KR100955952B1

KR100955952B1 - 무선 통신 시스템에서 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호를이용한 시공간 부호화 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100955952B1
Application number: KR1020030070997A
Authority: KR
Inventors: 정홍실; 김재열; 채찬병
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2003-10-13
Filing date: 2003-10-13
Publication date: 2010-05-19
Also published as: AU2004306637A1; US7729437B2; RU2327287C2; JP2007507156A; US20050078765A1; CA2540263A1; CN1868145A; KR20050035576A; AU2004306637B2; JP4299341B2; CA2540263C; WO2005036774A1; RU2006112205A; EP1524792A2; EP1524792B1; EP1524792A3; CN100563122C

Abstract

본 발명은 전송하고자 하는 신호를 복수의 안테나를 통해 시공간 부호화하여 전송하는 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 저밀도 패러티 검사 부호를 통해 부호화하여 상기 신호를 전송하는 방법에 있어서, 저밀도 패러티 검사 행렬의 각 엘리먼트값들을 상기 송신 안테나들의 개수의 따라 서브 매트릭스로 확장하여 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 구성하는 과정과, 상기 전송하고자 하는 신호를 상기 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 이용하여 부호화하는 과정과, 상기 부호화된 신호를 직렬/병렬 변환하여 상기 복수의 송신 안테나를 통해 전송하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

시공간 부호, 리프팅 제어기, 변수 노드 복호기, 검사노드 복호기, 검파기

Description

무선 통신 시스템에서 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호를 이용한 시공간 부호화 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR SPACE-TIME CODING USING LIFTING LOW DENSITY PARITY CHECK CODES IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 종래 기술에 따른 시공간 부호화 방법을 적용한 송수신기 구조를 나타낸 도면.

도 2는 종래 기술에 따른 Layered 시공간 부호기의 구조를 나타낸 도면.

도 3은 종래 기술에 따른 Layered 시공간 복호기의 구조를 나타낸 도면.

도 4는 종래 기술에 따른 균일 LDPC 부호의 패러티 검사 행렬을 나타낸 도면.

도 5는 상기 도 4의 패러티 검사 행렬을 기반으로 하는 팩터(factor) 그래프를 나타낸 도면.

도 6a는 저밀도 패러티 검사 부호에서 k=2인 경우의 리프팅에 따른 브랜치의 변화를 나타낸 도면.

도 6b는 저밀도 패러티 검사 부호에서 k=3인 경우의 리프팅에 따른 브랜치의 변화를 나타낸 도면.

도 6c는 저밀도 패러티 검사 부호에서 k=4인 경우의 리프팅에 따른 브랜치의 변화를 나타낸 도면.

도 7a는 본 발명의 제1 실시예에 따른 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호의 행렬 변화를 나타낸 도면.

도 7b는 본 발명의 제1 실시예에 따른 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬의 팩터 그래프를 나타낸 도면.

도 8a는 본 발명의 제2 실시예에 따른 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호의 행렬 변화를 나타낸 도면.

도 8b는 본 발명의 제2 실시예에 따른 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬의 팩터 그래프를 나타낸 도면.

도 9는 본 발명에 따른 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호를 이용한 Layered 시공간 부호기의 부호화 절차를 나타낸 순서도.

도 10은 본 발명에 따른 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호를 이용한 Layered 시공간 부호기의 블록도.

도 11은 본 발명에 따른 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호를 이용한 Layered 시공간 복호기의 복호화 절차를 나타낸 순서도.

도 12는 본 발명에 따른 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호를 이용한 Layered 시공간 복호기의 블록도.

본 발명은 복수개의 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템의 시공간 부호화/ 복호화기에 관한 것으로서, 저밀도 패러티 검사 부호를 이용한 계층화된 시공간 부호화/복호화 방법 및 장치에 관한 것이다.

삭제

상기 시공간 부호화 기술이란 부호화 방식에 의해 출력된 신호를 복수 개의 송신 안테나를 사용하여 전송함으로써 시간 영역에서의 부호화 기술을 공간 영역으로 확장하여 보다 낮은 오류율을 달성하는 기술을 의미한다. 먼저, 도 1을 참조하여 시공간 부호화기에 대해 설명하기로 한다.

도 1은 일반적인 시공간 부호화 방법을 적용한 송수신기 구조를 나타낸 도면이다.

상기 도 1을 참조하면, 상기 시공간 부호화 방법을 적용한 송수신기는 시공간 부호기(100), 시공간 복호기(102), 상기 시공간 부호기(100)에 의해 출력된 신호를 전송하기 위한 복수개의 송신 안테나들(110 내지 114) 및 상기 송신 안테나들(110 내지 114)로부터 출력된 신호들을 수신하기 위한 복수개의 수신 안테나들(120 내지 124)로 구성된다. 여기서, 상기 송신 안테나들(110 내지 114)의 개수와 상기 수신 안테나들(120 내지 124)의 개수가 다를 수도 있음은 자명하다.

상기 시공간 부호기(100)는 입력신호(입력 데이터)를 주어진 부호율에 따라 부호화한다. 만약, 상기 입력 데이터의 개수가 k개이고, 상기 시공간 부호기(100)에 의해 출력되는 데이터의 개수가 N개라면, 상기 시공간 부호기(100)의 부호율은 k/N이다.

한편, 상기 시공간 부호기(100)로부터 출력된 심벌들은 순차적으로 복수개의 송신 안테나들(110 내지 114)을 통해 전송한다. 그러므로, N_T개의 송신 안테나를 통해 전송하는 경우 상기 시공간 부호기(100)의 부호율은

이다.

이때, 상기 복수개의 수신 안테나들(120 내지 124) 각각은 상기 복수개의 송신 안테나들(110 내지 114)을 통해 전송된 심벌들을 수신한다. 상기 제1 수신 안테나(120)는 상기 제1 송신 안테나(110) 내지 제N_T 송신 안테나(114)를 통해 전송되는 심벌들을 수신한다. 또한, 상기 제2 수신 안테나(122)는 상기 제1 송신 안테나(110) 내지 제N_T 송신 안테나(114)를 통해 전송되는 심벌들을 수신한다. 또한, 상기 제N_R 수신 안테나(124)는 상기 제1 송신 안테나(110) 내지 제N_T 송신 안테나(114)를 통해 전송되는 심벌들을 수신한다.

상기 시공간 복호기(102)는 상기 복수개의 수신 안테나들(120 내지 124)에 의해 수신되는 심벌들을 설정된 복호율에 따라 복호한다. 상기 시공간 복호기(102)의 복호율은 상기 시공간 부호기(100)의 부호율에 따라 정해진다. 즉, 상기 시공간 부호기(100)의 부호율이 k/N이면 상기 시공간 복호기(102)의 복호율은 N/k로 주어진다.

상기 시공간 복호기(102)는 상기 수신된 심벌들을 복호화함으로써 송신안테나들(110 내지 114)에서 송신한 신호를 검색하게 된다. 이때, 상기 시공간 부호기(100)의 설계 방식에 따라 오류가 낮은 시스템을 구현할 수 있게 되고, 이로 인해 상기 시스템의 신뢰성을 높일 수 있다. 상기 시공간 부호기(100)에 대한 보다 구체적인 설명은 후술하기로 한다.

그러면, 이하 도 2 및 도 3을 참조하여, 계층화된(Layered; 이하, 'Layered'라 한다) 시공간 부호기 및 복호기의 구조를 설명한다. 여기서 계층화(Layered)되었다는 의미는 채널 부호화된 데이터들이 각 안테나별로 소정의 방식에 의하여 분리되어 전송된다는 것을 의미한다.

도 2는 일반적인 Layered 시공간 부호기의 구성을 도시한 도면이다. 이때, 상기 Layered 시공간 부호기에서 사용되는 채널 부호기는 임의의 채널 부호화 방법을 이용한 채널 부호기이며, 상기 Layered 시공간 부호기의 부호율은 채널 부호의 부호율 R과 안테나의 개수 N_T의 곱인 N_T×R이다.

상기 Layered 시공간 부호기는 임의의 채널 부호기(200), 직렬로 입력되어지는 값들을 병렬로 출력시키는 직렬/병렬 변환기(202), 안테나별로 사용하는 다수의 안테나 인터리버들(204, 206)과 신호 사상기들(208, 210) 및 다중 안테나(212, 214)로 구성된다. 상기 도 2에서 Π_i는 i 번째 안테나 인터리버를 의미한다. 한편, 상기 안테나 인터리버(204 및 206) 및 신호 사상기(208 및 210)의 수는 상기 안테나(212 및 214)의 개수에 따라 정해진다.

먼저, 입력된 데이터는 상기 채널 부호기(200)를 통해 보다 신뢰성 높은 신호의 복원을 위해 부호화된다. 상기 채널 부호기(200)의 출력 데이터는 N_T개의 안테나로 전송되기 위하여 직렬/병렬(202) 변환기를 통과한다. 상기 직렬/병렬(202) 변환기의 출력 데이터는 각각의 안테나 인터리버(204 내지 206)로 입력된다. 상기 안테나 인터리버(204 내지 206)는 순차적으로 입력되어진 데이터를 인터리빙 시킨다.

또한, 상기 인터리버(204 내지 206)의 출력 데이터는 송신 안테나로 전송되기 전에 신호 사상기(208 내지 210)에 의해 원하는 신호로 사상된다. 상기 신호 사상기(208 내지 210)는 입력된 비트 심볼들을 k개의 비트들의 집합과 대응되는 성상도(constellation)에서 상기 안테나를 통해 전송할 신호를 결정한다.

따라서, 상기 성상도는 입력되는 비트의 크기 n에 따라 달라진다. 예를 들어, 상기 n의 값이 1인 경우 상기 성상도는 진폭과 주파가 일정한 반송파를 이용하여 그 위상을 전송 부호에 대응시켜 변환하는 방식인 BPSK(binary phase shift keying)에 해당하는 신호로 변환하며, n의 값이 2인 경우 상기 성상도는 QPSK(quadrature phase-shift keying)로 구현 가능하며, 상기 n의 값이 3인 경우에는 8QAM(quadrature amplitude modulation)로 구현 가능하게 된다.

이하 도 3을 참조하여 상기 도 2의 채널 부호화기를 이용한 Layered 시공간 부호화 전송에 따른 Layered 시공간 복호기의 구성을 상세히 알아보도록 한다. 상 기 도 2의 Layered 시공간 부호기에 대응하여 상기 도 3의 시공간 복호기를 Layered 시공간 복호기라 한다.

상기 송신측의 복수 개의 안테나를 통해 전송된 프레임 데이터 열들은 수신측의 특정 안테나에 모두 수신된다. 상기 수신 안테나의 개수가 3개라면 상기 3개의 수신 안테나들 각각은 상기 3개의 송신 안테나들로부터 전송된 프레임 데이터 열을 수신한다. 상기 도 3은 N_R개의 수신 안테나(300 내지 302), 검파기(304), 구성 복호기(312), N_R개의 안테나 디인터리버들(306 내지 308), N_R개의 안테나 인터리버들(316 내지 318)과 병렬/직렬 변환기(310) 및 직렬/병렬 변환기(314)로 구성되어 있다.

상기 도 3에서 각각의 수신 안테나(300 내지 302)는 각각의 송신 안테나로부터 전송된 신호를 모두 수신한다. 수신 안테나들(300 내지 302)에 의해 수신되어진 데이터는 검파기(304)에 의해 각각의 송신 안테나에 대한 송신 신호가 무엇이었는지 검파한다. 검파기(304)의 출력 데이터는 상기 언급하였던 안테나 인터리버에 따른 각각의 Layered 시공간 복호기의 안테나 인터리버(204 내지 206)에 대응하는 안테나 디인터리버(306 내지 308)로 입력된다. 이는 Layered 시공간 부호기의 안테나 인터리빙된 데이터를 디인터리빙을 통하여 본래의 데이터를 얻기 위함이다.

상기 안테나 디인터리버의 출력 데이터는 병렬로 입력되어진 데이터를 직렬로 출력시키는 병렬/직렬 변환기(310)로 입력되어 직렬 데이터로 변환되어지고, 상기 병렬/직렬 변환기(310)의 출력 데이터는 복호기(312)로 입력되어진다. 상기 복 호기(312)는 상술한 Layered 시공간 부호기의 구성 부호기에 대응하는 것으로써 보다 신뢰성 있는 신호의 복원을 위하여 구성된다.

상기 복호기(312)의 출력 데이터는 채널 환경 등에 의한 오류가 없을 경우, 송신기에서 부호화한 신호와 동일하나 상기 채널 환경 등에 의한 오류가 발생할 수 있으므로, 보다 정확한 수신 신호의 복호를 위해 반복 복호를 수행할 수 있다.

따라서, 상기 복호기(312)의 출력 데이터는 직렬로 입력되어진 데이터를 병렬로 출력하는 직렬/병렬 변환기(314)를 통과하여 각각의 안테나 인터리버(316 내지 318)로 입력되어진다. 안테나 인터리버의 출력 데이터들은 다시 검파기로 입력되어지고 반복 복호를 수행한다. 반복 복호를 수행함으로써 데이터의 복원의 신뢰도를 높이도록 한다.

상기와 같은 반복 복호를 통해 상기 복호기(312)에서 신뢰할만한 신호로 복호되면 상기 복호기(312)의 출력을 수신 신호로서 판정하게 된다.

한편, 차세대 무선 이동통신 시스템에서는 지상통신망과 위성통신망이 통합된 멀티미디어 서비스를 제공하는 것을 목표로 하고 있다. 이러한 서비스를 제공하기 위해서는 높은 전송율과 낮은 오류율을 요구한다. 따라서, 열악한 전송 환경에서도 고품질, 고신뢰성 통신을 지속적으로 전송하기 위해 상기 시공간 부호기에 사용되는 채널 부호화 기술이 필수적이다.

상기 채널 부호화 기술은 채널의 성격에 따라 여러가지 형태로 변형될 수 있으나, 기본적인 방법으로는 오류 정정 부호(Error-correcting code)가 사용된다. 상기 오류 정정 부호의 궁극적인 목표는 신뢰할 수 없는 채널 상황에서 신뢰할 수 있는 통신을 달성하는 방법을 제시하는 것이다. 다시 말해서 상기 채널 상에서 전송하기 전 채널 부호를 사용하여 부호화한 후, 수신단에서 채널 출력으로부터 원 정보와 같은 정보를 추출하는 것이다.

상기와 같은 시스템의 기본적인 특성은, 정보에 대한 적절한 부호화가 이루어지는 경우 잡음이 있는 채널에 의해 발생하는 오류를 정보 전송율의 손실 없이 최대한으로 줄일 수 있는 한계가 존재한다는 샤논(Shannon)의 채널부호화 이론에 근거한다. 이러한 부호들을 체계적으로 연구하는 부호 이론은 지난 수 십년간 발전을 거듭해왔다.

상기 부호들 중 최근에 수백 Kbps~수 Mbps의 음성 및 저속 멀티미디어 서비스를 목표로 관심이 고조되고 있는 3세대 무선 이동통신인 IMT-2000을 위한 고신뢰 채널 부호기술 분야에는 길쌈 부호를 사용하는 연접 부호 중에서 반복 복호 기법을 이용한 터보 부호(Turbo codes)가 있다.

1993년 발표된 터보 부호는 RSC(Recursive Systematic Convolutional) 부호를 병렬로 연접하여 부호화하며 준최적 복호 방법인 반복 복호(Iterative Decoding)를 통하여 복호 동작을 수행하게 된다. 또한, 상기 터보 부호는 인터리버의 크기가 크고 반복 복호가 충분히 수행되었을 때, 비트 에러율(Bit Error Rate; BER)의 관점에서 샤논의 한계에 근접하는 우수한 성능을 보인다.

그러나, 상기 터보 부호를 사용하는 경우 많은 연산량에 따른 복잡성의 증가, 인터리버와 반복 복호수에 따른 지연 및 실시간 처리의 어려움이라는 문제점을 안고 있다.

한편, 미래의 4세대 무선 이동통신 시스템에서는 음성 및 고속 멀티미디어 서비스를 목표로 하고 있다. 이러한 상기 4세대 무선 이동 통신에서의 오류 정정 부호로는 아직 정해진 부호가 없으나 현재 보다 더 낮은 오류율(음성 및 데이터 : 10^-6~10^-9)을 요구하기 때문에 새로운 오류 정정 부호의 연구가 필요하다.

이에 대한 대안으로 기존의 터보 부호보다 복잡도나 성능면에서 우수한 부호 특성을 보여주는 저밀도 패러티 검사 부호(Low Density Parity Check; 이하, 'LDPC'라 한다)가 많은 관심을 불러일으키고 있다. 상기 LDPC 부호는 패러티 검사 행렬(Parity Check Matrix) H의 원소들의 대부분이 '0'인 선형 블록 부호(Linear block code)로서 복호의 복잡도로 인해 당시에는 구현이 불가능하였다. 그러나, Mackay와 Neal은 이를 재발견하였고, Gallager의 간단한 확률적(Probabilistic) 복호법을 이용하여 성능이 매우 우수함을 보였다.

상기 LDPC 부호는 행렬안의 1의 개수가 적은(sparse)한 랜덤 패러티 검사 행렬 H에 의해 정의된다. 상기 패러티 검사 행렬 H는 수신된 신호에 대한 정상적인 복호여부를 확인하기 위한 행렬로서, 부호화된 상기 수신 신호와 상기 패러티 검사 행렬 H의 곱이 '0'이 되었을 경우 에러가 발생하지 않은 경우이다. 따라서, 상기 LDPC 부호는 모든 부호화된 수신 신호에 대해 곱하였을 경우 '0'이 될 수 있는 소정의 패러티 검사 행렬을 먼저 설계한 후, 상기 결정된 패러티 검사 행렬에 따른 송신측의 부호화기에서 부호화시키는 연산을 역으로 산출하게 된다.

한편, 상기 패러티 검사 행렬 H의 구조적 특징은 다음과 같다.

첫째, 각 행(Row)은 무게(weight) k개의 1로 구성되며, 상기 무게 k는 가능한 균일하게 구성한다. 둘째, 각 열(Column)은 무게 j의 1이 되게 구성하며, 상기 무게 j는 작은 수로 한다. 이러한 무게 j로는 일반적으로 3 또는 4가 사용된다. 셋째, 임의의 두 열 사이의 중첩(overlap)은 1보다 크지 않게 랜덤하게 구성한다. 여기서, 무게란 0이 아닌 요소, 즉 1의 수를 말하며, 두 개의 열의 사이의 중첩이란 행간의 내적을 의미한다.

상기 LDPC 부호는 팩터(factor; 이하 '팩터'라 칭하기로 한다) 그래프 상에서 합곱(sum-product) 알고리즘(algorithm)에 기반한 반복 복호(iterative decoding) 알고리즘을 사용하여 복호할 수 있다. 상기 합곱 알고리즘에 기반한 반복 복호 알고리즘을 사용하는 복호 방법을 사용함으로써 상기 LDPC 부호의 복호기(decoder)는 상기 터보 부호의 복호기에 비해 낮은 복잡도를 가질 뿐만 아니라 병렬 처리 복호기를 구현함에 있어 용이하게 된다.

상기 LDPC 부호를 팩터 그래프로 표현하면 상기 LDPC 부호의 팩터 그래프 상에 사이클(cycle)이 존재하게 되는데, 상기 사이클이 존재하는 상기 LDPC 부호의 팩터 그래프 상에서의 반복 복호는 준최적(suboptimal)이라는 것은 이미 잘 알려져 있는 사실이다. 또한 상기 LDPC 부호는 반복 복호를 통해 우수한 성능을 가진다는 것 역시 실험적으로 입증된 바 있다. 그러나, 상기 LDPC 부호의 팩터 그래프 상에 짧은 길이의 사이클이 많이 존재할 경우에는 상기 LDPC 부호의 성능 열화가 발생되기 때문에, 상기 LDPC 부호의 팩터 그래프상에 짧은 길이의 사이클이 존재하지 않도록 하는 LDPC 부호를 설계하기 위한 연구가 지속적으로 수행되고 있다.

상기 LDPC 부호의 부호화 과정은 일반적으로 높은 무게(weight)를 가지는 생성 행렬(generating matrix)의 특성으로 인해 낮은 웨이트 밀도를 가지는 패러티 검사 행렬(parity check matrix)을 이용하는 방법으로 발전되어 왔다. 특히, 상기 패러티 검사 행렬에서 패러티에 해당하는 부분 행렬(partial matrix)의 형태가 규칙적인 형태를 가지면 일반적인 LDPC 부호 보다 더 효율적인 부호화가 가능하다.

한편, 상기 LDPC 부호는 0이 아닌 값을 가지는 다양한 부호들을 포함하고 있으므로 LDPC 부호의 실용화 문제에 있어서, 다양한 형태를 갖는 LDPC 부호의 효율적인 부호화 알고리즘과 효율적인 복호 알고리즘을 개발하는 것은 매우 중요한 요소이다. 또한, LDPC 부호의 패러티 검사 행렬은 LDPC 부호의 성능을 결정하기 때문에 우수한 성능을 갖는 패러티 검사 행렬을 설계하는 방법 역시 매우 중요한 요소이다. 즉, 우수한 성능을 갖는 효율적인 패러티 검사 행렬과, 효율적인 부호화 알고리즘 및 복호 알고리즘을 동시에 고려해야만 성능이 우수한 LDPC 부호를 생성하는 것이 가능하게 되는 것이다.

상술한 바와 같이, 상기 LDPC 부호는 대부분의 엘리먼트들이 0의 값을 가지며, 상기 0의 값을 가지는 엘리먼트들 이외의 극히 소수의 엘리먼트들이 1의 값을 가지는 패러티 검사 행렬에 의해 정의된다. 일예로, (N, j, k) LDPC 부호는 블록(block) 길이가 N인 선형 블록 부호(linear block code)로, 각 열(column)마다 j개의 1의 값을 가지는 엘리먼트들과, 각 행(row)마다 k개의 1의 값을 가지는 엘리먼트들을 가지고, 상기 1의 값을 가지는 엘리먼트들을 제외한 엘리먼트들은 모두 0의 값을 가지는 엘리먼트들로 구성된 성긴(sparse, 이하 'sparse'라 칭하기로 한다) 구조의 패러티 검사 행렬에 의해 정의된다.

상기에서 설명한 바와 같이 상기 패러티 검사 행렬내 각 열의 웨이트들의 개수가 j개로 일정하며, 상기 패러티 검사 행렬내 각 행의 웨이트들의 개수가 k개로 일정한 LDPC 부호를 균일(regular) LDPC 부호라고 칭한다. 이와는 달리, 상기 패러티 검사 행렬내 각 열의 웨이트들의 개수와 각 행의 웨이트들의 개수가 일정하지 않은 LDPC 부호를 불균일(irregular) LDPC 부호라고 칭한다. 일반적으로, 상기 균일 LDPC 부호의 성능에 비해서 상기 불균일 LDPC 부호의 성능이 더 우수하다고 알려져 있다. 그러나, 상기 불균일 LDPC 부호의 경우 패러티 검사 행렬내 각 열의 웨이트들의 개수와 각 행의 웨이트들의 개수가 일정하지 않기 때문에 패러티 검사 행렬내 각 열의 웨이트들의 개수와 각 행의 웨이트들의 개수를 적절하게 조절해야만 우수한 성능을 보장받을 수 있다.

따라서, 상기 도 1 및 도 2에서 상술한 시공간 부호기/복호기에도 상술한 LDPC 부호를 사용하여 부호화/복호화함으로써 보다 성능이 우수한 채널 부호화/복호화가 가능하게 된다.

한편, 상기 기존의 Layered 시공간 부호는 다양한 안테나 개수에 대하여 최적의 부호화 이득을 얻기 위하여 다양한 채널 부호화를 해야하므로 안테나 개수를 다양하게 사용하기가 용이하지 않다. 즉, 2개의 안테나를 사용할 경우와 3개의 안 테나를 사용할 경우에 대하여 채널 부호화기를 다르게 사용하여야 한다. 또한 Layered 시공간 부호의 경우 안테나로 전송되는 신호들 사이의 관계가 높은 경우 높은 부호화 이득을 얻을 수 있음에도 불구하고 임의의 채널 부호를 사용하였을 경우 상기 전송 신호들 사이의 관계가 높을 수 없다.

다시 말하면, 상기 Layered 시공간 부호의 경우 각각의 안테나로 전송되는 신호가 독립적일 수 있으므로 우수한 성능을 보장하지 않는다. 특히 우수한 성능을 보이는 상술한 LDPC 부호를 사용하였을 경우 상기 언급한 다중 안테나에 의해 전송되는 비트들 사이에 연관 관계가 높을 수록 우수한 성능을 얻을 수 있지만 상기 LDPC 부호를 임의로 설계하였을 경우에는 안테나 사이의 상관 관계를 높이는 것이 용이하지 못하다는 단점이 있다.

전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 복수개의 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템의 시공간 부호화/복호화기에서, 상기 복수의 안테나에 의해 전송되는 비트열간의 상관 관계를 높인 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호를 이용한 계층화된 시공간 부호화/복호화 방법 및 장치에 관한 것이다.

또한, 본 발명의 목적은 다중 안테나에 의해 전송되는 비트열간의 상관관계를 높여 오류 없이 데이터를 전송하는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

또한, 본 발명의 다른 목적은 특정 시점에서 전송하고자 하는 비트열의 개수보다 안테나의 개수가 많은 경우 효율적인 비트열 전송이 수행되도록 하는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

또한, 본 발명의 또 다른 목적은 다양한 송신 안테나에 대하여 Layered 시공간 부호의 확장을 용이하게 할 뿐만 아니라 LDPC 복호 방법을 통하여 수신된 데이터를 정확히 복원함으로서 고품질의 신뢰도를 얻을 수 있는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

상기한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 부호화 방법은; 전송하고자 하는 신호를 복수의 송신 안테나들을 통해 시공간 부호화하여 전송하는 무선 통신 시스템에서, 저밀도 패러티 검사 부호를 통해 부호화하여 상기 신호를 전송하는 방법에 있어서, 저밀도 패러티 검사 행렬의 각 엘리먼트 값들을 상기 송신 안테나들의 개수에 따라 서브 매트릭스로 확장하여 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 구성하는 과정과, 상기 전송하고자 하는 신호를 상기 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 이용하여 부호화하는 과정과, 상기 부호화된 신호를 직렬/병렬 변환하여 상기 복수의 송신 안테나를 통해 전송하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

또한, 상기한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 복호화 방법은; 전송하고자 하는 신호를 복수의 송신 안테나들을 통해 시공간 부호화하여 전송하는 무선 통신 시스템에서, 저밀도 패러티 검사 부호를 통해 수신 신호를 복호하는 방법에 있어서, 저밀도 패러티 검사 행렬의 각 엘리먼트 값들을 상기 송신 안테나들의 개수에 따라 서브 매트릭스로 확장하여 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 구성하는 과정과, 상기 수신된 신호를 상기 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 이용하여 복호화하는 과정과, 상기 복호화된 신호를 경판정하여 수신 심볼을 결정함을 특징으로 한다.

한편, 상기한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 부호화 장치는; 전송하고자 하는 신호를 복수의 송신 안테나들을 통해 시공간 부호화하여 전송하는 무선 통신 시스템에서, 저밀도 패러티 검사 부호를 통해 부호화하여 상기 신호를 전송하는 장치에 있어서, 저밀도 패러티 검사 행렬의 각 엘리먼트 값들을 상기 송신 안테나들의 개수에 따라 서브 매트릭스로 확장하여 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 구성하고, 상기 전송하고자 하는 신호를 상기 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 이용하여 부호화하는 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호화기와, 상기 부호화된 신호를 직렬/병렬 변환하는 직렬/병렬 변환기를 포함함을 특징으로 한다.

또한, 상기한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 복호화 장치는; 전송하고자 하는 신호를 복수의 송신 안테나들을 통해 시공간 부호화하여 전송하는 무선 통신 시스템에서, 저밀도 패러티 검사 부호를 통해 수신 신호를 복호하는 장치에 있어서, 저밀도 패러티 검사 행렬의 각 엘리먼트 값들을 상기 송신 안테나들의 개수에 따라 서브 매트릭스로 확장하여 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 구성하여 저장하는 메모리와, 상기 수신된 신호를 상기 메모리에 저장된 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 이용하여 복호화하는 리프팅 저밀도 패러티 검사 복호화기를 포함함을 특징으로 한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설 명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않는 범위에서 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명은 LDPC 부호를 시공간 부호기/복호기에 적용함에 있어, 안테나 개수 변화에 따른 LDPC 부호의 확장을 용이하게 하는 리프팅(Lifting) LDPC 부호를 제안한다. 또한, 본 발명은 상기 시공간 부호기/복호기에 있어, 각 안테나별로 전송되는 신호들의 상관 관계(correlation)가 높은 리프팅 LDPC 부호를 제안하여 보다 신뢰성 있는 신호의 부호화/복호화가 가능하도록 한다.

한편, 본 발명은 이하 후술하는 내용에 국한되어서는 안되며, 다중 안테나를 사용하여 신호를 전송하는 시스템에서 상기 LDPC 부호를 이용한 어떠한 부호화기/복호화기에도 적용될 수 있음은 자명하다.

이하, 본 발명에 따른 리프팅 LDPC 부호기를 이용한 Layered 시공간 부호화기/복호화기를 설명하기에 앞서, 상기 Layered 시공간 부호화기/복호화기에 적용되는 LDPC 부호 및 리프팅 LDPC 부호의 구성 방법에 대하여 구체적으로 설명하기로 한다.

먼저, 도 4를 참조하여 (N, j, k) LDPC 부호의 예로 (8, 2, 4) LDPC 부호의 패러티 검사 행렬을 설명하기로 한다.

상기 도 4는 일반적인 (8, 2, 4) LDPC 부호의 패러티 검사 행렬을 도시한 도면이다.

상기 도 4를 참조하면, 상기 (8, 2, 4) LDPC 부호의 패러티 검사 행렬 H는 8개의 열들과 4개의 행들로 구성되어 있으며, 각 열의 웨이트(Weight)들은 2로 균일 하며, 각 행의 웨이트(Weight)들도 4로 균일하다. 상기와 같이, 상기 패러티 검사 행렬내 각 열의 웨이트들의 수와 각 행의 웨이트들의 수가 각각 균일하므로 상기 (8, 2, 4) LDPC 부호는 균일(regular) LDPC 부호가 되는 것이다. 이때, 각 열의 웨이트들의 수 또는 각 행의 웨이트들의 수가 균일 하지 않은 경우 불균일(irregular) LDPC 부호가 된다.

상기 도 4에서는 (8, 2, 4) 균일 LDPC 부호의 패러티 검사 행렬에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 5를 참조하여 상기 도 4에서 설명한 (8, 2, 4) 균일 LDPC 부호의 팩터(factor) 그래프(또는, 바이파타이트(bipartite) 그래프)를 설명하기로 한다.

상기 도 5는 도 4의 (8, 2, 4) LDPC 부호의 팩터(factor) 그래프를 도시한 도면이다.

상기 도 5를 참조하면, 상기 도 4의 (8, 2, 4) LDPC 부호의 팩터(factor) 그래프는 8개의 변수 노드(variable node)들(즉, V₁(500) 내지 V₈(514))과 4개의 검사 노드(check node)들(516, 518, 520 및 522)로 구성된다. 상기 (8, 2, 4) LDPC 부호의 패러티 검사 행렬의 i번째 열과 j번째 행이 교차하는 지점에 웨이트, 즉 1의 값을 가지는 엘리먼트가 존재할 경우 변수 노드 V_i와 j번째 검사 노드 사이에 브랜치(branch)가 생성된다.

예컨대, 도 4에 도시된 패러티 검사 행렬의 첫번째 행에서 1, 3, 5 및 7번째 열의 값이 1이므로, 상기 도 5의 첫번째 검사 노드(516)는 V₁(500), V₃(504), V₅(508) 및 V₇(512)과 연결되어 있음을 알 수 있다. 마찬가지로 두번째 검사 노드(518)는 패러티 검사 행렬의 두번째 행에서 1의 값을 가지는 열이 1, 4, 6 및 8번 열이므로, V₁(500), V₄(506), V₆(510) 및 V₈(514)과 연결되어 있음을 알 수 있다. 세번째 및 네번째 검사 노드(520, 522)도 상기와 동일한 방법을 적용함으로써 상기 도 5와 같이 도시 가능함을 알 수 있다.

한편, 상술한 바와 같이 LDPC 부호의 패러티 검사 행렬은 매우 적은 개수의 0이 아닌 엘리먼트들(elements)을 가지기 때문에, 비교적 긴 길이를 가지는 블록 부호(block code)에서도 반복 복호를 통해 복호가 가능하며, 블록 부호의 블록 길이를 계속 증가시켜가면 터보 부호와 같이 Shannon의 채널 용량 한계에 근접하는 형태의 성능을 나타낸다. 또한, MacKay와 Neal은 흐름 전달 방식을 사용하는 LDPC 부호의 반복 복호 과정이 터보 부호의 반복 복호 과정에 거의 근접하는 성능을 가진다는 것을 이미 증명한 바가 있다.

상술한 LDPC 부호를 기반으로 하여 본 발명에 적용되는 리프팅 LDPC 부호에 대하여 설명하기로 한다. 여기서, 상기 리프팅(Lifting)이란 임의의 0과 1로 이루어진 행렬에 대해 부행렬 교체(sub-matrix replacement)에 의해 기본 행렬의 크기를 확장하는 방법을 말한다. 즉, 상기 리프팅 LDPC 부호는 LDPC 부호의 패러티 검사 행렬에서 각각의 엘리먼트들의 값을 서브 매트릭스로 확장하여 구성하는 것을 의미한다.

이하 도 6a 내지 도 6c를 참조하여 상기 리프팅 LDPC에 대하여 보다 구체적으로 살펴보도록 한다. 상술한 바와 같이 LDPC 부호의 패러티 검사 행렬의 i번째 열과 j번째 행이 교차하는 지점에 웨이트, 즉 1의 값을 가지는 엘리먼트가 존재할 경우 변수 노드 V_i와 j번째 검사 노드(C_j) 사이에 브랜치(branch)가 생성된다. 상기 리프팅 기법은 패러티 검사 행렬의 1의 위치에 임의의 k×k 부행렬(sub-matrix)을 교체시키므로 변수 노드 V_i는 V_i,1, V_i,2, ..., V_i,k로 확장되며 j번째 검사 노드 C_j는 C_j,1, C_j,2, ..., C_j,k로 확장된다.

이때, 확장된 상기 k개의 변수 노드와 검사 노드는 k×k 부행렬에 따라 팩터(factor) 그래프로 표현할 수 있다. 상기 도 6a 내지 도 6c는 각각 k가 2,3 및 4인 다양한 부행렬에 대하여 변수 노드 V_i와 j번째 검사 노드 사이에 브랜치(branch)가 어떻게 변형되는지 표현하였다.

상기 도 6a는 송신 안테나를 2개 사용하였을 경우 리프팅 LDPC 부호를 이용하기 위하여, 두 가지의 2×2행렬을 대체 시켰을 때 검사 노드와 변수 노드 사이의 브랜치가 어떻게 변하는지 표현하였다.

즉, 소정의 상기 패러티 검사 행렬에서 1의 값을 가지는 엘리먼트에 대하여 상기 도 6a에 도시된 바와 같이 두가지 행렬로 확장이 가능하게 된다. 따라서, C_j,1이 V_i,1과 브랜치를 형성하고, C_j,2가 V_i,2와 브랜치를 형성하는 팩터 그래프와 C_j,1이 V_i,2와 브랜치를 형성하고, C_j,2가 V_i,1과 브랜치를 형성하는 팩터 그래프의 두개의 팩터 그래프로 표현될 수 있다.

도 6b는 송신 안테나를 3개 사용하였을 경우 리프팅 LDPC 부호를 이용하기 위하여, LDPC 부호의 패러티 검사 행렬의 1의 엘리먼트를 3×3행렬로 대체 시켰을 때 브랜치의 변화를 표현한 팩터 그래프이다.

상기 도 6b를 참조하면, 상기 패러티 검사 행렬의 1의 값을 가지는 각각의 엘리먼트는 3개의 팩터 그래프로 확장하여 표현될 수 있다.

도 6c는 송신 안테나를 4개 사용하였을 경우 리프팅 LDPC 부호를 이용하기 위하여, LDPC 부호의 패러티 검사 행렬의 1의 엘리먼트를 4×4행렬로 대체 시켰을 때 브랜치의 변화를 표현한 팩터 그래프이다.

상기 도 6c를 참조하면, 상기 패러티 검사 행렬의 1의 값을 가지는 각각의 엘리먼트는 4개의 팩터 그래프로 확장하여 표현될 수 있다.

상기와 같이 LDPC 부호에 리프팅을 하기 위하여 상기 도 6a 내지 도 6c에 도시된 행렬 이외에도 다양한 순열 행렬을 사용할 수 있음은 자명하다.

따라서, 상기 도 6a 내지 도 6c에서와 같이 패러티 검사 행렬의 1을 대체할 부행렬에 따라 다양하게 브랜치가 변화할 수 있음을 알 수 있다. 상기와 같은 사실을 기반으로 이하 도 7a 내지 도 8b를 참조하여 송신 안테나를 2개 사용하였을 경우 리프팅 LDPC 부호를 시공간 부호에 적합하게 적용하기 위한 방법에 대하여 알아보도록 한다.

도 7a는 본 발명의 제1 실시예에 따른 리프팅 LDPC 부호의 구성 방법을 나타낸 도면이며, 도 7b는 상기 도 7a를 팩터 그래프로 표현한 도면이다. 또한, 도 8a는 본 발명의 제2 실시예에 따른 리프팅 LDPC 부호의 구성 방법을 나타낸 도면이 며, 도 8b는 상기 도 8a를 팩터 그래프로 표현한 도면이다.

<제1 실시예>

먼저, 도 7a 및 도 7b를 참조하여, 본 발명의 제1 실시예에 따라 리프팅 LDPC 부호를 구성하는 방법을 설명한다.

상기 도 7a는 임의의 4×8 행렬(700)의 1인 위치에 항등 행렬을 대입하고 0인 위치에 0 행렬을 대치하는 방식에 의해 기본 4×8 행렬을 8×16 행렬(702, 704)로 리프팅 시킨 행렬을 나타낸 도면이다.

상기 도 7a를 참조하면, 소정의 패러티 검사 행렬 H(700)를 4×8의 행렬로 구성하고, 상기 패러티 검사 행렬에서 1의 값을 가지는 각 엘리먼트들을 상기 도 6a에서 상술한 방법에 의해 2×2 행렬로 리프팅 시킬 수 있다.

즉, 상기 4×8 행렬의 패러티 검사 행렬 H(700)에서 1의 값을 가지는 13개의 각 엘리먼트들을 S₁ 내지 S₁₃의 2×2 서브 행렬로 확장함으로써, 상기 패러티 검사 행렬 H(700)를 리프팅하게 된다.

이때, 상기 S₁ 내지 S₁₃의 2×2 서브 행렬들 각각은 여러가지 형태로 구현할 수 있으며, 상기 도 7a에서는 상기 S₁ 내지 S₁₃을 항등 행렬로 구현하였다. 따라서, 상기 4×8 크기의 패러티 검사 행렬 H(700)는 2×2 행렬로 리프팅되어 최종적으로 8×16 크기의 행렬이 생성된다.

한편, 상기 도 7a에서 상술한 리프팅 LDPC 행렬은 도 7b와 같은 팩터 그래프 로 표현될 수 있다.

도 7b를 참조하면, 리프팅 패러티 검사 행렬의 팩터 그래프(708)는 상기 기본 패러티 검사 행렬(700)의 1의 위치에 항등 행렬을 대입하였으므로, 상기 기본 패러티 검사 행렬의 팩터 그래프(706)를 두배로 확장한 두 개의 독립적인 팩터 그래프로 나타낼 수 있음을 알 수 있다. 따라서, 리프팅을 하기 전의 팩터 그래프(706)와 동일한 두 개의 그래프(708)로 표현될 수 있다.

이때, 상기 팩터 그래프에서 V_i,1과 관련된 부분이 제1 안테나를 통해 전송되는 데이터들이며, V_i,2와 관련된 부분이 제2 안테나를 통해 전송되는 데이터들이다.

한편, 각각의 안테나로 전송되는 비트열들 사이의 연관 관계를 보다 높여주기 위하여 이하 도 8a 및 도 8b를 참조하여 제2 실시예를 제안한다.

<제2 실시예>

일반적으로 같은 검사 노드에서 연결된 변수 노드들은 복호 과정에서 높은 상관관계를 갖게 된다. 그러므로, 본 발명의 제2 실시예에 따른 상기 리프팅 LDPC 부호를 이용한 Layered 시공간 부호에서는 같은 검사 노드에 각각의 다른 안테나로 전송되는 데이터들을 연결시킴으로써 다중 안테나로 전송되는 데이터 사이의 상관 관계를 높일 수 있다. 예컨대 상기 도 7a 및 도 7b에서 언급한 바와 달리 이하, 도 8a 및 도 8b의 제2 실시예에서는 4×8행렬의 1의 위치에 모두 항등 행렬을 대입하지 않고 순환 행렬(permutation matrix)을 대입시킴으로써 전송 신호들의 상관 관 계를 높이게 된다.

한편, 상기 순환 행렬 중에서 크기가 2×2인 순환 행렬은 2개 존재하며 하기 <수학식 1>과 같다.

따라서, 상기 도 8a에서 4×8행렬(800)의 같은 행에 위치한 1의 위치에 상기 <수학식 1>과 같은 순환 행렬 P₁과 P₂를 차례로 대입하면 리프팅 행렬(802, 804)을 얻을 수 있다.

상기 도 8a를 참조하면, 소정의 패러티 검사 행렬 H(800)를 4×8의 행렬로 구성하고, 상기 패러티 검사 행렬에서 1의 값을 가지는 각 엘리먼트들을 상기 도 6a에서 상술한 방법에 의해 2×2 행렬로 리프팅 시킬 수 있다.

즉, 상기 4×8 행렬의 패러티 검사 행렬 H(800)에서 1의 값을 가지는 13개의 각 엘리먼트들을 S₁ 내지 S₁₃의 2×2 서브 행렬로 확장함으로써, 상기 패러티 검사 행렬 H(800)를 리프팅하게 된다.

이때, 상기 S₁ 내지 S₁₃의 2×2 서브 행렬들 각각은 여러가지 형태로 구현할 수 있으나, 상술한 바와 같이 상기 도 8a에서는 상기 S₁ 내지 S₁₃을 상기 순환 행렬 P₁과 P₂로서 구현하였다. 따라서, 상기 4×8 크기의 패러티 검사 행렬 H(800)는 2×2 행렬로 리프팅되어 최종적으로 8×16 크기의 행렬이 생성된다.

즉, 본 발명의 제2 실시예에서는 S₂, S₃, S₅, S₈, S₉ 및 S₁₂에는 P₁을, S₁, S₄, S₆, S₇, S₁₀, S₁₁, S₁₃에는 P₂를 적용하여 리프팅하게 된다.

이렇게 함으로써, 상기 패러티 검사 행렬의 같은 행에 위치한 1의 위치에 상기 순환 행렬 P₁ 및 P₂가 번갈아 매핑된다.

한편, 상기 도 8a에서 상술한 리프팅 LDPC 행렬은 도 8b와 같은 팩터 그래프로 표현될 수 있다.

도 8b를 참조하면, 리프팅 패러티 검사 행렬의 팩터 그래프(808)는 상기 기본 패러티 검사 행렬(800)의 1의 위치에 P₁ 또는 P₂의 순환 행렬을 대입하였으므로, 상기 기본 패러티 검사 행렬의 팩터 그래프(806)를 두배로 확장한 팩터 그래프로 나타낼 수 있다. 한편, 상기 도 7b의 제1 실시예에서와는 달리 상기 도 8b에서는 두 배로 확장된 팩터 그래프들이 서로 연관성을 가지고 브랜치를 형성하게 됨을 알 수 있다.

상기 도 8b에서 실선으로 나타낸 부분은 첫 번째 안테나로 전송된 데이터와 연결된 브랜치를 의미하며, 점선으로 나타낸 부분은 두 번째 안테나로 전송된 데이터와 연결된 브랜치를 의미한다. 따라서, 상기 도 7b의 708에서 나타낸 팩터 그래프와 달리 순환 행렬을 이용한 리프팅 행렬의 팩터 그래프(808)는 각각의 안테나에서 전송되는 비트열들이 같은 검사 노드에 연결되어 있음을 알 수 있다.

즉, 첫번째 검사 노드인 C_1,1에는 상기 도 8a의 리프팅 LDPC 행렬에 따라 V_3,1, V_5,2 및 V_8,1과 브랜치를 형성하고 있다. 여기서, 실선으로 표시된 상기 V_3,1 및 V_8,1과 연결되는 브랜치는 첫번째 안테나로 전송되는 데이터와 연결되는 브랜치를 의미하며, 점선으로 표시된 상기 V_5,2와 연결되는 브랜치는 두번째 안테나로 전송되는 데이터와 연결되는 브랜치를 의미한다. 따라서, 하나의 검사 노드에 두 개의 안테나에서 전송되는 비트열들이 모두 연결되어 있음을 알 수 있다. 나머지 검사 노드인 C_1,2 내지 C_4,2도 마찬가지임을 알 수 있다.

결국, 상기 본 발명의 제2 실시예에 따른 방법에 의해 리프팅 LDPC 행렬을 구성함으로써, 각 안테나에서 전송되는 비트열들간의 상관 관계가 높아짐을 알 수 있다. 그러나 각각의 안테나에서 전송되는 비트열들간의 상관 관계를 향상시키는 방법은 상기에서 언급한 방법 이외에도 여러 가지가 있을 수 있음은 자명하다. 즉, 상기 LDPC 행렬을 리프팅할 때 확장시키는 서브 매트릭스를 다양하게 구성함으로써 상술한 비트열들간의 상관 관계를 높일 수가 있다.

한편, 상기 제1 실시예 및 제2 실시예에서는 안테나가 두 개일 경우에 대해서만 설명하였으나, 상술한 리프팅시키는 행렬의 크기를 변환시킴으로써 안테나가 세 개 이상일 경우에 대해서도 적용할 수 있다. 예컨대, 안테나가 3개일 경우, 상기 LDPC 행렬의 각 엘리먼트들을 3×3 크기의 서브 매트릭스들로 확장함으로써 본 발명을 적용할 수 있다. 즉, 안테나의 개수가 n개일 경우, 상기 LDPC 행렬의 각 엘 리먼트들을 n×n 크기의 서브 매트릭스들로 확장하여 구현가능하다.

이때에도, 상기 각 안테나들을 통해 전송되는 데이터들간의 상관 관계를 높이기 위하여, 상기 확장되는 서브 매트릭스들을 다양하게 적용할 수 있다.

이상으로, 본 발명에 적용되는 리프팅 LDPC 부호의 생성 방법을 설명하였으며, 이하, 도 9 내지 도 12를 참조하여 상기 생성한 리프팅 LDPC 부호를 이용하여 Layered 시공간 부호화 및 복호화 방법 및 장치를 설명한다.

먼저, 도 9 및 도 10을 참조하여 부호화 장치 및 방법을 설명하고, 다음으로 도 11 및 도 12를 참조하여 복호화 장치 및 방법을 설명한다.

도 9는 본 발명에 따른 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호를 이용한 Layered 시공간 부호기의 부호화 절차를 나타낸 순서도이다.

상기 도 9를 참조하면, 우선 데이터를 입력받아 안테나 개수에 맞게 리프팅 LDPC 부호화를 수행한다(900 단계). 상기 리프팅 LDPC 부호화 방법은 상기 도 7a 내지 도 8b에서 상술한 리프팅 LDPC 부호에 따른 LDPC 부호화를 수행한다.

상기 LDPC 부호화된 데이터는 직렬/병렬 변환하여(902 단계) 각각의 다중 송신 안테나로 전송시키기 위하여 분산된다. 이때, 상기 분산된 데이터는 각각의 송신 안테나 인터리버를 통과한다(904 단계). 이때, 상기 송신 안테나 인터리버는 모두 동일할 필요가 없음은 자명하다. 상기 각각의 송신 안테나 인터리버를 통과한 데이터는 신호 사상기에 입력되어 심볼 매핑(906 단계)한 후, 다중 송신 안테나를 통해 전송된다.

도 10은 본 발명에 따른 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호를 이용한 시공간 부호기의 블록도이다. 이하 리프팅 LDPC 부호를 이용한 시공간 부호기를 리프팅 LDPC 시공간 부호기라고 한다.

상기 리프팅 LDPC 시공간 부호기는 리프팅 LDPC 부호화기(1004), 직렬/병렬 변환기(1006), 송신 안테나 개수에 따른 인터리버들(1008, 1010) 및 신호사상기들(1012, 1014) 및 복수의 안테나(1016, 1018)들로 구성된다. 또한, 본 발명에 따라 LDPC 부호를 송신 안테나 개수에 대한 정보를 입력해주는 송신 안테나 정보기(1000)와 안테나 개수에 따라 리프팅을 제어하는 제어기(1002)가 더 포함되어 구성된다.

여기서, 상기 인터리버들(1008, 1010) 및 신호사상기(1012, 1014)의 개수는 상기 안테나들의 개수에 따라 정하여 지며, 상기 복수의 인터리버들(1008, 1010) 및 신호사상기들(1012, 1014)은 각각 동일한 구성을 가질 수도 있으며, 다른 구성을 가질 수도 있음은 자명하다. 한편, 상기 도 10에서는 송신 안테나들의 개수가 N_T개라고 가정하여 구성하였으며, 이에 따라 상기 인터리버들 및 신호사상기들의 개수도 N_T개가 된다.

상기 송신 안테나 정보기(1000)는 상기 리프팅 LDPC 시공간 부호기에서 사용되는 송신 안테나들(1016, 1018)의 개수에 따라 적합한 리프팅 LDPC 부호를 생성하기 위하여, 상기 송신 안테나들(1016, 1018)의 개수 정보를 상기 리프팅 제어기(1002)로 전송한다.

한편, 상기 송신 안테나 정보기(1000)로부터 송신 안테나들(1016, 1018)의 개수 정보(예컨대, N_T개)를 수신한 상기 리프팅 제어기(1002)는 상기 송신 안테나들의 개수 정보에 따라 상기 리프팅 LDPC 부호화기(1004)가 리프팅 LDPC 부호화를 수행할 수 있도록 제어한다.

즉, 리프팅 LDPC 시공간 부호화를 하기 위해 우선 우수한 성능을 보이는 LDPC 부호를 송신 안테나 정보기(1000)의 정보를 기반으로 송신안테나 개수에 따라 상기 리프팅 제어기(1002)의 제어를 통해 상기 리프팅 LDPC 부호화기(1004)에서 입력 신호에 대한 리프팅 LDPC 부호화를 수행한다.

상기 리프팅 LDPC 부호화기(1004)의 출력 데이터는 직렬/병렬 변환기(1006)를 통하여 N_T개의 송신 안테나로 분산된다. 각각의 안테나로 분산된 데이터는 안테나 인터리버들(1008, 1010)을 통하여 인터리빙 된다. 상기 안테나 인터리버들(1008, 1010)을 통과한 데이터는 각각의 안테나들(1016, 1018)로 전송되기 전에 신호사상기(1012, 1014)를 통해 심볼 매핑된다. 상기 신호사상기(1012, 1014)는 상술한 바와 같이 변조 방법에 따라 예컨대 BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM 및 128QAM 등의 방법으로 심볼 매핑될 수 있다. 그런다음, 상기 심볼 매핑된 신호사상기(1012, 1014)의 출력 데이터는 N_T개의 송신 안테나(1016, 1018)를 통하여 전송된다.

종래 기술에 따른 LDPC 부호기는 입력 신호를 상기와 같은 리프팅의 과정 없이 각 안테나들로 분리하여 전송시키므로 안테나 개수의 변화에 따른 LDPC 부호의 설계가 용이하지 않았으나, 본 발명에 의하면 각 안테나 개수에 따라 LDPC 부호를 소정의 규칙에 따라 리프팅함으로써 LDPC 부호화를 용이하게 구현할 수 있으며, 아울러 상기 리프팅 방법을 다양하게 함으로써 각 송신 안테나들을 통해 전송되는 데이터들간의 상관 관계를 높여 채널 환경에 따른 오류율을 보다 낮게 할 수 있다.

이상으로 본 발명에 따른 송신기를 설명하였으며, 이하 도 11 및 도 12를 참조하여 수신기를 상세히 설명한다.

도 11은 본 발명에 따른 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호를 이용한 시공간 복호기의 복호화 절차를 나타낸 순서도이다.

상기 도 11을 참조하면, 먼저 N_T개의 송신 안테나로부터 전송된 신호를 N_R개의 수신 안테나에서 수신한다(1100 단계). 상기 각각의 수신 안테나는 N_T개의 송신 안테나로부터 전송된 신호를 모두 수신한다. 즉, 제1 수신 안테나는 제1 송신 안테나 내지 제 N_T 송신 안테나로부터 송신된 신호를 모두 수신하며, 동일한 방법으로 제N_R 수신 안테나까지 모두 제1 송신 안테나 내지 제 N_T 송신 안테나로부터 송신된 신호를 모두 수신 한다.

상기 각 수신 안테나에서 수신된 신호를 기반으로 하여 검파기를 통해 각각의 송신 안테나에서 어떤 신호가 전송되어졌는지 검파한다(1102 단계). 이때, 상기 수신 신호의 검파 방법은 다양한 방법으로 사용될 수 있으며, 본 발명과 직접적인 관련이 없으므로 생략한다.

예컨대, j번째 송신 안테나에서 전송된 신호를 검파하고자 할 경우, 우선 k 번째 시간에 송신되는 데이터는 N_T개의 엘리먼트로 구성된 벡터 x_k로 표현할 수 있으며, 수신 데이터는 N_R개의 엘리먼트로 구성된 벡터 y_k로 표현할 수 있다. 또한, 페이딩(fading) 채널 값은 N_R×N_T인 행렬 H_k이며 잡음은 N_R개의 엘리먼트로 구성된 벡터 N_k라 할때 상기 수신 데이터 y_k는 하기 <수학식 2>와 같이 표현될 수 있다.

한편, 이때 N_T개의 신호 사상기를 통하여 b¹ _j,b² _j, ..., bⁿ _j개의 비트가 j번째 안테나에서 전송되는 신호 x_j를 구성한다고 할 때 i번째 비트 bⁱ _j에 대한 검파기의 출력 LLR(log likelihood ratio) 값은 하기 <수학식 3>과 같다

이후, 상기 검파기를 통하여 검파된 j번째 안테나로 전송되는 i번째 비트 bⁱ _j의 검파값은 j번째 송신 안테나에서 사용한 인터리버의 디인터리버를 통과한다(1104 단계). 상기 j번째 안테나 뿐만 아니라 다른 송신 안테나에서 전송 된 데이터의 검파값도 각각의 안테나 인터리버의 디인터리빙을 수행하는 것은 자명하다.

상기와 같이 N_T개의 안테나 디인터리버를 통과한 데이터는 직렬/병렬 변환기를 통과한다(1106 단계). 상기 직렬/병렬 변환기의 출력 값은 송신 안테나 개수에 따라 달리 하였던 리프팅 방법에 따라 제1 변수노드 복호를 수행한다(1108 단계).

이때, 상기 변수노드 복호후 복호 중단 조건을 만족하는 경우(1110 단계) 변수 노드 복호기의 출력 값을 경판정(1114 단계)하고, 복호를 중단한다. 한편, 상기 복호 중단 조건은 반복 복호 횟수에 따라 정할 수 있다. 즉, 상기 복호 과정을 기 정해진 횟수만큼 수행한 후, 종료시키도록 구현할 수 있다. 상기 복호 중단 조건은 상기와 같이 횟수에 의해서 뿐만 아니라 다른 조건을 사용하여 만족할 만한 결과값이 출력될 때 중단하도록 구현하는 것도 가능하다.

한편, 상기 복호 중단 조건을 만족하지 않을 경우 메모리에 저장되어 있는 상술한 패러티 검사 행렬을 기반으로 제어기를 통해 구성된 인터리버를 통과하여 인터리빙 한다(1112 단계). 상기 인터리버의 출력 데이터는 송신 안테나 개수에 따라 달리 하였던 리프팅 방법에 따라 검사 노드 복호를 수행한다(1116 단계). 그런다음, 상기 검사노드 복호를 한 데이터는 메모리에 저장되어 있는 상술한 패러티 검사 행렬을 기반으로 제어기를 통해 구성된 디인터리버를 통과한다(1118 단계).

상기 제어기에 따라 디인터리빙된 데이터는 다시 상기 리프팅에 방법에 따라 제2 변수 노드 복호를 수행 한다(1120). 이때, 상기 변수 노드 복호 값은 직렬/병 렬 변환기를 통과한 후(1122 단계), N_T개의 안테나 인터리빙을 수행하고(1124 단계) 다시 검파기에 입력된다(1102 단계).

상기와 같은 복호화 과정을 반복함으로써 수신 신호를 보다 정확하게 복호할 수 있으며, 상기 제1 변수 노드 복호 과정(1108 단계) 이후, 복호 중단 여부를 판단하여 복호된 신호를 경판정 함으로써 최종적으로 복호된 신호를 출력하게 된다.

상기 복호 과정에서, 상기 안테나 디인터리빙, 안테나 인터리빙, 변수 노드 복호 및 검사 노드 복호 과정은 상술한 본 발명에서 제안하는 리프팅 LDPC 부호에 따라 수행된다. 즉, 송신 안테나의 개수(예컨대, N_T)에 따라 리프팅된 LDPC 부호에 맞게 상기 안테나 디인터리빙, 안테나 인터리빙, 변수 노드 복호 및 검사 노드 복호 과정이 수행된다.

이때, 상기 복호화기의 각 안테나로 수신된 신호들로부터 검파된 각 송신 안테나로부터의 신호는 본 발명에 따라 각 송신 안테나들에 의해 전송되는 데이터들의 상관 관계를 높게 하여 전송하였으므로, 각 안테나들을 통해 전송되는 신호들의 채널 환경이 다르다고 할지라도, 우수한 복호를 수행할 수 있다.

상기 도 11에서 상술한 복호화 과정을 수행하는 리프팅 LDPC 부호를 이용한 시공간 부호의 복호화 장치를 도 12를 참조하여 상세히 설명한다.

도 12는 본 발명에 따른 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호를 이용한 시공간 복호기의 블록도이다.

상기 도 12를 참조하면, 리프팅 LDPC 시공간 복호기는 N_R개의 다중 수신 안테나(1200 내지 1202), 검파기(1204), N_R개의 안테나 디인터리버(1206, 1208), 병렬/직렬 변환기(1210), 제1 변수 노드 복호기(1212), 제2 변수 노드 복호기(1224), 검사 노드 복호기(1220), 인터리버(1214), 디인터리버(1222), 직렬/병렬 변환기(1226) 및 경판정기(1234)로 구성된다.

또한, 본 발명에 따라 리프팅 LDPC 시공간 복호를 수행하기 위하여 메모리(1216), 인터리버 제어기(1218) 및 리프팅 제어기(1232)를 더 구비한다.

한편, 상기 안테나 인터리버(1228, 1230) 및 안테나 디인터리버(1228, 1230)는 각 송신 안테나의 송신 신호들에 따라 검파하여 처리하므로, 상기 송신 안테나 개수(예컨대, N_T개)만큼 구비하는 것이 바람직하다.

여기서, 상기 메모리(1216)에는 상술한 리프팅 하기전 LDPC 부호의 패러티 검사행렬을 저장하고 있으며, 상기 인터리버 제어기(1218)는 상기 메모리(1216)에 저장된 패러티 검사 행렬을 이용하여 인터리버(1214)와 디인터리버(1222)를 제어한다. 또한, 상기 리프팅 제어기(1234)는 송신 안테나 개수에 따른 리프팅 방법에 따라 변수 노드 복호기(1212, 1224)들과 검사 노드 복호기(1220)를 제어한다.

상기 복호 장치에서의 복호 과정을 설명하면, 먼저 상기 다중 수신 안테나(1200, 1202)는 다중 송신 안테나로부터 전송되는 모든 신호를 수신한다. 즉, 상기 제1 수신 안테나(1200)는 상기 도 10에서 N_T개의 송신 안테나(1010, 1012)에서 전송되는 신호를 모두 수신하며, 상기 제N_R 수신 안테나(1202)도 상기 도 10의 N_T개의 송신 안테나(1010, 1012)에서 전송되는 신호를 모두 수신한다.

상기 수신된 신호는 검파기에(1204) 입력되며, 상기 검파기(1204)에서는 수신된 신호와 안테나 인터리버(1228, 1230)의 출력 데이터를 기반으로 하여 각 송신 안테나(1014, 1016)에서 전송된 데이터가 어떤 신호였는지를 검파한다. 상기 검파 방법은 상술한 바와 같다. 상기 검파기(1204)의 출력 데이터는 N_T개의 상기 안테나 디인터리버(1206, 1208)에 입력된다.

상기 도 12의 안테나 디인터리버(1206)는 상기 도 10의 안테나 인터리버(1006)에 대응하는 것으로 인터리빙 데이터를 본래의 데이터로 복원하는 역할을 한다. 각각의 상기 안테나 디인터리버(1206, 1208)의 출력 데이터는 병렬/직렬 변환기(1212)를 통과하여 병렬로 입력된 데이터가 직렬로 출력된다. 그런다음, 상기 병렬/직렬 변환기(1212)의 출력 데이터는 변수 노드 복호기(1212)로 입력된다. 또한, 상기 변수 노드 복호기(1212)는 상기 입력되어진 신호들의 확률값들을 구하여 갱신하여 출력한다.

이때, 상기 리프팅 제어기(1232)는 송신 안테나에 대한 정보를 기반으로 상기 송신 안테나 개수에 따라 상기 제1 변수 노드 복호기(1212)가 변수 노드 복호를 수행할 수 있도록 제어한다. 상기 도 7a 내지 도 8b에서 상술한 바와 같이 리프팅 방법에 따라 한 개의 변수 노드와 한 개의 검사 노드가 N_T개의 변수 노드와 N_T개의 검사 노드로 확장되게 되고, 상기 각각의 변수 노드와 검사 노드 사이의 브랜치가 생성된다.

상기 제1 변수 노드 복호기(1212)의 변수 노드 복호는 검사 노드로부터 변수 노드로 연결된 브랜치를 통해 전달되는 확률 값을 기반으로 변수 노드로부터 검사 노드로 연결된 브랜치를 통하여 확률 값들을 전달한다. 따라서, 상기 리프팅 방법에 따라 N_T의 변수 노드에서 N_T의 검사 노드로 연결된 브랜치를 통하여 확률 값을 전달하게 된다.

상기 제1 변수 노드 복호기(1212)의 출력 데이터는 상기 메모리(1216)에 저장된 리프팅하기 전 LDPC 부호를 상기 송신 안테나 개수에 따른 리프팅된 LDPC 부호에 따라 상기 인터리버 제어기(1218)에서 설계한 인터리버(1214)에 입력된다. 상기 인터리버(1214)를 통과한 데이터는 검사 노드 복호기(1220)를 통하여 복호된다.

상기 검사 노드 복호기(1220)는 상기 입력되어진 신호들의 확률 값을 검사 노드 갱신 규칙에 따라 갱신하여 출력한다. 상기 변수 노드 복호기와 유사하게 송신 안테나 정보에 따라 리프팅 제어기(1234)에서 제공하는 리프팅 방법에 따라 검사 노드에서 변수 노드로 전달할 확률 값을 구할 수 있다.

그런다음, 상기 검사 노드 복호기(1220)의 출력 데이터는 상기 메모리(1216)에 저장되어있는 LDPC 부호의 패러티 검사 행렬을 기반으로 하여 인터리버 제어기(1218)에서 구성하는 디인터리버(1222)를 통과하여 제2 변수 노드 복호기(1224)에 입력된다. 상기 제2 변수 노드 복호기(1224)에서는 검사 노드로부터 전달된 확률 값을 기반으로 하여 변수 노드 갱신 규칙에 따라 상기 검파기(1204)에 전달할 확률 값을 구한다.

이때, 상기 제2 변수 노드 복호기(1224)에서도 상기 리프팅 제어기(1234)의 송신 안테나 개수에 따른 리프팅 기법에 따라 변수 노드 복호를 수행한다. 상기 변수 노드 복호기(1224)의 출력 데이터는 직렬/병렬 변환기(1226)를 통하여 직렬로 입력된 데이터가 병렬로 출력되어 N_T개의 안테나 인터리버(1228, 1230)에 입력된다. 상기 안테나 인터리버(1228, 1230)는 상기 도 10의 안테나 인터리버(1006, 1008)와 동일한 기능을 수행한다.

상기 안테나 인터리버(1228, 1230)의 출력 데이터는 다시 검파기에 입력되어 반복 복호를 수행하도록 한다. 상기에서 언급한 일련의 과정을 반복하여 복호하는 반복 복호(iterative decoding)를 수행함으로써 고품질의 신뢰도 높은 리프팅 LDPC 시공간 복호를 할 수 있다. 상기 반복 복호는 상술한 바와 같이 일정 회수 동안 수행되며 일정 회수 수행된 반복 복호가 끝났을 경우 복호 과정을 종료한다. 즉, 상기 반복 복호가 끝났을 경우, 상기 변수 노드 복호기(1212)의 출력 데이터는 경판정기(1234)를 통해 경판정 됨으로써 최종적으로 복호 신호가 출력된다.

한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명은, 리프팅 LDPC 부호를 시공간 부호화에 적용함으로써 다중 안테나에 의해 전송되는 비트열간의 상관관계를 높여 오류없이 데이터를 전송할 수 있다. 그러므로 상기 안테나 다이버시티에 의해 수신된 데이터를 정확히 복원함으로서 고품질의 신뢰도를 얻을 수 있다. 또한, 간단한 부호화 복호화 방법을 사용하여 우수한 성능을 보장하는 간단한 시공간 부호를 설계할 수 있다는 장점이 있다.

Claims

전송하고자 하는 신호를 복수의 송신 안테나들을 통해 시공간 부호화하여 전송하는 무선 통신 시스템에서, 저밀도 패러티 검사 부호를 통해 부호화하여 상기 신호를 전송하는 방법에 있어서,

저밀도 패러티 검사 행렬의 각 엘리먼트 값들을 상기 복수의 송신 안테나들의 개수에 따라 서브 매트릭스로 확장하여 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 구성하는 과정과,

상기 전송하고자 하는 신호를 상기 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 이용하여 부호화하는 과정과,

상기 부호화된 신호를 직렬에서 병렬 변환하여 상기 복수의 송신 안테나를 통해 전송하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 복수의 송신 안테나의 개수가 N_T개일 경우, 상기 서브 매트릭스는 N_T×N_T의 크기로 구성됨을 특징으로 하는 상기 방법.
청구항 3은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.

제1항에 있어서,

상기 서브 매트릭스로 확장된 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬은 저밀도 패러티 검사 행렬임을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 엘리먼트 값이 0인 경우, 상기 엘리먼트 값에 확장되는 서브 매트릭스는 0 행렬임을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 엘리먼트 값이 1인 경우, 상기 엘리먼트 값에 확장되는 서브 매트릭스는 항등 행렬임을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 엘리먼트 값이 1인 경우, 상기 엘리먼트 값에 확장되는 서브 매트릭스는 항등 행렬을 행간 교환하여 구성한 하나 이상의 순열 행렬들 중에서 선택한 행렬임을 특징으로 하는 상기 방법.
제6항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 동일한 행의 1의 값을 가지는 엘리먼트들에 대해서 다른 순열 행렬의 서브 매트릭스들로 확장함을 특징으로 하는 상기 방법.
전송하고자 하는 신호를 복수의 송신 안테나들을 통해 시공간 부호화하여 전송하는 무선 통신 시스템에서, 저밀도 패러티 검사 부호를 통해 수신 신호를 복호하는 방법에 있어서,

저밀도 패러티 검사 행렬의 각 엘리먼트 값들을 상기 복수의 송신 안테나들의 개수에 따라 서브 매트릭스로 확장하여 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 구성하는 과정과,

상기 수신된 신호를 상기 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 이용하여 복호화하는 과정과,

상기 복호화된 신호를 경판정하여 수신 심볼을 결정함을 특징으로 하는 상기 방법.
제8항에 있어서,

상기 복수의 송신 안테나의 개수가 N_T개일 경우, 상기 서브 매트릭스는 N_T×N_T의 크기로 구성됨을 특징으로 하는 상기 방법.
청구항 10은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.

제8항에 있어서,

상기 서브 매트릭스로 확장된 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬은 저밀도 패러티 검사 행렬임을 특징으로 하는 상기 방법.
제8항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 엘리먼트 값이 0인 경우, 상기 엘리먼트 값에 확장되는 서브 매트릭스는 0 행렬임을 특징으로 하는 상기 방법.
제8항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 엘리먼트 값이 1인 경우, 상기 엘리먼트 값에 확장되는 서브 매트릭스는 항등 행렬임을 특징으로 하는 상기 방법.
제8항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 엘리먼트 값이 1인 경우, 상기 엘리먼트 값에 확장되는 서브 매트릭스는 항등 행렬을 행간 교환하여 구성한 하나 이상의 순열 행렬들 중에서 선택한 행렬임을 특징으로 하는 상기 방법.
제13항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 동일한 행의 1의 값을 가지는 엘리먼트들에 대해서 다른 순열 행렬의 서브 매트릭스들로 확장함을 특징으로 하는 상기 방법.
제8항에 있어서,

상기 수신 신호를 복호하는 과정 이전에, 상기 수신된 신호를 송신 안테나별 복수의 신호들로 구분하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
삭제
전송하고자 하는 신호를 복수의 송신 안테나들을 통해 시공간 부호화하여 전송하는 무선 통신 시스템에서, 저밀도 패러티 검사 부호를 통해 부호화하여 상기 신호를 전송하는 장치에 있어서,

저밀도 패러티 검사 행렬의 각 엘리먼트 값들을 상기 복수의 송신 안테나들의 개수에 따라 서브 매트릭스로 확장하여 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 구성하고, 상기 전송하고자 하는 신호를 상기 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 이용하여 부호화하는 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호화기와,

상기 부호화된 신호를 직렬에서 병렬 변환하는 직렬/병렬 변환기와,

상기 복수의 송신 안테나의 개수 정보에 따라 상기 리프팅 저밀도 패러티 검사 부호화기를 제어하는 리프팅 제어기와,

상기 직렬/병렬 변환기를 통해 직렬/병렬 변환된 신호를 상기 복수의 송신 안테나에 따라 구분하여 전송하기 위하여, 상기 각 안테나별로 전송되는 신호를 인터리빙하는 복수의 인터리버들과,

상기 각 인터리버들로부터 출력된 신호를 소정의 심볼로 매핑하는 복수의 신호사상기들을 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
삭제
삭제
제17항에 있어서,

상기 송신 안테나의 개수가 N_T개일 경우, 상기 서브 매트릭스는 N_T×N_T의 크기로 구성됨을 특징으로 하는 상기 장치.
청구항 21은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.

제17항에 있어서,

상기 서브 매트릭스로 확장된 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬은 저밀도 패러티 검사 행렬임을 특징으로 하는 상기 장치.
제17항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 엘리먼트 값이 0인 경우, 상기 엘리먼트 값에 확장되는 서브 매트릭스는 0 행렬임을 특징으로 하는 상기 장치.
제17항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 엘리먼트 값이 1인 경우, 상기 엘리먼트 값에 확장되는 서브 매트릭스는 항등 행렬임을 특징으로 하는 상기 장치.
제17항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 엘리먼트 값이 1인 경우, 상기 엘리먼트 값에 확장되는 서브 매트릭스는 항등 행렬을 행간 교환하여 구성한 하나 이상의 순열 행렬들 중에서 선택한 행렬임을 특징으로 하는 상기 장치.
제24항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 동일한 행의 1의 값을 가지는 엘리먼트들에 대해서 다른 순열 행렬의 서브 매트릭스들로 확장함을 특징으로 하는 상기 장치.
전송하고자 하는 신호를 복수의 송신 안테나들을 통해 시공간 부호화하여 전송하는 무선 통신 시스템에서, 저밀도 패러티 검사 부호를 통해 수신 신호를 복호하는 장치에 있어서,

저밀도 패러티 검사 행렬의 각 엘리먼트 값들을 상기 송신 안테나들의 개수에 따라 서브 매트릭스로 확장하여 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 구성하여 저장하는 메모리와,

상기 수신된 신호를 상기 메모리에 저장된 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬을 이용하여 복호화하는 리프팅 저밀도 패러티 검사 복호화기와,

상기 리프팅 저밀도 패러티 검사 복호기로부터 복호화된 신호를 경판정하여 수신 심볼을 결정하는 경판정기와,

상기 송신 안테나의 개수 정보에 따라 상기 리프팅 저밀도 패러티 검사 복호화기를 제어하는 리프팅 제어기와,

수신 안테나를 통해 수신된 신호를 상기 복수의 송신 안테나들에 따라 구분하여 검출하기 위한 검파기와,

상기 검파기를 통해 구분된 각 송신 안테나들에 해당되는 각각의 신호들을 송신측에서 인터리빙한 방법에 따라 디인터리빙하는 복수의 디인터리버들을 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
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제26항에 있어서,

상기 리프팅 저밀도 패러티 검사 복호화기는,

상기 수신 신호를 상기 리프팅 저밀도 패러티 행렬에 따라 저밀도 패러티 변수 노드 복호하는 제1 변수 노드 복호기와,

상기 제1 변수 노드 복호기의 출력 신호를 인터리빙하여 저밀도 패러티 검사 노드 복호하는 검사 노드 복호기와,

상기 검사 노드 복호기의 출력 신호를 디인터리빙하여 저밀도 패러티 변수 노드 복호하는 제2 변수 노드 복호기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제31항에 있어서,

상기 리프팅 저밀도 패러티 검사 복호화기는,

상기 인터리빙 및 디인터리빙을 송신 안테나의 개수에 따라 수행하기 위하여 제어하는 인터리버 제어기를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제31항에 있어서,

상기 제2 변수 노드 복호기의 출력 신호를 직렬/병렬 변환하고, 인터리빙하여 상기 검파기에 반영함으로써, 반복 복호를 수행함을 특징으로 하는 상기 장치.
제33항에 있어서,

기 설정된 반복 횟수에 따라, 상기 제1 변수 노드 복호기의 출력 신호를 최종 복호 신호로서 출력함을 특징으로 하는 상기 장치.
제34항에 있어서,

상기 제1 변수 노드 복호기의 출력 신호를 경판정하여 수신 심볼을 결정하는 경판정기를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제26항에 있어서,

상기 송신 안테나의 개수가 N_T개일 경우, 상기 서브 매트릭스는 N_T×N_T의 크기로 구성됨을 특징으로 하는 상기 장치.
청구항 37은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.

제26항에 있어서,

상기 서브 매트릭스로 확장된 리프팅 저밀도 패러티 검사 행렬은 저밀도 패러티 검사 행렬임을 특징으로 하는 상기 장치.
제26항에 있어서,

상기 저밀도 검사 행렬의 엘리먼트 값이 0인 경우, 상기 엘리먼트 값에 확장되는 서브 매트릭스는 0 행렬임을 특징으로 하는 상기 장치.
제26항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 엘리먼트 값이 1인 경우, 상기 엘리먼트 값에 확장되는 서브 매트릭스는 항등 행렬임을 특징으로 하는 상기 장치.
제26항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 엘리먼트 값이 1인 경우, 상기 엘리먼트 값에 확장되는 서브 매트릭스는 항등 행렬을 행간 교환하여 구성한 하나 이상의 순열 행렬들 중에서 선택한 행렬임을 특징으로 하는 상기 장치.
제40항에 있어서,

상기 저밀도 패러티 검사 행렬의 동일한 행의 1의 값을 가지는 엘리먼트들에 대해서 다른 순열 행렬의 서브 매트릭스들로 확장함을 특징으로 하는 상기 장치.
청구항 42은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.

제8항에 있어서,

상기 결정은 경판정(hard decision)임을 특징으로 하는 상기 방법.