KR101205279B1 - 직류를 교류로 변환하는 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

직류(DC)를 교류(AC)로 변환하는 방법 및 장치가 제공된다. 상기 방법은 DC 전류, DC 전압, 또는 AC 전압중 적어도 하나에서 시스템 분석을 수행하는 단계; 적어도 하나의 변환 파라미터를 선택하기 위해 시스템 분석을 이용하는 단계; 및 적어도 하나의 변환 파라미터를 이용하여 DC를 AC로 변환하는 단계를 포함한다.

Description

직류를 교류로 변환하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR CONVERTING DIRECT CURRENT TO ALTERNATING CURRENT}
본 발명은 2006년 3월 23일자로 출원된 미국 가특허 출원 번호 60/743,713호의 장점들을 청구하며, 상기 문헌은 본 명세서에서 참조된다.
본 발명은 전반적으로 직류(DC)를 교류(AC)로 변환하는 인버터들에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 DC를 AC로 변환하기 위한 변환 파라미터들을 동적으로 선택하는 마이크로-인버터에 관한 것이다.
역사적으로, 태양 전지판들(solar panels)은 주로 상업적 전력이 이용불가능한 원격 애플리케이션들에서 이용되었다. 이는 고가의 설치 비용으로 인한 것으로, 다른 어떤 것도 이용될 수 없을 때에만 경제적인 선택이 된다. 그러나, 현재 전기를 발생시키기 위해 이용되는 화석 에너지 매장량이 급격히 고갈되고 있는 것으로 밝혀졌다. 세계적인 전력 수요 성장으로 에너지 비용의 영구적 증가가 유도되었다. 청정 핵융합 프로세스의 개발 부족으로, 이러한 성향의 결말이 예상된다.
태양전지(photovoltaic) 발생 시스템은 예를 들어, 가정용품 용도로 태양 전지들로부터의 직류(DC)를 교류(AC)로 변환하는 인버터를 요구한다. 임의의 전력 발생 시스템은 전기를 생성하고 가장 효율적인 방식으로 전기 제품에 전기를 전달 하는 것이 중요하다. 전형적인 태양전지 어레이는 다수의 서브-어레이들을 포함하며, 서브-어레이 각각은 결합된 개별 태양 전지판들을 포함할 수 있다. 정션(junction) 박스는 인버터에 공급되는 DC 신호를 형성하기 위해 다양한 서브-어레이들의 출력과 조합된다. 인버터는 DC를 AC로 변환하고 전력 그리드에 AC를 공급한다. 사용자는 전형적인 형태로 그리드로부터의 전력을 이용한다; 그러나, 그리드로부터의 전기 비용은 그리드에 공급되는 태양전지 발생 시스템의 전기량에 의해 상쇄된다.
이러한 시스템에서, 그리드에 효율적으로 결합되는 전력량은 시스템의 복구 비용에 있어 중요하다. 이로써, 인버터는 가능한 효율적이어야 한다.
전체 효율성을 강화시키기 위해, 본 발명의 기술은 "마이크로-인버터들"을 이용하여, 각각의 태양 전지판은 각각의 인버터와 결합된다. 마이크로-인버터들의 AC 출력들은 전력 그리드와 조합 및 결합된다. 마이크로-인버터들의 사용은 단일 인버터 보다는 효율적이지만, 각각의 개별 마이크로-인버터의 효율성은 전체 90% 이하이다.
따라서, DC를 AC로 효과적으로 변환하는 방법 및 장치가 요구된다.
일 실시예에서, 본 발명은 DC를 AC로 변환하는 방법 및 장치를 제공한다. 상기 방법은 DC 전류, DC 전압 및 AC 전압 중 적어도 하나에 대한 시스템 분석을 수행하는 단계, 적어도 하나의 변환 플라이백(flyback) 모드를 선택하도록 분석 결과를 이용하는 단계, 및 적어도 하나의 변환 플라이백 모드를 이용하여 DC를 AC로 변환하는 단계를 포함한다.
본 발명의 앞서 언급된 특징들을 본 발명의 보다 상세한 설명, 상기 간략한 설명을 통해 이해할 수 있도록, 첨부되는 도면에 도시된 몇 가지 실시예를 참조한다. 그러나 첨부되는 도면은 단지 본 발명의 전형적인 실시예만을 나타내는 것으로, 본 발명의 범주를 제한하고자 하는 것은 아니며, 본 발명은 등가적인 다른 실시예를 구현할 수 있다는 것을 주지해야 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예를 이용하는 예시적인 전력 발생 시스템의 블록도.
도 2는 도 1의 예시적인 마이크로-인버터의 상세한 개략도.
도 3은 도 2의 제어기의 예시적인 실시예의 블록도.
도 4는 도 3의 디지털 위상 잠금 루프의 예시적 실시예의 블록도.
도 5는 제어 신호 발생기의 예시적 실시예의 상세 블록도.
도 6은 본 발명의 마이크로-인버터의 동작 방법(600)의 예시적인 실시예를 설명하는 흐름도.
도 7은 전류 제어 회로의 예시적 실시예의 상세한 개략도.
도 1은 본 발명의 일 실시예를 이용하는 예시적인 전력 발생 시스템의 블록도이다. 이 블록도는 가능한 다양한 시스템 구성들 중 단지 하나의 변형만을 나타낸 것이다. 본 발명은 다양한 환경 및 시스템에서 기능할 수 있다.
전력 발생 시스템(100)은 다수의 마이크로 인버터들(1021, 1022...102n), 정션 박스(104), 전기 패널(106), 다수의 태양전지 패널들(1081, 1082... 108n) 및 전기 계측기(110)를 포함한다. 시스템(100)은 전력 그리드(112), 제품(appliance), 또는 전력 그리드 및 제품에 전력을 공급한다. 다수의 태양전지 패널들(1081, 1082... 108n)은 업계에 공지되어 있으며 태양 에너지로부터 DC 전력을 발생시키는데 이용된다. 다수의 태양전지 패널들(1081, 1082... 108n)(또한, 이후 솔라 패널로도 간주됨)은 임의의 크기 또는 형상일 수 있다. 시스템(100)에는 8개의 태양전지 패널들(1081, 1082... 108n)이 도시되지만, 시스템(100)은 임의의 개수의 태양전지 패널들(108)을 포함할 수 있다.
각각의 태양전지 패널(1081, 1082... 108n)은 마이크로-인버터(1021, 1022...102n)와 결합된다. 마이크로-인버터(1021, 1022...102n)는 다수의 태양전지 패널들(1081, 1082... 108n)에 의해 발생된 DC 전력을 AC 전력으로 변환한다. 본 발명의 마이크로-인버터들은 AC 그리드 전류와 동상(in-phase)인 출력 전류를 계측하며 낮은 왜곡의 전류를 발생시킨다.
마이크로-인버터들(1021, 1022...102n)은 출력 AC를 AC 버스(114)와 결합시킨다. AC 버스(114)는 정션 박스(104)로 종결된다. 이러한 AC 버스(114) 및 개별 인버터들을 사용하여, 시스템(100)은 임의의 사용자의 요건에 맞도록 스케일러블하며 플렉시블하다. 마이크로 인버터들(1021, 1022...102n)의 구조 및 기능은 하기에서 개시된다.
일반적으로 정션 박스(104)는 전기 패널(106)에 공급되는 단일 AC를 형성하도록 전체 마이크로-인버터들(1021, 1022...102n)로부터 출력들과 함께 접속된다.
전기 패널(106)은 정션 박스(104)로부터의 전력을 전력 그리드(112)에 접속하며, 일부 분야에서는, 사용자 설비내의 제품(116)과 접속된다. 예를 들어, 가정에서, 전기 패널(106)은 가정 내의 다양한 회로들에 전기를 분배시키기 위해 다양한 회로 차단기들 및/또는 퓨즈들을 포함하는 공지된 AC 분배 허브이다. 전기 패널(106)은 전기 계측기(110)를 통해 전력 그리드(112)에 결합된다. 계측기(110)는 그리드에 공급되는 전력량을 결정하여, 시스템(100)의 소유자가 전기 공급을 보정할 수 있다.
도 2는 도 1의 마이크로-인버터의 예시적인 실시예에 대한 상세 개략도이다. 마이크로-인버터(102)는 전력 변환 회로(200) 및 제어기(202)를 포함한다. 전력 변환 회로(200)는 입력 회로(204)(또한 DC 회로로도 불림), 적어도 하나의 전력 스테이지(2251, 2252...225n), 출력 회로(236)(또한 AC 회로로도 불림), 및 AC 전압 샘플기(260)를 포함한다. 전력 스테이지(225)는 입력 회로(204)와 출력 회로(236) 사이에 결합된다.
전력 변환 회로(200)는 DC를 AC로 효과적으로 변환하기 위해 제어기(202)에 의해 제어된다. 효율을 최적화시키기 위해, 제어기(202)는 DC 입력 전압, DC 입력 전류 및 AC 출력 전압의 제공 상태에 따라, 전력 변환 회로(200)의 동작에 대한 다양한 플라이백 모드를 선택한다. 이로써, 일 실시예에서, 전력 변환 회로(200)는 정규(regular) 플라이백 모드, 인터리빙(interleaved) 모드, 준-공진(quasi-resonant) 모드, 또는 이들의 조합 중에서 전환되며, 정규 플라이백 모드는 로우(low) 출력 전압 및 전류 상태 동안 이용되며, 인터리빙 모드는 하이 출력 전류 상태 동안 이용되며, 준-공진 인터리빙 플라이백은 하이 출력 전압 상태 동안 이용된다. 하이 전류, 하이 전압 상태에서, 인터리빙, 준-공진 모드가 사용될 수 있다. 이러한 모드 변화는 DC 전력을 AC 전력으로 최적으로 변환시키기 위해 전력 변환 회로(200)의 각각의 전환 주기 동안 활성적으로 이루어질 수 있다.
입력 회로(204)는 하나 이상의 전력 스테이지(2251, 2252)에 결합되며 변환 회로(200)가 인터리빙 플라이백 모드에서 동작하는지 여부에 따라 하나 이상의 스테이지를 이용할 수 있다. 본 발명의 일부 실시예들에서, 단지 하나의 전력 스테이지가 이용되며 인터리빙 플라이백 모드는 이용불가능하다. 입력 회로(204)는 DC 입력, 예를 들어, 적어도 하나의 태양전지 패널에 의해 발생된 DC 입력을 허용한다. 입력 회로(204)는 DC 전류 샘플기(206), 입력 캐패시터(212), 및 DC 전압 샘플기(214)를 포함한다.
입력 캐패시터(212)에 대한 리플(ripple) 전압은 솔라 패널의 출력 전압과 동일한 전압 일탈(excursion)을 포함하며 2배의 선 주파수(line frequency)에서 사인파 형태이다. 주기의 양쪽 이등분에 대해 패널에 의해 생성된 전력(V×I)을 적분함으로써, 제어기(202)는 패널에 대한 최적의 작동 전압을 결정할 수 있다, 즉 패널에 대한 최적의 부하(load)를 유지하도록 인버터의 출력 전류를 제어할 수 있다.
제어 메트릭(metric)으로서 패널 전력의 사용이 용이하도록 하기 위해, 제어기(202)는 DC 전압 샘플기(214) 및 DC 전류 샘플기(206)를 포함한다. DC 전류 샘플기(206)는 샘플링 레지스터(208) 및 레지스터(208)와 병렬로 결합될 수 있는 A/D 변환기(ADC)(210)를 포함한다. ADC(210)는 DC 전류를 나타내는 디지털 샘플들을 발생시킨다. 샘플들은 제어기(202)와 결합된다. 샘플링 레지스터(208)의 한쪽 단자는 DC 입력과 결합되며 다른쪽 단자는 입력 캐패시터(212) 및 DC 전압 샘플기(214)와 결합된다. 입력 캐패시터(212)의 단자는 DC 입력과 결합된다.
DC 전압 샘플기(214)는 2개가 직렬로 접속된 레지스터들(216, 218)(전압 분할기 형성) 및 ADC(220)를 포함하는 전압 분할 회로(222)를 포함한다. 레지스터(216)의 제 1 단자는 필터 캐패시터(212) 및 레지스터(206)와 결합된다. 레지스터(216)의 제 2 단자는 레지스터(218)와 결합된다. 레지스터(218)는 ADC(220)와 병렬로 결합된다. 레지스터(218)의 제 2 단자는 필터 캐패시터(218)와 결합된다. ADC(220)는 DC 전압 샘플기(214)로부터 제어기(220)로 DC 전압 샘플들을 출력한다.
전력 스테이지(2251, 2252...225n)는 서로 병렬로 접속된다. 각각의 스테이지(225)는 트랜스포머(224), 다이오드(232), 및 전류 제어 회로(228)를 포함한다. 각각의 전력 스테이지(225)는 DC 대 DC 변환을 수행하며 양의 정류된 사인파를 생성한다. 이러한 정류된 사인파는 실제(true) AC 파형을 형성하도록 출력 전압(236)에 의해 펼쳐진다(unfurled). 트랜스포머(224)의 1차 와인딩(코일)은 입력 회로(204)에 결합되며 트랜스포머(224)의 2차 와인딩(코일)은 다이오드(232)를 통해 출력 회로(236)에 결합된다. 전류 제어 회로(228)는 제어기(222)에 의해 발생되는 신호들에 따라 1차 코일에 인가되는 DC 전압을 제어한다. 각각의 스테이지(225)는 스테이지들이 인터리빙되고 마이크로-인버터(102)에 대한 전류 부하를 공유하도록 독립적으로 이용된다. 스테이지의 선택은 선택된 스테이지의 제어 회로(228)를 활성화시킴으로써 수행된다. 트랜스포머(224)는 와인딩 비율(Ns/Np)에 비례하는 "스텝 업(stepped up)" 전압을 생성하며, Np는 1차 코일에서의 와인딩 수이며 Ns는 2차 코일에서의 와인딩 수이다. 일 실시예에서, 전압은 트랜스포머(224)에 통해 4배로 증가된다. 2차 전압은 다이오드(232)로 인가되어 각각의 전력 스테이지(225)의 출력에서 전류된 사인파를 형성한다. 스테이지(225) 모두의 변환 프로세스는 각각의 스테이지의 전류 제어 회로(228)에 의해 제어되며 이는 도 7을 참조로 하기에 설명된다.
트랜스포머(224)의 2차 코일은 출력 회로(236)와 평행하게 결합된다. 출력 회로(236)는 필터 캐패시터(234) 및 스위치 회로(237)를 포함한다. 캐패시터(234)는 출력 신호로부터 소정의 위조 AC 신호들을 제거한다. 2차 와인딩의 출력에서의 에너지는 사실상 맥동(pulsatile)할 수 있다. 캐패시터(234)는 각각의 주기가 평활한 AC 파형을 형성하도록 평균화된다. 스위치 회로(237)는 "선형" 또는 "중성" 인 AC 출력 단자들에 정류된 사인파를 선택적으로 인가한다. 스위치 회로(237)의 전환은 선형 전압으로 위상 동기화를 유지하도록 제어기(202)에 의해 제어된다.
스위치 회로(237)는 다수의 전자 스위치들을 포함한다. 일 실시예에서, 회로(237)는 4개의 실리콘-제어 정류기(SCR)(238, 240, 242, 244)(예를 들어, 사이리스터 또는 트라이액)를 포함한다. 또 다른 실시예에서, SCR들은 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT), 바이폴라 정션 트랜지스터(BJT), MOSFET, 게이트 턴오프 사이리스터(GTO) 및 이와 유사한 거들과 같은 다른 전기 스위치들로 교체될 수 있다. SCR들(238, 240, 242, 244)의 출력은 스위치 구동 회로(246)에 의해 제어된다. 캐소드 단자 SCR(238)은 다이오드(232)의 애노드 및 필터 캐패시터(234)와 결합된다. SCR(238)의 애노드 단자는 SCR(240)와 결합된다. SCR(238)의 제어 단자는 스위치 구동 회로(246)와 결합된다. SCR(240)의 캐소드 단자는 SCR(238)와 결합되며 SCR(240)의 애노드 단자는 필터 캐패시터(234) 및 트랜스포머(224)와 결합된다. SCR(240)의 제어 단자는 출력 회로(236)를 제어기(202)로부터 절연시키기 위해 광결합기, 펄스 트랜스포머 또는 이와 유사한 것을 사용함으로써 갈바니(galvanic) 절연을 수행하는 스위치 구동 회로(246)와 결합된다. SCR(242)의 캐소드 단자는 SCR(238)와 결합되며 애노드 단자는 SCR(244)와 결합된다. SCR(244)의 캐소드 단자는 SCR(242)와 결합되며 애노드 단자는 SCR(240)과 결합된다. SCR(242) 및 SCR(244) 모두의 제어 단자는 스위치 구동 회로(246)와 결합된다. SCR들의 전환은 그리드 전압의 위상과 매칭되도록 출력 단자들에 AC 전압이 동기식으로 인가되도록 보장할 수 있게 일정시각을 두고 이루어진다(timed).
출력 필터 회로(248)는 2개의 인덕터들(250, 252) 및 캐패시터(254)를 포함한다. 인덕터(250)의 제 1 단자는 SCR(242)와 SCR(244) 사이에 결합된다. 인덕터(250)의 제 2 단자는 캐패시터(254)와 결합된다. 인덕터(252)의 제 1 단자는 SCR(238)과 SCR(240) 사이에 결합된다. 인덕터(252)의 제 2 단자는 캐패시터(254)와 결합된다. 출력 회로(236)는 제어기(202)에 의해 한정되는 위상의 AC를 제공한다. SCR들(238, 240, 242, 244)은 제어기(202)에 의해 발생된 스위칭 신호에 따라 전환된다. AC 출력은 캐패시터(254) 통해 형성된다. 필터(248)는 출력 전압으로부터의 다양한 하이 주파수 전압 스파이크들 및 하모닉 신호들을 제거한다.
AC 전압 샘플기(260)는 제어기(202)에 AC 샘플들을 공급한다. AC 전압 샘플기(260)는 절연 트랜스포머(256) 및 ADC(258)(또는 리미터)를 포함한다. 절연 트랜스포머(256)의 1차 코일의 제 1 단자는 인덕터(250)의 제 1 단자와 결합된다. 절연 트랜스포머(256)의 1차 코일의 2차 단자는 인덕터(252)의 제 1 단자와 결합된다. 절연 트랜스포머(256)의 2차 코일의 양쪽 단자들은 ADC(258)와 결합된다. ADC(258)는 제어기(202)로 AC 전압 샘플을 출력한다.
전력 변환 회로(200)는 제어기(202)에 의해 생성되는 제어 및 스위칭 신호들 에 따라 DC 대 DC 변환된다. 하기에 개시되는 바와 같이, 제어기(202)는 DC 및 AC 신호들의 샘플들에 응답하여 제어 및 스위칭 신호들을 생성한다. 결과적으로, 전력 변환 회로(200)는 DC 및 AC 신호들의 제공 상태에 상응하게, 즉, DC 전력이 전력 그리드에 효율적으로 결합되도록 전력 그리드의 위상과 AC 출력이 최적으로 매칭되도록, 특정 동작 모드를 이용하여 최적으로 제어될 수 있다.
제어기(202)는 전력 변환 회로(200)가 심플 플라이백, 준-공진 플라이백, 인터리빙 플라이백 및 이들의 조합과 같은 다양한 모드들에서 전환되게 한다. 제어기(202)의 업무는 (1) 전력 변환 회로가 선택적으로 다른 회로에 의해 수행될 수 있는 효과적인 MPPT(Maximum Power Point Tracking)을 취하도록 제어하고; (2) 위상, 전압 및 AC 전압의 주파수를 추정하고; (3) 전력 스테이지에서의 과전류(over-current)와 같은 예상치 못한 반응들(behaviors)을 수용하고; (4) 마이크로-인버터에 의해 발생된 AC 전력에 대한 통계치들과 같은 최종 사용자 데이터를 기록하는 것이다.
도 3은 디지털 위상 고정 루프(DPLL)(300) 및 제어 신호 발생기(302)를 포함하는 제어기(202)의 하이 레벨 블록도이다. DPLL(300) 위상은 입력 신호의 위상을 나타내는 디지털 신호(예를 들어, 8-비트 신호)를 생성하도록 AC 전압 샘플들로 오실레이터를 고정한다. 위상 신호는 제어 신호 발생기(302)와 결합된다. 발생기(302)는 도 2의 전류 제어 회로(228) 및 스위치들(237)에 대한 제어 신호들을 생성하기 위해 DC 전류, DC 전압 및 위상 정보를 이용한다.
도 4는 도 3의 DPLL(300)의 예시적인 실시예의 상세 블록도이다. DPLL(300)은 디지털 위상 검출기(402), 디지털 PID(비례, 적분, 미분) 제어기(404), 공칭적으로 제어되는 오실레이터(NCO)(416), 위상 카운터(408) 및 시스템 클록(400)을 포함한다.
DPLL(300)은 종래의 방식으로 동작하며 NCO(406)의 출력은 AC 전압 샘플기(260)로부터의 AC 전압 샘플들로 고정되는 위상이다. 본 실시예에서, DPLL(300) 에 대한 루프 필터는 PID 제어기(404)이다. 다른 형태의 루프 필터 구현예들이 DPLL(300)에 이용 및 사용될 수 있다. 동작시, 위상 카운터(408)로부터의 부호(sign) 비트는 이를 테면 24-비트 신호와 같은 위상 에러를 생성하기 위해 위상 검출기(402)를 이용하는 샘플링된 AC 전압과 비교된다. 위상 에러는 PID 제어기(404)에 의해 필터링되며 NCO(406)에 인가된다. NCO(406)는 클록(예를 들어, 25MHz) 및 위상 차에 따라 신호를 발생시킨다. NCO 출력은 위상 카운터와 결합되어 시스템 클록 신호로 고정된 AC 전압 위상을 나타내는 위상 신호(예를 들어, 8비트 신호)를 생성한다.
도 5는 제어 신호 발생기(302)(도 3 참조)의 예시적인 실시예의 상세 블록도이다. 제어 신호 발생기(302)는 사인 룩업 테이블(sine lookup table)(502), 체배기(504), 및 메모리(506)를 포함한다. 사인 룩업 테이블(502)은 DPLL(300)에 의해 생성된 위상 신호를 수신하며 위상 신호에 따라 사인모양(sinusoidal) 신호를 생성한다. 본질적으로, 이러한 테이블(502)은 전력 그리드 전압에 고정된 위상인 파형을 생성한다. 따라서, 사인 룩업 테이블은 실제 전압 파형과 상관없이, 그리드 상에서의 낮은 왜곡 전류 생성을 돕는다. 체배기(504)는 요구되는 출력 전류로 파형을 배가시킨다. 요구되는 출력 전류를 나타내는 스케일링된(scaled) 디지털 신호가 형성된다. 이러한 신호는 어드레스로서 메모리(506)와 결합된다.
메모리(506)는 임의의 형태의 컴퓨터 판독가능 메모리이다. 메모리(506)는 랜덤 액세스 메모리 또는 리드 온리 메모리를 포함할 수 있다. 메모리(506)는 8-비트 사인모양 신호 이외에 ADC(210) 및 ADC(220)에 의해 발생된 신호들(예를 들어, 6-비트 신호들)을 수신한다. 이로써, 20-비트 워드가 메모리 어드레스에 이용된다. 메모리(506)는 어드레스 입력 및 출력, 인버터 모드 및 위상 신호 설정치들, 이를 테면, 인터리빙(IL) 비트, 준-공진(QR) 비트, 및 피크 전류 제어 비트를 수신한다. 이들 신호들은 전력 변환 회로(200)를 제어하는데 이용된다.
제어 신호 발생기에 대해 도시된 실시예에서, 메모리(506)는 20비트 어드레스에 의해 나열되는 룩업 테이블로서 이용된다. 이로써, DC 전류, DC 전압 및 AC 위상의 제공 값들은 특정 모드에서 인버터의 동작이 조장되도록 제어 신호들을 선택하는데 이용된다. 메모리(506)는 DC 전류, DC 전압, 및 AC 위상의 다양한 조합들에 대해 생성되는 제어 신호들을 나타내는 테이블로 프리로딩된다(preloaded). 본 실시예에서 메모리가 사용되지만, 당업자들은 마이크로프로세서 또는 마이크로제어기가 DC 전류, DC 전압 및 AC 위상과 관련하여 제어 신호들을 발생시키는데 이용될 수 있음을 인식할 것이다.
도 6은 본 발명의 마이크로-인버터의 동작 방법(600)의 예시적인 실시예를 나타내는 흐름도이다. 이 방법(600)은 예를 들어, 각각의 클록 변이(clock transition)를 위해 각각의 시퀀스 단계에서 수행된다. 이로써, 주어진 AC 주기 동안, 인버터는 주기 동안의 상이한 동작 모드들을 이용할 수 있다.
방법(600)은 단계(602)에서 시작되어 단계(604)를 처리한다. 단계(604)에서, 방법(600)은 입력 전력을 계산하고 입력 전력이 전력 임계치보다 큰지를 검사한다. 입력 전력을 계산하기 위해, DC 전압 샘플이 DC 전류 샘플과 곱해진다. 동작 전력이 전력 임계치보다 큰 경우, 방법(600)은 단계(606)로 진행되며, 여기서 모드는 인터리빙 플라이백 모드이다. 인터리빙 플라이백 모드는 시스템의 전력 변환 요건을 공유하도록 이용되는 추가의 전력 스테이지들을 선택한다. 임계치는 입력 전력 레벨이 단일 전력 스테이지의 안정 레벨을 초과하는 경우 추가의 스테이지들이 이용되도록 설정된다. 추가 스테이지들은 전력량과 비례하여 이용될 수 있다. 추가의 스테이지들이 필요한 경우, 단계(608)에서, 인터리빙 모드 비트는 IL=1로 설정된다. 다른 실시예에서, 마이크로-인버터는 인터리빙 플라이백 모드를 이용하지 않을 수 있다, 즉, 단지 하나의 전력 스테이지만이 제공된다. 이러한 실시예에서, 단계들(604, 606, 608)은 이용되지 않는다.
룩업 테이블로서 메모리가 사용되는 실시예에서, "하이(high)" 전력 레벨을 나타내는 전류 및 전압의 값들은 IL=1을, 다르게 "로우(low)" 전력 레벨에 대해 IL=0을 출력하는 테이블 엔트리를 어드레스하기 위해 사용된다. 마이크로프로세서를 이용하는 실시예는 "이프(if)", "덴(then)", "엘스 스테이트먼트(else statment)" 함수로서 흐름도를 구현한다.
단계(610)에서, DC 출력 전압이 전력 변환 회로(200)에 대해 준-공진 플라이백 모드를 사용하기에 충분히 적당한지 여부를 질문한다. 질문(query)이 부정으로 대답된다면, 방법(600)은 정규 플라이백 모드로 전환되거나 또는 정규 플라이백 모드에 유지된다. 그러나, DC 입력 전압이 단계(610)의 질문에 긍정의 대답을 갖기에 충분하다면, 방법(600)은 단계(614)로 진행되며 여기서 준-공진 플라이백 모드가 선택된다. 인터리빙, 준-공진 플라이백 모드 또는 인터리빙, 정규 플라이백 양식 중 하나의 조합 모드가 선택될 수도 있음을 주지해야 한다. 단계(616)에서, 준-공진 비트(QR=1)가 설정된다. 단계(618)에서, 전류 신호 및 모드 선택 비트들이 생성된다. 방법은 단계(620)에서 종료된다.
도 7은 전류 제어 회로(228)(도 2)의 예시적인 실시예의 상세 개략도이다. 회로(228)는 디지털-대-아날로그 변환기(DAC)(704), 비교기(706), 플립-플롭(708), 스위치(710), 레지스터(712), 및 보조 준-공진(QR) 모드 회로(714)를 포함한다. 메모리(506)에 의해 발생된 피크 전류 제어 신호는 DAC(704)와 결합된다. DAC(704)는 디지털 신호를 비교기(706)의 음의 입력과 결합되는 아날로그 신호로 변환한다. 바이어스 레지스터(712)의 한쪽 단자는 비교기(706)의 양의 입력 및 스위치(710)의 드레인과 결합된다. 스위치(710)는 MOSFET, BJT, IGBT이거나 또는 공지된 임의의 형태의 스위치일 수 있다. 레지스터(712)의 다른쪽 단자는 접지된다. 이로써, 비교기(706)는 바이어스 레지스터(712)에서 신호를 기준으로 전류 제어 신호의 레벨에 따라 스위치로서 동작한다. 2개의 신호의 관련 상태는 SR 플립-플롭(708)을 리셋한다.
플립-플롭(708)은 2개의 입력 "R" 및 "S" 및 1개의 출력 "Q"을 갖는다. op-앰프(706)의 출력은 플립-플롭(708)의 "R" 입력과 결합된다. 전력 전송 주기 시작일 수 있는 시작 Ton 신호는 플립-플롭(708)의 "S" 입력과 결합된다. "Q" 출력은 스위치(710)의 게이트를 구동시킨다.
보조 QR 회로(714)는 모드가 준-공진인 경우 스위치(718)에 의해 트리거링된다. 보조 QR 회로(714)는 캐패시터(716), 다이오드(720), 및 보조 전력 스위치(718)(MOSFET)를 포함한다. 회로(714)는 회로의 준-공진 동작이 조장되도록 메인 스위치(710)를 통해 캐패시터(716)를 전환시킨다. 캐패시터(716)의 제 1 단자는 메인 스위치(710)의 소스 단자와 결합된다. 캐패시터(716)의 제 2 단자는 스위치(718)의 소스 단자와 결합된다. 스위치(718)의 드레인 단자는 접지와 결합된다. 다이오드(720)는 드레인 및 소스 단자들 양단에 접속된다. 스위치(718)의 게이트는 메모리(506)로부터 QR 비트에 의해 제어된다.
주기의 시작시, 플라이백 모드에서 동작할 때, 1차 코일의 전류는 제로(0)이며 메인 스위치(710)는 턴온된다. 예정된 값의 Ipp가 도달될 때까지 1차 코일의 전류는 선형으로 증가되며, 이때 스위치(710)는 개방된다. 1차 코일에 저장된 에너지는 2차 코일로 전달되며, 이때 순간적으로 전류는 Ipp/n으로 상승되며, 여기서 n은 트랜스포머에 대한 제 2의 1차 권선(turn) 비율이다. 1차 스위치상의 전압은 Vin+Vout/n으로 증가한다. 출력 다이오드(도 2의 232)가 턴오프될 때 2차 코일에서의 전류는 Vout/Ls의 기울기로 선형적으로 제로로 강하되며 주기는 다시 시작될 수 있다. 주기 기간은 최상 적용시 2 내지 50us이다.
준-공진 플라이백 모드가 동작할 때, 인버터는 메인 스위치(710)의 기생 캐패시턴스 또는 개시된 실시예에서 누설 인덕턴스 에너지를 흡수하도록 추가된 캐패시턴스(예를 들어, 캐패시터(716))를 이용한다. 따라서, QR 비트는 스위치(718)를 턴온시키도록 설정되며 메인 스위치(710) 양단에 추가 캐패시터가 배치된다. 또한, 스위치(710)의 턴온 시간을 적절히 선택함으로써, 턴-오프 뿐만 아니라 턴-온 제로 전압 특성을 가질 수 있다. 이는 전체적으로 효율성의 장점으로 수행된다. 이러한 방안에서 야기되는 문제점 중 하나는 실제 제로 전압이 전체 동작 조건들에 대해 달성될 수 없다는 것이다. 이를 테면, 2차 반사 전압(Vout/n)은 턴-온 제로 전압을 갖도록 입력 전압 보다 높아야 한다.
인터리빙 모드에서, (플라이백 또는 준-공진 플라이백에서 동작하는) 2개 이상의 개별 전력 스테이지는 위상이 인터리빙되는 동안 각각의 주기에서 동일한 주파수에서 동작하도록 조합될 수 있다. 이런 방식으로, 매우 높은 전류가 인버터에서 처리될 수 있다. 메인 전력 스테이지는 대부분의 시간에 사용되는 반면, 보조 전력 스테이지는 필요한 경우에, 즉, IL 비트가 설정될 때 이용될 수 있다. 보조 전력 스테이지는 지연을 두고 동작된다. 2개의 전력 스테이지가 이용된다면, 지연은 AC 주기의 1/2이며, 3개의 전력 스테이지가 이용된다면, 지연은 AC 주기의 1/3이며 N 스테이지에 대해서도 마찬가지이다. 이러한 인버터는 전력 경로에 사용되는 부품들의 크기 감소, 각각의 전력 스테이지에서 단일 전력 스테이지 방안과 비교할 때 절반인 전류 레이팅(rating), 및 EMI/RFI 발생 감소를 포함하여 다수의 장점을 갖는다
지금까지의 방안은 요구되는 출력 전압 및 전류를 기초로 인터리빙 유사 공명을 위해 정규 플라이백에서 인터리빙 플라이백으로의 인버터 토폴로지 변화를 주로 이용했다. 낮은 전압 및 전류 출력에서, 1차 코일에서의 전류는 턴-오프시 누설 인덕턴스 및 턴-온시 기생 캐패시턴스의 방전시 최소량의 에너지가 손실되게 한다. 중간 출력 전류에서, 입력 및 출력 필터들에서 '평균 제곱근' 전류를 감소시켜, 출력 잡음이 감소되도록 2개의 전력 스테이지를 인터리빙하는 것이 가능하다. 출력 전압이 충분히 큰 경우, 시스템은 전체 효율성을 개선시키기 위해 준-공진 모드로 전환된다.
다양한 실시예들이 앞서 개시되었지만, 이는 단지 예시적인 것으로 본 발명을 제한하고자 하는 것이 아님을 이해해야 한다. 따라서, 상기 실시예들의 범위 및 개념은 앞서 개시된 실시예들로 제한되지 말아야 하며, 하기 청구항들 및 이들의 등가물들에 따라서만 한정되어야 한다.

Claims (20)

  1. 직류(DC)를 교류(AC)로 변환하는 장치로서,
    상기 DC를 수신하고 플라이백 컨버터의 동작의 다수의 플라이백 모드들 중 적어도 하나의 플라이백 모드를 이용하여 상기 DC를 상기 AC로 변환하기 위한 변환 회로 ? 상기 다수의 플라이백 모드들은 정규 플라이백, 인터리빙(interleaved) 플라이백, 및 준-공진 플라이백 중 적어도 2개를 포함함 ?; 및
    상기 변환 회로와 결합되며, 상기 동작의 다수의 플라이백 모드들로부터 상기 적어도 하나의 플라이백 모드를 선택하기 위해 제어 신호들을 발생시키기 위한 제어기
    를 포함하는, 변환 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제어기는,
    상기 제어 신호들을 나타내는 데이터를 저장하기 위한 메모리; 및
    상기 제어 신호들을 생성하기 위해 상기 메모리로부터 상기 데이터를 순차적으로 선택하기 위한 시퀀서
    를 포함하는, 변환 장치.
  3. 삭제
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 변환 회로는 DC 전류, DC 전압, 및 AC 선전압 중 적어도 하나를 샘플링하며 적어도 하나의 샘플을 상기 제어기에 결합시키기 위한 샘플링 회로를 포함하는, 변환 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 적어도 하나의 샘플에 응답하여 상기 적어도 하나의 플라이백 모드를 선택하는, 변환 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어기는 유효 최대 전력점 추적(maximum power point tracking)을 생성하도록 상기 적어도 하나의 플라이백 모드를 선택하는, 변환 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어기는 전력 임계치를 초과하는 전력 요건의 결과로서 상기 인터리빙 플라이백 모드를 선택하는, 변환 장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    플라이백 모드 선택은 AC 선전압 사이클 동안 동적으로 발생하는, 변환 장치.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 변환 회로는 AC 전력 그리드 전압에 위상 고정되는, 변환 장치.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 변환 회로는 입력 회로, 적어도 하나의 전력 스테이지 및 출력 회로를 포함하는, 변환 장치.
  11. 직류(DC)를 교류(AC)로 변환하는 방법으로서,
    변환 회로의 입력 신호 및 출력 신호 중 적어도 하나를 모니터링하는 단계;
    상기 모니터링하는 단계로부터의 모니터링된 신호들에 응답하여, 플라이백 컨버터의 동작을 위한 다수의 플라이백 모드들로부터 적어도 하나의 플라이백 모드를 선택하는 단계 ? 상기 다수의 플라이백 모드들은 정규 플라이백, 인터리빙 플라이백 및 준-공진 플라이백 중 적어도 2개를 포함함 ?; 및
    상기 적어도 하나의 플라이백 모드에서 동작하는 상기 변환 회로를 이용하여 상기 DC를 상기 AC로 변환하는 단계
    를 포함하는, 변환 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 모니터링된 신호들은 DC 전압, DC 전류, 및 AC 전압 중 적어도 하나를 포함하는, 변환 방법.
  13. 삭제
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 선택하는 단계는 상기 DC 전압 및 상기 DC 전류의 상태에 기초하는, 변환 방법.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 인터리빙 플라이백은 상기 변환 회로에 대한 전력 요건이 미리정의된 전력 임계치를 초과할 때 선택되는, 변환 방법.
  16. 제 11 항에 있어서,
    상기 모니터링된 신호들은 상기 적어도 하나의 플라이백 모드를 선택하기 위한 제어 신호들을 나타내는 데이터를 액세스하기 위한 어드레스를 형성하는, 변환 방법.
  17. 태양 전력 발생 장치로서,
    햇빛으로부터 직류(DC)를 생성하기 위한 적어도 하나의 솔라 패널;
    플라이백 컨버터의 동작의 다수의 플라이백 모드들로부터 선택되는 적어도 하나의 선택된 플라이백 모드를 이용하여 상기 DC를 교류(AC)로 변환하기 위해 상기 적어도 하나의 솔라 패널들 각각과 결합되는 마이크로-인버터 ? 상기 다수의 플라이백 모드들은 정규 플라이백 모드, 인터리빙 플라이백 모드, 및 준-공진 플라이백 모드 중 적어도 2개를 포함함 ?;
    상기 AC의 분배를 제어하기 위해 상기 마이크로-인버터에 결합되는 전기 패널; 및
    전력 그리드에 결합되는 상기 AC의 양을 측정하기 위해 상기 전기 패널에 결합되는 전기 계측기
    를 포함하는, 태양 전력 발생 장치.
  18. 삭제
  19. 제 17 항에 있어서,
    상기 인터리빙 플라이백 모드는 상기 마이크로-인버터 내에서 적어도 2개의 전력 스테이지들을 이용하는, 태양 전력 발생 장치.
  20. 제 17 항에 있어서,
    상기 마이크로-인버터는 변환 회로 및 제어기를 포함하며, 상기 제어기는 상기 변환 회로의 동작의 모드를 제어하는, 태양 전력 발생 장치.
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