JP6236341B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動装置に関する。

車両用エアコンの送風に用いられるブロアモータには、永久磁石で構成されたロータが、ロータの周方向に設けられたステータに生じた回転磁界に追従して回転するブラシレスＤＣモータが用いられる場合がある。ブラシレスＤＣモータは、ブラシ付ＤＣモータのブラシのような摺動する構成を有しないので、ブラシ付ＤＣモータに比して消費電力が少なく、かつ高回転化にも対応できる。

モータの回転数を上げていくとモータ及びモータを駆動するモータ駆動装置の負荷が大きくなる。ブラシレスＤＣモータのモータ駆動装置では、例えば、モータに印加する電圧をスイッチングによって生成するインバータ回路と電源であるバッテリとの間に設けた電流センサが検知した電源電流値からモータ及びモータ駆動装置の負荷を検出している。そして、過負荷のおそれがある場合には、モータに印加する電圧のデューティ比を低下させるような制御が行われる。

しかしながら、電源とインバータ回路との間の電流には突出したノイズが突発的に発生するので、かかるノイズにより電流センサの検知が影響されるという問題点があった。

特許文献１には、電流センサから出力される信号をローパスフィルタで処理して当該信号を平滑化することにより、突発的なノイズを除去する電動機の駆動装置が開示されている。

特開２０１１−５０２０２号公報

しかしながら、特許文献１に記載の電動機の駆動装置は、ローパスフィルタにより信号の高周波成分が過剰に除去されることにより、検知された電流値が実際の電流値よりも低くなるという誤差が顕著になるという問題点があった。検知された電流値が実際の電流値よりも低くなるという誤差が顕著な場合、過負荷の判定基準を厳格にしてモータ及び駆動装置の保護を優先する必要がある。その結果、モータに印加する電圧のデューティ比を低下させる頻度が増し、モータの効率的な運用が妨げられるという問題点があった。また、回路に別途ローパスフィルタ等のフィルタを実装することで、製品のコストアップを招くという問題点もあった。

本発明は上記に鑑みてなされたもので、簡素な構成で電源電流値を高精度に検知して過負荷を適切に回避できるモータ駆動装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するために、請求項１に記載のモータ駆動装置は、電源とモータに印加する電圧を生成するインバータ回路との間に流れる電流を検知する電流検知部と、前記モータを指令値に基づいた回転速度で回転させるための電圧を前記インバータ回路に生成させる制御信号を出力する電圧制御部と、前記電圧制御部が出力した前記制御信号の変化から検知された前記インバータ回路が生成する電圧がローレベルからハイレベルへ立ち上がったタイミングで前記電流検知部が検知した電流が所定の閾値以上の場合には、前記モータを前記指令値に基づいた回転速度よりも低い回転速度で回転させるための電圧を前記インバータ回路に生成させる制御信号を前記電圧制御部に出力させる回転速度抑制部と、を備えている。

このモータ駆動装置は、インバータ回路が生成する電圧がローレベルからハイレベルへ立ち上がったタイミングで電流検知部が検知した電流をサンプリングすることにより、電流検知部が検知した信号に含まれるノイズ成分をサンプリングから除外する。

また、このモータ駆動装置では、ノイズ成分を除外することで電源とインバータ回路との間の電源電流値を高精度で検出でき、検出した電源電流値に基づいて適切な過負荷判定が可能となる。その結果、このモータ駆動装置は、簡素な構成で電源電流値を高精度に検知して過負荷を適切に回避することができる。

請求項２に記載のモータ駆動装置は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記回転速度抑制部は、前記制御信号が示すデューティ比が増大した場合を前記インバータ回路が生成する電圧がローレベルからハイレベルへ立ち上がったタイミングとする。

このモータ駆動装置によれば、電流をサンプリングするタイミングを、モータの制御に不可欠なＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を用いて決定するので、簡素な構成で電源電流値を高精度に検知して過負荷を適切に回避することができる。

請求項３の発明は、請求項１又は２に記載のモータ駆動装置において、前記回転速度抑制部は、前記インバータ回路が生成する電圧がローレベルからハイレベルへ立ち上がったタイミングを検知すると共に該タイミングで前記電流検知部が検知した電流をピーク値として保持した後、該タイミングを検知すると共に該タイミングで前記電流検知部が検知した電流を取得する処理を反復し、該取得した電流が前記ピーク値を超えた場合には、前記ピーク値を超えた電流を新たなピーク値として保持すると共に、最新のピーク値と前記所定の閾値とを比較する。

このモータ駆動装置によれば、インバータ回路が生成する電圧が立ち上がったタイミングにおいて電流のサンプリングを反復し、新たにサンプリングした電流が以前にサンプリングした電流よりも大きな場合には、新たにサンプリングした電流をピーク値とする。そして、最新のピーク値を所定の閾値と比較して過負荷判定をすることで、簡素な構成で電源電流値を高精度に検知して過負荷を適切に回避することができる。

本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を用いたモータユニットの構成を示す概略図である。 本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置の概略を示す図である。 本発明の実施の形態において、コイルに印加される電圧であるＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧と、各相のＰＷＭ信号と、シャント抵抗の電位差であるシャント電圧との一例を示した概略図である。 本発明の実施の形態において、台形スロープ部に着目して図３を拡大したものである。 本発明の実施の形態において、電流検知部が出力した信号から高レベルの信号を抽出するための処理の一例を示したフローチャートである。

図１は、本実施の形態に係るモータ駆動装置２０を用いたモータユニット１０の構成を示す概略図である。図１の本実施の形態に係るモータユニット１０は、一例として車両用エアコンの送風に用いられるいわゆるブロアモータのユニットである。

本実施の形態に係るモータユニット１０は、ブラシレスＤＣモータ（以下、「モータ」と称する）であり、ステータ１４の外側にロータ１２が設けられた、アウターロータ構造の三相モータに係るものである。ステータ１４はコア部材に導線が巻かれた電磁石であって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相を構成している。ステータ１４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各々は、後述するモータ駆動装置２０の制御により、電磁石で発生する磁界の極性が切り替えられることにより、いわゆる回転磁界を発生する。

ロータ１２の内側（図示せず）にはロータマグネットが設けられており、ロータマグネットは、ステータ１４で生じた回転磁界に対応することにより、ロータ１２を回転させる。

ロータ１２にはシャフト１６が設けられており、ロータ１２と一体になって回転する。図１には示していないが、本実施の形態ではシャフト１６には、いわゆるシロッコファン等の多翼ファンが設けられ、当該多翼ファンがシャフト１６と共に回転することにより、車両用エアコンにおける送風が可能となる。

ステータ１４は、上ケース１８を介して、モータ駆動装置２０に取り付けられる。モータ駆動装置２０は、モータ駆動装置２０の基板２２と、基板２２上の素子から生じる熱を放散するヒートシンク２４とを備えている。

ロータ１２、ステータ１４及びモータ駆動装置２０を含んで構成されるモータユニット１０には、下ケース２８が取り付けられる。

図２は、本実施の形態に係るモータ駆動装置２０の概略を示す図である。図２に記載のインバータ回路４０は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）によってモータ５２のステータ１４のコイルに供給する電力をスイッチングする。例えば、インバータＦＥＴ４４Ａ、４４ＤはＵ相のコイル１４Ｕに、インバータＦＥＴ４４Ｂ、４４ＥはＶ相のコイル１４Ｖに、インバータＦＥＴ４４Ｃ、４４ＦはＷ相のコイル１４Ｗに、各々供給する電力のスイッチングを行う。

インバータＦＥＴ４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃの各々のドレインは、チョークコイル８２を介して車載のバッテリ８０の正極に接続されている。また、インバータＦＥＴ４４Ｄ、４４Ｅ、４４Ｆの各々のソースはバッテリ８０の負極に接続されている。

また、本実施の形態のモータ駆動装置２０の基板上には、前述のインバータ回路４０に加え、コンパレータ５４、実回転数算出部５６、指令回転数算出部５８、スタンバイ回路６０、メイン電源通電部６２、通電制御駆動波形決定部６４、ＰＩ制御部６６、電圧補正部６８及びＦＥＴドライバ７０等が実装されている。

また、本実施の形態のモータ駆動装置２０の基板上には、チョークコイル８２及び平滑コンデンサ８４Ａ，８４Ｂ等が実装され、さらにエアコンＥＣＵ（Electronic Control Unit）７８及びバッテリ８０が接続されている。チョークコイル８２及び平滑コンデンサ８４Ａ、８４Ｂはバッテリ８０と共に略直流電源を構成している。また、エアコンＥＣＵ７８は、車両用エアコンの電子制御ユニットであり、ユーザのスイッチ操作によりエアコンをオンにすると、エアコンＥＣＵ７８はモータ駆動装置２０にモータ５２を作動させるための指令を送信する。また、ユーザが車両用エアコンの風量を調節する場合は、エアコンＥＣＵ７８を介してモータ５２（ロータ１２）の回転速度を指示するための指令信号がモータ駆動装置２０に入力される。

本実施の形態では、シャフト１６と同軸に設けられたセンサマグネット１２Ａの磁界をホール素子１２Ｂが検出する。コンパレータ５４は、ホール素子１２Ｂのアナログ出力をデジタル信号に変換する装置であり、実回転数算出部は、コンパレータ５４が出力したデジタル信号に基づいてロータ１２の実回転速度を算出する。また、指令回転数算出部はエアコンＥＣＵ７８等からの指令信号に基づいた目標回転速度を算出する。本実施の形態では、目標回転速度は、略１０００〜５０００ｒｐｍである。

ＰＩ制御部６６は、指令回転数算出部５８が算出した目標回転速度と実回転数算出部５６が算出した実回転速度とから、実回転速度を目標回転速度に変化させる場合にステータ１４のコイルに印加する電圧をいわゆるＰＩ制御によって算出する。ＰＩ制御部６６は、目標回転速度と実回転速度との偏差と目標回転速度における電圧と実回転速度における電圧との偏差との比例関係基づいて目標回転速度における電圧を算出する偏差比例部６６Ｐを含む。また、ＰＩ制御部６６は、上記の比例関係のみでは残留偏差が生じる場合に、かかる残留偏差を偏差積分によって解消する偏差積分部６６Ｉを含む。電圧補正部６８は、ＰＩ制御部６６による算出結果に基づいて、ステータ１４のコイルに印加する電圧を補正する。

スタンバイ回路６０は、バッテリ８０から各部への電源供給を制御する回路である。また、メイン電源通電部６２は、スタンバイ回路６０の制御に従って、モータ駆動装置への電源をオンにする。また、メイン電源通電部６２は、モータ５２の始動時、すなわちモータ５２を回転速度０ｒｐｍから回転させる場合に、論理和回路８６を介して強制５００ｒｐｍ指令部８８に指令を出す。強制５００ｒｐｍ指令部８８は、モータ５２の始動時には目標回転速度が所定の時間において５００ｒｐｍとなるように指令回転数算出部５８を制御し、指令回転数算出部５８は、５００ｒｐｍに係る信号をＰＩ制御部６６に出力する。なお、所定の時間は、一例として、５００〜１０００ｍ秒である。

所定の時間が経過後は、強制５００ｒｐｍ指令部による指令回転数算出部５８への制御は終了し、指令回転数算出部５８はエアコンＥＣＵ７８からの指令信号に基づいて算出した目標回転速度に係る信号をＰＩ制御部６６に出力する。

通電制御駆動波形決定部６４は、スタンバイ回路６０とメイン電源通電部６２を介して電源が供給されると、コンパレータ５４が出力したデジタル信号に基づいてロータ１２の位置を割り出し、ロータ１２の位置と指令回転数算出部５８が算出した目標回転速度とに基づいて、ステータ１４のコイルに印加する電圧の駆動波形を決定する。

ＦＥＴドライバ７０は、通電制御駆動波形決定部６４が決定した駆動波形と、電圧補正部６８が補正した電圧値とに基づいて、インバータ回路４０のスイッチングを制御するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ回路４０に出力する。

また、本実施の形態に係るモータ駆動装置２０の基板上には、抵抗Ｒ１を介して一端に制御電圧Ｖｃｃが印加されると共に他端が接地され、基板の温度に応じて抵抗値が変化するチップサーミスタＲＴが実装されている。本実施の形態に用いられるチップサーミスタＲＴは温度の上昇に対して抵抗が減少するＮＴＣ (Negative Temperature Coefficient)サーミスタである。抵抗Ｒ１とチップサーミスタＲＴとは一種の分圧回路を構成しており、基板の温度が情報してチップサーミスタＲＴの抵抗値が減少すると、抵抗Ｒ１とチップサーミスタＲＴとの間から出力される信号の電圧もチップサーミスタＲＴの抵抗値に応じて低下する。なお、本実施の形態では、反転回路を併用することで、温度が上昇するにつれて抵抗値が増大するＰＴＣ（Positive Temperature Coefficient）サーミスタを使用してもよい。

チップサーミスタＲＴからの信号は過熱状態判定部１０６において過熱判定値出力部１０４が出力する過熱判定値と比較され、チップサーミスタＲＴが出力した信号の電圧が過熱判定値以下の場合には、目標回転速度を強制的に０ｒｐｍとするように指令回転数算出部５８を制御する。前述のように、チップサーミスタＲＴは、温度の上昇に対して抵抗が減少するタイプなので、抵抗Ｒ１とチップサーミスタＲＴとで構成された分圧回路から出力された信号の電圧が過熱判定値以下の場合に回路が過熱していると判定する。過熱判定値は基板に実装される素子及びチップサーミスタＲＴの位置等によって変化するが、一例として１４５℃における抵抗Ｒ１とチップサーミスタＲＴとで構成された分圧回路が出力する電圧値である。

また、インバータＦＥＴ４４Ｄ、４４Ｅ、４４Ｆの各々のソースとバッテリ８０との間には電流検知部９４が設けられている。電流検知部９４は、抵抗値が０．２ｍΩ〜数Ω程度と小さいシャント抵抗９４Ａと、シャント抵抗９４Ａの電位差を検知し検知した電位差を増幅するアンプ９４Ｂとを含み、アンプ９４Ｂが出力した信号は、論理和回路１０８に入力される。論理和回路１０８には、ＦＥＴドライバ７０からＰＷＭ信号も入力される。

電流算出部１１０は、論理和回路１０８に入力された電流検知部９４からの信号とＰＷＭ信号とに基づいて、インバータ回路４０とバッテリ８０との間の電流値である電源電流値を算出する。電流算出部１１０が算出した電源電流値は、過負荷判定部９８と過電流判定部１０２とに各々入力される。

過電流判定部１０２では、アンプ９４Ｂが出力した信号と過電流判定値出力部１００が出力した過電流判定値とを比較し、アンプ９４Ｂが出力した信号が過電流判定値以上の場合には強制的に電圧補正部６８の出力を停止させることにより、モータ５２の回転を停止させる。また、過負荷判定部９８は、アンプ９４Ｂが出力した信号と過負荷判定値出力部９６が出力した過負荷判定値とを比較し、アンプ９４Ｂが出力した信号が過負荷判定値以上の場合には、論理和回路８６を介して強制５００ｒｐｍ指令部８８に指令し、モータ５２の回転速度を強制的に所定の回転速度である５００ｒｐｍに低下させる制御をする。

本実施の形態では、過電流判定値は過負荷判定値を超える値であり、回路保護のために緊急にモータ５２の回転を停止させなければならない電流値である。過電流判定値及び過負荷判定値の具体的な数値は、モータ５２の仕様に左右されるので、設計時のシミュレーション及び実験を通じてモータの仕様ごとに個別具体的に決定する。

過電流状態と判定してモータ５２の回転を停止した後は、所定の時間ステータ１４のコイルへの電圧の印加を中断し、回路が焼損するのを防止する。所定の時間は、一例として１００ｍ秒であり、１００ｍ秒の間はコイルへの電圧の印加を中断する。その後電圧の印加を再開し、過電流判定値を超えていれば再度電圧の印加を中断する。それを所定回数繰り返す状態が継続したら、回路の焼損のおそれが高いと判断して、再度の電圧の印加を中止する。

また、過負荷状態と判定してモータ５２の回転速度を５００ｒｐｍにした場合は、電流検知部９４が検知した電流値が過負荷判定値を下回るまでモータ５２の回転速度を５００ｒｐｍに制御する。電流検知部９４が検知した電流値が過負荷判定値を下回った後は、指令回転数算出部５８が算出した目標回転速度でモータ５２が回転するように、ステータ１４のコイルに印加する電圧を制御する。

なお、本実施の形態では、コンパレータ５４、実回転数算出部５６、指令回転数算出部５８、スタンバイ回路６０、メイン電源通電部６２、通電制御駆動波形決定部６４、ＰＩ制御部６６、電圧補正部６８、ＦＥＴドライバ７０、論理和回路８６、強制５００ｒｐｍ指令部８８、過負荷判定部９８、過電流判定部１０２、過熱状態判定部１０６、論理和回路１０８及び電流算出部１１０を含む構成を１の集積回路としてもよい。または、ＦＥＴドライバ７０を、実回転数算出部５６、指令回転数算出部５８、電圧補正部６８、強制５００ｒｐｍ指令部８８、過負荷判定部９８、過電流判定部１０２、過熱状態判定部１０６及び電流算出部１１０等を含む集積回路とは別個の集積回路としてもよい。

図３は、コイル１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗに各々印加される電圧であるＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧と、各相のＰＷＭ信号と、シャント抵抗９４Ａの電位差であるシャント電圧との一例を示した概略図である。図３において、電源電流値の計測に係るシャント電圧には鋭い三角波状のノイズが生じている。本実施の形態では、シャント電圧に生じたノイズを回避して、シャント電圧又はシャント電圧をアンプ９４Ｂが処理した信号をサンプリングすることにより、電源電流値を精度よく算出する。

図３において、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧の各波形は、略台形状を呈し、台形の脚に相当する箇所は各電圧がローレベルからハイレベルへ移行するときである台形スロープ部１１２となっている。図４は、台形スロープ部１１２に着目して図３を拡大したものである。図４において、台形スロープ部１１２が立ち上がるタイミングである電圧立ち上がりタイミング１１４では、シャント電圧のノイズが回避されている。

本実施の形態では、図２に示した電流算出部は、ＦＥＴドライバ７０が出力したＰＷＭ信号の変化に基づいて、電圧立ち上がりタイミング１１４を検知する。電圧立ち上がりタイミング１１４の検知は、種々の方法が考えられるが、一例として、本実施の形態では、図４に示したように、Ｕ相ＰＷＭ信号が示すデューティ比が増大傾向になった場合が電圧立ち上がりタイミングである。Ｕ相ＰＷＭ信号が示すデューティ比が増大傾向になったか否かは、例えば、８ビットタイマ又は１６ビットタイマを用いてＵ相ＰＷＭ信号のデューティ比を計測することにより検知できる。

電流算出部１１０は、検知した電圧立ち上がりタイミング１１４において電流検知部９４が出力した信号をサンプリングする。さらに電流算出部１１０は、電圧立ち上がりタイミング１１４でサンプリングした信号から電流を算出する。

図４に示したように、電圧立ち上がりタイミング１１４では、鋭い三角波状のノイズ以外の信号成分を取得できるので、ローパスフィルタ等による信号の平滑化をせずに、電流を算出できる。その結果、ローパスフィルタによる平滑化で生じ得る誤差を回避することで電源電流値を高精度で算出できる。また、モータ５２の駆動制御に必須のＰＷＭ信号を用いてサンプリングのタイミングを決定するので、ローパスフィルタ等の回路を付加する必要がなく、簡素な構成で、電源電流値を精度よく算出できる。

また、図４に示したように、シャント電圧は、鋭い三角波状のノイズの直後から微増傾向を示した後、低下している。図４に示したように、鋭い三角波状のノイズ後、極大になったシャント電圧をサンプリングすることにより、変動している電源電流値のピーク値を算出できる。

本実施の形態では、シャント電圧又はシャント電圧をアンプ９４Ｂが処理した信号からサンプリングした値のピーク値を更新する処理により、突出したノイズ以外の信号成分から可能な限り高いレベルの信号を取得するようにしている。

図５は、電流検知部９４が出力した信号から高レベルの信号を抽出するための処理の一例を示したフローチャートである。図５の処理は、集積回路のベースクロック、又は８ビットタイマ若しくは１６ビットタイマで計測された所定の周期毎に反復される。

図５のステップ５００では、ＦＥＴドライバ７０から取得したＰＷＭ信号の電圧立ち上がりタイミング１１４を検出できるか否かを判定し、肯定判定の場合には、ステップ５０２で、台形スロープ部１１２で通電中か否かをＰＷＭ信号が示すデューティ比から判定する。また、ステップ５００で否定判定の場合には、処理を終了する。

ステップ５０２で肯定判定の場合には、ステップ５０４で電流検知部９４からの信号の値をデジタル信号に変換して取得する。そしてステップ５０６では、ステップ５０４で取得した値をＲＡＭ（Random Access Memory）等の記憶手段に保持しておいた以前のピーク値と比較し、取得した値の方が大きいか否かを判定する。ステップ５０６で肯定判定の場合には、ステップ５０８において、ステップ５０４で取得した値でピーク値を更新して処理を終了する。ステップ５０６で否定判定の場合には、ピーク値は更新せずに処理を終了する。

また、ステップ５０２で否定判定の場合には、ステップ５１０で、台形スロープ部１１２が終了した後の初回のサンプリングか否かを判定し、肯定判定の場合には、ステップ５１２において、サンプリングで取得したシャント電圧又は電流検知部９４の出力信号をピーク値として保持し、ステップ５１４では、ピーク値をリセットして処理を終了する。過負荷判定部９８及び過電流判定部１０２では、最新のピーク値が示す電源電流値と所定の閾値を比較して、過負荷か否か、又は過電流か否かを判定し、判定に応じて、モータ５２に印加する電圧を制御する。

なお、本実施の形態ではＵ相のＰＷＭ信号に基づいて電圧立ち上がりタイミング１１４を判定したが、Ｖ相又はＷ相のＰＷＭ信号に基づいて電圧立ち上がりタイミング１１４を判定してもよい。

以上説明したように、本実施の形態では、ＰＷＭ信号から電圧立ち上がりタイミング１１４を判定して信号をサンプリングすると共に、サンプリングした値のピーク値を更新しながらサンプリングを反復する。更新した最新のピーク値を用いることにより、変動している電源電流値のピーク値を高精度で算出できるので、モータ５２及びモータ駆動装置２０の過負荷を適切に回避できる。

１０…モータユニット、１２…ロータ、１２Ａ…センサマグネット、１２Ｂ…ホール素子、１４…ステータ、１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗ…コイル、１６…シャフト、１８…上ケース、２０…モータ駆動装置、２２…基板、２４…ヒートシンク、２８…下ケース、４０…インバータ回路、４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄ、４４Ｅ、４４Ｆ…インバータＦＥＴ、５２…モータ、５４…コンパレータ、５６…実回転数算出部、５８…指令回転数算出部、６０…スタンバイ回路、６２…メイン電源通電部、６４…通電制御駆動波形決定部、６６…ＰＩ制御部、６６Ｉ…偏差積分部、６６Ｐ…偏差比例部、６８…電圧補正部、７０…ＦＥＴドライバ、７８…エアコンＥＣＵ、８０…バッテリ、８２…チョークコイル、８４Ａ，８４Ｂ…平滑コンデンサ、８６…論理和回路、８８…強制５００ｒｐｍ指令部、９４…電流検知部、９４Ａ…シャント抵抗、９４Ｂ…アンプ、９６…過負荷判定値出力部、９８…過負荷判定部、１００…過電流判定値出力部、１０２…過電流判定部、１０４…過熱判定値出力部、１０６…過熱状態判定部、１０８…論理和回路、１１０…電流算出部、１１２…台形スロープ部、１１４…電圧立ち上がりタイミング、Ｒ１…抵抗、ＲＴ…チップサーミスタ

Claims (3)

1. 電源とモータに印加する電圧を生成するインバータ回路との間に流れる電流を検知する電流検知部と、
   前記モータを指令値に基づいた回転速度で回転させるための電圧を前記インバータ回路に生成させる制御信号を出力する電圧制御部と、
   前記電圧制御部が出力した前記制御信号の変化から検知された前記インバータ回路が生成する電圧がローレベルからハイレベルへ立ち上がったタイミングで前記電流検知部が検知した電流が所定の閾値以上の場合には、前記モータを前記指令値に基づいた回転速度よりも低い回転速度で回転させるための電圧を前記インバータ回路に生成させる制御信号を前記電圧制御部に出力させる回転速度抑制部と、
   を備えたモータ駆動装置。
2. 前記回転速度抑制部は、前記制御信号が示すデューティ比が増大した場合を前記インバータ回路が生成する電圧がローレベルからハイレベルへ立ち上がったタイミングとする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記回転速度抑制部は、前記インバータ回路が生成する電圧がローレベルからハイレベルへ立ち上がったタイミングを検知すると共に該タイミングで前記電流検知部が検知した電流をピーク値として保持した後、該タイミングを検知すると共に該タイミングで前記電流検知部が検知した電流を取得する処理を反復し、該取得した電流が前記ピーク値を超えた場合には、前記ピーク値を超えた電流を新たなピーク値として保持すると共に、最新のピーク値と前記所定の閾値とを比較する請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。