KR100991957B1

KR100991957B1 - 광대역 무선통신시스템에서의 스크램블링 코드 생성 장치 및 그 방법

Info

Publication number: KR100991957B1
Application number: KR1020090004682A
Authority: KR
Inventors: 윤성준; 서성진; 정명철
Original assignee: 주식회사 팬택
Priority date: 2009-01-20
Filing date: 2009-01-20
Publication date: 2010-11-04
Also published as: WO2010085066A2; KR20100085415A; US8559480B2; JP5228113B2; JP2012516073A; EP2381584B1; CN102282790A; US20110274193A1; CN102282790B; WO2010085066A3; EP2381584A4; EP2381584A2

Abstract

무선통신시스템에서 하드웨어 복잡도를 늘리지 않으면서 스크램블링 코드를 생성하는데 사용되는 시퀀스 집합의 사이즈를 더 크게 할 수 있는 스크램블링 코드 생성 장치 및 그 방법이 개시된다. 이를 위하여, m이 4의 배수인 경우 시퀀스가 존재하지 않아서 스크램블링 부호를 생성할 수 없는 골드 시퀀스 방법과 달리 m이 4의 배수인 경우에도 스크램블링 부호를 생성할 수 있는 골드-라이크 시퀀스 방법이 도입되며, 골드-라이크 시퀀스를 생성하는 서로 다른 2개의 m차 다항식에 의해 2개의 LFSR, LFSR a와 LFSR a′가 구성된다. 특히 LFSR a′는 LFSR a를 구성하는데 사용되는 GF(2) 상의 m차 원시다항식(primitive polynomial)의 역원시다항식(reciprocal primitive polynomial)에 의해 구성될 수 있다. 아울러 2^m개의 서로 다른 스크램블링 부호들을 생성하기 위하여 LFSR a로 고정된 하나의 초기값이 입력되며, LFSR a′로 특화 식별정보에 따라 m비트의 서로 다른 초기값들이 입력된다.

스크램블링 코드, LFSR, 골드-라이크 시퀀스

Description

광대역 무선통신시스템에서의 스크램블링 코드 생성 장치 및 그 방법{APPARATUS AND METHOD FOR SCRAMBLING SEQUENCE GENERATION IN A BROADBAND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선통신시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 광대역 무선통신시스템에서 스크램블링 코드 생성 장치 및 그를 이용한 스크램블링 코드 생성 방법에 관한 것이다.

스크램블링 코드(Scrambling code)는 무선통신시스템 내에서 이동국(UE: user equipment) 및 셀(기지국) 특화 식별정보를 구분하기 위하여 사용되는 것으로, 하향링크(downlink)에서는 기지국을 구분하고, 상향링크(uplink)에서는 이동국을 구분하는 것이 일반적이다. 이러한 스크램블링 코드는 각 이동국과 셀에서 다른 이동국 및 셀에 의한 간섭을 랜덤화하거나 완화해 주는 기능을 수행한다. 또한 스크램블링 부호는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)과 같은 무선이동통신 방식에서 PAPR(Peak to Average Power Ratio) 문제를 감소시키는 기술들 중의 하나로 사용되며, 기지국의 용량 증대를 위한 방법의 하나로도 사용될 수 있 다.

3GPP LTE(Long Term Evolution) 시스템의 경우, 스크램블링 코드는 상향링크와 하향링크의 각 물리채널(physical channel)과 물리신호(physical signal) 모두에 공통적으로 적용된다. 예컨대, 3GPP LTE 시스템의 상향링크 물리채널의 과정에서, 채널코딩을 거친 각 비트는 스크램블링 생성기에 의해 생성된 부호들과 비트 대 비트로 모듈러(modular) 2 연산을 통해 스크램블링 된다. 스크램블링 된 비트들은 모듈레이션 맵퍼(modulation mapper)로 입력되어 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation) 등과 같은 각 모듈레이션 방법에 의해 복소 심볼들(complex-valued symbols)로 맵핑 된다. 3GPP LTE 시스템의 하향링크 물리채널의 과정에서는, 상향링크와 마찬가지로 채널코딩을 거쳐 코드워드(code words) 형태로 입력되는 비트들이 스크램블링 된 후 모듈레이션 맵퍼(modulation mapper)로 입력된다.

일반적으로, 전술한 스크램블링 코드는 상관특성이 우수한 의사랜덤 부호(pseudo-random sequence)를 기반으로 생성한다. 대표적으로 알려진 의사랜덤 부호로는 m-시퀀스, GMW 시퀀스, Legendre 시퀀스 등이 있다. m-시퀀스의 경우 GF(2) 상의 m차 원시다항식(primitive polynomial)으로 만들 수 있으며, 이는 하나의 LFSR(Linear Feedback Shift Register)을 이용해 쉽게 구현할 수 있다.

m-시퀀스와 같은 의사랜덤 부호의 경우 최적의 주기적인 자기상관값(optimal periodic auto-correlations)을 가지나, 하나의 m-시퀀스 자체만으로는 사이 즈(size)가 1이므로, 교차상관값(cross-correlations)이 우수한(최대교차상관값이 낮고 교차상관값들의 종류가 적은) 복수의 서로 다른 랜덤 부호들을 요구하는 스크램블링 코드로 이용되기에는 한계가 있으며, 보통 의사랜덤 부호들을 수학적으로 연계하여 사이즈가 M인 복수의 서로 다른 랜덤 부호들을 생성하여 스크램블링 코드로 사용하고 있다. 그 중 종래의 무선통신시스템에서 가장 널리 이용되고 있는 방법은 2개의 m-시퀀스를 수학적으로 연계하고, 그 결과로 생성되는 골드 시퀀스(Gold sequence)를 이용하여 스크램블링 코드를 생성하는 방법이다.

최근에는, 무선통신시스템의 발달에 따라 더 많은 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하기 위하여 더 큰 사이즈의 서로 다른 스크램블링 코드 그룹이 요구되고 있다. 3세대 IMT-2000(International Mobile Telecommunications-2000)의 표준 중 가장 유력한 표준의 하나인 GSM(Global System for Mobile communication) 기반에서 발전된 3GPP WCDMA(3GPP Wideband CDMA) 시스템에서는, m=25인 경우의 골드 시퀀스를 이용하여 25비트의 특화 식별정보를 구분하는 스크램블링 코드를 사용하고 있다.

이후 3세대 WCDMA 방식에서 발전한 3.9G(Pre-4G) LTE 시스템의 경우, 초창기 표준화 과정에서 보다 넉넉한 정보 구분을 위해서 아주 큰 사이즈를 가지는 스크램블링 코드를 생성하는 방법이 제안된 바 있다. 하지만 제안된 스크램블링 코드로서 m=40 혹은 m=50 이상인 경우의 골드 시퀀스를 이용하여 40~50비트 이상의 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하는 방법의 경우, 직렬로 구성되는 많은 수의 LFSR 내 블록(block or box)으로 인해 하드웨어 복잡도(hardware complexity)가 아주 커지 는 단점이 있다.

이를 감안하여 3GPP LTE의 물리계층 부분 초기표준(TS36.211-8.1.0)에서는 하드웨어 복잡도를 줄이기 위해 계산에 의해 꼭 필요한 이동국 및 셀 특화 식별정보를 33비트로 한정하고, 이를 m=33인 경우의 골드 시퀀스를 통해 생성된 스크램블링 코드로 구분하기로 합의하였다. 그러나 m=33인 경우 역시 하드웨어의 32비트 구조(HW based on the 32bit architecture)를 고려할 경우 여전히 하드웨어 복잡도 측면에서 큰 단점이 있음으로 인해, m=32 이하의 골드 시퀀스를 고려하게 되었으며, m=32의 경우 m이 4의 배수이므로 골드 시퀀스가 존재하지 않기에, m=31인 경우의 골드 시퀀스를 통해 생성된 스크램블링 코드로 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하기로 최종 결정되었다(TS36.211-8.3.0).

즉, 보다 많은 정보 구분을 위하여 큰 사이즈를 가지는 스크램블링 코드들의 집합이 요구되나, 현 시스템에서는 하드웨어 복잡도를 고려하여 최소한의 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하는 것으로 표준이 결정되었으며, 이를 위해 m=31의 경우의 골드 시퀀스를 이용하여 스크램블링 코드를 생성하는 방법이 채택되었다. 하지만 주파수 대역이 광대역화 되고, 피코 셀(Pico Cell) 또는 펨토 셀(Femto Cell)과 같이 셀 반경이 작아지면서 보다 많은 수의 서로 다른 스크램블링 코드들이 필요하게 되는 4세대 IMT-Advanced와 같은 차세대 광대역 무선통신시스템에서는, 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하기 위해 필요한 종래의 제한적인 비트 수가 필수적으로 늘어날 수 밖에 없으며, 이를 위해서는 종래의 방법으로는 하드웨어의 32비트 구조를 감안하는 것을 포기하고 하드웨어 복잡도를 감수한 채 m이 32보 다 큰 경우의 골드 시퀀스를 고려할 수 밖에 없다.

따라서, 하드웨어 복잡도를 늘리지 않으면서 스크램블링 코드 그룹의 사이즈(size)를 늘려 더 많은 수의 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분할 수 있는 방안이 요구되고 있다.

따라서 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 광대역 무선통신시스템에서 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하기 위해 사용되는 서로 다른 스크램블링 코드를 더 큰 사이즈(size)로 생성할 수 있는 스크램블링 코드 생성 장치 및 그 방법을 제공하는 것이다.

본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는, 스크램블링 코드 그룹의 사이즈(size)를 늘리면서도 하드웨어 복잡도를 유지할 수 있는 스크램블링 코드 생성 장치 및 그 방법을 제공하는 것이다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

전술한 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 측면에 따른 스크램블링 코드 생성 장치는, 무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 장치에 있어서, m개의 블록을 가지며, GF(2) 상의 m차 원시다항식(primitive polynomial)에 의해 구성되는 제1 LFSR(Linear Feedback Shift Register); m개의 블록을 가지며, 상기 m차 다항식의 역원시다항식(reciprocal primitive polynomial)에 의해 구성되는 제2 LFSR(Linear Feedback Shift Register); 매 초기화 주기마다 상기 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하는 제1 초기값 맵퍼; 및 상기 매 초기화 주기마다 상기 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하는 제2 초기값 맵퍼를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따른 스크램블링 코드 생성 장치는, 무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 장치에 있어서, 각각이 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR 및 제2 LFSR; 매 초기화 주기마다 상기 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하는 제1 초기값 맵퍼; 및 상기 매 초기화 주기마다 상기 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하는 제2 초기값 맵퍼를 포함하되, 상기 제1 LFSR 및 상기 제2 LFSR은 골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence)를 생성하는 서로 다른 2개의 m차 다항식(polynomial)에 의해 구성되는 것을 특징으로 한다.

한편, 본 발명의 일 측면에 따른 스크램블링 코드 생성 방법은, 무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하기 위한 방법에 있어서, GF(2) 상의 m차 원시다항식(primitive polynomial)에 따라 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR(Linear Feedback Shift Register)을 구성하는 단계; 상기 m차 다항식의 역원시다항식(reciprocal primitive polynomial)에 따라 m개의 블록을 가지는 제2 LFSR(Linear Feedback Shift Register)을 구성하는 단계; 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 상기 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하여 제1 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및 상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 상기 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하여 제2 출력 시퀀스를 생성 하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따른 스크램블링 코드 생성 방법은, 무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 장치에 있어서, 골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence)를 이용하여 서로 다른 2개의 m차 다항식(polynomial)을 생성하고, 상기 2개의 m차 다항식을 이용해 각각이 m개의 블록을 가지는 2개의 LFSR(Linear Feedback Shift Register)을 구성하는 단계; 매 초기화 주기마다, 상기 2개의 LFSR 중 하나의 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하여 제1 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및 상기 매 초기화 주기마다, 상기 2개의 LFSR 중 다른 하나의 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하여 제2 출력 시퀀스를 생성하는 단계를 포함한다.

상기한 바와 같이 이루어진 본 발명에 따른 스크램블링 코드 생성 장치 및 그 방법은 하드웨어 복잡도를 늘리지 않으면서도 보다 더 큰 사이즈의 스크램블링 코드를 발생시킬 수 있다. 예컨대, 골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence)를 이용한 본 발명에 따른 스크램블링 코드 생성 장치 및 그 방법은 m이 4의 배수인 경우에도 골드 시퀀스(Gold sequence)를 이용한 방법과 비슷한 방법으로 스크램블링 부호를 생성할 수 있다. 특히 하드웨어의 32bit 구조(architecture)를 고려할 때 m=32인 경우 골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence)를 이용해 효율적인 연산작업을 수행할 수 있고, 1번째 LFSR을 구성하는데 사용되는 원시다항식의 역원시다항식 을 이용하여 2번째 LFSR를 구성함으로써 보다 간편하게 시스템을 구현할 수 있는 장점이 있다. 또한 궁극적으로 기존의 m=31인 경우의 골드 시퀀스를 통하여 2³¹개의 스크램블링 부호를 생성할 수 있는 데 비해, 그 2배인 2³²개의 스크램블링 부호를 하드웨어 복잡도를 동일수준으로 유지하면서 스크램블링 부호에 의한 성능에 절대적인 영향을 미치는 최대교차상관값의 열화 없이 생성할 수 있으며, 이를 통해 이동국 및 셀(기지국) 특화 식별정보를 2배 이상 더 구분할 수 있는 장점이 있다.

먼저, 골드 시퀀스를 이용하여 스크램블링 코드를 생성하는 과정을 설명하면 다음과 같다.

m-시퀀스는 GF(2) 상의 m차 원시다항식(primitive polynomial)으로 만들 수 있으며, m-시퀀스를 생성하기 위한 m차 원시다항식은 하나의 LFSR(Linear Feedback Shift Register)을 이용해 쉽게 구현할 수 있다.

하나의 LFSR a를 통하여 생성되는 m-시퀀스

는 수학식 1의 원시다항식에 의하여 생성된다.

LFSR b는

와 다른 m-시퀀스

를 생성하며,

는 LFSR b를 통해 구현되는 수학식 2의 원시다항식에 의해 생성된다.

예를 들면 m=5인 경우 총 6개의 원시다항식이 존재한다. 그 중 2개의 원시다항식으로

과

을 각각 선택하고, LFSR a와 LFSR b를 수학식 1, 2로 표현되는 2개의 원시다항식을 이용해 구현하면, 길이 2⁵-1=31인 2개의 서로 다른 m-시퀀스

(0000100101100111110001101110101)와

(0001010110100001100100111110111)을 각각 생성할 수가 있다.

골드 시퀀스는 임의의 m-시퀀스의 우선되는 쌍(preferred pair)으로부터 생성된다. 여기서 시퀀스

를 주기

을 가지는 임의의 m-시퀀스라고 할 때, m이 2의 거듭제곱 꼴이 아닌 경우에 대해서, 시퀀스

가

가 홀수인 임의의 k에 대하여 샘플러

이나

을 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 시퀀스일 경우, 주기

을 가지는 두 개의 m-시퀀스

와

는 3가지 값(three valued)의 교차상관값(cross-correlation)을 가지며, 이 때 시퀀스

와

를 m-시퀀스의 우선되는 쌍(preferred pair of m-sequence)이라고 한다. 4의 배수가 아닌 모든 m에 대하여 샘플러

일 경우 m-시퀀스의 우선되는 쌍 이 항상 존재하게 된다.

m-시퀀스의 우선되는 쌍

와

에 대하여, 골드 시퀀스

는 다음과 같은 수학식으로 표현된다.

여기서

는 지연 연산(Shift Operator)을,

는 모듈러(Modular) 2 연산을 의미한다.

는 주기

를 가지는

개의 서로 다른 시퀀스를 포함한다. 이 때 M을 보통 시퀀스 집합의 사이즈(Size)라고 부른다.

는 다항식(polynomial)

로 생성 될 수 있으며,

와

는 전술한 수학식 1과 수학식 2에서 표현된 것과 같이 각각 m-시퀀스

와

를 생성하는 원시다항식에 해당된다.

따라서, 골드 시퀀스

는 우선 임의의 4의 배수가 아닌 m에 대하여 가장 간단한(다항식의 항의 개수가 가장 적은) 원시다항식

로부터 m-시퀀스

를 생성하고, 샘플러

로 시퀀스

를 샘플링 하여 두 시퀀스

와

가 m-시퀀스의 우선되는 쌍(preferred pair of m-sequence)이 되도록 원시다항식

를 가지는 m-시퀀스

를 생성하여, 전술한 수학식 3과 같은 방법으로 생성할 수 있다.

우선되는 쌍을 이루는 2개의 m-시퀀스

와

를 통해 골드 시퀀스

를 생성하는 과정은 2개의 LFSR을 가지는 장치로 구현할 수 있다. 즉 LFSR a와 LFSR b는 m-시퀀스

와

를 각각 생성하는 장치이며, 2개의 m-시퀀스

와

는 모듈러 2 연산기를 통하여 비트 대 비트로 합해지게 된다. 이 때 수학식 3에서 보는 것과 같이 결정적으로 서로 다른 골드 시퀀스를 생성하게 하는 것은 고정된 시퀀스

에 시퀀스

를

만큼 순환(shift)시킨 시퀀스를 모듈러 2 연산으로 비트 대 비트로 더해주는 것인데, 이는 시퀀스

를 이루는 LFSR a의 각 블록의 초기화 값은 고정시키며, 시퀀스

를 이루는 LFSR b의 각 블록의 초기화 값은 변화시켜 줌으로서 구현할 수 있다. 즉, 상기에서 예로 든

=(0001010110100001100100111110111)는

로 생성된 시퀀스이며 LFSR의 각 블록의 초기값을 00010으로 입력함으로써 생성할 수 있다. 마찬가지로

는 초기값을 00101,

는 01010,

는 10101로 함으로써 생성할 수 있으며, 이런 식으로

에서

는 초기값을 00001에서 11111까지 31개의 값 중 하나로 준 경우와 일대일 대응을 이루게 된다.

3GPP LTE 시스템에서 이러한 골드 시퀀스 방법을 이용해 스크램블링 코드를 생성하는 과정을 설명하면 다음과 같다. 골드 시퀀스

는 다음과 같이 구현된다. 먼저

에 대해서 m-시퀀스

를 69,273,666개의 원시다항식 중 가장 간단한 원시다항식의 하나인

로 생성한다. 또한, 샘플러

으로 시퀀스

를 샘플링 하여 시퀀스

와 우선되는 쌍이 되도록 원시다항식

를 가지는 m-시퀀스

를 생성한다. 이 때 m-시퀀스

의 초기값(initial value)은 <0,0,0,…,0,0,1>을 고정적으로 대입하며, m-시퀀스

의 초기값은 <0,0,0,…,0,0,0>부터 <1,1,1,…,1,1,1>까지 31비트로 이루어진 특정 값을 대입한다. 즉 m-시퀀스

의 31비트에 해당하는 특정 초기값으로부터 모듈러 2 연산기를 거쳐 생성되는 골드 시퀀스

는 2³¹개의 서로 다른 스크램블링 코드를 생성하게 되며, 이는 31비트에 해당하는 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하는 데 사용된다.

여기서 3GPP LTE 시스템의 표준에 의하면, 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하는데 사용되는 31비트의 정보는 각 물리채널과 물리신호 별로 다음의 표 1과 같다.

물리채널 (Physical Channel)	LFSR b의 초기화 값
PDSCH	Cell_ID + Subframe_Num·2⁹+ Stream_ID·2¹³ + UE_ID·2¹⁴
PMCH	MBSFN_Area_ID + Subframe_Num·2⁹
PDCCH	Cell_ID + Subframe_Num·2⁹
PCFICH	Cell_ID + Subframe_Num·2⁹
PHICH	Cell_ID + Subframe_Num·2⁹
PBCH	Cell_ID
PUCCH	Cell_ID + Subframe_Num·2⁹ + UE_ID2·¹⁴
PUSCH	Cell_ID + Subframe_Num·2⁹ + UE_ID·2¹⁴
물리신호 (Physical Signal)	LFSR b의 초기화 값
Cell Specific RS	Cell_ID + Subframe_Num·2⁹ + OFDM_Symbol_Num·2¹³
MBSFN RS	MBSFN_Area_ID + Subframe_Num·2⁹ + OFDM_Symbol_Num·2¹³
UE Specific RS	Cell_ID+ Subframe_Num·2⁹+ UE_ID·2¹³

표 1에서 보는 바와 같이, 2³¹개의 스크램블링 코드에 의해서 구분되는 최대 31비트의 이동국 및 셀 특화 식별정보로는 이동국 아이디(UE_ID, 16비트), 셀 아이디(Cell_ID, 9비트), 서브프레임 넘버(Subframe_Num), 스트림 아이디(Stream_ID), MBSFN 영역 아이디(MBSFN_Area_ID), OFDM 심볼 넘버(OFDM_Symbol_Num) 등이 있으며, 이는 각 물리채널과 물리신호 별로 약간씩 차이가 있으나, 모든 물리채널 및 물리신호에게 동일한 방식으로 적용된다.

전술한 바와 같이, 골드 시퀀스 방법을 이용할 경우, m개의 블록(block or box)을 가지는 2개의 LFSR(m차의 원시다항식을 가지는 m-시퀀스 2개로 이루어지는 LFSR a, b)로

(약 m비트)개의 서로 다른 스크램블링 코드를 생성할 수 있으며, 이 주기(길이)가

인 스크램블링 코드들 간의 최대교차상관값(maximum cross-correlation value)은

가 된다.

스크램블링 부호의 성능에 영향을 미치는 3가지 요소는 사이즈(Size), 최대교차상관값(Max. cross-correlation value), 주기(Period)이며, 이 중 시퀀스의 주기 (길이)는 현 시스템을 고려시 충분하므로, 결정적으로 시스템이 원하는 방향은 시퀀스간의 최대교차상관값은 가능한 한 낮추거나 유지하면서, 시퀀스의 사이즈 (Size)는 최대한 크게 하는 것이다. 이에 도 1에 나타난 본 발명의 일 실시예에서는, 골드 시퀀스를 이용하여 스크램블링 부호를 생성하는 방식과 비교할 때 시퀀스의 주기(길이) 및 시퀀스 간의 최대교차상관값은 동일하고, 또한 하드웨어 복잡도 역시 그대로 유지하면서, 생성 가능한 스크램블링 시퀀스 그룹의 사이즈는 크게 할 수 있는 기술을 제안하고자 한다.

본 발명의 일 실시예는 골드 시퀀스에 변형을 준 골드-라이크 시퀀스(Gold-like Sequence)를 이용하여 스크램블링 코드를 생성한다. 골드-라이크 시퀀스는 크게 아래와 같은 3가지의 형태로 생성할 수 있다.

두 개의 LFSR(LFSR a, LFSR a′)로부터 골드-라이크 시퀀스를 생성하는 경우, 두 번째 LFSR(LFSR a′)를 구현하는데 사용되는 샘플러 관점에서 보면 골드-라이크 시퀀스를 이용하여 스크램블링 부호를 생성하는 첫 번째 방법은 골드 시퀀스 방식과 동일하다. 즉 골드 시퀀스

는 임의의 4의 배수가 아닌 m에 대하여 가장 간단한 원시다항식

로부터 m-시퀀스

를 생성하고, 샘플러

로 시퀀스

를 샘플링 하여 두 시퀀스

와

를 가지는 m-시퀀스

를 생성하여, 전술한 수학식 3과 같은 방법으로 생성할 수 있다. 동일한 샘플러

로 m이 4의 배수일 때 상기의 과정을 수행할 경우 생성되는 두 시퀀스

와

는 m-시퀀스의 우선되는 쌍이 아니므로, 전술한 수학식 3과 같은 방법으로 골드 시퀀스를 생성할 수는 없다. 하지만 4의 배수인 모든 m에 대하여 하기 수학식 4와 같은 형태로 각 LFSR에서 나오는 시퀀스를 조합하여 스크램블링 부호를 생성할 경우 골드-시퀀스 방법과 비교 시 동일한 시퀀스의 길이와 시퀀스의 사이즈(size)를 가지며, 최대교차상관값까지 동일한 스크램블링 부호를 생성할 수가 있다.

여기서

는

를 동일한 샘플러

로 샘플링 한 시퀀스이며,

는 지연 연산(Shift Operator),

는 모듈러(Modular) 2 연산을 의미한다. 수학식 4의 경우 수학식 3과 비교 시 시퀀스를 조합하는 방식 즉, 지연연산을 행하는 주체와 방법은 서로 다르지만, 결국 수학식 4에서 표현된 시퀀스를 조합하는 방식에 따른 결과값은 시퀀스

를 이루는 LFSR b의 각 블록의 초기화 값을 <0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 2^m개로 변화시켜 주는 경우와 일대일 대응을 이룬다. 그러 므로, 4의 배수인 모든 m에 대해서 수학식 4를 적용하여 시퀀스를 조합하되, 수학식 3의 골드 시퀀스 방법과 동일하게 시퀀스

를 이루는 LFSR a의 각 블록의 초기화 값은 고정시키고, 시퀀스

를 이루는 LFSR b의 각 블록의 초기화 값은 변화시켜 주게 되면, m이 4의 배수인 경우를 포함하는 모든 m에 대하여 스크램블링 부호를 생성할 수 있다.

골드-라이크 시퀀스를 이용하여 스크램블링 부호를 생성하는 두 번째, 세 번째 방법은 골드 시퀀스나 골드-라이크 시퀀스를 이용하여 스크램블링 부호를 생성하는 첫 번째 방법에서의 샘플러 값과는 달리 샘플러를 4의 배수인 모든 m에 대하여

로, 혹은 2의 배수인 모든 m에 대하여 샘플러를

으로 하여 두 번째 LFSR(LFSR a′)을 구현하는 다항식을 얻고, 하기 수학식 5와 같은 형태로 각 LFSR(LFSR a, LFSR a′)에서 나오는 시퀀스를 조합하여 스크램블링 부호를 생성하는 방법이다.

여기서

는 지연 연산(Shift Operator)이며,

는 모듈러(Modular) 2 연산을 의미한다. 이 때

와

는 모두 주기

를 가지며 각각

와

개의 서로 다른 시퀀스를 포함한다. 또한 최대교차상관값은 각 각

과

를 가진다. 이는 골드 시퀀스 방법에서의 각각의 값들과 거의 비슷하다. 하지만 m이 4의 배수인 경우 골드 시퀀스는 존재하지 않으므로, 그보다 1비트 많은 골드-라이크 시퀀스를 사용하면 2배 더 많은 서로 다른 스크램블링 부호를 생성할 수 있다. 예컨대 m=32인 경우 골드 시퀀스는 존재하지 않으므로, m=31인 골드 시퀀스와 비교 시 m=32인 골드-라이크 시퀀스를 사용하면 2배 많은 서로 다른 스크램블링 부호를 더 생성할 수 있게 된다. 특히 전술한 골드-라이크 시퀀스를 이용하여 스크램블링 부호를 생성하는 3가지 방법 중 마지막 방법, 즉, 샘플러

를 사용하여 두 번째 LFSR(LFSR a′)을 구현하는 다항식을 얻는 방법은, 첫 번째 LFSR(LFSR a)을 구현하는 원시다항식의 역원시다항식으로 손쉽게 구할 수 있다. 예를 들면 m=6인 경우 첫 번째 LFSR(LFSR a)을 구현하는 원시다항식이 일 때, 두 번째 LFSR(LFSR a′)는 그 역원시다항식인

로 쉽게 구현할 수가 있다.

이하에서는, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 장치에 대하여 첨부된 도 1 및 도 2를 참조하여 상세히 설명한다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 장치를 나타낸 구성도로서, 전술한 골드-라이크 시퀀스를 이용하여 스크램 블링 부호를 생성하는 장치를 도시한 것이다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 스크램블링 코드 생성 장치는 제1 초기값 맵퍼(Initial value Mapper)(112)와 연동하는 LFSR a(110), 제2 초기값 맵퍼(122)와 연동하는 LFSR a′(120), 모듈러 2 연산기(Modular 2 Operator)(130), 제어기(Controller)(140) 등을 포함한다.

m개의 블록(a_m-1, a_m-2,…, a₂, a₁, a₀)을 가지는 LFSR a(110)는 골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence)를 생성하는 서로 다른 2개의 m차 다항식(polynomial) 중 하나인 GF(2) 상의 m차 원시다항식(primitive polynomial)에 의해 구현되며, 제1 초기값 맵퍼(112)는 매 초기화 주기마다 LFSR a(110)로 고정된 하나의 초기값을 입력한다.

m개의 블록(a'_m-1, a'_m-2,…, a'₂, a'₁, a'₀)을 가지는 LFSR a′(120)는 골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence)를 생성하는 서로 다른 2개의 m차 다항식(polynomial) 중 다른 하나인 m차 다항식에 의해 구현되며, 제2 초기값 맵퍼(122)는 매 초기화 주기마다 LFSR a′(120)로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력한다.

LFSR a(110), LFSR a′(120) 각각의 내부에는 매 클럭(clock)마다 쉬프트(shift) 연산을 수행하는 m개의 블록(a_m-1, a_m-2,…, a₂, a₁, a₀혹은 a'_m-1, a'_m-2,…, a'₂, a'₁, a'₀)과, 자신과 연결되어 있는 각 블록의 상태 값(state value)들 모두를 매 클럭(clock)마다 모듈러 2 연산으로 더한 후 더한 값을 가장 첫 번째 블 록(a_m-1혹은 a'_m-1)으로 피드백(feedback)하는 모듈러 2 연산기(114, 124)가 포함된다. 각각의 LFSR(110, 120) 내에서, m개의 블록 중 어느 블록이 모듈러 2 연산기와 연결될 것인지 여부는 골드-라이크 시퀀스를 생성하는 두 개의 서로 다른 m차 다항식에 의해 결정된다.

제어기(140)는 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 1에서 m비트 사이인 일부 정보를 근거로 제2 초기값 맵퍼(122)를 제어하여 LFSR a′(120)로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들을 배분하는 역할을 한다.

LFSR a(110)와 LFSR a′(120)는 각각 다항식

와

로 구현할 수 있다. 이 때 각각의 다항식에서

항들 앞의 계수(coefficient)

들은 1 혹은 0이며, 계수가 1일 경우 해당 블록은 각 LFSR(110, 120) 내에 있는 모듈러 2 연산기(Modular 2 Operator)(114, 124)에 연결되고, 0일 경우 연결되지 않는다. 각 LFSR(110, 120)의 모듈러 2 연산기(114, 124)는 매 클럭(clock)마다 자신과 연결된 LFSR 내 블록의 상태 값(state value)들 모두를 모듈러 2 연산으로 더해준 다음 그 값을 각각의 LFSR(110, 120)의 가장 첫 번째 블록으로 피드백(feedback)해주게 된다. 여기서

는 전술한 바와 같이 m-시퀀스를 생성하는 원시다항식(primitive polynomial)에 해당되며, 다항식

를 가지는 시퀀스

는 샘플러

를 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 시퀀스이다. 이 때 샘플러

는 하기 수학식 6의 3가지 형태 중 하나이다.

동작의 편의를 위해, m-시퀀스

를 생성하는 복수 개의 원시다항식(primitive polynomial) 중 가장 다항식의 항의 개수가 적은 다항식을

로 선택할 수 있다. 예를 들어 m=32인 경우 총 67,108,864개의 원시다항식이 존재하며, 이 중 5개의 항으로 이루어진

,

등이 LFSR a(110)를 위한

로 선택될 수 있다. 여기서 상기 수학식 6에서의 샘플러가 세 번째 형태일 경우 하기 수학식 7에서 보는 것과 같이

는

의 역원시다항식(reciprocal primitive polynomial)으로 손쉽게 생성할 수 있다.

LFSR a(110), LFSR a′(120)는 시퀀스

와

를 생성하는 구성요소로서 각각이 m개의 블록을 가지며, LFSR a(110)와 LFSR a′(120)로부터 출력되는 시퀀스

와

는 모듈러 2 연산기(130)를 통하여 비트 대 비트로 합해지면서 스크램블링 코드(Scrambling code)를 생성하게 된다. 수학식 7의 다항식

와

는 각각 LFSR a(110)와 LFSR a′(120)로 표현될 수 있다.

이러한 방법으로 구하여진 다항식

와

로 각각 LFSR a(110)와 LFSR a′(120)를 구현할 수 있으나, 궁극적으로 시스템이 원하는 서로 다른 스크램블링 부호를 생성케 하는 것은 수학식 5에서 표현되어지는 대로 고정된 시퀀스

에 시퀀스

를

를 이루는 LFSR a(110)의 각 블록의 초기화 값은 고정시키고, 시퀀스

를 이루는 LFSR a′(120)의 각 블록의 초기화 값은 변화시켜 줌으로서 구현할 수 있다. 즉 LFSR a(110)의 각 블록에 초기값을 매핑시켜 주는 제1 초기값 맵퍼(Initial value Mapper)(112)의 초기값은 매번 똑같은 값으로 고정시키고, LFSR a′(120)의 각 블록에 초기값을 매핑시켜 주는 제2 초기값 맵퍼(122)의 초기값은 m 비트(2^m개)의 서로 다른 값으로 변화시켜 대입하여 준다.

도 2는 m=32인 경우 도 1의 스크램블링 코드 생성 장치의 구성을 예시한 도면으로서, m=32일 때 스크램블링 코드 생성 장치를 이루는 2개의 LFSR의 세부 구성을 예시적으로 설명하기 위한 것이다.

우선 총 67,108,864개의 원시다항식(primitive polynomial) 중 다항식의 항 의 개수가 적은 다항식 하나를 선택한다.

이 그 한 예이다. 이 원시다항식을

로 하고,

에 따라 시퀀스

를 생성하는 LFSR a(110)를 구현하며, 상기 수학식 6에 나타난 3가지 형태의 샘플러

중 하나를 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 다항식

를 가지는 시퀀스

를 이용해 LFSR a′(120)를 구현한다. 각각의 LFSR(110, 120)의 모듈러 2 연산기(114, 124)는 매 클럭(clock)마다 자신과 연결된 LFSR 내 블록의 상태 값(state value)들 모두를 모듈러 2 연산으로 더해 준 다음 그 값을 각각의 LFSR(110, 120)의 가장 첫 번째 블록(MSB)으로 피드백(feedback) 해 준다. 매 클럭(clock)마다 각각의 LFSR(110, 120)의 가장 마지막 블록(LSB)에서 나온 값

와

는 모듈러 2 연산기(114, 124)를 통해 비트 대 비트로 더해지게 되며 그 결과로 나온 각각의 값들을 나열한 것이 하나의 스크램블링 부호에 해당된다. 특히 이미 언급한대로 수학식 6의 3가지 형태의 샘플러

중 세 번째 형태를 쓸 경우 다항식

는 원시다항식

의 역원시다항식(reciprocal primitive polynomial)으로 손쉽게 얻을 수 있다. 상기에서 예로 든

를 LFSR a(110)를 구현하는데 필요한 원시다항식

라 할 경우, LFSR a′(120)를 구현하는데 필요한 다항식

는

역원시다항식인

이다.

여기서 매 초기화 주기마다 각각의 LFSR(110, 120) 내 블록들의 상태 값(state value)을 초기화해 주는 초기값 맵퍼(112, 122)는 각 LFSR(110, 120)에 매핑시켜 주는 초기화 값으로 다음과 같은 값을 가진다. 우선 LFSR a(110)를 위한 제1 초기값 맵퍼(112)는 특정 고정된 값을 매 초기화 주기마다 매핑시킨다. 그 값의 예는 <0,0,0,…,0,0,1> 혹은 <1,0,0,…,0,0,0>이다. LFSR a′(120)를 위한 제2 초기값 맵퍼(122)는 <0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 총 32비트에 해당하는 다양한 초기화 값을 매 초기화 주기마다 매핑시킨다. 이 때 32비트에 해당하는 총 2³²의 초기화 값 중 어떤 초기화 값을 매핑시켜 줄 것인지는 제어기(140)에 의해 결정된다. 즉 제어기(140)는 32비트에 해당하는 이동국 및 셀 특화 식별정보를 받아서 그 정보 값을 제2 초기값 맵퍼(122)로 입력한다.

각각의 LFSR(110, 120)로 초기값이 입력되는 매 초기화 주기는 상향링크(uplink) 혹은 하향링크(downlink)의 각 물리채널(physical channel)이나 각 물리신호(physical signal) 별로 조금씩 다르며, 각각 서브프레임(subframe) 주기, 무선프레임(radio frame) 주기, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 주기, 코드블록(code block) 주기 등이 될 수 있다.

이동국 및 셀 특화 식별정보로는, 이동국 아이디(UE ID), 셀 아이디(Cell ID), 서브프레임 넘버(subframe number), 스트림 아이디(stream ID), MBSFN 영역 아이디(MBMS over Single Frequency Network Area ID), OFDM 심볼 넘버(Orthogonal Frequency Division Multiplexing symbol number) 등이 있다.

3GPP LTE에서 16 비트로 구분되는 이동국 아이디(UE ID)와 9비트로 구분되는 셀 아이디(Cell ID)의 경우 시스템이 진화함에 따라 더 늘어날 것이다. 예를 들어, 도 2에서와 같이 하드웨어의 32비트 구조(HW based on the 32bit architecture)에 골드-라이크 시퀀스 방법을 적용하는 경우 동일 하드웨어 구조에 골드 시퀀스 방법을 적용하는 경우에 비해 32비트 구조를 유지하여 하드웨어 복잡도가 증가하지 않는 한도 내에서 2배 더 많은 셀 아이디(10비트, 최대 1024개)를 구분할 수 있다.

결과적으로 본 발명의 일 실시예에 따르면, 골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence)를 이용하여 m이 4의 배수인 경우에도 골드 시퀀스 방법과 비슷한 방법으로 스크램블링 부호를 생성할 수 있으며, 특히 m=32인 경우 하드웨어의 32비트 구조(architecture)를 고려한 효율적인 연산 작업을 수행할 수 있다. 골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence) 방법을 이용하여 2개의 LFSR을 구현하는 형태 중 그 세 번째 형태를 이용할 경우에는, 두 번째 LFSR(LFSR a′)을 첫 번째 LFSR(LFSR a)을 구현하는데 사용되는 원시다항식의 역원시다항식을 이용하여 보다 간단히 구현할 수 있으며, 첫 번째 LFSR(LFSR a)을 구현하는데 필요한 원시다항식을 항의 개수가 가장 작은 것으로 할 경우 두 번째 LFSR(LFSR a′)을 구현하는데 필요한 역원시다항식 역시 항의 개수가 작으므로 보다 간단한 형태의 LFSR 구조로 스크램블링 부호 생성 장치를 구현할 수 있게 된다.

또한 m=31인 경우의 골드 시퀀스를 이용해 2³¹개의 스크램블링 부호를 생성할 수 있는 데 비해, 그 2배인 2³²개의 스크램블링 부호를 스크램블링 부호에 의한 성능에 절대적인 영향을 미치는 최대교차상관값의 열화 없이 생성할 수 있으며, 이를 통해 셀 아이디 등 이동국 및 셀 특화 식별정보를 2배 이상 더 세분화하여 구분할 수 있게 된다.

따라서, 주파수 대역이 광대역화 되고, 피코 셀(Pico Cell) 또는 펨토 셀(Femto Cell)과 같이 셀 반경이 작아지면서 보다 많은 수의 서로 다른 스크램블링 부호들이 필요하게 되는 4세대 IMT-Advanced(3GPP LTE-A 등)와 같은 차세대 광대역 무선통신시스템에서, 하드웨어 복잡도를 늘리지 않은 범위 내에서 보다 많은 이동국 및 셀 특화식별 정보를 구분할 수 있다.

이하에서는, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 방법에 대하여 첨부된 도 3을 참조하여 상세히 설명한다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 방법을 나타낸 흐름도로서, 도 1의 장치를 이용하여 스크램블링 코드를 생성하는 방법을 도시하고 있다.

먼저, 서로 다른 2개의 m차 다항식에 의해 LFSR a(110), LFSR a′(120)를 구성한다(S110). LFSR a(110), LFSR a′(120) 각각은 도 1과 같이 m개의 블록과 모듈러 2 연산기(114, 124)를 가지며, 골드-라이크 시퀀스를 생성하기 위한 서로 다른 2개의 m차 다항식에 의해 각 LFSR(110, 120) 내에서 어느 블록이 모듈러 2 연산기(114, 124)와 연결될 것인지 여부가 결정된다.

구체적으로, 골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence)를 생성하는 서로 다른 2개의 m차 다항식(polynomial)을 얻기 위하여, 먼저 GF(2) 상의 첫 번째 m차 원시다항식을 선택한 후 선택된 첫 번째 m차 원시다항식에 의해 LFSR a(110)를 구성하며(S111), 샘플러

, 혹은

나

를 가지고 첫 번째 m차 원시다항식에 의해 생성되는 이진 시퀀스(binary sequence)를 샘플링하여 두 번째 m차 원시다항식을 결정하고, 두 번째 다항식에 의해 LFSR a′(120)를 구성한다(S112). 특히 샘플러

를 이용하여 LFSR a(110)로부터 출력되는 시퀀스

를 샘플링하는 경우, LFSR a′(120)를 구현하는 두 번째 m차 원시다항식은 첫 번째 m차 원시다항식의 역원시다항식이 되며, 이러한 경우 첫 번째 m차 원시다항식을 GF(2) 상의 복수의 m차 원시다항식 중 다항식의 항의 개수가 가장 적은 것으로 선택하면, 두 번째 m차 원시다항식도 항의 개수가 가장 적은 것으로 결정되므로, 하드웨어 구조를 보다 단순화할 수 있다. 이 경우, 첫 번째와 두 번째 m차 원시다항식에 의해 생성되는 이진 시퀀스는 m-시퀀스(m-sequence)가 된다.

이후 초기화 주기가 도래하면(S120), 제어기(140)가 제1 초기값 맵퍼(112)를 통해 m개의 블록을 가지는 LFSR a(110)로 고정된 하나의 초기값을 입력하여 제1 출력 시퀀스

를 생성하면서(S130), 제2 초기값 맵퍼(122)를 통해 LFSR a′(120)로 최대 m비트의 서로 다른 초기값을 입력하여 제2 출력 시퀀스

를 생성한다(S140).

이때 LFSR a(110)로 입력되는 고정된 하나의 초기값은 길이가 m인 <0,0,0,…,0,0,1> 혹은 <1,0,0,…,0,0,0>일 수 있다. LFSR a′(120)로 입력되는 서로 다른 초기값은 <0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값 중 하나일 수 있으며, LFSR a′(120)로 입력되는 최대 m비트의 서로 다른 초기값들은 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 1에서 m비트 사이인 일부 정보를 근거로 배분될 수 있다. 구체적으로, LFSR a′(120)로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값은 <0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값들을 원소(element)로 갖는 집합 A와, LFSR a′(120)로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M≤2^m인 M에 대하여, 원소(element)의 개수가 M개인 상기 집합 A의 부분집합의 원소(element) 중 하나일 수 있다.

LFSR a(110)로부터 출력되는 제1 출력 시퀀스

와 LFSR a′(120)로부터 출력되는 제2 출력 시퀀스

는 모듈러 2 연산기(130)를 통해 비트 대 비트로 더해지면서 최종적인 스크램블링 코드를 생성하게 된다(S150).

LFSR a(110), LFSR a′(120)로 초기값이 입력되는 매 초기화 주기는 상향링크(uplink) 혹은 하향링크(downlink)의 각 물리채널(physical channel)이나 각 물리신호(physical signal) 별로 조금씩 다르며, 각각 서브프레임(subframe) 주기, 무선프레임(radio frame) 주기, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 주기, 코드블록(code block) 주기 등이 적용될 수 있다. 또한 특화 식별정보로는, 이동국 아이디(UE ID), 셀 아이디(Cell ID), 서브프레임 넘버(subframe number), 스트림 아이디(stream ID), MBSFN 영역 아이디(MBMS over Single Frequency Network Area ID), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 넘버 등이 적용될 수 있다.

이상 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 설명하였지만, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.

따라서, 이상에서 기술한 실시예들은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이므로, 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 하며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 장치를 나타낸 구성도이다.

도 2는 m=32인 경우 도 1의 스크램블링 코드 생성 장치의 구성을 예시한 도면이다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 방법을 나타낸 흐름도이다.

Claims

무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 장치에 있어서,

m개의 블록을 가지며, GF(2) 상의 m차 원시다항식(primitive polynomial)에 의해 구성되는 제1 LFSR(Linear Feedback Shift Register);

m개의 블록을 가지며, 상기 m차 원시다항식의 역원시다항식(reciprocal primitive polynomial)에 의해 구성되는 제2 LFSR(Linear Feedback Shift Register);

매 초기화 주기마다 상기 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하는 제1 초기값 맵퍼; 및

상기 매 초기화 주기마다 상기 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하는 제2 초기값 맵퍼를 포함하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제1항에 있어서, 상기 제2 LFSR은,

매 클럭(clock)마다 쉬프트(shift) 연산을 수행하는 m개의 블록; 및

자신과 연결되어 있는 각 블록의 상태 값(state value)들 모두를 매 클럭(clock)마다 모듈러 2 연산으로 더한 후 더한 값을 가장 첫 번째 블록으로 피드백(feedback)하는 모듈러 2 연산기를 포함하되,

상기 m차 원시다항식의 역원시다항식에 따라 상기 제2 LFSR 내 m개의 블록 중 어느 블록이 상기 모듈러 2 연산기와 연결되는지 여부가 결정되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제2항에 있어서,

상기 m차 원시다항식의 역원시다항식에서,
항들 앞의 계수는 0 또는 1이며, m개의 블록과 매칭되는
항들 앞의 계수를 기준으로 매칭되는 계수가 1인 블록만이 상기 모듈러 2 연산기와 연결되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제1항에 있어서,

상기 제1 LFSR을 구성하기 위한 m차 원시다항식은 GF(2) 상의 복수의 m차 원시다항식(primitive polynomial) 중 다항식의 항의 개수가 가장 적은 것이며, 상기 제1 LFSR에 의해 생성되는 이진 시퀀스(binary sequence)는 m-시퀀스(m-sequence)임을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제1항에 있어서, 상기 매 초기화 주기는,

상향링크(uplink) 혹은 하향링크(downlink)의 각 물리채널(physical channel)이나 각 물리신호(physical signal) 별로, 각각 서브프레임(subframe) 주기, 무선프레임(radio frame) 주기, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 주기, 코드블록(code block) 주기 중 적어도 어느 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제1항에 있어서,

특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 1에서 m비트 사이인 일부 정보를 근거로 상기 제2 초기값 맵퍼를 제어하여 상기 제2 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들을 배분하는 제어기를 더 포함하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제6항에 있어서, 상기 특화 식별정보는,

상향링크(uplink) 혹은 하향링크(downlink)의 각 물리채널(physical channel)이나 각 물리신호(physical signal) 별로, 각각 이동국 아이디(UE ID), 셀 아이디(Cell ID), 서브프레임 넘버(subframe number), 스트림 아이디(stream ID), MBSFN 영역 아이디(MBMS over Single Frequency Network Area ID), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 넘버 중 적어도 하나 이상의 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제1항에 있어서,

상기 제2 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나는,

<0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값들을 원소(element)로 갖는 집합 A와, 상기 제2 LFSR로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M≤2^m인 M에 대하여, 원소(element)의 개수가 M개인 상기 집합 A의 부분집합의 원소(element) 중 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제1항에 있어서,

상기 제1 LFSR로 입력되는 고정된 하나의 초기값은 길이가 m인 <0,0,0,…,0,0,1> 혹은 <1,0,0,…,0,0,0>임을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제1항에 있어서,

m은 32임을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 장치에 있어서,

각각이 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR 및 제2 LFSR;

매 초기화 주기마다 상기 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하는 제1 초기값 맵퍼; 및

상기 매 초기화 주기마다 상기 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하는 제2 초기값 맵퍼를 포함하되,

상기 제1 LFSR 및 상기 제2 LFSR은 골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence)를 생성하는 서로 다른 2개의 m차 다항식(polynomial)에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제11항에 있어서, 상기 제2 LFSR은,

상기 제1 LFSR로부터 생성된 이진 시퀀스(binary sequence)를 샘플러
를 이용해 샘플링 한 이진 시퀀스(binary sequence)를 통해 표현되는 m차 다항식(polynomial)에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제11항에 있어서, 상기 제2 LFSR은,

상기 제1 LFSR로부터 생성된 이진 시퀀스(binary sequence)를 샘플러
, 샘플러
중 적어도 어느 하나의 샘플러를 이용해 샘플링 한 이진 시퀀스(binary sequence)를 통해 표현되는 m차 다항식(polynomial)에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하기 위한 방법에 있어서,

GF(2) 상의 m차 원시다항식(primitive polynomial)에 따라 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR(Linear Feedback Shift Register)을 구성하는 단계;

상기 m차 원시다항식의 역원시다항식(reciprocal primitive polynomial)에 따라 m개의 블록을 가지는 제2 LFSR(Linear Feedback Shift Register)을 구성하는 단계;

매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 상기 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하여 제1 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및

상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 상기 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하여 제2 출력 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제14항에 있어서,

상기 제1 LFSR을 구성하기 위한 m차 원시다항식은 GF(2) 상의 복수의 m차 원시다항식(primitive polynomial) 중 다항식의 항의 개수가 가장 적은 것이며, 상기 제1 LFSR에 의해 생성되는 이진 시퀀스(binary sequence)는 m-시퀀스(m-sequence)임을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제14항에 있어서, 상기 매 초기화 주기는,

상향링크(uplink) 혹은 하향링크(downlink)의 각 물리채널(physical channel)이나 각 물리신호(physical signal) 별로, 각각 서브프레임(subframe) 주기, 무선프레임(radio frame) 주기, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 주기, 코드블록(code block) 주기 중 적어도 어느 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제14항에 있어서,

상기 제2 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들은 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 1에서 m비트 사이인 일부 정보를 근거로 배분되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제17항에 있어서, 상기 특화 식별정보는,

상향링크(uplink) 혹은 하향링크(downlink)의 각 물리채널(physical channel)이나 각 물리신호(physical signal) 별로, 각각 이동국 아이디(UE ID), 셀 아이디(Cell ID), 서브프레임 넘버(subframe number), 스트림 아이디(stream ID), MBSFN 영역 아이디(MBMS over Single Frequency Network Area ID), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 넘버 중 적어도 하나 이상의 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제14항에 있어서,

상기 제2 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나는,

<0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값들을 원소(element)로 갖는 집합 A와, 상기 제2 LFSR로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M≤2^m인 M에 대하여, 원소(element)의 개수가 M개인 상기 집합 A의 부분집합의 원소(element) 중 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제14항에 있어서,

상기 제1 LFSR로 입력되는 고정된 하나의 초기값은 길이가 m인 <0,0,0,…,0,0,1> 혹은 <1,0,0,…,0,0,0>임을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제14항에 있어서,

m은 32임을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 방법에 있어서,

골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence)를 이용하여 서로 다른 2개의 m차 다항식(polynomial)을 생성하고, 상기 2개의 m차 다항식을 이용해 각각이 m개의 블록을 가지는 2개의 LFSR(Linear Feedback Shift Register)을 구성하는 단계;

매 초기화 주기마다, 상기 2개의 LFSR 중 하나의 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하여 제1 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및

상기 매 초기화 주기마다, 상기 2개의 LFSR 중 다른 하나의 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하여 제2 출력 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제22항에 있어서,

상기 제2 출력 시퀀스를 생성하는 LFSR을 구성하는 m차 다항식(polynomial)은 상기 제1 출력 시퀀스를 생성하는 LFSR로부터 생성된 이진 시퀀스(binary sequence)를 샘플러
를 이용해 샘플링 한 이진 시퀀스(binary sequence)를 통해 표현되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제22항에 있어서,

상기 제2 출력 시퀀스를 생성하는 LFSR을 구성하는 m차 다항식(polynomial)은 상기 제1 출력 시퀀스를 생성하는 LFSR로부터 생성된 이진 시퀀스(binary sequence)를 샘플러
, 샘플러
중 적어도 어느 하나의 샘플러를 이용해 샘플링 한 이진 시퀀스(binary sequence)를 통해 표현되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.