KR101068353B1 - 공간벡터기술의 단일전류센서를 이용한 모터구동제어 - Google Patents

공간벡터기술의 단일전류센서를 이용한 모터구동제어 Download PDF

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Abstract

3상 브러쉬리스 AC 모터를 위한 구동시스템이 단일센서를 이용하여 모든 상에서 전류의 측정이 이루어지도록 하는 동안에 파워출력을 개선하기 위하여 트랜지스터 스위칭 패턴을 최적화하도록 구성된다. 이는 둘 이상의 상태가 단일센서방법에 의하여 측정되는 최소상태시간조건에 부합하도록 요구되는 전압요구벡터 x 를 한정하고 단일전류감지가 이루어지는 동안에 요구벡터 x를 발생하는 둘 이상의 벡터를 계산함으로서 달성된다. 단일전류감지를 이용하는 동안에 최대출력을 제공하기 위하여 PWM 패턴을 최적화하는 여러 방법이 설명된다.
모터구동제어, 단일센서, 공간벡터, 펄스폭변조.

Description

공간벡터기술의 단일전류센서를 이용한 모터구동제어 {MOTOR DRIVE CONTROL WITH A SINGLE CURRENT SENSOR USING SPACE VECTOR TECHNIQUE}
본 발명은 전기모터제어에 관한 것으로, 특히 다상 브러쉬리스 모터의 펄스폭변조(PWM)제어에 관한 것이다.
전기모터의 제어시스템은 모터의 권선 또는 상을 통하여 흐르는 전류를 측정하는 것을 필요로 하며 이는 모든 상에 대한 각각의 전류센서에 의하여 또는 D.C.전원과 브릿지회로 및 모터조합 사이에 흐르는 총순시전류를 측정하기 위하여 회로에 배치된 단일전류센서에 의하여 수행될 수 있다. 단일전류센서시스템에 있어서, 다중모터 상전류는 각 상에 요구된 전압을 인가하는 스위치의 PWM 패턴을 오프셋트시키고 적당한 포인트에서 전류센서를 샘플링함으로서 얻는다. 어떠한 구성에 있어서 이는 PWM 패턴에 제약을 가하여 발생될 수 있는 최대기본상전압을 제한하도록 가할 수 있다.
본 발명의 목적은 단일전류센서 구동시스템에 의하여 발생된 기본상전압의 크기를 최대화할 수 있도록 하는데 있다.
따라서, 본 발명은 복수의 상으로 구성되는 다상 브러쉬리스 모터를 위한 구동시스템을 제공하는 바, 이 시스템이 각 상에 연관되는 스위치수단을 포함하고 상기 스위치수단에 의하여 복수의 상태 간에 스위칭됨으로써 상기 스위치수단이 각 상권선에 인가되는 전위를 변화시킬 수 있도록 하는 구동회로, 권선을 통하여 흐르는 순시총전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서와, 일련의 각 펄스폭변조주기에서 상기 상태들 간에 구동회로가 스위칭하는 시간을 제어하기 위하여 스위치수단을 제어토록 펄스폭변조된 구동신호를 제공할 수 있게 배열된 제어수단으로 구성되고, 제어수단은 스위치수단이 작동되는 상황하에서 두 개의 상에 대한 스위치수단이 단일펄스폭변조주기중에 스위칭될 때 이러한 주기중 상기 두 상의 하나에 결합된 스위치수단의 스위칭이 상기 두 상의 다른 하나에 결합된 스위치수단의 스위칭이 시작되기 전에 완료될 수 있도록 구성된다.
또한, 본 발명은 복수의 상으로 구성되는 다상 브러쉬리스 모터를 위한 구동시스템을 제공하는 바, 이 시스템이 스위치수단을 포함하고 상기 스위치수단에 의하여 복수의 상태 간에 스위칭됨으로써 상기 스위치수단이 각 상권선에 인가되는 전위를 변화시킬 수 있도록 하는 구동회로, 권선을 통하여 흐르는 순시총전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서와, 일련의 각 펄스폭변조주기에 상기 상태들 간에 구동회로가 스위칭하는 시간을 제어하기 위하여 스위치수단을 제어토록 펄스폭변조된 구동신호를 제공할 수 있게 배열된 제어수단으로 구성되고, 각 상의 스위칭에 관련하여 데드타임(dead time)이 존재하며 제어수단이 회로가 제1상태시간에는 제1상태에 놓이고 이보다 짧은 각각의 상태시간에는 두개의 다른 상태에 놓이는 주기에서 이들에 관련된 데드타임의 중복을 피하기 위하여 상기 보다 짧은 두 상태시간 사이에 충분한 길이의 갭이 존재하도록 구성된다. 이는 높은 전압요구시에 보다 짧은 두 상태시간 사이에서 제로 전압의 발생을 피할 수 있음을 의미한다.
본 발명은 또한 복수의 상으로 구성되는 다상 브러쉬리스 모터를 위한 구동시스템을 제공하는 바, 이 시스템이 스위치수단을 포함하고 상기 스위치수단에 의하여 복수의 상태 간에 스위칭됨으로써 상기 스위치수단이 각 상권선에 인가되는 전위를 변화시킬 수 있도록 하는 구동회로, 권선을 통하여 흐르는 순시총전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서와, 일련의 각 펄스폭변조주기에 상기 상태 사이로 구동회로가 스위칭하는 시간을 제어하기 위하여 스위치수단을 제어토록 펄스폭변조된 구동신호를 제공할 수 있게 배열된 제어수단으로 구성되고, 제어수단은 각 상에서 전류가 전류센서에 의해 결정될 수 있을 만큼 충분한 시간이 충분한 수의 활성상태에서 소비되도록 하기 위해 스위치수단의 스위칭시간을 제어하도록 구성되며 각 펄스폭변조주기중에 구동회로가 활성상태에 놓이는 상태시간의 합이 이러한 주기의 100% 까지 증가할 수 있게 되어 있다.
또한, 각 상은 전체주기에 대하여 ON 또는 OFF의 일정한 스위칭상태로 스위칭될 수 있다.
또한 본 발명은 복수의 상으로 구성되는 다상 브러쉬리스 모터를 위한 구동시스템을 제공하는 바, 이 시스템이 스위치수단을 포함하고 상기 스위치수단에 의하여 복수의 상태 간에 스위칭됨으로써 상기 스위치수단이 각 상권선에 인가되는 전위를 변화시킬 수 있도록 하는 구동회로, 권선을 통하여 흐르는 순시총전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서와, 일련의 각 펄스폭변조주기에 상기 상태 사이로 구동회로가 스위칭하는 시간을 제어하기 위하여 스위치수단을 제어토록 펄스폭변조된 구동신호를 제공할 수 있게 배열된 제어수단으로 구성되고, 제어수단은 각 상에서 전류가 전류센서에 의해 결정될 수 있을 만큼 충분한 시간이 충분한 수의 활성상태에서 소비되도록 하기 위해 스위치수단의 스위칭시간을 제어하도록 구성되며, 제어수단이 회로가 각 주기의 각 상태에서 소비되는 시간을 측정하기 위하여 공간벡터변조를 이용할 수 있도록 구성된다.
본 발명은 또한 복수의 상으로 구성되는 다상 브러쉬리스 모터를 위한 구동시스템을 제공하는 바, 이 시스템이 스위치수단을 포함하고 상기 스위치수단에 의하여 복수의 상태 사이로 스위칭됨으로써 상기 스위치수단이 각 상권선에 인가되는 전위를 변화시킬 수 있도록 하는 구동회로, 권선을 통하여 흐르는 순시총전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서와, 일련의 각 펄스폭변조주기에 상기 상태들 간에 구동회로가 스위칭하는 시간을 제어하기 위하여 스위치수단을 제어토록 펄스폭변조된 구동신호를 제공할 수 있게 배열된 제어수단으로 구성되고, 제어수단은 각 상에서 전류가 전류센서에 의해 결정될 수 있을 만큼 충분한 시간이 충분한 수의 활성상태에서 소비되도록 하기 위해 스위치수단의 스위칭시간을 제어하도록 구성되며,제어수단은 두 인접한 주기 간에 요구전압이 낮을 때 스위치수단이 상기 주기내에서 스위칭되는 순서의 변화를 금지하나 요구전압이 높을 때에는 이러한 순서의 변화를 허용할 수 있게 구성된다. 이로써 모터에서 잡음과 진동이 일어날 수 있는 연속 PWM 주기 내에서 상태의 고속의 순서변경(reordering)을 피할 수 있다.
또한 본 발명은 복수의 상으로 구성되는 다상 브러쉬리스 모터를 위한 구동시스템을 제공하는 바, 이 시스템이 스위치수단을 포함하고 상기 스위치수단에 의하여 복수의 상태 사이로 스위칭됨으로서 상기 스위치수단이 각 상권선에 인가되는 전위를 변화시킬 수 있도록 하는 구동회로, 권선을 통하여 흐르는 순시총전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서와, 일련의 각 펄스폭변조주기에 상기 상태 사이로 구동회로가 스위칭하는 시간을 제어하기 위하여 스위치수단을 제어토록 펄스폭변조된 구동신호를 제공할 수 있게 배열된 제어수단으로 구성되고, 제어수단은 각 상에서 전류가 전류센서에 의해 결정될 수 있을 만큼 충분한 시간이 충분한 수의 활성상태에서 소비되도록 하기 위해 스위치수단의 스위칭시간을 제어하도록 구성되며,제어수단이 각 상을 각 ON 시간에서는 ON으로 각 OFF 시간에서는 OFF로 스위칭시킬 수 있도록 구성되고 ON 시간 또는 OFF 시간은 각 주기에서 사전에 결정된 시간이다. 이는 적어도 시간의 일부가 각 주기에 대하여 고정된 경우 요구된 계산량을 줄일 수 있도록 하는데 도움이 된다.
본 발명은 또한 복수의 상으로 구성되는 다상 브러쉬리스 모터를 위한 구동시스템을 제공하는 바, 이 시스템이 스위치수단을 포함하고 상기 스위치수단에 의하여 복수의 상태 사이로 스위칭됨으로서 상기 스위치수단이 각 상권선에 인가되는 전위를 변화시킬 수 있도록 하는 구동회로, 권선을 통하여 흐르는 순시총전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서와, 일련의 각 펄스폭변조주기에 상기 상태 사이로 구동회로가 스위칭하는 시간을 제어하기 위하여 스위치수단을 제어토록 펄스폭변조된 구동신호를 제공할 수 있게 배열된 제어수단으로 구성되고, 제어수단은 각 상에서 전류가 전류센서에 의해 결정될 수 있을 만큼 충분한 시간이 충분한 수의 활성상태에서 소비되도록 하기 위해 스위치수단의 스위칭시간을 제어하도록 구성되며,제어수단이 보다 큰 범위의 펄스폭변조시간을 허용할 수 있도록 어떠한 작동조건에서 전류의 감지를 포기할 수 있도록 구성된다.
본 발명을 첨부도면에 의거하여 보다 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 1은 본 발명에 따른 모터의 구동회로를 보인 회로도.
도 2는 도 1에서 보인 모터의 선간전압과 상전압이 모터의 한 전기적인 사이클중에 시간에 따라 변화하는 것을 보인 설명도.
도 3은 도 1에서 보인 회로의 트랜지스터의 여러 상태를 보인 설명도.
도 4는 도 1에서 보인 회로의 작동을 설명하기 위하여 사용된 공간벡터변조 다이아그램.
도 5는 도 1에서 보인 회로에 사용된 변조를 보인 상태타이밍 다이아그램.
도 6은 도 1에서 보인 시스템의 작동관점을 설명하는 공간벡터 다이아그램.
도 7은 도 1에서 보인 시스템의 다른 작동관점을 설명하는 공간벡터 다이아그램.
도 8의 (a)(b)(c)는 도 1에서 보인 시스템의 PWM 신호에서 데드타임의 효과를 설명하는 상태타이밍 다이아그램.
도 9의 (a)(b)는 도 1에서 보인 시스템의 선간 및 상전압에서 데드타임의 효과를 보인 그래프.
도 10의 (a)(b)(c)는 도 1에서 보인 시스템의 제1작동방법을 보인 타이밍 다이아그램.
도 11의 (a)(b)(c)는 도 1에서 보인 시스템의 제2작동방법을 보인 타이밍 다이아그램.
도 12는 도 1에서 보인 시스템의 다른 작동모드에서 단자전압이 시간에 따라 변화하는 것을 보인 그래프.
도 13은 도 1에서 보인 시스템의 다른 작동모드에서 버스 클램핑의 가능성을 보인 설명도.
도 14는 도 12와 도 13의 작동모드의 효과를 보인 상태벡터 다이아그램.
도 15는 도 1에서 보인 시스템에서 상 시컨스 진동을 금지하는 방법을 설명하는 설명도.
도 16은 본 발명의 다른 실시형태에 따른 스위칭 알고리즘을 설명하는 타이밍 다이아그램.
도 17은 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 스위칭 알고리즘을 설명하는 타이밍 다이아그램.
도 18은 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 스위칭 알고리즘을 설명하는 타이밍 다이아그램.
도 19는 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 스위칭 알고리즘을 설명하는 타이밍 다이아그램.
도 20은 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 스위칭 알고리즘을 설명하는 타이밍 다이아그램.
시스템의 개관
도 1에서, 3상 브러쉬리스 모터(1)는 성형 네트워크에 연결되는 상 A, B 및 C로 나타낸 3개의 모터권선(2)(4)(6)으로 구성된다. 각 권선의 일측단부(2a)(4a)(6a)는 각 단자(2c)(4c)(6c)에 연결되어 있다. 권선의 타측단부(2b)(4b)(6b)는 성형 결선점(7)을 형성토록 함께 연결된다. 구동회로는 3상 브릿지(8)로 구성된다. 이 브릿지의 각 암(10)(12)(14)은 급전선(20)과 접지선(22) 사이에 직렬로 연결된 상부 트랜지스터(16)와 하부 트랜지스터(18)의 형태인 한쌍의 스위치로 구성된다. 모터권선(2)(4)(6)은 각 쌍의 트랜지스터(16)(18) 사이에 연결된다. 트랜지스터(16)(18)는 제어기(21)에 의하여 제어가능하게 턴-온(ON) 및 턴-오프(OFF)되어 각 단자(2c)(4c)(6c)에 인가되는 전위의 펄스폭변조가 이루어질 수 있도록 하고 이로써 각 권선(2)(4)(6)에 인가되는 전위차와 권선을 통하여 흐르는 전류를 제어한다. 그리고 이는 권선에 의하여 발생된 자계의 강도와 방향을 제어한다.
저항(24)의 형태인 전류측정장치는 모터(1)와 접지부 사이에서 접지라인(22)에 제공되어 제어기(21)가 모든 권선(2)(4)(6)을 통하여 흐르는 총전류를 측정할 수 있다. 각 권선의 전류를 측정하기 위하여 총전류가 이후 상세히 설명되는 바와 같이 권선의 각 단자에 인가되는 전압(그리고 특정한 상의 도통상태)이 알려지는 PWM 주기내의 정확한 순간에 샘플링되어야 한다.
최상의 원활한 작동이 이루어질 수 있도록 하기 위하여, 인가된 상전압(권선의 단자 2c, 4c, 6c의 전압과 성형 결선점 7 사이의 전위차)은 모터의 각 전기적인 회전에서 한 사이클이 정현파의 형태로 변화하여야 한다. 그러나, 최대단자전압(권선의 모터 2c, 4c, 6c의 전위와 DC 전원의 중간점 전위 사이의 전위차)는 vdc/2 이며, 여기에서 vdc는 DC 전원선과 접지부 사이의 전압차이다. 만약 권선의 단자에 정현파의 전압만이 인가된다면, 최대피크 상전압도 vdc/2 가 될 것이다. 그러나, 도 2에서 보인 바와 같이, "과변조"로 알려진 기술을 이용하여 유효성전압을 증가시킬 수 있다. 단자전압은 가능한 한 정현파의 변화를 따르게 될 것이며 그 진폭 v0 는 vdc/2 보다 클 것이다. 단자전압은 실질적으로 vdc/2 를 초과하지 않을 것이므로, 이 결과 단자전압 사이클의 피크값이 클램핑되어 단자전압은 각 사이클 부분에 걸쳐 일정한 ±vdc/2로 일정하게 유지될 것이다. 도 2에서, 단자전압은 vdc/2 를 1로 나타내는 정규화 값으로 보이고 있다.
여기에서, 변조깊이는 v0 /(vdc/2)로 정의되고 따라서 이는 과변조의 경우 1 보다 클 것이다.
그 결과의 상전압사이클, 즉 권선의 단자(2c)(4c)(6c)와 성형 결선점(7) 사이에서 한 권선의 전압변화는 도 2에서 보인 바와 같다. 다시 이는 정규화 진폭이 1인 평활한 정현파 선간전압에 의하여 발생된 상전압을 나타내는 1로 정규화된다. 과변조의 경우에 있어서도 비록 모터의 진동과 잡음에 의하여 일부에 왜곡이 있을 수 있으나 상전압은 꽤 평활한 곡선을 따른다.
상전압의 기본성분은 주파수가 모터의 전기적인 주파수에 정합되는 전압의 성분이다. 이 전압성분은 이것이 모터의 유용한 동기토크를 발생하는 기본전류성분을 발생하므로 중요하다. 본 발명의 목적은 이러한 상전압성분을 최대화하는 반면에 다른 공간적 시간적 주파수에서 왜곡전압성분의 발생을 최소화하는데 있다. 이와 같이 하여 얻은 기본전압크기는 v1 /(vdc/2)로 정의되는 변조지수를 이용하여 설 명되며, 여기에서 v1 는 실현된 상전압의 기본성분의 크기이다. 비록 상기 언급된 내용이 3상의 성형 결선형 권선에 대하여 설명된 것이나, 델타결선형 권선과 같은 다른 권선구조와 예를 들어 3상, 6상 또는 4상이나 5상 모터의 경우와 같이 다른 수의 상에도 유사하게 적용될 수 있을 것이다.
상전압의 기본성분을 최대화하기 위하여, 구동회로(예를 들어 3상 구동회로에서는 트랜지스터 스위치가 6개일 것이다)에서 각 트랜지스터에 대한 상승 및 하강 스위칭의 동작이 최적화되어야 한다. 스위치에 대한 듀티사이클 요구(즉, PWM 주기에 대한 스위치의 온-타임의 비율)를 계산하는데 사용되는 변조알고리즘은 그 자체가 최대유효전압을 결정하지 않는다. 상전압의 기본성분은 듀티사이클 요구를 스위칭 엣지위치로 전환시키는 최종 스위칭 알고리즘에 의하여서만 제한된다. 적합한 한 형태의 변조알고리즘은 이후 상세히 설명되는 공간벡터변조(Space Vector Modulation: SVM)이다. 그러나, 다른 변조기술(정현파-삼각파 PWM, 트리플렌 인젝션을 갖는 정현파-삼각파 PWM, 또는 SVM과 같은)이 최대상전압이용률에 영향을 주지 않고 동일하게 이용될 수 있다. 상이한 변조방식 간의 주요 차이점은 발생되는 전압의 왜곡(비기본형) 성분의 양일 것이다.
공간벡터변조
도 3에서, 3상 시스템의 각 권선(2)(4)(6)은 급전선(20) 또는 접지선(22)에만 연결될 수 있으므로 제어회로의 가능상태는 8가지 상태이다. 상중의 하나가 정전압일 때를 1 이라 하고 접지된 상을 0 이라 할 때, 상태 1은 상 A가 1이고 상 B가 0이며 상 C가 0임을 나타내는 [100]으로 나타낼 수 있다. 상태 2는 [110]으로 나타낼 수 있으며, 상태 3은 [010], 상태 4는 [011], 상태 5는 [001], 상태 6은 [101], 상태 0은 [000] 그리고 상태 7은 [111]로 나타낼 수 있다. 각 상태 1~6은 전류가 모든 권선(2)(4)(6)을 통하여 흐르고, 이들 권선중 하나를 통하여 일방향으로 흐르며 다른 두 권선을 통하여서는 다른 방향으로 흐르는 도통상태이다. 상태 0은 모든 권선이 접지된 제로 볼트 상태이고 상태 7은 모든 권선이 급전선에 연결된 제로 볼트 상태이다.
회로가 제어되어 펄스폭변조가 이루어질 때, 각 상은 각 PWM 주기마다 정상적으로 턴-온(ON) 및 턴-오프(OFF)될 것이다. 각 상태에 걸리는 시간의 상대적인 길이는 각 권선에서 발생되는 자계의 크기와 방향, 그리고 회전자에 인가되는 전체 토크의 크기와 방향을 결정할 것이다. 이들 시간의 길이는 상기 언급된 바와 같은 다양한 변조알고리즘에 의하여 계산된다.
도 4에서 보인 상태벡터변조시스템에서, 각 상태에서 소비된 각 PWM 주기의 시간은 공간벡터변조(SVM) 다이아그램에서 상태벡터로 나타낼 수 있다. 이러한 형태의 다이아그램에서, 단일상태벡터는 벡터 S1~S6의 방향으로 보이고 있으며, 이들 방향에서 벡터의 길이는 각 상태에서 소비된 각 PWM 주기의 시간량을 나타낸다. 이는 권선에서 어느 요구된 전압이 전압의 크기와 방향을 나타내는 전압벡터 v*에 해당하는 다이아그램의 한 점으로 나타낼 수 있고 예를 들어 상태벡터 s1, s2의 조합으로 보인 바와 같이 발생될 수 있으며, 그 길이가 이러한 상태에서 소비된 각 PWM 주기의 시간을 나타냄을 의미한다. 도 5는 요구된 전압을 얻기 위하여 사용된 전형적인 듀티사이클을 보인 것으로, 여기에서 각 상 A, B 및 C에 대한 ON 시간은 PWM 주기의 중심에 놓인다. 이는 각 상태 1 및 2에서 소비된 두 동일한 주기를 발생하며 사이클의 시작과 끝에서 모든 상이 OFF가 되도록 한다.
만약 회로가 전체 듀티사이클에 대하여 어느 한 상태에 놓인다면, 그 결과의 전압이 방향 S1~S6 중의 한 방향의 벡터로 나타내고, 그 길이는 PWM 주기 Tp에 대응한다. 각 듀티사이클의 여러 상태에서 소비된 시간의 합이 PWM 주기 Tp까지 가산되어야 하므로, 이론적으로 얻을 수 있는 전압벡터의 범위는 도 4에서 보인 바와 같이 방향 S1~S6에서 길이 Tp인 벡터의 점을 연결한 6각형으로 정의된다. 이러한 6각형 내의 임의의 점은 함께 더하였을 때 그 길이가 Tp 이하의 두 상태벡터에 의하여 중심으로부터 도달될 수 있다. 이론적으로 이는 올바른 지속시간에 대해 각각 올바르게 선택된 두 상태로 스위칭함으로써 PWM 주기에 대한 임의의 요구된 전압벡터를 얻을 수 있음을 의미한다. 그러나, 실제로 상세히 설명하지는 않지만 가능한 전압벡터의 범위는 다양한 요인에 의하여 제한된다.
도 6에서, 6개의 주요전압벡터의 전압크기는 2vdc/3 이다. 이는 예를 들어 권선의 하나가 급전선에 연결되고 다른 두 권선이 접지되는 경우 권선의 하나에서 발생되는 최대전압이다. 100%의 변조지수, 즉, 과변조 없는 정현파-삼각파 PWM은 기본상전압이 vdc/2로서 변조깊이 궤적은 반경이 0.75 Tp인 원으로 도시한 바와 같다.
단일의 전류센서를 이용한 공간벡터변조
상기 언급된 바와 같이, 대부분의 시스템은 각 상에 하나의 전류센서를 갖는다. 그러나, 단일 전류센서시스템의 경우 다른 제한이 있다. 단일 전류센서를 갖는 시스템에 있어서, 각 주기에서 최소시간 Tmin에 적어도 두(3상시스템의 경우) 비-제로상태(즉 상태 0 또는 7 이외의 상태)가 적용되어야 하는 조건이 있다. 여기에서 이러한 조건은 최소상태기준이라 한다. 이는 충분한 시간에 전류센서에서 전류를 측정할 수 있도록 하여 모든 상에서 전류를 측정하도록 한다. 도 6의 공간벡터 다이아그램에서, 이는 다이아그램의 요구된 지점에 이르기 위하여서는 최소길이 Tmin를 갖는 적어도 두 상이한 벡터가 이용되어야 함을 의미한다. 따라서, 6개의 주요벡터 중 하나의 거리 Tmin 내에 놓이는 벡터공간의 영역에서, 요구된 전압벡터는 단 두개의 주요벡터성분으로부터 얻을 수 없다. 대신에, 이들 영역에서 3개 이상의 주요벡터성분이 이용되며, 이들 중 둘은 그 길이가 적어도 Tmin 이다. 이러한 예가 도 6에 도시되어 있는 바, 여기에서 벡터공간 x의 점은 제1성분 s1, 길이가 Tmin 인 제2성분 s2 와 Tmin 보다 짧은 제3성분 s6 을 이용하여 도달할 수 있다. 이는 한 듀티사이클에서 구동회로가 각 상태 S1, S2 및 S6의 시간을 소비할 것이나, 각 S1 및 S2 의 시간은 단일 전류센서에 의한 전류측정이 충분히 이루어질 수 있음을 의미한다. 단일 전류센서조건에 의하여 배제되는 벡터공간의 부분만이 영역 Tx에 있다. 이들은 Tp - Tmin 보다 큰 시간의 한 상태시간과 Tmin 보다 작은 시간의 다른 상태시간에 해당하는 영역이다.
도 6으로부터, 낮은 왜곡상전압에 대한 이상적인 최대실현가능한 변조지수가 반경 Tp - Tmin 의 원으로 설명된다. 비원형 궤적을 이용하여 변조지수를 더욱 증가시킬 수 있으나, 이는 상전압의 현저한 왜곡이 나타나도록 하고 바람직하지 않은 모터의 현저한 토크 리플이 나타나도록 할 것이다. 이와 같이, 최대실현가능한 변조지수는 4/3(1 - Tmin /Tp) 이다. 따라서, 예를 들어, PWM 주기 Tp 가 49.6㎲ 인 경우, 최소상태시간 Tmin 은 6.4㎲ 이고 최대실현가능한 변조지수는 1.16 이다.
단일 전류센서 SVM에 요구되는 상태를 계산하기 위한 기법
단일 전류센서 SVM에서 소정의 주어진 전압요구벡터에 대한 각 상태벡터를 계산하기 위하여 이용될 수 있는 많은 기법이 있다.
이를 위한 실제의 두 방법이 이후 상세히 설명된다.
(a) 명시적 방법
먼저 전압요구크기와 방향이 α- β(고정자-프레임) 좌표에서 계산된다. 이러한 결과로부터 SVM 벡터가 계산된다.
제1기술은 벡터를 명백히 계산하는 것이다. 도 7은 SVM 섹터 1, 즉, 두 인접한 벡터(영역 A), 3개의 인접한 벡터(영역 B)와 3개 이상의 인접하지 않은 벡터(영역 C)가 요구되는 영역으로 분류되는 단일상태벡터 S1 과 S2 사이의 섹터를 보이고 있다. 벡터를 명백히 계산하기 위하여, 전압요구벡터가 놓이는 섹터의 영역이 먼저 결정된다. 각 영역에서, 2, 3 또는 4개의 상태(영역에 따라서)의 길이가 전압요구와 Tmin 과 같은 시스템 파라메타로부터 유일하게 계산될 수 있다. 그리고 상태와 이들의 길이가 각 상에 대한 PWM 엣지위치와 전류센서 샘플링 포인트를 계산하는 PWM 발생알고리즘으로 보내어진다. 섹터는 상태벡터길이를 계산하기 위하여 이용되는 정확한 알고리즘에 따라서 도 7에서 보인 것과 같은 여러 셋트의 영역으로 나누어진다.
여러 가지 상이한 접근방식이 다른 섹터에서 상태벡터를 계산하기 위하여 이용될 수 있다. 한 방법으로서 전압요구벡터를 섹터 1로 회전시키고 이 섹터에 대한 상태벡터를 계산하며 이들 상태벡터를 다시 처음의 섹터로 회전시켜 이들이 상권선에 정확히 적용될 수 있도록 하는 방법이 있다. 다른 방법으로서 SVM 다이아그램의 모든 섹터의 모든 영역에 대하여 여러 셋트의 등식을 공식화하여 상태벡터가 벡터공간의 모든 부분에 대하여 직접 계산되도록 하는 방법이 있다. 제1기술은 알고리즘의 크기면에서 보다 경제적이고, 제2기술은 실행속도의 면에서 보다 경제적이다.
각 공간벡터가 변조알고리즘에 의하여 계산될 때, 벡터가 PWM 사이클에 적용되는 순서와 적용되는 벡터의 비율이 스위칭 알고리즘에 의하여 결정되어야 한다. 선택은 단일 전류센서 샘플링을 위한 최소상태시간기준과 하나의 PWM 사이클에서 브릿지의 각 트랜지스터에 대한 스위칭전환수를 최소화하는 것과 같은 다른 실질적인 기준을 만족시켜야 한다. 이를 위한 알고리즘은 전압요구가 놓이는 섹터와 정확한 스위칭 시컨스를 결정하기 위한 섹터의 영역까지도 고려하는 것이 바람직하다.
(b) 맹목적 방법
다른 맹목적 방법에서, 비록 시스템이 통상적인 다상전류센서를 갖는다 하여도 표준 SVM 알고리즘을 이용하여 각 상의 듀티사이클이 먼저 계산된다. 일부 듀티사이클이 결정되는 방법이 선택되며(표준중심정렬 PWM, 엣지정렬 PWM, 버스 클램핑 등), 실제의 선택은 다른 요인에 따라서 달라질 수 있다. 그러나, 전압요구벡터는 명시적 방법과 같이 동일한 한계를 가져야 함으로서 전압요구벡터의 범위가 다상전류센서를 갖는 시스템과 동일할 필요는 없다.
상기 기술을 이용하여 계산되었을 때, PWM 파형은 적당한 시프팅 알고리즘을 이용하여 시프트됨으로써 최소상태시간기준이 만족되어 각 사이클에서 충분한 시간에 전류센서의 전류를 샘플링할 수 있도록 한다. 맹목적으로 파형을 시프트하는 방법은 새로운 세트의 공간벡터를 초래하고 이로써 정확히 명시적 방법과 같이 활성(active) 공간벡터는 4개에 달할 것이다.
맹목적 방법의 이점은 알고리즘의 단순성에 있다. 명시적 방법의 이점은 최종 형상 PWM 파형에 대한 제어가 더 되어 다른 이점을 위하여 활용될 수 있다.
데드타임(dead time) 효과
최대실현가능한 변조지수에서 중요한 요인은 데드타임효과이다. 실제 구동시스템에 있어서, 상 레그(phase leg)의 상부 트랜지스터의 턴-오프(OFF)와 동일한 상 레그의 하부 트랜지스터의 턴-온(ON) 사이에 시간지연(여기서는, 데드타임으로 정의함)을 삽입하는 것과, 상 레그의 하부 트랜지스터의 턴-오프(OFF)와 동일한 상 레그의 상부 트랜지스터의 턴-온(ON) 사이에 추가의 지연을 삽입하는 것이 필요하다. 이러한 데드타임의 목적은 DC 버스 양단에 회로단락의 손상을 초래할 수 있는, 양측 트랜지스터가 동시에 턴-온(ON)되는 것을 방지하기 위한 것이다. 도 8의 (a)는 데드타임이 삽입되는 소정의 상 레그(phase leg)의 상부 및 하부 트랜지스터에 대한 명령신호(command signal)의 예를 보인 것이다. 그러나, 구동회로에 의하여 제공되는 실제 단자전압은 연결된 상에 흐르는 전류의 극성에 따라서 달라지는데, 이는 데드타임 중 상부 및 하부 다이오드 중 어느 것이 도통되는지 여부를 결정하기 때문이다. 도 8의 (b)와 도 8의 (c)는 실현될 수 있는 실제의 듀티사이클과 각 정(正), 부(負) 각각의 전류극성에 대한 PWM 사이클의 평균전압을 보이고 있다.
도 9의 (a)는 점선으로 보인 이상적인 선간전압과 비교되는 전압과 전류 간에 전형적으로 임의의 위상지연을 보이는 단자전압을 보이고 있다. 전류의 극성이 변화할 때, 모터 단자에 나타나는 실제전압에는 단계적 변화가 있다. 전류가 (+)일 때 전압은 감소하는 반면에, 전류가 (-)일 때 전압은 상승한다. 전류와 전압 간 최대위상지연은 90°이므로, 전압은 그 피크 최상부 부근에 있을 때에는 감소하는 경향이 있고 골의 저부에 근접할 때에는 증가하는 경향을 보일 것이다. 따라서, 피크-피크 단자전압에서는 감소경향을 보일 것이다. 이는 도 9의 (b)에서 보인 바와 같이 피크-피크 상전압을 감소시킬 것이다. 그리고 데드타임은 소정 조건하에서는 피크-피크 상전압의 회복 불가능한 손실을 초래한다.
따라서, 데드타임을 고려할 때 최대실현가능한 변조지수는 감소된다. 이러한 예에 있어서, 만약 Tp 가 49.6㎲ 이고 Tmin 가 6.4㎲ 이며 Td 가 0.75㎲ 인 경우, 이론적인 최대변조지수는 1.12가 되는데, 이는 데드타임 없이 최대실현가능한 전압의 기본성분보다 3.5%가 낮다.
단일 전류센서 시스템을 이용한 최대상전압 기본성분의 증가
다중 전류센서를 갖는 종래 구동시스템에 있어서, 트랜지스터 패턴은 전형적으로 예를 들어 도 4에서 보인 바와 같이 중심정렬형 또는 엣지정렬형이다. PWM 주기가 시작할 때 엣지정렬형 패턴에서는 모든 상에 대해 높은 측의 상부 트랜지스터는 동시에 턴-온(ON)되는 반면에, 중심정렬 패턴은 높은 측의 PWM 파형이 PWM 주기의 중심선을 중심으로 하여 등거리에 배치된다. 어느 경우에서나, 각 PWM 사이클에서 각 상의 상부 트랜지스터는 다른 상의 상부 트랜지스터가 턴-온(ON)되기 이전에 턴-온(ON)될 것이다. 마찬가지로, 각 PWM 사이클에서 각 상의 하부 트랜지스터는 다른 상의 하부 트랜지스터가 턴-온(ON)되기 전에 턴-오프(OFF)될 것이다(다만, 모든 상에서 듀티사이클이 0% 아니면 100%일 때에는 예외이며, 이러한 경우에서는 PWM 사이클에서 그러한 상의 스위칭변환은 없게 된다). 이에 따라, 모든 하강엣지변환으로부터 모든 선단엣지변환을 분리하는 가상의 중심선이 존재한다.
유사한 제약이 단일 전류센서시스템에서는 만족스러운 것으로 예상될 수 있다. 그러나, 이러한 제약(여기서는 중심선 제약이라 정의함)은 실현가능한 상전압의 불필요한 감소를 초래할 것이다. 도 10의 (a)는 중심선 제약을 갖는 단일 전류센서시스템을 위한 전형적인 트랜지스터 명령을 보인다. 도 10의 (b)는 이러한 주기에 대응하는 피명령 공간벡터를 보인다. 상기 중심선 제약은 PWM 주기의 중심에서 공간벡터상태 7로 나타남을 알 수 있다. 이는 제로-전압상태이므로, 최대상전압을 감소시킨다. 이러한 제로-전압상태의 폭은 PWM 발생기의 분해능(resolution)인Ttick이다. 그러나, 데드타임이 고려될 때, 권선에 인가될 실제 제로-전압은 최악의 상태에서는 폭 2Td + Ttick를 가질 것이다. 이는 도 10의 (c)에서 설명된다. 이와 같이, 최대실현가능한 전압벡터 V* 의 길이는 2Td + Ttick까지 감소될 것이다.
중심선 제약의 제거
이러한 제한을 극복하기 위하여, 본 발명은 한 PWM 주기 중에 각 트랜지스터의 엣지 스위칭 포인트를 할당하는 알고리즘에 대하여 2가지 부가적인 조건을 적용한다. 첫째로, 이는 한 상에서 상부 및 하부 트랜지스터의 선단엣지 또는 상부 및 하부 트랜지스터의 후단엣지가 다른 상에서 트랜지스터의 천이위치의 상태에 관계없이 하기 제2조건을 위반하는 것을 제외하고는 PWM 주기의 임의지점에서 발생될 수 있도록 허용되는 것이 요구된다.
둘째로, 요구전압벡터 V* 가 3개의 공간벡터로 구성되는 사이클 부분에서, 2개의 보다 짧은 벡터(길이가 서로 같거나 다를 수 있다)가 충분히 분리되어 한 공간벡터의 데드타임이 다른 공간벡터의 데드타임과 중복되지 않도록 하는 것이 요구된다. 도 11의 (a)~(c)는 이를 설명하고 있다. 여기에서, 요구된 상태벡터의 정의는 3상에서 상부 트랜지스터의 피명령상태에 해당하는 상태벡터이다. 이와 같은 정의에 따라, 저부 트랜지스터의 스위칭이, 그리고 이에 따른 데드타임이 그 상에서 전류방향에 따라 달라지는 상부 트랜지스터의 스위칭 전후에 나타날 수 있기 때문에, 두 상태의 데드타임이 상들에서 전류극성의 어떠한 조합에도 중복되지 않도록 하기 위하여 2개의 최단 상태 사이에 적어도 데드타임의 2배(2Td)가 되는 길이의 최장 상태 일부를 삽입하는 것이 필요함을 알 수 있다. 그리고, 도 10의 (c)로부터, 상전류 IA, IB 및 IC의 여러 가능한 극성조합을 갖는 최악의 데드타임 상태에서 장치의 단자에 인가되는 실제상태가 사이클의 제로-전압상태를 포함하지 않음을 알 수 있다. 이는 S2와 S6 사이에 S1 상태가 삽입되는 경우에도 데드타임들이 중복될만큼 너무 협소하다면 제로-전압상태가 나타날 것이다.
비록 본 발명이 공간벡터에 관하여 정의되고 있으나, 반드시 공간벡터변조를 이용하여 3상의 듀티사이클을 계산하는 것은 필요치 않다. 트랜지스터의 실제 스위칭 패턴이 다음과 같이 정의되는 한, 각 스위치의 요구된 듀티사이클을 계산하기 위하여 임의의 변조방법(예를 들어 정현파-삼각파 PWM, 3배수 주입(triplen injection)을 동반한 정현파-삼각파 PWM)이 이용될 수 있다.
종료제약의 제거
실제의 시스템에 있어서, 각 트랜지스터가 턴-온(ON)될 수 있는 최소시간을 갖는 것이 필요하다. 이러한 최소시간 미만으로 트랜지스터를 턴-온(ON)하는 것은 예상치 못한 결과를 가져올 수 있으며 심지어 트랜지스터가 손상될 수도 있다. 이러한 최소-트랜지스터-ON-시간(minimum-transistor-on-time) 또는 최소 스위치 ON-시간(minimum switch on-time) TFET의 결과는 모터의 각 상에 인가될 수 있는 듀티사이클의 범위를 제한하게 된다. 이는 도 10의 (a)에서 설명되는 바, 여기서 상 A에 인가될 수 있는 최대듀티사이클은 하부 트랜지스터가 최소-트랜지스터-ON-시간 중에 ON될 수 있도록 PWM 주기의 종료 전에 상부 트랜지스터가 턴-온(ON)되어야 한다는 것에 의해 제한된다. 최소듀티사이클에서도 상부 트랜지스터가 TFET 중에 ON되어야 하므로 마찬가지로 제한된다. 이러한 제약의 결과는 최악의 조건하에 TFET + 2Td 의 제로-전압상태가 PWM 주기의 종료시에 나타나는 것이다.
단일 전류센서시스템에서 이러한 제약을 극복하기 위하여, 본 발명은 각 상의 듀티사이클이 0% 또는 100%에 도달할 수 있도록 허용되어야 하는 것이 요구된다. 따라서, 하나 이상의 상에서 하나의 트랜지스터는 전체 PWM 주기 동안 턴-온(ON)되고 그 상보적 트랜지스터가 전체 PWM 주기 동안 턴-오프(OFF)되는 것이 그 PWM 주기 동안 해당 상에서 스위칭의 발생 없이 가능해진다.
TFET 미만의 시간에는 트랜지스터가 턴-온(ON)되지 않으므로, 실현가능한 듀티사이클에서 0%로부터 양 트랜지스터가 한 PWM 주기에서 스위칭되는 최소듀티사이클까지, 그리고 양 트랜지스터가 한 PWM 주기에서 스위칭되는 최대듀티사이클과 100% 사이로 불연속적인 점프가 이루어져야 한다. 따라서, 상 레그(phase leg)의 상부 트랜지스터에서 피명령 듀티사이클 d로 정의되는 실현가능한 듀티사이클의 범위는 0 또는 1이거나 다음의 범위 내에 있다.
Figure 712011001272385-pct00022
이 기법을 구현하는 한 방법은 표준 변조기술(예를 들어 정현파-삼각파 PWM, 3배수 주입을 동반한 정현파-삼각파 PWM, SVM)을 이용하고 각 상의 유용한 듀티사이클요구를 상기 정의된 값의 범위로 제한하여 각 상에 대한 요구된 듀티사이클을 계산하는 것이다. 이는 매우 높은 변조지수요구에서는 단자전압파형의 피크가 도 12에서 보인 바와 같이 0% 또는 100% 듀티사이클로 점프할 것이므로 약간 왜곡될 것이다.
이 기법을 구현하는 다른 방법은 버스-클램핑 방식을 이용하는 것이다. 버스-클램핑 방식에 있어서, 모든 상에 대한 듀티사이클요구들은 표준변조기술(예를 들어 정현파-삼각파 PWM, 3배수 주입을 동반한 정현파-삼각파 PWM, SVM)을 이용하여 계산되고, 이후, 적어도 하나의 상이 사이클의 어느 한 지점에서 0% 또는 100% 듀티사이클요구에서 유지되도록(즉, 상기 상이 정(正) 또는 부(負)의 버스에 클램핑되도록) 동일한 양으로 이들 모두를 증가 또는 감소시켜 수정된다. 다중전류센서를 갖는 종래 시스템에 있어서, 소정의 주어진 순간에서 어떤 상이 어떤 버스에 클램핑되도록 하는지에 대한 선택에는 어느 정도 융통성이 있다. 그러나, 단일 전류센서시스템에 있어서는, 3개의 공간벡터상태가 요구되는 사이클의 부분들(도 7의 영역 B)에서 단 하나의 상만이 3개 상태 모두에 대하여 동일한 스위칭상태에 있어야 하므로 어떤 상이 어떤 버스에 클램핑되어야 하는지에 대한 선택은 단 하나뿐이다. 더욱이, 3개 이상의 인접하지 않는 상태가 요구되는 영역(도 7의 영역 C)인 낮은 변조지수에서는 버스 클램핑이 불가능하다.
왜냐면, 이는 도 3에서 보인 바와 같이 3개의 비인접형 상태에서 3개 상태 모두에 대한 동일한 위치에 있는 스위칭은 없기 때문이다. 따라서, 버스 클램핑은 높은 변조지수에서만 사용될 수 있다. 높은 변조지수에 적합한 버스-클램핑 방식은 도 13에 보인 바와 같은 60°분할 클램핑 방식일 수 있다. 그러나, 도 7의 영역 B에 있는 동안 올바른 버스에 클램핑되는 한, 임의의 버스-클램핑방식이 사용될 수 있다. 여기서는 버스 클램핑 구조가 3상 시스템에서 공간벡터로써 설명되었으나, 이러한 요지는 다른 변조시스템에까지 확장될 수 있으며 어떠한 수의 상에도 확장된다.
도 13에서, 버스-클램핑이 이용되는 구현방법에서는 일부 방법이 변조지수가 너무 낮아 상기 언급된 바와 같은 단일 센서시스템에서 버스-클램핑이 허용되지 않을 때 버스-클램핑과 비버스-클램핑 사이에 스위칭하는 것이 요구된다. 이는 변조지수의 크기, 전압요구벡터의 크기 또는 심지어 장치의 회전속도와 같은 변조지수의 일부 측정값이 소정의 임계값을 초과하였을 때 버스-클램핑을 ON으로 스위칭하고, 이러한 값이 다시 임계값 이하로 떨어질 때에 턴-오프(OFF)되도록 함으로써 달성된다. 상기 스위칭 임계값 부근에서 두 작동모드 간의 발진(oscillation)을 방지하기 위해 히스테리시스가 상기 임계값에 결합될 수 있으며, 그렇지 않으면 음향 노이즈 또는 기타 다른 문제점이 일어날 수 있다. 다른 구현방법에 있어서, 버스-클램핑 알고리즘은 버스-클램핑이 가능한 영역(도 7의 영역 A 및 B)에서는 자동으로 발생하도록 하고 불가능한 영역(도 7의 영역 C)에서는 발생하지 않도록 구축될 수 있다. 이를 실현하기 위하여, 상기 알고리즘은 한 사이클에서 모든 제로전압 벡터가 전적으로 벡터 0 아니면 벡터 7(둘 모두는 아니다)로 구성되고 모든 벡터(제로 전압상태 및 비제로 전압상태)가 최소수의 스위칭 상태로 가능한 영역에서 버스-클램핑을 달성하는 순서를 부여하도록 설정된다. 버스-클램핑이 불가능한 영역에서 이러한 기법은 자동으로 버스-클램핑이 결합되지 않는 단일 센서 전류감지에 적합한 PWM 패턴으로 된다.
이들 구현방법 중 어떤 것을 채택하는지에 대한 선택은 듀티사이클들이 0% 와 100%에 도달하도록 허용되는 한, 최대전압이용률에 영향을 주지 않는다. 어느 경우에 있어서나 0% 및 100% 부근의 듀티사이클에서 불연속적인 점프에 의한 일부 왜곡이 있을 수 있다. 이의 벡터공간에 대한 영향이 도 14에 도시되어 있다. 높은 변조지수에서, 요구된 전압궤적의 일부가 최소트랜지스터 ON-시간 조건에 의하여 실현불가능한 벡터공간의 영역에 놓일 수 있다. 이 같은 경우, 이 궤적은 상기 6각형 한계 상으로 밀려야 하며 이는 전압파형의 왜곡을 초래한다. 그러나, 최소트랜지스터 ON-시간 연동 지연이 PWM 주기보다 작은 경우, 왜곡이 크기도 작아진다. 이들 두 기법 간에는 전류의 왜곡과 이에 따른 고차효과에 의한 음향 노이즈 및 토크 리플에서 일부 차이를 보일 것이다. 이들 구현방법의 미묘한 변경으로 일부 음향 노이즈와 토크 리플 기준을 최소화할 수 있을 것으로 본다.
낮은 변조지수에서 상 시퀀스 발진(phase sequence oscillation)
단일 전류센서시스템에서는 음향 노이즈 문제는 매우 낮은 변조지수요구에서, 특히 시스템이 요구된 값이 시스템 및 측정 노이즈에 비해 낮은 폐쇄루프 전류제어 또는 속도제어일 때에 발생할 수 있다. 매우 낮은 변조지수요구에서는 요구된 전압벡터의 노이즈가 충분히 공간벡터 다이아그램의 여러 섹터 간에 고속으로 발진(oscillation)을 야기할 수 있다. 이들 발진의 대역폭은 전류 또는 속도 측정시스템의 대역폭과 동일할 수 있고, 이에 따라 이렇게 낮은 변조지수에서 통상적으로 발현되는 섹터 간의 천이율보다 훨씬 높을 수 있다. 단일 전류센서시스템에서, 각 상에 대한 PWM 파형은 전류가 샘플링될 수 있도록 다른 상으로부터 오프셋된다. 정상적인 작동에서는 상에 대한 PWM의 순서는 전압요구가 놓이는 공간벡터섹터에 의해 결정되는데, 이것이 최대 듀티사이클요구를 갖는 상으로 하여금 PWM 주기의 개시점에 가장 근접하게 인가될 수 있도록 하기 때문이다. 따라서, 섹터들 간의 고속 발진 또한 PWM 파형의 고속의 순서변경을 야기하여 음향 노이즈를 일으킨다. 높은 변조지수에서는 전압요구의 노이즈 성분은 상기 전압요구의 평균성분보다 훨씬 작아 고주파 발진은 더 이상 일어나지 않게 된다.
이러한 음향 노이즈 문제를 극복하기 위하여, 도 15를 참조하면, 본 발명은 낮은 변조지수에서 PWM 파형의 순서변경을 정지시키는 것을 제안한다. 변조지수가 어느 임계값 이하이면, PWM 할당의 순서는 동결되고 더 이상 섹터와 섹터 간에 변동이 없게 된다. 따라서, 일부 섹터에서는 최대 PWM 듀티사이클을 갖는 상이 실제로 PWM 주기에서 개시하는 최종의 상이 될 것이다. 그러나, PWM 주기와 최소상태시간기준에 관해 전환임계값의 주의 깊은 선택에 의하여, PWM 순서가 변하지 않는 변조지수가 최대 듀티사이클을 갖는 상이 항상 PWM 주기의 종료 이전에 그의 턴-오프(OFF) 지점에 도달하게 할 만큼 충분히 낮아지도록 보장할 수 있다. 변조지수의 값이 임계값을 초과하면(임계값 부근에서 두 모드 간의 발진을 방지하기 위하여 히스테리시스가 결합될 수 있다), PWM 파형의 정상적인 순서변경이 일어날 수 있다. 이는 높은 지수에서 전압 이용률을 위태롭게 함이 없이 낮은 변조지수에서 음향 노이즈 발생이 방지될 수 있도록 한다.
임계값으로서 변조지수 자체의 크기를 사용하지 않고, 전압요구벡터 또는 심지어 장치의 회전속도의 크기와 같은 변조지수에 관련된 다른 변수를 사용하는 것도 가능하다.
PWM 순서를 고정하는 것은 전류샘플링 케이스가 역시 고정되고 이로써 3상에 대한 전류들이 전류센서의 동일한 샘플들에 의해 결정되는 또 다른 이점을 갖는다. 만약 그렇지 않은 경우, 상 시퀀스에 좌우되는 전류측정 에러의 영향(예를 들어, 전류리플의 부정확한 측정)이 측정된 상전류에서 고주파 노이즈로서 나타나게 된다.
단일 전류감지를 위한 고정 엣지 할당
도 16에서, PWM 엣지 위치를 할당하기 위한 계산요건을 줄이기 위한 알고리즘을 설명한다. 모든 위치에서 전류센서를 샘플링할 수 있을 충분한 시간 동안 PWM 시프트를 사용하는 상술한 단일 전류센서 알고리즘에서는 단자전압요구가 갱신될 때마다 각 상의 PWM 패턴의 상승 및 하강 엣지의 위치를 재계산하기 위하여 복잡한 계산이 요구된다.
도 16에서 보인 바와 같이, 계산시간을 줄이기 위하여, 본 발명의 실시형태는 다음의 동작을 수행한다:
단계 1: 각 상에 대한 PWM 파형이 PWM 주기에서 나타날 순서를 결정한다.
단계 2: 단계 1에서 이루어진 결정에 기초하여 소정의 3개 고정위치 중의 하나에 각 PWM 파형의 한 엣지를 할당한다.
단계 3: 상기 고정 엣지의 위치 및 듀티사이클요구에 기초하여 각 PWM 파형의 다른 엣지를 할당한다.
단계 1에서 상 시퀀스 순서의 결정은 통상 듀티사이클의 상대적 크기(이는 다시 공간벡터섹터에 관련된다)에 의하여 판단된다. 본 실시형태에서, 최대 듀티사이클요구를 갖는 상이 1번째로 오고, 나머지 상들이 작아지는 듀티사이클요구의 순서로 따른다. 이러한 순서는 낮은 변조지수에서 상 시퀀스 발진을 방지하기 위하여 순서가 상술한 바와 같이 고정되는 상황에서는 변경될 수 있다.
최대전압에서, 2번째로 시작하는 상의 듀티사이클은 작아 그 2번째 엣지는 3번째 상의 제1엣지가 시작되기 전에 나타날 것이다. 그리고, 중심선 제약은 배제된다.
단계 2에서 3개 고정엣지 위치의 선택은 전류센서의 샘플링지점에 따라서 달라진다. 상기 고정엣지들의 위치에 대한 하나의 선택은 도 16에서 보인 바와 같이 PWM 주기의 개시 부근에 이들을 고정하는 것이다. 상기 고정위치들 간의 거리는 전류센서가 샘플링될 수 있을 만큼 시간을 허용하기 위해 적어도 Tmin 이 되어야 한다. 데드타임과 중심선 제약의 영향을 고려할 때, 3상 브릿지에서 6개 트랜지스터의 PWM 패턴의 피명령 엣지위치에 대한 위치의 예가 도 13에 도시되어 있다. 제1 및 제2 고정엣지 위치는 시간 Tmin + Td 만큼 이격되고, 제2 및 제3 고정엣지 위치는 시간 Tmin + 2Td 만큼 이격된다. 여기서, 하나의 상이 다음 상이 턴-온(ON)되기 이전에 턴-오프(OFF)될 수 있도록 보증함으로써 여분의 데드타임이 제3 고정엣지 위치 앞에 부가되어 그 결과 중심선 제약이 제거되고, 2개의 최소 비제로 공간벡터 간에 2Td의 주기가 존재한다.
엣지위치에 대한 다른 가능성 있는 선택은 3개 엣지위치 모두를 PWM 주기의 종료위치에 배치하거나, 또는 일부는 상기 주기의 시작위치에, 다른 일부는 종료위치에 배치하는 것이다. 어떠한 고정위치의 조합이라도 이것이 PWM 주기의 두 지점에서 전류센서가 샘플링될 수 있게 하여 3상 전류가 결정될 수 있도록 최소상태시간기준을 만족시키는 한 허용될 수 있다.
도 17에서 보인 다른 실시형태에 있어서, 엣지의 타이밍은 후속하는 PWM 주기에서 좌측정렬(즉, PWM 주기의 시작위치에 고정된)과 우측정렬(즉, PWM 주기의 종료위치에 고정된) 간에 교번된다. 이는 전류샘플링 점이 연속하는 PWM 주기에서 두 상이한 위치 간에서 교번함을 의미한다. 도 17에 보인 바와 같이, 상전류는 상태들 간의 스위칭 결과로 각 PWM 주기 중에 변화한다. 따라서, 샘플링 점들의 교번은 전류가 리플의 여러 지점들에서, 즉 리플이 여러 크기일 때 샘플링됨을 의미한다. 이로써, 전류리플이 평가되어 측정값에서 그 영향이 배제될 수 있다.
좌측정렬 PWM은 전류들이 전류리플파형의 피크 부근에서 측정될 수 있도록 하고, 우측 PWM은 전류들이 전류리플파형의 골 부근에서 측정될 수 있도록 한다. 본 실시형태에서, A 및 D 샘플링은 상 1 전류를 판독하는 반면에, B 및 C 샘플링은 부(負)의 상 3 전류를 판독한다. 이상적으로는, 샘플링 지점 A에서 전류리플 특징은 샘플링 지점 D에서의 전류리플특징과 정확히 반대이므로, 두 PWM 주기 중 상 1에서 평균전류가 측정될 수 있다. 그러나 실제로는, 샘플링 D가 파형을 따라 이상적인 위치로부터 Tmin만큼 오프셋되어 평균전류의 정확한 값이 측정될 수 없다. 그럼에도, 두 전류의 평균판독값은 좌측정렬 PWM 패턴에만 의한 것보다는 보다 양호한 평균상전류의 평가를 제공한다.
각 PWM 신호에 대한 엣지위치들 중의 하나를 고정하는 다른 이점으로서, 전류샘플링 지점이 고정될 수 있고 더 이상 매 시간마다 계산될 필요가 없어 계산시간조건을 더욱 경감할 수 있다.
매우 높은 변조지수에서의 전류측정 포기
다시 도 6을 참조하면, 본 발명의 다른 실시형태에 있어서는 높은 변조지수에서 전류감지에 대한 조건을 제거함으로써 최대변조지수가 더욱 증가된다. 특히, 전압벡터는 도 6의 외부 6각형 내 임의의 위치를 점하도록 허용되나, 상태시간들 중의 하나가 Tp - Tmin보다 큰 것이 요구되기 때문에, 전압벡터가 적어도 Tmin의 두 상태시간에 대한 조건이 충족될 수 없는 Tx 영역들 중 하나의 내부에 들어온다면, 3상 전류의 측정은 불가능하고, 더 이상 완벽한 전류제어는 불가능해진다. 그러나, 이러한 상황은 전압요구벡터의 크기와 이에 따른 장치의 회전속도가 매우 높을 때에만 발생한다. 더욱이 3상 시스템에 있어서, 측정능력의 손실은 1회의 전기적 회전에서는 단 6회만 일어나며, 이들 시간 사이에서 여전히 완전한 전류측정이 가능하다. 따라서, 3상 전류측정은 매우 높은 속도에서만 상실될 것이며 1회의 전기적인 사이클에서는 측정의 일부만이 손실된다. 샘플링 속도의 위반을 회피하기 위해서는 장치의 최대작동속도에서 전류측정의 손실이 50%를 넘지않도록 전류 샘플링 속도가 충분히 높음이 바람직하다. 또한, 손실된 전류측정값은 실제 전류측정값에 산재되어 있어 전류측정이 손실된 주파수가 시스템의 기계적 시정수에 비해 높게 된다.
소정의 상황에서 전압벡터가 도 6의 영역들 중 하나에 해당되면, 단일 전류센서 알고리즘은 PWM 파형의 제2엣지가 PWM 주기의 종료 후에 하강으로 끝나도록 적어도 하나의 PWM 파형을 시프트하게 된다. 모든 PWM 듀티사이클이 PWM 주기 내에 인가될 수 있도록 하기 위해서는 이들 상황을 검출하고 예를 들어 PWM 파형의 선단엣지들 간의 시간을 단축하는 등 적당한 PWM 파형들 간의 시프트를 줄이는 것이 필요하다. 이를 실현하는 한 가지 방법은 적당한 PWM 파형에서 시프트를 줄여 그 파형의 제2엣지가 정확히 PWM 주기의 종료시점에 놓이도록 타이밍을 변경하는 것이다. 다른 방법은 전류가 측정될 수 없는 샘플의 중심정렬형 PWM으로 완전히 스위칭하는 것이다. 모든 PWM 파형이 PWM 주기의 종료 이전에 확실히 종료되도록 하는 동일한 목적을 달성할 수 있는 다른 변형예도 상정가능하다.
3상시스템에 있어서, 전압요구벡터가 Tx 영역들 중 하나의 내부에 해당하는지의 여부를 검출하는 한가지 방법은 3개 듀티사이클 중 2번째로 큰 것을 조사하는 것이다. 전압벡터는 이러한 듀티사이클이 데드타임 영향을 고려한 후에 Tmin 미만이거나 또는 Tp - Tmin 보다 큰 경우에는 영역 Tx 내부에 해당된다.
전류가 측정될 수 없는 시간중에, 전류의 추정값을 계산하고 이를 전류제어기로 보내어 이 제어기가 전압요구를 갱신할 수 있어야 한다. 전류를 추정하는 가장 간단한 방법은 고정자에서 회전 전류벡터의 크기와 위상이 한 주기 내에서 너무 작은 양으로 변화하므로 이를 실질적으로 불변이라고 가정하는 것이다. 이러한 가정은 전류벡터의 크기와 위상이 전류샘플이 누락되는 속도보다 훨씬 느린 경향이 있는 장치의 속도 및 토크와 동일한 속도로 변화하는 경향을 보이므로 일반적으로 유효하다.
따라서, 상전류가 측정될 수 없을 때는 회전자 위치에 대한 전류벡터의 크기및 위상의 선행 측정값이 전류제어기에 입력되고, 전류제어알고리즘은 정상적으로 실행된다. 전류제어기는 회전자 위치에 대한 전압요구의 위상 및 크기를 연속하여 갱신하여 통상의 방법으로 최종 위치값에 기초하여 3개의 단자전압요구가 갱신되도록 한다. 어느 경우에나, 전류가 다시 측정될 수 있는 즉시 새로운 측정값이 전류제어기에 공급되고 전류제어기의 작동이 정상적으로 계속된다.
또는, 누락된 전류샘플링 동안, 전류 모델에 기초한 추정이 사용될 수 있다. 이러한 추정은 인가전압, 모터속도, 모터 파라메타 등의 공지된 파라메타에 기초하여 예측전류를 계산한다. 또한, 이러한 모델에 기초한 추정은 피드백 보정의 형태를 갖는 관측기로서 구성될 수 있다. 또한, 비록 Tx 영역들에서 모든 3상 전류를 측정할 수는 없어도, 항상 이들 영역에서 상 전류들 중의 하나를 측정할 수는 있으며 이러한 정보는 전류의 추정을 더 개선하는데 사용될 수 있다.
전류제어기에서 전류의 추정을 사용하는 다른 방법은 누락된 샘플링 동안 단순히 전류제어를 중단하고, 전압요구의 위상과 크기의 선행값을 이용함으로써 최종 위치값에 기초하여 3개의 단자전압요구를 갱신하는 것이다. 그러나, 만약 제어기가 일부 적분동작을 포함하는 경우, 제어기의 동적응답은 이것이 중단되었을 때 변화할 것이며 이러한 영향을 극복하기 위하여 소정 형태의 보상이 필요로 된다.
단일 전류센서 시스템에서 기본 상전압을 증가시키기 위한 PWM 알고리즘의 가능한 실현
듀티사이클을 인가하는 정확한 방법은 PWM 알고리즘을 인가하기 위하여 사용되는 방법에 좌우된다. 그 하나의 방법은 PWM 사이클의 개시위치에서 듀티사이클을 갱신하는 것이다. 이는 각 상의 상승 및 하강엣지의 시간이 각각 지정되는 것이 요구되며, 이는 도 A1-A3를 참조하여 이하 상세히 설명되는 바와 같이 달성될 수 있다.
먼저, 3상에 대한 듀티값(duty ratio)이 알파 및 베타 전압요구로부터 결정된다. 도 4에서 보인 바와 같이 고정자 프레임에는 2개의 전압성분이 있다. 듀티사이클의 실제 선택은 사용된 변조방법(예를 들어, 정현파-삼각파 PWM, 제3고조파 주입을 동반한 정현파-삼각파 PWM, SVM), 허용된 과변조의 정도 및 종류 등과 같은 다수의 요인에 따라서 달라진다. 이들은 최장, 중간 및 최단의 듀티값, 상 A, 상 B 및 상 C(3상 시스템의 경우)를 결정하기 위하여 분류된다.
그리고, 단일 전류센서를 이용하여 dc 링크전류를 측정할 수 있는지의 여부, 즉 최소상태시간기준이 충족되는지의 여부가 결정을 위해 체크된다. 만약 이것이 불가능하다면, 예측관측기가 작동된다. 이는 위치(각도) 측정을 갱신하는 동안 전류제어기의 출력을 일정하게(d, q 축 요구전압이 일정하게) 유지한다. 관측기가 작동 중일 때 DC 링크전류는 무시된다.
그리고, 각 3상의 상부 및 하부 스위치에서 트랜지스터가 ON으로 스위칭될 때 엣지 1과, 트랜지스터가 OFF로 스위칭될 때 엣지 2가 다음과 같이 결정된다.
단일센서 SVM 시스템에서 타이밍은 도 18에서 보인 바와 같이 다음과 같을 수 있다.
상 A (최대 듀티값을 가짐):
상부 엣지 1 (ON): Td
상부 엣지 2 (OFF): Td + da
하부 엣지 1 (OFF): 0
하부 엣지 2 (ON): 2*Td + da
상 B (중간 듀티값을 가짐):
상부 엣지 1 (ON): 2*Td + Tmin
상부 엣지 2 (OFF): 2*Td + Tmin + db
하부 엣지 1 (OFF): Td + Tmin
하부 엣지 2 (ON): 3*Td + Tmin + db
상 C (최소 듀티값을 가짐):
상부 엣지 1 (ON): 3*Td + 2*Tmin
상부 엣지 2 (OFF): 3*Td + 2*Tmin + dc
하부 엣지 1 (OFF): 2*Td + 2*Tmin
하부 엣지 2 (ON): 4*Td + 2*Tmin + dc
이후, dc 링크 전류샘플을 얻고 모터 상전류를 계산한다.
dc 전류샘플은 다음의 시점에서 얻는다:
- 샘플 S1: tS1 = Td + Tmin - Tsp1
- 샘플 S2: tS1 = 2*Td + 2*Tmin - Tsp1
정(正)의 버스 클램핑 시스템에서 타이밍은 도 19에서 보인 바와 같이 다음과 같다.
상 A (최대 듀티값을 가짐):
상부 MOSFET: ON
하부 MOSFET: OFF
상 B (중간 듀티값을 가짐):
상부 엣지 1 (ON): Td + Tmin
상부 엣지 2 (OFF): Td + Tmin + db
하부 엣지 1 (OFF): Tmin
하부 엣지 2 (ON): 2*Td + Tmin + db
상 C (최소 듀티값을 가짐):
상부 엣지 1 (ON): 3*Td + Tmin + db
상부 엣지 2 (OFF): 3*Td + Tmin + db + dc
하부 엣지 1 (OFF): 2*Td + Tmin + db
하부 엣지 2 (ON): 4*Td + Tmin + + db + dc
이후, dc 링크 전류샘플을 얻고 모터 상전류를 계산한다.
dc 전류샘플은 다음의 시점에서 얻는다:
- 샘플 S1: tS1 = Tmin - Tsp1
- 샘플 S2: tS1 = Td + 2*Tmin - Tsp1
부(負)의 버스 클램핑 시스템에서 타이밍은 도 20에서 보인 바와 같이 다음과 같다.
상 A (최대 듀티값을 가짐):
상부 엣지 1 (ON): Td
상부 엣지 2 (OFF): Td + da
하부 엣지 1 (OFF): 0
하부 엣지 2 (ON): 2*Td + da
상 B (중간 듀티값을 가짐):
상부 엣지 1 (ON): 2*Td + Tmin
상부 엣지 2 (OFF): 2*Td + Tmin + db
하부 엣지 1 (OFF): Td + Tmin
하부 엣지 2 (ON): 3*Td + Tmin + db
상 C (최소 듀티값을 가짐):
상부 MOSFET: OFF
하부 MOSFET: ON
이후, dc 링크 전류샘플을 얻고 모터 상전류를 계산한다.
dc 전류샘플은 다음의 시점에서 얻는다:
- 샘플 S1: tS1 = Td + Tmin - Tsp1
- 샘플 S2: tS1 = 2*Td + 2*Tmin - Tsp1
제어신호는 도 3에서 보인다.
상기 언급된 양은 다음과 같이 정의된다.
- Td = 데드타임(연동지연)
- Tmin = 최소중첩시간
- Tsp1 = 하드웨어 샘플시간
- da, db, dc = 상 A, B, C의 듀티값
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Claims (57)

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  11. 복수의 상으로 구성되는 다상 브러쉬리스 모터를 위한 구동시스템에 있어서,
    스위치수단을 포함하고 상기 스위치수단에 의하여 복수의 상태 간에 스위칭됨으로써 상기 각 상에 인가되는 전위를 변경하는 구동회로와, 상기 각 상의 권선을 통하여 흐르는 순시총전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서와, 일련의 각 펄스폭변조주기에서 상기 상태들 간에 상기 구동회로가 스위칭하는 시간을 제어하기 위하여 상기 스위치수단을 제어하는 펄스폭변조된 구동신호를 제공하도록 구성된 제어수단을 포함하고,
    상기 제어수단은 상기 각 상의 전류가 상기 전류센서에 의하여 결정될 수 있을 만큼 충분한 시간이 복수의 도통상태에서 소비되도록 상기 스위치수단의 스위칭 시간을 제어하고, 상기 구동회로가 각 주기의 각 상태에서 소비하는 시간을 결정하기 위하여 공간벡터변조를 사용하며, 비원형 궤적에 대응하는 최대의 변조지수를 제공하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제어수단은 모든 가능한 전압요구벡터에 대응하는 위치들을 포함하고 단일상태벡터에 의해 분할된 복수의 섹터를 갖는 공간벡터영역을 한정하고, 적어도 하나의 섹터 내에서 상기 전압요구벡터가 상기 전류센서를 사용하여 각 상의 전류의 측정이 가능할 만큼 충분한 길이의 두 상태벡터로 구성될 수 있는 영역들과, 상기 전압요구벡터가 이러한 전류측정을 가능하게 하기 위한 3개 이상의 상태벡터로 구성될 필요가 있는 영역들을 한정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 적어도 하나의 섹터 내에서 상기 전압요구벡터가 3개의 상태벡터로 구성될 필요가 있는 영역들과, 이러한 전류측정을 가능하게 하기 위한 4개의 상태벡터로 구성될 필요가 있는 영역들을 한정하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
  14. 제12항 또는 제13항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 영역의 각 섹터에 대하여 상기 영역들을 한정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제어수단은 각 전압요구벡터에 대하여 상기 요구벡터가 어떤 섹터 및 어떤 영역에 해당하는가를 결정하고, 각 섹터의 각 영역에 대해 상기 요구전압을 발생하는데 어떤 도통상태가 요구되는가를 정의하며, 상기 요구되는 도통상태 각각에 대한 상태시간을 상기 영역에서의 상기 전압요구벡터의 위치로부터 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
  16. 제12항 또는 제13항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 영역을 상기 섹터들 중의 단 하나에 대해서만 한정하고, 각 전압요구벡터로부터 상기 하나의 섹터에서의 해당 전압요구벡터와 상기 요구벡터를 상기 한 섹터 내로 보내는 회전각도를 결정하며, 상기 해당 전압요구벡터에 대한 상태시간을 계산하고, 이들을 상기 회전각도에 기초하여 실제 전압요구벡터에 대한 상태시간으로 변환하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
  17. 제11항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 전류센서를 사용하여 상기 각 상에 대한 전류측정이 가능하게 할 것을 요구함이 없이 상태벡터를 계산하고, 이후 그 결과의 상태벡터가 이러한 전류측정을 가능하게 하는지의 여부를 결정하며, 만약 그렇지 않다면 이러한 전류측정을 가능하게 하는 상태벡터를 생성하기 위한 시프트 알고리즘을 적용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
  18. 복수의 상으로 구성되는 다상 브러쉬리스 모터를 위한 구동시스템에 있어서,
    스위치수단을 포함하고 상기 스위치수단에 의하여 복수의 상태 간에 스위칭됨으로써 상기 각 상에 인가되는 전위를 변경하는 구동회로와, 상기 각 상의 권선을 통하여 흐르는 순시총전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서와, 일련의 각 펄스폭변조주기에서 상기 상태들 간에 상기 구동회로가 스위칭하는 시간을 제어하기 위하여 상기 스위치수단을 제어하는 펄스폭변조된 구동신호를 제공하도록 구성된 제어수단을 포함하고,
    상기 제어수단은 상기 각 상의 전류가 상기 전류센서에 의하여 결정될 수 있을 만큼 충분한 시간이 복수의 도통상태에서 소비되도록 상기 스위치수단의 스위칭 시간을 제어하도록 구성되고,
    상기 제어수단은 두 인접한 주기들 간에서 변조지수의 측정값이 임계값 미만일 경우에는 상기 스위치수단이 상기 주기 내에서 스위칭되는 순서의 변경을 금지하지만 변조지수의 측정값이 상기 임계값보다 클 경우에는 이러한 순서의 변경을 허용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 제어수단은 그 미만에서는 상기 순서의 변경이 금지되는 상기 구동시스템의 파라메타의 임계값을 정의하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 파라메타는 변조지수인 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
  21. 제18항 내지 제20항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 순서의 변경이 금지되는 경우에는 상기 순서의 변경이 방지되도록 상기 순서의 변경을 금지하는 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
  22. 제18항 내지 제20항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 순서의 변경에 히스테리시스를 제공함으로써 상기 순서의 변경을 금지하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 순서의 변경이 허용되는 제1상태와 상기 순서의 변경이 방지되는 제2상태 간의 스위칭에 히스테리시스를 제공하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다상 브러쉬리스 모터의 구동시스템.
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Families Citing this family (85)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101222205B (zh) * 2001-09-29 2011-09-28 大金工业株式会社 电动机控制方法及其装置
FI116337B (fi) * 2003-12-19 2005-10-31 Abb Oy Menetelmä taajuusmuuttajan lähdön virtojen määrittämiseksi
GB2409905A (en) * 2004-01-12 2005-07-13 Bombardier Transp Gmbh Plausibility check of an electric three-phase system
WO2005074115A1 (en) * 2004-01-30 2005-08-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Position sensorless control method of permanent magnet synchronous motor with shunt in the inverter module
US7751210B2 (en) * 2004-06-25 2010-07-06 Panasonic Corporation Inverter device with improved 3-phase pulse width modulation and vehicle air conditioner using the same
ES2624929T3 (es) * 2004-08-27 2017-07-18 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Generador de señal PWM de tres fases
KR100631532B1 (ko) 2004-09-10 2006-10-09 엘지전자 주식회사 단일전류 센서를 이용한 ｐｍｓｍ의 초기 기동방법
GB0422201D0 (en) * 2004-10-07 2004-11-03 Trw Ltd Motor drive control
JP2006180593A (ja) * 2004-12-21 2006-07-06 Jtekt Corp ブラシレスモータの制御装置
DE102005028344A1 (de) 2005-02-05 2006-08-17 Diehl Ako Stiftung & Co. Kg Verfahren und Schaltungsanordnung zur Regelung eines mehrphasigen bürstenlosen Elektromotors
KR100755318B1 (ko) * 2005-04-26 2007-09-05 엘지전자 주식회사 전압 제한치 변경기능을 구비한 모터 제어 방법 및 장치
DE102005035074A1 (de) * 2005-07-27 2007-02-01 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Strommessung mit einem Shunt und Vorrichtung zur Strommessung
US7411801B2 (en) * 2005-12-14 2008-08-12 Gm Global Technology Operations, Inc. Method and apparatus for controlling voltage linearity of voltage source inverters
EP1819037B1 (en) 2006-02-08 2011-04-13 JTEKT Corporation Motor controller
US7307401B2 (en) 2006-03-16 2007-12-11 Gm Global Technology Operations, Inc. Method and apparatus for PWM control of voltage source inverter
FI118583B (fi) * 2006-06-01 2007-12-31 Vacon Oyj Taajuusmuuttajan virran mittaus
KR101241355B1 (ko) 2006-08-14 2013-03-08 현대중공업 주식회사 고속전철용 추진제어장치의 대용량 전력소자 과변조시 최소온타임 제어방법
KR100792921B1 (ko) * 2006-09-26 2008-01-08 현대자동차주식회사 하이브리드 차량의 모터 제어용 히스테리시스 제어기 및 그전류 제어 방법
DE102006052467A1 (de) 2006-11-07 2008-05-08 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung in einem insbesondere mehrphasigen Stromnetz
KR100839697B1 (ko) * 2006-11-24 2008-06-19 현대모비스 주식회사 2상 전동기의 전류 측정 회로
ITVA20070008A1 (it) * 2007-01-17 2008-07-18 St Microelectronics Srl Metodo e relativo dispositivo per stimare valori assunti in un certo istante da una corrente circolante in un avvolgimento di un carico elettrico polifase
EP1981164A3 (en) * 2007-04-13 2016-12-07 Sanyo Electric Co., Ltd. Motor control device
GB0709200D0 (en) * 2007-05-12 2007-06-20 Trw Ltd Current measuring apparatus for use with electric motors
JP5252475B2 (ja) * 2007-11-06 2013-07-31 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 多相電動機の制御装置
JP4884356B2 (ja) 2007-11-26 2012-02-29 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 多相電動機の制御装置
JP4884355B2 (ja) 2007-11-26 2012-02-29 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 多相電動機の制御装置
JP4833186B2 (ja) * 2007-11-27 2011-12-07 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 多相電動機の制御装置
DE102008001025A1 (de) * 2008-04-07 2009-10-08 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung in Phasenleitungen
US7786687B2 (en) * 2008-04-25 2010-08-31 Gm Global Technology Operations, Inc. Apparatus and method for control of an active front steering (AFS) system
DE602008000801D1 (de) * 2008-05-13 2010-04-22 St Microelectronics Srl Strangstrommessungen an einer Drehstrombrücke mit einem einzigen, gemeinsamen Stromsensor im Gleichspannungszwischenkreis
US7977898B2 (en) * 2008-07-21 2011-07-12 GM Global Technology Operations LLC Current sensing for a multi-phase DC/DC boost converter
JP5417051B2 (ja) * 2009-06-11 2014-02-12 日立アプライアンス株式会社 インバータの制御装置、及び、それを用いた空調機，洗濯機
JP2011004506A (ja) 2009-06-18 2011-01-06 Sanyo Electric Co Ltd モータ制御装置
JP2011067065A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Omron Automotive Electronics Co Ltd モータ駆動装置
US8339094B2 (en) * 2010-03-11 2012-12-25 GM Global Technology Operations LLC Methods, systems and apparatus for overmodulation of a five-phase machine
GB201004049D0 (en) * 2010-03-11 2010-04-28 Trw Ltd Electric motor control
US8359131B2 (en) * 2010-03-25 2013-01-22 GM Global Technology Operations LLC Method and system for operating an electric motor
CN102236040B (zh) * 2010-04-28 2013-06-19 维嘉数控科技（苏州）有限公司 高速交流电动机供电电流检测方法
TWI403871B (zh) 2010-10-25 2013-08-01 Ind Tech Res Inst 伺服馬達驅動之回授切換裝置及方法
US8488345B2 (en) * 2010-12-01 2013-07-16 Rockwell Automation Technologies, Inc. Pulse width modulation control method and system for mitigating reflected wave effects in over-modulation region
US8446117B2 (en) 2011-01-03 2013-05-21 GM Global Technology Operations LLC Methods, systems and apparatus for adjusting duty cycle of pulse width modulated (PWM) waveforms
JP5402948B2 (ja) 2011-01-05 2014-01-29 日本精工株式会社 モータ制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置
US8742712B2 (en) 2011-01-26 2014-06-03 GM Global Technology Operations LLC Methods, systems and apparatus for controlling third harmonic voltage when operating a multi-phase machine in an overmodulation region
DE102011003897A1 (de) * 2011-02-10 2012-08-16 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung
US8531141B2 (en) * 2011-02-28 2013-09-10 Deere & Company System for calibrating an electrical control system
EP2536019B1 (de) * 2011-06-17 2018-01-03 Diehl AKO Stiftung & Co. KG Verfahren zur Steuerung eines Umrichters
CN102832880B (zh) * 2011-06-17 2017-03-01 迪尔阿扣基金两合公司 控制转换器的方法
US8907611B2 (en) * 2011-07-14 2014-12-09 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for space vector pulse width modulation of a three-phase current construction with single DC-link shunt
KR101508834B1 (ko) 2013-07-02 2015-04-06 엘에스산전 주식회사 인버터에서 출력전류 검출을 위한 전압지령 수정장치
JP6099148B2 (ja) 2013-09-04 2017-03-22 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 モータ制御装置
JP2015050909A (ja) * 2013-09-04 2015-03-16 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 モータ制御装置
DE102013221433A1 (de) * 2013-10-22 2015-04-23 Continental Teves Ag & Co. Ohg Verfahren zur Ansteuerung eines bürstenlosen Motors
JP6236341B2 (ja) 2014-03-25 2017-11-22 アスモ株式会社 モータ駆動装置
US20160144871A1 (en) * 2014-11-25 2016-05-26 Electro-Motive Diesel, Inc. Inverter-Based Head End Power System
JP6390489B2 (ja) * 2015-03-30 2018-09-19 株式会社デンソー インバータの制御装置
WO2016178667A1 (en) * 2015-05-05 2016-11-10 Schlumberger Canada Limited Handling faults in multi-phase motors
DE102015214961A1 (de) * 2015-08-05 2017-02-09 Schaeffler Technologies AG & Co. KG Verfahren zum zeitdiskreten Regeln eines elektronisch kommutierten Elektromotors
KR101716141B1 (ko) * 2015-08-19 2017-03-14 엘지전자 주식회사 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스
CN108604875B (zh) * 2016-02-17 2022-02-01 三菱电机株式会社 电力变换装置
US10656026B2 (en) 2016-04-15 2020-05-19 Emerson Climate Technologies, Inc. Temperature sensing circuit for transmitting data across isolation barrier
US11387729B2 (en) 2016-04-15 2022-07-12 Emerson Climate Technologies, Inc. Buck-converter-based drive circuits for driving motors of compressors and condenser fans
US10305373B2 (en) 2016-04-15 2019-05-28 Emerson Climate Technologies, Inc. Input reference signal generation systems and methods
US9933842B2 (en) 2016-04-15 2018-04-03 Emerson Climate Technologies, Inc. Microcontroller architecture for power factor correction converter
US10277115B2 (en) 2016-04-15 2019-04-30 Emerson Climate Technologies, Inc. Filtering systems and methods for voltage control
US10284132B2 (en) 2016-04-15 2019-05-07 Emerson Climate Technologies, Inc. Driver for high-frequency switching voltage converters
US10763740B2 (en) 2016-04-15 2020-09-01 Emerson Climate Technologies, Inc. Switch off time control systems and methods
CN106026746A (zh) * 2016-05-30 2016-10-12 佛山科学技术学院 一种三相逆变器的非相邻模态切换控制方法
CN109429544B (zh) * 2016-06-16 2022-04-08 阿莱戈微***有限责任公司 用于确定电动机位置的方法和***
DE102017211196A1 (de) * 2016-11-11 2018-05-17 Continental Teves Ag & Co. Ohg Verfahren zum Betreiben einer elektronisch kommutierten Synchronmaschine und Ansteuerschaltung
DE102017212574A1 (de) * 2017-07-21 2019-01-24 Robert Bosch Gmbh Elektrische Maschine
US10131332B1 (en) * 2017-07-24 2018-11-20 Goodrich Corporation System and method for EMI reduction in an electric braking system
US10320323B1 (en) * 2018-03-28 2019-06-11 Infineon Technologies Austria Ag Pulse width modulation (PWM) scheme for single shunt motor control
CN108712124B (zh) * 2018-06-20 2020-02-04 安徽美芝精密制造有限公司 单电阻检测直流母线电流的方法、装置及电机控制***
US10676128B2 (en) * 2018-10-05 2020-06-09 Steering Solutions Ip Holding Corporation Inverter commutation techniques for five-phase synchronous motor drives
FR3088504B1 (fr) 2018-11-14 2023-06-30 Ge Energy Power Conversion Technology Ltd Procede de commande pour convertisseur de puissance, systeme et dispositif associes
CN109525152B (zh) * 2018-11-23 2020-10-02 广东希塔变频技术有限公司 电机驱动控制方法、装置及电路
KR102263027B1 (ko) * 2018-12-28 2021-06-10 주식회사 현대케피코 싱글 분권 센서리스 pmsm의 임계구간 제어방법
KR102396561B1 (ko) * 2019-07-15 2022-05-10 엘지전자 주식회사 모터 구동 장치 및 그 제어 방법
CN110912437B (zh) * 2019-12-02 2021-08-17 青岛大学 一种单电流采样式三相功率变换电路
US11456680B2 (en) * 2020-05-08 2022-09-27 Hamilton Sundstrand Corporation Over-modulation pulse width modulation with maximum output and minimum harmonics
GB2604133B (en) * 2021-02-25 2023-09-13 Dyson Technology Ltd A brushless permanent magnet motor
DE102021202554A1 (de) 2021-03-12 2022-09-15 Continental Teves Ag & Co. Ohg Verfahren zum Durchführen einer Nullvektormodulation, Pulsweitenmodulationsmodul und Speichermedium
CN113381655B (zh) * 2021-05-28 2024-02-09 西北工业大学太仓长三角研究院 消除单电流传感器控制的电机***中采样延迟误差的方法
DE102022203730A1 (de) * 2022-04-13 2023-10-19 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Vorrichtung und Verfahren zum Bereitstellen eines Ansteuersignals für eine Pulsbreitenmodulation, Stromrichter und elektrisches Antriebssystem
DE102022209649A1 (de) 2022-09-14 2024-03-14 Lenze Se Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters, Wechselrichter und Frequenzumrichter

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03230767A (ja) * 1990-02-01 1991-10-14 Toshiba Corp 三相ｐｗｍインバータ装置における相電流検出装置
US5309349A (en) 1992-09-22 1994-05-03 Industrial Technology Research Institute Current detection method for DC to three-phase converters using a single DC sensor
JPH114594A (ja) * 1996-03-28 1999-01-06 Schneider Electric Sa 交流電動機用周波数変換器
JP3039558B2 (ja) * 1990-02-03 2000-05-08 株式会社日立製作所 電気掃除機

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1289632A (ko) 1969-01-28 1972-09-20
WO1987006780A1 (en) * 1986-04-25 1987-11-05 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Brushless dc motor
US5246479A (en) 1990-07-20 1993-09-21 Micropolis Corporation Drive motor controller for low power disk drive
US4994950A (en) * 1990-07-31 1991-02-19 Eaton Corporation Waveform generator for inverter control
US5486743A (en) * 1992-11-19 1996-01-23 Kabushiki Kaisha Toshiba Inverter and air conditioner controlled by the same
JP3395815B2 (ja) * 1995-07-31 2003-04-14 富士電機株式会社 永久磁石形同期電動機の制御装置
FR2752111B1 (fr) * 1996-07-30 1998-10-30 Texas Instruments France Procede et dispositif de commande d'onduleurs
US6344720B1 (en) 1999-10-28 2002-02-05 International Business Machines Corporation Current mode PWM technique for a brushless motor
JP3610897B2 (ja) * 2000-09-14 2005-01-19 三菱電機株式会社 インバータ装置、圧縮機駆動装置、冷凍・空調装置、インバータ装置の制御方法
CN100413199C (zh) * 2001-02-28 2008-08-20 艾默生网络能源有限公司 用于多级叠加式高压变频器的脉宽调制控制方法
US6735537B2 (en) * 2002-03-15 2004-05-11 Motorola, Inc. Procedure for measuring the current in each phase of a three-phase device via single current sensor
GB0422201D0 (en) * 2004-10-07 2004-11-03 Trw Ltd Motor drive control

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03230767A (ja) * 1990-02-01 1991-10-14 Toshiba Corp 三相ｐｗｍインバータ装置における相電流検出装置
JP3039558B2 (ja) * 1990-02-03 2000-05-08 株式会社日立製作所 電気掃除機
US5309349A (en) 1992-09-22 1994-05-03 Industrial Technology Research Institute Current detection method for DC to three-phase converters using a single DC sensor
JPH114594A (ja) * 1996-03-28 1999-01-06 Schneider Electric Sa 交流電動機用周波数変換器

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