이러한 전력 추정 단계의 다른 실시예들에서는 이러한 간단한 자동 역누산 구조와는 다른 필터링의 형태를 포함할 수 있다.

511에서, 각각의 FFT 포인트에서의 가중 인자들이, 예를 들어, 이하의 수학식에 의해 판정된다:

여기서, σ² 및 E₁은 잡음 분산 추정치 및 513으로부터의 각각의 IFFT 포인트에서의 소망하는 신호 전력이며, 전력 추정치에 대한 시간 인덱스 n은 표기의 간단화를 위하여 감추어져 있다.

이하, 도 6에 이어서, 515에서는, 채널을 가중치와 승산함으로써 가중치 부여된 IFFT가 얻어지며, 이하와 같이 된다:

517에서, 에일리어싱된 채널에서 캡쳐된 전력을 최대화함으로써 언더-샘플링된 채널이 사이즈 N ₂ 까지 연장된다. 종래의 접근법들은, 예를 들어,

만큼 제로 패딩한다. 이러한 종래의 접근법과는 달리, 다양한 실시예들에서는 부극성/고주파수 탭들에서 윈도우를 정의하여 에지 효과와 윈도잉으로 인한 전력 에일리어싱을 제공하므로, 따라서,

여기서, d는 가변 파라미터이며,

L은 최대 채널 길이로 정의된다. LTE에 있어서, 순환 프리픽스(cyclic prefix)는 40개의 탭으로 제한되며, 이는 채널의 지연에 대한 상한에 해당한다. 따라서, 일 실시예에 있어서, d의 값은 다음과 같이 채택될 수 있다.

여기서, 채널이 최대 초과 확산에서 큰 경로를 갖는다면, 에일리어싱 효과로 인하여 40번째 탭을 넘어서는 수개의 탭들로서 나타나게 되며, 여기서, 경우 d가 더 작은 것으로서 채택될 수 있다. 과도한 경우에 잇어서, "에일리어싱되지 않은(un-aliased)" 채널 전력 프로파일이 대략적으로 균일하여, 채널의 양측에서 누설이 관측되는 경우,

를 채택하는것이 바람직하다.

그렇다 할지라도, "에일리어싱되지 않은" 채널의 전력 지연 프로파일이 지수적으로 또는 유사하게 단조 감소하는 것으로 가정하면, 최대 확산에서의 경로는 첫번째 도달하는 경로보다 더 훨씬 약하기도 하므로,

≤d≤(N/D)-L로서 d를 채택하는 것이 더 좋다. 일반적으로, 본 접근법은 에일리어싱된 채널에 따라서 윈도우 스플릿을 제공하기 위한 것이다(본 예에서는, 지수 프로파일을 가정하면 [0 40], [41 64] 또는 균일한 프로파일로서 [0 52], [53 64]).

519에서, 윈도우에 대하여 재구성된 채널 이하와 같이 얻어질 수 있다:

데이터 서브캐리어들에 대한 채널 추정치는 이하와 같이 주어진다:

상기에서 짧게 설명한 바와 같이, DC 서브캐리어는 파일롯 할당에서 생략되기 때문에, DC 서브캐리어에 있어서 DC 주위에 파일롯 간격이 유지되지 않는다. 예를 들어, 일정한 파일롯 간격이 P이면, DC 서브캐리어 주위에서, 간격은 P+1이다. 이러한 효과를 보상하는 것으로 보통 간주되는 접근법들 중 하나는 각각의 반분에 대하여 하나씩 2개의 감소된 길이의 FFT를 취하는 것이다. 그러나, 실시예들에 있어서, 하나의 FFT만이 요구된다.

따라서, 521에서, DC 오프셋이 존재하면, 수신기는 샘플링된 파일롯들을 얻어서 N/K 파일롯들을 얻도록 붕괴하게 되며, 비대칭적 간격을 무시하고, DC 서브캐리어의 위치에 제로를 삽입하여, 서브캐리어들의 후반부를 1만큼 효과적으로 천이시킨다. 따라서, 523에 있어서:

525에서와 같이 제로 패딩된 위치들을 무시함으로써 데이터 서브캐리어들에서 채널이 추출된다. 파일롯 간격이 균일한 값보다 작아서, 예를 들어, 중앙의 D-1의 간격이어서, 역효과가 보인다면, 발생된 추가의 추정치를 삭제함으로써 변경/정렬된 채널 추정치가 얻어진다.

일반적으로 균일하지 않은 간격은 상기 2개의 정렬 단계들의 조합으로서 보상되며, 이는 대역의 대다수의 파일롯 쌍들 사이에 보여지는 균일한 간격에 대한 증가 또는 감소를 위하여 제로 삽입/추가 추정치 삭제를 포함한다. 생략된 위치(들)에서 추정치가 필요한 경우(파일롯 간격이 정규의 간격보다 큰 경우), 제로 사입을 대신하여, 바로 이웃의 추정치의 MMSE 필터링에 따라서 바로 이웃하는 추정치의 반복 또는 바로 이웃하는 파일롯들의 필터링의 대안들 중 하나가 수행될 수 있다.

527에서, 일부 실시예들에서의 옵션으로서 에지 서브캐리어들에 대한 추가 개선이 적용될 수 있다. 전술한 실시예들의 연산 방법은 그 사용법을 주파수 영역 MMSE 추정기의 적용과 조합함으로써 더욱 더 개선될 수 있다. DFT 기반의 추정의 성능은 보간에서 발생되는 리플로 인하여 대역 중앙의 성능에 비하여 대역 에지들에서 다소 열화된다. 일부 에지 서브캐리어들에 대하여서만, 이웃하는 파일롯들에만 적용되는 수개의 간단한 MMSE 필터들이 그러한 에지 서브캐리어 위치들에서 채널들을 추정하기 위하여 사용될 수 있으며, 상기 DFT 기반의 방법으로부터 얻어지는 추정치를 대체하도록 사용될 수 있다. 주파수 선택 스케쥴링에 있어서, 주파수 대역 상에서 코드워드가 배타적으로 송신될 수 있으며, 에지 근처의 그러한 대역들에 대한 성능을 향상시키기 위하여, 높은 SNR에서 상기 MMSE 접근법이 유용하다.

도 7을 참조하면, 다양한 실시예들에서 사용되는 바와 같이 또한 도 5의 511에서 대략적으로 앞서 도시된 바와 같이 간섭을 갖는 다양한 가중치 계산의 더 상세한 세부사항들이 제공된다. 기존 시스템들에 있어서, 백색 잡음의 경우에 가중치 계산이 적용된다. 그러나, 간섭 거동은 더 일반적이므로, 다양한 실시예들은 종래의 접근법들에 대하여 추가의 성능 이득을 제공하도록 간섭 구조의 정보를 활용할 수 있다.

따라서, 알려진 백색 간섭 및 잡음 전력의 경우에 대하여, 701 및 703에 도시된 바와 같이, 가중치가 이하와 같이 주어진다:

이러한 경우, 간섭 및 잡음은 전체 채널 탭들 상에서(더 구체적으로, 모든 IFFT 포인트들에 있어서) 백색이며, 그 값들(또는 그 값들의 합)이 추정될 수 있다.

블록 705 및 707은 간섭 전력이 각각의 탭에서 변하므로 701 및 703의 경우와는 다소 상이한 알려진 비백색 간섭 및 잡음 전력의 경우를 나타낸다. 705 및 707에서 가중치는 이하와 같이 주어진다

블록 709 및 707은 시간 제한된 간섭 및 잡음 전력의 경우를 나타내며, 여기서, 탭당 간섭 전력의 추정치는 활용가능하지 않다. 이러한 경우, 711에 도시된 바와 같이, (소망하는 채널과 간섭 채널의 중첩량에 의해 결정되는) 문턱치 SNR 아래의 간섭에 해당하는 시간 제한된 IFFT 포인트들이 절손된다. 문턱치 위의 SNR에서는, 가중치 부여가 턴 오프된다. 소망하는 채널과 간섭 채널이 완전하게 중첩하지 않는 경우, SNR 스위치는 필요치 않다. 그러나, 일반적으로, 중첩이 있으며, SNR에 따라서, 다양한 실시예들에 대하여 옵션의 윈도우(이러한 윈도우 상에서 1/0의 가중치 부여)가 선택된다.

블록 713, 715, 717, 및 719는 일반화된 간섭의 경우를 나타내며, 여기서, 간섭은 알려진 간섭과 알려지지 않았지만 대략 시간 제한되는 간섭의 조합(I+N)이다. 일반화된 경우는 2개의 단계를 포함하는 것으로서, 즉, 715에서, 알려진 (I+N) 성분에 대한 가중치를 판정하고, 이는 시간 제한되거나 되지 않을 수 있으며,

두번째로, 719에서 SNR에 따라서, 제1 시간 영역 벡터에서 윈도우를 식별하는 것으로서, 여기서, 간섭 전력의 큰 부분과 소망하는 채널 전력의 작은 부분이 집중되어, 알려지지 않은 간섭에 해당하는 이러한 대략적으로 시간제한된 IFFT 포인트들을 절손한다.

예를 들어, (간섭 전력의 대부분을 포함하도록 채택되는) 간섭 윈도우에서 소망하는 신호 전력의 비율은 0.1이며, 예를 들어, 10 dB의 SNR 문턱치를 설정할 수 있고, 여기서, 이러한 SNR 아래에서는, 이러한 윈도우에 대하여 격심한 가중치 부여/절손이 수행되며, 이 SNR 위에서는, 절손 윈도우의 사이즈가 감소되거나(소망하는 채널 전력 지연 프로파일의 정보가 활용가능하다면), 단계에 해당하는 가중치들이 모든 탭들에 있어서 0으로 설정된다. 따라서:

여기서, W _d , W _I 는 소망하는 신호 및 간섭 신호가 존재하는 경우의 윈도우이다.

도 10은 섹터화된 기지국들에 있어서 발생할 수 있는 시간 제한된 간섭의 일례를 제공하여, 여기서, 간섭은 섹터내 간섭(intra-sector interference)이다. 탭들 중 2/3는 간섭의 대부분을 포함하는 것으로 기대된다. 도 10에 도시된 바와 같이, 다양한 실시예들에서 낮은 SNR에서는 이들 탭에 대한 전력이 절손될 수 있다. 이러한 절손으로 인한 소망하는 전력의 절손으로 인한 손실은 간섭 상쇄(interference cancellation)에 비하여 최소로 된다. 그러나, 높은 SNR에서는 소망하는 채널이 CP(Cyclic Prefix)의 길이에 대하여 시간 제한되는 범위를 제외하고는 보통 알려져 있지 않기 때문에, 두번째 단계를 위해 실시예들에 있어서는 가중치 부여를 턴 오프시킬 수 있다. 따라서, 일반화된 간섭의 경우에 대한 가중치들이 2개 단계들에서 얻어진 것들을 조합함으로써 다음과 같이 주어진다:

이 때, 실시예들의 일반화된 간섭의 경우는 3GPP LTE와 같은 시스템들의 간섭 혼합에 해당하며, 여기서, 사이트간 간섭(inter-site interference)은 평탄하며(적응적 백색 가우시안 잡음(AWGN)에서와 같이), 사이트내 간섭(intra-site interference), 즉, 동일한 사이트 내의 다른 섹터들로부터의 간섭은 탭들 중 1/3에 대하여 시간 제한된다.

또한, 이 때, FDM 파일롯들을 대신하여 CDM 파일롯들을 갖는 다중 안테나 송신에서 유사한 경우가 성취될 수 있다. CDM에 있어서, 각각의 서브캐리어 위치에 서, 각각의 안테나에 해당하는 파일롯들은 복합 코드 시퀀스와의 증식(multiplication)에 의해 의사-직교화(pseudo-orthogonalized)된다. 이는 통상적으로 주어진 안테나에 있어서 다른 안테나들로부터 시간 제한된 간섭으로 해석된다. 이 때, 높은 SNR 구역일지라도, 이러한 채널들이 또한 소망하는 기지국으로부터의 것이기 때문에 다른 안테나로부터의 간섭은 낮지 않다. 이러한 경우, 개별 안테나에 해당하는 채널들 간에 충분한 분리(직교화)가 제공되어 중첩으로 인한 최대로 성취가능한 SNR에 대한 상한을 방지하여야 한다. 이는 더 많은 파일롯들/감소된 파일롯 간격에 의해 성취될 수 있으며, 이는 큰 중첩없이 모든 안테나들의 채널들을 포함하도록 더 많은 수의 IFFT 탭들을 가져온다. 이를 보장하여, 본 실시예가 이러한 경우에 여기서 바로 확장된다.

도 11 내지 도 12는 TU 채널을 가지며, CP의 길이와 동일한 40개의 탭에 해당하는 4.7us의 최대 지연을 갖는 3GPP LTE 파일롯 기준 구조에 기초한 시뮬레이션으로부터 얻어지는 수치적 결과를 나타낸다. 평탄한 간섭 프로파일이 가정되었다. 다양한 실시예들에서 성취가능한 성능 개선을 나타내기 위하여, 본 명세서에 개시된 다양한 실시예들의 다양한 양태들 각각에 대하여 시뮬레이션이 수행되었다. 따라서, 도 10은 종래의 시스템들과 본 실시예들의 DFT 접근법의 성능 비교를 제공한다.

도 11은 DC 서브캐리어 또는 그렇지 않다면 파일롯 간격의 갭들을 조절하기 위하여 본 명세서에 개시된 다양한 기법들의 비교를 제공한다. 도 11은 종래 시스템들과 비교한 본 실시예들의 PDP 추정을 나타내는 반면, 도 12는 본 실시예들에서 와 같은 시간 영역 에일리어싱에 대한 보상과 보상을 적용하지 않는 시스템들과 비교한다.

따라서, 모든 SNR에 있어서 DFT 구조를 채용하는 종래의 수신기들에 대하여 성능 열화/플로어링을 겪지 않는 다양한 수신기 장치들 및 방법들이 개시되었다. 따라서, 본 명세서에 개시된 다양한 수신기 장치 및 방법들은 에일리어싱, 에일리어싱된 PDP 추정, 및 DC 결함을 보상한다.

본 명세서에 기재된 다양한 실시예들 및 본 발명의 원리와 개념들은 종래의 양방향 시스템 및 장치들과 같은 광대역 네트워크(WAN)에 걸쳐 음성 통신 서비스 또는 데이터 또는 메시징 서비스를 제공 또는 활용하는 수신기들 및 관련 통신 유닛, 장치, 및 시스템들, 이에 한하지는 않지만, 아날로그 및 디지털 셀룰러를 포함하는 다양한 셀룰러 전화 시스템들, 및 SDMA(Spatial Division Multiple Access), SDM(Spatial Division Multiplexing), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing), 및 임의의 그 변형물을 채용하는 임의의 네트워크들에 특히 적용가능할 수 있다는 점을 이해할 수 있을 것이다.

본 명세서에 기재된 원리와 개념들은 IEEE 802.11, Hiper-LAN 또는 802.16, WiMAX, DVB(Digital Video Broadcasting), 등의 통상 W-LAN 기능이라 하는 단범위 통신 기능을 갖는 장치 또는 시스템에 더 적용될 수 있으며, CDMA, 주파수 호핑, 직교 주파수 분할 다중화, 또는 TDMA 기법들 및 TCP/IP, IPX/SPX(Inter-Packet Exchange/Sequential Packet Exchange), Net BIOS(Network Basic Input Output Systme), 또는 기타의 프로토콜 구조 등의 다양한 네트워킹 프로토콜들 중 하나 이상을 더 활용할 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예들을 설명하고 기재하였지만, 본 발명은 이에 한하지 않는다는 점을 이해하기 바란다. 많은 개조예, 변경예, 변동예, 대체예, 및 균등물들이 첨부된 청구항들에 정의된 바와 같이 본 발명의 개념과 범주로부터 일탈하지 않고서 당업자에 대하여 발생할 수 있다.

Claims

수신기를 동작시키는 방법으로서,

복수의 서브캐리어 채널 위치들을 갖는 수신된 신호를 주파수 영역 신호로 변환하는 단계;

상기 수신된 신호의 파일롯 서브캐리어들의 집합으로부터 시간 영역 벡터를 판정하는 단계;

상기 시간 영역 벡터의 시간 영역 에일리어싱(aliasing)에 대한 보상을 제공하는 단계; 및

채널 추정 벡터를 구하는 단계

를 포함하며,

상기 시간 영역 벡터를 판정하는 단계는,

상기 서브캐리어들의 수에 기초하는 스펙트럼 윈도우 사이즈를 판정하는 단계,

상기 파일롯 서브캐리어들의 집합으로부터 제1 채널 추정 벡터를 계산하는 단계 - 상기 파일롯 서브캐리어들은 주파수 영역에서 주어진 간격을 가짐 -,

패딩 값들(padding values)의 제1 집합을 상기 제1 채널 추정 벡터에 삽입하는 단계 - 상기 패딩 값들의 제1 집합은 상기 윈도우의 양측 에지에서의 서브캐리어들의 집합에 해당함 -,

상기 패딩 값들을 갖는 상기 제1 채널 추정 벡터로부터 시간 영역 벡터를 판정하는 단계, 및

가중치 부여된 시간 영역 벡터를 구하기 위하여 가중 인자들의 집합에 따라서 상기 시간 영역 벡터에 가중치를 부여하는 단계

를 포함하고,

상기 시간 영역 에일리어싱에 대한 보상을 제공하는 단계는,

최대 채널 확산 및 채널 특성에 기초한 위치에서부터 시작하여 상기 가중치 부여된 시간 영역 벡터에 패딩 제로들의 집합을 삽입하는 단계,

제2 시간 영역 벡터를 구하는 단계,

상기 제2 시간 영역 벡터를 주파수 영역 채널 추정 벡터로 변환하는 단계,

상기 주파수 영역 채널 추정 벡터를 상기 스펙트럼 윈도우의 상기 서브캐리어들에 맵핑시키는 단계, 및

상기 파일롯 서브캐리어들의 상기 간격의 불규칙성에 대한 보상을 제공하는 단계 - 상기 간격의 불규칙성에 대한 보상을 제공하는 단계는, 서브캐리어 간격이 상기 파일롯 서브캐리어들의 평균 간격보다 더 크다면, 추가의 서브캐리어 위치에서의 상기 주파수 영역 채널 추정 벡터에 하나의 값을 삽입하거나; 또는 서브 캐리어 간격이 상기 파일롯 서브캐리어들의 상기 평균 간격보다 더 작은 경우, 상기 주파수 영역 채널 추정 벡터로부터 하나의 값을 삭제하는 단계를 포함함 -

를 포함하는 수신기 동작 방법.
삭제
삭제
삭제
삭제
제1항에 있어서,

상기 복수의 서브캐리어 채널 위치들을 갖는 수신된 신호를 주파수 영역 신호로 변환하는 단계는, 상기 수신된 신호에 대하여 n-포인트 FFT(Fast Fourier Transform)을 수행하는 단계를 더 포함하는 수신기 동작 방법.
제1항에 있어서,

상기 스펙트럼 윈도우의 양측 에지에서의 소정 수의 서브캐리어들에 대하여 MMSE(Minimum Mean Square Error) 주파수 영역 채널 추정치들을 계산하는 단계; 및

상기 주파수 영역 채널 추정 벡터로부터의 채널 추정치들을 상기 MMSE 채널 추정치들로 대체하는 단계

를 더 포함하는 수신기 동작 방법.
제1항에 있어서,

상기 가중 인자들의 집합에 따라서 상기 시간 영역 벡터에 가중치를 부여하는 단계는,

상기 시간 영역 벡터의 각각의 구성요소에 대하여 전력 추정을 수행하는 단계; 및

잡음 및 간섭 특성과 상기 전력 추정에 기초하여 상기 가중 인자들을 계산하는 단계

를 더 포함하는 수신기 동작 방법.
제8항에 있어서,

상기 잡음 및 간섭 특성에 기초하여 상기 가중 인자들을 계산하는 단계는, 가산성(additive) 가우시안 백색 잡음에 기초하여 상기 가중 인자들을 계산하는 단계를 더 포함하는 수신기 동작 방법.
제8항에 있어서,

상기 잡음 및 간섭 특성에 기초하여 상기 가중 인자들을 계산하는 단계는, 주파수 선택적이며 알려진 잡음 전력을 갖는 상기 잡음에 기초하여 상기 가중 인자들을 계산하는 단계를 더 포함하는 수신기 동작 방법.
제8항에 있어서,

상기 잡음 및 간섭 특성에 기초하여 상기 가중 인자들을 계산하는 단계는,

시간 제한된 간섭 및 잡음 전력에 기초하여 상기 가중 인자들을 계산하는 단계;

상기 시간 영역 벡터 내의 윈도우를 식별하는 단계 - 상기 간섭 및 잡음 전력 중 큰 부분이 집중되어(concentrated) 있음 -; 및

상기 윈도우에 해당하는 상기 시간 영역 벡터의 각각의 구성요소들에 대하여 가중 인자들을, 문턱치 동작 SINR(signal-to-interference and noise ratio) 아래인 제로(0)로 설정하는 단계

를 더 포함하는 수신기 동작 방법.
제8항에 있어서,

상기 잡음 및 간섭 특성에 기초하여 상기 가중 인자들을 계산하는 단계는, 알려진 잡음 및 간섭 특성에 대한 성분을 시간 제한된 성분과 결합한 것에 기초하여 상기 가중 인자들을 계산하는 단계를 더 포함하는 수신기 동작 방법.
제12항에 있어서,

알려진 잡음 및 간섭 특성에 대한 성분을 시간 제한된 성분과 결합한 것에 기초하여 상기 가중 인자들을 계산하는 단계는,

상기 알려진 잡음 및 간섭 특성에 대한 상기 성분을 판정하는 단계;

상기 시간 제한된 성분을 판정하는 단계; 및

상기 알려진 잡음 및 간섭 특성에 대한 상기 성분과 상기 시간 제한된 성분의 곱(product)으로서 전체 가중 인자를 계산하는 단계

를 더 포함하는 수신기 동작 방법.
제1항에 있어서,

주어진 주파수 영역 간격을 갖는 상기 서브캐리어들의 수에 기초하는 스펙트럼 윈도우 사이즈를 판정하는 단계는,

주어진 파일롯 간격을 갖는 복수의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 파일롯들에 기초하여 FFT(Fast Fourier Transform) 사이즈 및 IFFT(Inverse FFT) 사이즈를 판정하는 단계 - 상기 FFT 사이즈는 상기 파일롯들의 수와 상기 파일롯 간격의 곱에 기초하여 판정되며, 상기 IFFT 사이즈는 상기 파일롯들의 수가 상기 서브캐리어들의 수보다 작도록 판정됨 -

를 더 포함하는 수신기 동작 방법.
수신기 유닛으로서,

수신기 컴포넌트;

상기 수신기 컴포넌트에 결합되는 채널 추정 컴포넌트;

상기 채널 추정 컴포넌트에 결합되는 잡음 판정 및 가중치 부여 컴포넌트;

상기 채널 추정 컴포넌트에 결합되는 윈도우 조절 컴포넌트 - 상기 윈도우 조절 컴포넌트는 스펙트럼 윈도우 사이즈를 판정하도록 구성되며, 상기 스펙트럼 윈도우 사이즈는 서브캐리어들의 수에 기초하며, 상기 서브캐리어는 주어진 주파수 영역 간격을 갖는 파일롯들의 집합을 더 포함함 -;

상기 채널 추정 컴포넌트에 결합되는 에일리어싱 보상 컴포넌트 - 상기 에일리어싱 보상 컴포넌트는, 최대 채널 확산 및 채널 특성에 기초한 위치로부터 시작하여 가중치 부여된 추정 벡터에 패딩 제로들의 집합을 삽입하고, 제2 시간 영역 벡터를 구하고, 상기 제2 시간 영역 벡터를 주파수 영역 채널 추정 벡터로 변환하고, 상기 주파수 영역 채널 추정 벡터를 상기 스펙트럼 윈도우의 상기 서브캐리어들에 맵핑시키도록 구성됨 -;

상기 채널 추정 컴포넌트 및 상기 윈도우 조절 컴포넌트에 결합되는 파일롯 간격 보상기 컴포넌트 - 상기 파일롯 간격 보상기 컴포넌트는, 상기 파일롯 서브캐리어들의 상기 간격의 불규칙성에 대해 보상하기 위해서 파일롯 간격의 불규칙성의 집합에 해당하는 삽입/생략의 집합을 삽입하도록 구성되고, 상기 파일롯 간격 보상기 컴포넌트는, 서브캐리어 간격이 상기 파일롯 서브캐리어들의 평균 간격보다 더 크다면, 추가의 서브캐리어 위치에서의 상기 주파수 영역 채널 추정 벡터에 하나의 값을 삽입하거나; 또는 서브 캐리어 간격이 상기 파일롯 서브캐리어들의 상기 평균 간격보다 더 작은 경우, 상기 주파수 영역 채널 추정 벡터로부터 하나의 값을 삭제하도록 구성됨 -; 및

상기 채널 추정 컴포넌트에 결합되는 채널 디코딩 컴포넌트

를 포함하는 수신기 유닛.
제12항에 있어서,

알려진 잡음 및 간섭 특성에 대한 성분을 시간 제한된 성분과 결합한 것에 기초하여 상기 가중 인자들을 계산하는 단계는,

상기 알려진 잡음 및 간섭 특성에 대한 상기 성분을 판정하는 단계;

상기 시간 제한된 성분을 판정하는 단계- 상기 시간 제한된 성분은 간섭 신호가 존재하는 경우에는 스펙트럼 윈도우의 구성요소들에 대해 1이고, 원하는 신호가 존재하는 경우에는 스펙트럼 윈도우의 구성요소들에 대해 0임 -; 및

상기 알려진 잡음 및 간섭 특성에 대한 상기 성분과 상기 시간 제한된 성분의 곱(product)으로서 전체 가중 인자를 계산하는 단계

를 더 포함하는 수신기 동작 방법.