KR100849338B1 - 직교주파수분할다중 방식의 이동통신시스템에서시공간-주파수 부호화/복호화 장치 및 방법 - Google Patents

직교주파수분할다중 방식의 이동통신시스템에서시공간-주파수 부호화/복호화 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직교주파수분할다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식의 이동통신시스템에서 시공간-주파수 블록 부호의 부호화/복호화 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명은 소정 변조방식에 의해 변조된 변조심벌을 소정 순환 회전시켜 복사본을 발생하고, 상기 변조심벌과 상기 복사본에 해당하는 변조심벌을 하나의 안테나를 통해 송신하고, 수신기가 하나의 안테나를 통해 수신하여 다이버시티 성능을 제공함으로서 송/수신장치 및 방법을 구현하였다.
Figure R1020010069996
OFDM 방식, 시공간 블록 부호, 전송 다이버시티, 순환 회전

Description

직교주파수분할다중 방식의 이동통신시스템에서 시공간-주파수 부호화/복호화 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CODING/DECODING OF STTD IN OFDM MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 통상적인 직교주파수분할다중화 방식의 이동통신시스템의 송신기 구조를 보이고 있는 도면.
도 2는 통상적인 직교주파수분할다중화 방식의 이동통신시스템의 수신기 구조를 보이고 있는 도면.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 직교주파수분할다중화 방식의 이동통신시스템의 송신기 구조를 보이고 있는 도면.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 직교주파수분할다중화 방식의 이동통신시스템의 수신기 구조를 보이고 있는 도면.
도 5는 도 3의 복사본 발생기의 상세 구성을 보이고 있는 도면.
도 6은 도 4의 주파수 다이버시티 결합기의 상세 구성을 보이고 있는 도면.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 송신기에서 수행하는 제어 흐름을 보이고 있는 도면.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기에서 수행되는 제어 흐름을 보이고 있는 도면.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 0 번째 부 반송파에 대한 부 반송파들간의 상관성을 보이고 있는 도면.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 최대 주파수 다이버시티를 얻을 수 있는 복사본의 예를 보이고 있는 도면.
일반적으로, 직교주파수분할다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭함) 방식은 주파수 선택적 페이딩과 협대역 간섭에 강한 특성을 가진다. 또한, 상기 OFDM 방식은 서브 채널의 스펙트럼이 상호 직교성을 유지하면서 서로 중첩되어 있어 스펙트럼 효율이 좋은 특성을 가진다. 이러한 특성으로 인해, 상기 OFDM 방식은 디지털 오디오 방송, 지상파 디지털 텔레비전 방송 또는 무선 근거리 네트워크(LAN)의 물리계층을 위한 변조방식으로 사용되고 있다.
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상기 OFDM 방식은 변조가 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭함)에 의해 구현되고, 복조가 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 "FFT"라 칭함)에 의해 구현된다.
상기 OFDM 방식을 사용하는 이동통신시스템의 송신기와 수신기의 동작을 간략하게 살펴보면 다음과 같다.
상기 OFDM 방식의 송신기에서 입력 데이터는 스크램블러, 부호화기, 인터리버를 거쳐서 부 반송파로 변조된다. 이때, 상기 송신기는 다양한 가변 전송률을 제공하게 되는데, 상기 전송률에 따라서 각기 다른 부호율, 인터리빙 크기 및 변조방식을 갖게 된다. 통상적으로 상기 부호화기는 1/2, 3/4 등의 부호율을 사용하고, 연집 오류를 막기 위한 인터리버의 크기는 OFDM 심벌당 부호화된 비트 수(NCBPS)에 따라 결정된다. 상기 변조방식은 데이터 전송률에 따라 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 8PSK(Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM(64-ary Quadrature Amplitude Modulation) 등을 사용한다. 한편, 상기한 구성들에 의해 소정 개수의 부 반송파로 변조된 신호는 소정 개수의 파일럿들이 더해지고, 이는 IFFT 블록을 통과하여 하나의 OFDM 심벌을 형성한다. 여기에 다중 경로 채널 환경에서의 심벌간 간섭을 제거하기 위한 보호구간을 삽입한 뒤 심벌 파형 생성기를 통화하여 최종적으로 무선 주파수(RF)부로 입력되어 채널로 전송하게 된다.
이에 대응하여 수신기에서는 상기 송신기의 역 과정이 일어나며 동기화 과정이 첨가된다. 먼저, 정해진 훈련심벌을 이용하여 주파수 옵셋 및 심벌 옵셋을 추정하는 과정이 선행되어야 한다. 그 뒤에 보호구간을 제거한 데이터 심벌이 FFT 블록을 통과하여 소정 개수의 파일럿들이 더해진 소정 개수의 부 반송파로 복원된다. 경로 지연 현상을 극복하기 위해 등화기는 채널 상태를 추정하여 수신신호로부터 채널에 의한 신호 왜곡을 제거한다. 상기 등화기를 통과하여 채널응답이 보상된 데이터는 비트열로 변환되어 디인터리버를 통화한 다음, 에러 정정을 위한 복호화기와 디스크램블러를 거쳐서 최종 데이터로 출력된다.
전술한 OFDM 방식은 주파수 선택적 페이딩에 강한 특성을 가지고 있지만, 그 성능에는 한계가 있다. 이러한 성능의 한계를 극복하기 위해 제안된 성능 개선 방안들 중 크게 주목을 받고 있는 것이 다중 안테나를 사용하는 다이버시티 기법이다. 상기 다이버시티 기법은 크게 시간 다이버시티 기법, 주파수 다이버시티기법과 공간 다이버시티 기법으로 나뉜다.
상기 시간 다이버시티는 일반적으로 인터리빙 기법과 결합된 채널 부호화 알고리즘에 의해 제공된다. 상기 시간 다이버시티 기법의 경우 채널의 시간적 변화가 클수록 그 이득이 커진다. 상기 주파수 다이버시티는 채널의 다중 경로 성분이 만들어내는 서로 다른 주파수로 신호를 전송함으로써 얻을 수 있다. 따라서 상기 주파수 다이버시티를 다른 말로 경로 다이버시티라고도 하며, 직접확산-부호분할다중접속 이동통신시스템의 레이크 수신기가 그 예이다. 상기 공간 다이버시티는 다중 송신 및 수신안테나를 통해 서로 독립적인 페이딩 채널을 만들어 냄으로써 얻을 수 있다.
한편, 상기 OFDM 방식의 이동통신시스템에서의 수신 성능을 향상시키기 위해서는 이미 많은 다이버시티 기법들이 제안되었다. 하지만, 상기 OFDM 방식을 사용하는 이동통신시스템의 고유의 특성을 이용하기보다는 다른 시스템에서 이미 제안된 것들을 결합시키는 것이 대부분이었다. 따라서 상기 OFDM 방식을 사용하는 이동통신시스템의 특성을 최대한 활용하여 적은 복잡도만으로 최대 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 방법에 대한 연구가 필요하다.
도 1은 통상적인 직교주파수분할다중화 방식의 이동통신시스템의 송신기 구조를 보이고 있는 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 송신기에서 입력 데이터는 소정 부호율에 의해 부호화되고, 상기 부호화에 의해 출력되는 부호화 비트들이 인터리빙된 후 데이터(110)는 변조부(QPSK/QAM 사상기)(120)로 제공된다. 상기 부호화 방식으로는 다양한 방식들이 제안되고 있으나 오류 정정 부호인 터보 부호를 이용하여 부호화하는 방식이 대표적으로 사용된다. 이때, 상기 소정 부호율로는 1/2 및 3/4 등이 있다. 상기 변조부(120)는 소정 변조방식에 의해 상기 입력 데이터(110)를 변조하여 변조 심벌들을 출력한다. 상기 변조방식으로는 8PSK, 16QAM, 64QAM, QPSK 등이 있으며, 상기 각각의 변조방식은 고유의 심벌 매핑 방식에 의해 변조 동작을 수행한다. 본 발명에서는 변조방식으로 QPSK와 QAM을 사용하고 있다. 상기 변조부(120)로부터 출력되는 변조 심벌들은 IFFT부(130)로 제공된다. 상기 IFFT부(130)는 상기 소정 변조방식에 의해 변조된 변조심벌에 대해 IFFT를 수행하여 OFDM 심벌을 출력한다. 상기 IFFT부(130)로부터 출력되는 OFDM 심벌들은 보호구간 삽입부(140)로 제공된다. 상기 보호구간 삽입부(140)는 상기 OFDM 심벌에 대해 보호구간(guard interval)을 삽입한다. 통상적으로 상기 OFDM 심벌의 전송은 블록 단위로 처리가 이루어지나 상기 OFDM 심벌이 다중 경로 채널을 통해 전송되는 동안 이전 심벌에 의한 영향을 받게 된다. 이러한 OFDM 심벌들간 간섭을 방지하기 위해 연속된 블록 사이에 상기 보호구간을 삽입한다. 상기 보호구간 삽입부(140)로부터 보호구간이 삽입된 OFDM 심벌들은 RF부(150)를 거쳐 소정 주파수 대역으로 업-컨버젼된 후 안테나(ANT)를 통해 다중 경로 채널로 전송된다.
도 1에서는 OFDM 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 송신기 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 2를 참조하여 상기 송신기 구조에 상응하는 수신기 구조를 설명하기로 한다.
도 2는 통상적인 직교주파수분할다중화 방식의 이동통신시스템의 수신기 구조를 보이고 있는 도면이다.
도 2를 참조하면, 송신기로부터 다중 경로 채널을 통해 전송된 신호는 안테나(ANT)를 통해 RF처리기(210)로 수신된다. 상기 RF처리기(210)는 상기 안테나(ANT)를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버젼한 후 보호구간 제거기(230)로 출력한다. 상기 보호구간 제거기(230)는 상기 RF처리기(210)에서 출력한 OFDM 심벌에 삽입되어 있는 보호구간을 제거한다. 상기 보호구간이 제거된 OFDM 심벌은 FFT기(240)로 제공되어 FFT 과정을 거쳐 변조 심벌이 출력된다.
상기 OFDM 방식의 이동통신시스템에서 N개의 부 반송파들을 사용한다면 상기 FFT부(240)를 거친 신호는 하기 <수학식 1>로 표현될 수 있다.
Figure 112006082455149-pat00001
상기 <수학식 1>을 다시 행렬식으로 나타내면, 하기 <수학식 2>와 같다.
Figure 112006082455149-pat00002
여기서, r은 N×1 수신 심벌 벡터, x는 N×1 전송 심벌 벡터, n은 N×1 잡음 벡터를 각각 나타내고, H는 채널의 주파수 응답을 나타내는 N×N 대각 행렬이다. 따라서 주파수 선택적 페이딩 채널이 주파수 비 선택적 페이딩 채널과 같이 표현되므로 다중경로를 가지는 주파수 선택적 페이딩 채널에 강한 특성을 가지게 된다.
전술한 바와 같이 수신된 심벌이 단순히 전송된 심벌에 채널의 주파수 응답이 곱해진 형태로 나타나므로 1탭 등화기(250)와 같은 간단한 등화만으로 신호의 복원이 가능하다. 수신기에서 채널 정보를 완벽히 알고 있다고 가정한다면, 상기 등화기(250)에 의해 수행되는 등화 과정은 하기 <수학식 3>과 같이 이루어진다.
Figure 112006082455149-pat00003
상기 <수학식 3>을 다시 행렬식으로 나타내면 하기 <수학식 4>와 같다.
Figure 112006082455149-pat00004
전술한 바에 의해 등화가 이루어진 신호에 대해 복조부(QPSK/QAM 역사상기)(260)를 통해 전송심벌이 결정된다. 상기 복조부(280)는 소정 변조방식에 의해 심벌 매핑된 변조 심벌들을 복조하여 부호화 비트들을 출력되며, 상기 부호화 비트들은 디인터리빙 및 복호화 과정을 통해 원래의 신호가 출력된다.
전술한 바와 같이 종래 OFDM 방식은 무선 채널에 의한 심벌들간 간섭을 극복하도록 만들어진 방식이다. 하지만 다른 방법 없이 무선 채널의 다중 경로 현상에 의한 신호 감쇠 효과에는 그리 강하지 못하다. 이러한 페이딩 채널에 의한 성능 저하를 개선하기 위해 다이버시티 기법을 적용한 OFDM 방식의 이동통신시스템들이 제안되었다. 하지만 이미 제안된 대부분의 이동통신시스템들은 OFDM 방식에 있어 고유의 특성을 이용하기보다는 다른 시스템에 이미 적용된 것을 변화 없이 그대로 적용한 것이다.
즉, OFDM 방식의 이동통신시스템이 적용되는 시스템에서는 다중 경로 페이딩 현상에 의한 성능 저하가 두드러지게 나타난다. 이러한 현상을 극복하기 위한 다이버시티 기법의 사용은 필수적이다. 하지만, 지금까지 제안된 다이버시티 기법들을 상기 OFDM 방식의 이동통신시스템에서 활용하기 위해서는 복잡한 구조의 송신기 및 수신기가 필요하다. 더욱이 최근 크게 주목받고 있는 다중 안테나를 이용하는 공간 다이버시티 기법은 송신기 및 수신기의 안테나를 증가시켜야 하므로 상기 송신기 및 수신기의 공간 및 부피의 증가가 불가피하며, 기존의 시스템의 활용이 거의 불가능하다. 그러므로 직교주파수분할다중화 시스템의 특성을 최대한 활용하여 직교주파수분할다중화 시스템에만 적합한 다이버시티 기법의 제안이 절실하다. 또한, 상기 OFDM 방식의 이동통신시스템 고유의 특성을 이용함으로써 복잡도를 줄이면서 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 방법이 필요하다.
따라서, 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 직교주파수분할다중화 방식을 이용하여 시공간 블록 부호의 다중 경로 페이딩 현상에 대한 왜곡을 극복하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 주파수 다이버시티를 효율적으로 이용할 수 있는 시공간-주파수 블록 부호화/복호화 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 하나의 송신안테나와 하나의 수신안테나만을 사용하여 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록 하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 시공간 블록 부호를 적용한 직교주파수분할다중화 방식의 이동통신시스템에서 모든 처리과정이 선형 연산으로 이루어진 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 직교부호분할다중화 방식에서의 최대 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록 순환 회전 기법을 이용한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 직교주파수분할다중화 이동통신시스템에서의 채널의 통계적 특성을 이용하여 순환 회전장치만으로 최대 주파수 다이버시티를 얻을 수 있는 장치 및 방법을 제안한다.
본 발명의 또 다른 목적은 직교주파수분할다중화 방식을 사용하는 이동통신시스템의 특성을 최대한 활용함으로써 직교주파수분할다중화 방식의 이동통신시스템에 적용된 다른 다이버시티 기법에 비해 복잡도가 현저히 낮으면서도 시스템의 성능을 향상시킬 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
전술한 바와 같은 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 송신 장치는; 일정 크기로 입력되는 데이터를 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌로 변조하고, 상기 OFDM 심벌을 하나의 안테나를 통해 전송하는 이동통신시스템의 송신 장치에 있어서, 상기 입력데이터를 소정 순환 회전 량(d)에 의해 순환 회전시켜 복사본 데이터를 발생하고, 상기 입력데이터와 상기 복사본 데이터를 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 OFDM 심벌 생성부를 포함함을 특징으로 한다.
전술한 바와 같은 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 송신 방법은, 일정 크기로 입력되는 데이터를 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌로 변조하고, 상기 OFDM 심벌을 하나의 안테나를 통해 전송하는 이동통신시스템의 송신 방법에 있어서, 상기 입력데이터를 소정 순환 회전 량(d)에 의해 순환 회전시켜 복사본 데이터를 발생하고, 상기 입력데이터와 상기 복사본 데이터를 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
전술한 바와 같은 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 수신 장치는; 일정 크기로 입력되는 데이터를 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌로 변조하고, 상기 OFDM 심벌의 열을 하나의 송신 안테나를 통해 전송하는 이동 통신 시스템에서, 상기 송신 안테나를 통해 전송된 상기 OFDM 심벌의 열을 하나의 수신 안테나를 통해 수신하는 수신 장치에 있어서, 상기 수신안테나에서 수신한 상기 OFDM 심벌의 열을 고속 푸리에 변환하여 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 고속 푸리에 변환기와, 상기 데이터들의 열을 순환 회전된 데이터들의 열과 순환 회전되지 않은 데이터들의 열로 분리하고, 상기 순환 회전된 데이터들의 열을 소정 순환 회전량에 의해 역 순환 회전한 후 상기 순환 회전되지 않은 데이터들의 열과 가산하여 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 주파수 다이버시티 결합기를 포함함을 특징으로 한다.
전술한 바와 같은 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 수신 방법은, 일정 크기로 입력되는 데이터를 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌로 변조하고, 상기 OFDM 심벌의 열을 하나의 송신 안테나를 통해 전송하는 이동 통신 시스템에서, 상기 송신 안테나를 통해 전송된 상기 OFDM 심벌의 열을 하나의 수신 안테나를 통해 수신하는 수신 방법에 있어서, 상기 수신안테나에서 수신한 상기 OFDM 심벌의 열을 고속 푸리에 변환하여 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 과정과, 상기 데이터들의 열을 순환 회전된 데이터들의 열과 순환 회전되지 않은 데이터들의 열로 분리하고, 상기 순환 회전된 데이터들의 열을 소정 순환 회전 량에 의해 역 순환 회전한 후 상기 순환 회전되지 않은 데이터들의 열과 가산하여 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명은 OFDM 방식의 최대 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 방법으로 순환 회전 기법을 제안하고자 한다. 본 발명에서 제안하고자 하는 순환 회전 기법은 상기 OFDM 방식의 이동통신시스템에서 채널의 공분산 행렬이 순환 허미트 행렬인 고유의 특성을 이용함으로써 간단한 연산만으로도 최대 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
최대 주파수 다이버시티 이득을 얻기 위한 송신기에서의 주파수 다이버시티 부호화기는 다음과 같이 이루어진다.
N개의 부 반송파로 이루어진 하나의 OFDM 심벌이 부호화기에 입력되면, 상기 입력 심벌을 d만큼 순환 회전시켜 다른 OFDM 심벌을 발생시킨다. 여기서, 상기 순환 회전량 d는 OFDM 방식의 이동통신시스템에서의 채널의 통계적 특성을 이용하여 구한 값으로,
Figure 112006082455149-pat00066
로 정의될 수 있다. 여기서 L은 지연 확산의 길이이다. 이렇게 순환 회전시켜 발생시킨 OFDM 심벌과 상기 순환 회전시키지 않은 OFDM 심벌을 심벌 단위로 스위칭 선택하여 순차적으로 전송한다. 예컨대, 먼저, 순환 회전시키지 않는 OFDM 심벌을 선택하여 출력하였다면 다음에는 순환 회전시킨 OFDM 심벌을 선택하여 출력한다.
수신기에서는 상기 송신기의 역 과정을 통해 신호가 복원된다. 먼저, 두 개의 OFDM 심벌들을 수신한다. 다음으로, 상기 두 개의 수신된 OFDM 심벌들의 채널 정보를 이용하여 채널의 복소공액(Conjugate)을 각 OFDM 심벌에 곱하는 과정을 거친다. 상기 복소공액이 곱하여진 두 개의 OFDM 심벌들 중 두 번째 OFDM 심벌은 d만큼 순환 회전시켜 만든 신호이므로 다시 역 순환시켜 원래의 순서대로 신호를 복원시킨다. 상기 역 순환 회전된 심벌과 역 순환 회전시키지 않은 심벌을 서로 합하여 최종 주파수 다이버시티 결합이 이루어진다. 이렇게 결합된 심벌을 채널 정보를 이용하여 가장 거리가 가까운 신호로 결정함으로써 모든 과정이 끝나게 된다.
전술한 과정들을 거침으로써 본 발명의 실시 예는 2차의 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 뿐만 아니라, 모든 과정이 선형 처리만으로 이루어진다.
1. OFDM 시스템에서의 채널의 공분산 행렬
L개의 다중 경로(multi-path)를 가지는 주파수 선택적 페이딩 채널의 임펄스 응답(impulse response)(gt)은 L개의 탭(tap)을 가지는 유한 임펄스 응답(FIR : Finite Impulse Response, 이하 "FIR"이라 칭하기로 한다) 필터로 모델링된다. 이는 하기 <수학식 5>으로 표현될 수 있다.
Figure 112006082455149-pat00078
상기 <수학식 5>에서 h(i)는 i 번째 경로에서의 채널 임펄스 응답의 감쇠 계수이고, τi는 i 번째 경로에서의 지연시간(delay time)을 나타낸다. 그리고 δ(t)는 단위 임펄스 기능(unit impulse function)이다. 채널이 상기 FIR 필터로 모델링되므로 상기 τi는 샘플(sample) 간격과 동일하다. 다중 안테나를 사용하는 시스템에서의 각 채널 계수, h(i)들은 영 평균을 가지는 독립 복소 가우시안 랜덤 변수로 모델링한다. 따라서 각 채널 탭들의 진폭은 레일리 분포 혹은 라이시안 분포를 이루고 위상은 균일 분포를 이루게 된다. 또한 채널의 전력 지연 프로파일(power delay profile)이 균일하거나 혹은 지수함수의 분포를 갖는다고 가정할 수 있다.
그리고 상기 채널의 전력 지연 프로파일이 균일하다면, OFDM 방식을 사용하는 이동통신시스템의 특성으로 인해 수신기에서의 FFT를 거친 OFDM 심벌의 k번째 부 반송파에 해당하는 채널의 주파수 응답은 하기 <수학식6>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112001029221607-pat00007
여기서, N은 OFDM 심벌의 전체 부 반송파 개수이다. 채널의 공분산 행렬을 구하기 위해서 k 번째 부 반송파에 해당하는 채널의 주파수 응답과 (k+Δk) 번째 부 반송파에 해당하는 채널의 주파수 응답과의 상관값은 하기 <수학식 7>과 같이 구해진다.
Figure 112001029221607-pat00008
여기서, 각 채널 탭의 계수들이 상호 상관하지 않는 특성을 수식전개에 사용하였다. 상기 <수학식 7>에서
Figure 112006082455149-pat00067
은 i 번째 채널 탭 계수의 분산으로 채널의 i 번째 경로의 전력과 같다. 채널의 전력 지연 프로파일이 균일하기 때문에
Figure 112006082455149-pat00068
이고,
Figure 112006082455149-pat00069
은 경로마다 서로 독립이다. 그러므로 상기 <수학식 7>은 하기 <수학식 8>로 유도된다.
Figure 112001029221607-pat00012
이때, 채널 벡터 H를 하기 <수학식 9>이라고 정의한다.
Figure 112006082455149-pat00013
여기서 HT는 벡터 H의 전치 메트릭스이다.
따라서 전체 공분산 행렬 CH는 하기 <수학식 10>과 같이 구해진다.
Figure 112001029242150-pat00070
상기 <수학식 10>의 행렬에서 상기 <수학식 8>에 의해 ρΔk는 다음의 특성을 가진다.
제1특성 :
Figure 112001029221607-pat00015
제2특성 :
Figure 112001029221607-pat00016
제3특성 :
Figure 112001029221607-pat00017
따라서 상기 제1특성 내지 제3특성에 의해 CH는 순환 허미트(Hermit) 행렬로 표현된다.
한편, 상기 설명에서는 채널들 각각의 전력 지연 프로파일이 균일한 경우를 가정하여 설명하였으나, 상기 채널들 각각의 전력 지연 프로파일이 동일하지 않은 경우에는 시뮬레이션(simulation) 검증에 의해 채널의 공분산이 순환되지는 않지만 상호상관이 가장 작은 점을 기준으로 행렬을 구성해보면 상기와 같은 부 반송파의 순환 특성을 만족한다.
2. 최대 주파수 다이버시티를 얻기 위한 최적의 부 반송파 선택
다이버시티의 기본적인 개념은 같은 정보를 가지는 신호의 복사본(replica)들을 독립적인 페이딩 채널을 거쳐 수신기에서 수신할 수 있도록 하는 것이다. 따라서 OFDM 방식의 이동통신시스템에서 주파수 다이버시티를 얻기 위해서는 같은 신호를 서로 다른 부 반송파로 전송하면 된다. 하지만, 다이버시티로 인한 이득을 최대한 얻기 위해서는 각각의 복사본(replica)들이 독립적인 페이딩 채널을 통과해서 수신되어야 한다. 따라서 상기 OFDM 방식의 이동통신시스템에서 주파수 다이버시티 이득을 최대한 얻기 위해서는 상기 복사본(replica)들을 서로 비상관성을 가지는 부 반송파를 찾고, 상기 찾은 반송파를 통해 신호를 전송하여야 한다.
복소 가우시안 랜덤 변수는 FFT를 거치더라도 그 특성이 변하지 않는다. 그것은 상기 FFT가 선형 함수이기 때문이다. 그러므로 채널의 주파수 응답인 H(k)는 영 평균과 단일 분산을 가지는 복소 가우시안 랜덤 변수로 모델링된다. 따라서 가우시안 분포의 특성으로 인해 두 개의 가우시안 랜덤 변수가 비상관성을 가지면 상기 두 랜덤 변수는 독립적이다. 그러므로 k1 번째 부 반송파에 대한 채널 H(k)에 대해 상관성이 없는 k2 번째 부 반송파에 대한 채널 H(k2)를 찾으면 상기 두 채널은 서로 독립적이다.
임의의 k1 번째 부 반송파에 대한 채널 H(k1)과 임의의 k2 번째 부 반송파에 대한 채널 H(k2)의 상관값은 하기 <수학식 11>와 같은 형태로 유도된다.
Figure 112001029242150-pat00071
여기서, 상관성이 없으려면,
Figure 112001029242150-pat00072
인 조건을 만족해야 한다. 그러므로 상기 조건을 만족하기 위해서는 상기 <수학식 11>는 하기 <수학식 12>의 조건을 만족하면 된다.
Figure 112001029221607-pat00020
여기서,
Figure 112006082455149-pat00073
이다. 단, 상기 <수학식 12>에서
Figure 112006082455149-pat00074
이어야 한다. 상기 <수학식 12>에서 보였듯이, 결국 서로 독립적인 채널이 두 개의 부 반송파들간 거리의 함수로 유도된다. 그러므로 상기 <수학식 12>의 일반적인 해는 하기 <수학식 13>로 표현될 수 있다.
Figure 112001029221607-pat00023
단, m은 0이 아닌 정수이다. 하지만, 상기 <수학식 13>에서는
Figure 112006082455149-pat00075
의 제한이 있으므로, 상기 m에도 역시 제한이 있게 된다. 일반성을 읽지 않으면서도, k1=0으로 설정하는 것이 가능하다. 그러면,
Figure 112006082455149-pat00076
이므로, 하기 <수학식 14>로 표현될 수 있다.
Figure 112001029221607-pat00026
상기 <수학식 14>를 상기 <수학식 13>에 적용하여 정리하면 하기 <수학식 15>으로 나타내어질 수 있다.
Figure 112001029221607-pat00027
여기서, m이 정수이고, L과 N이 자연수이므로, 상기 m은 "
Figure 112006082455149-pat00028
"의 범위를 가진다.
삭제
따라서 0 번째 부 반송파에 대해 상관성이 없는 부 반송파의 개수는 L-1개이다. 그러므로 0 번째 부 반송파를 포함해서 서로 독립적인 부 반송파 채널은 L개가 된다. 전술한 채널의 공분산 행렬의 제3특성에 의해, L개의 경로를 가지는 채널에서 임의의 k 번째 부 반송파와 서로 독립적인 부 반송파의 개수는 L개가 된다.
3. 최대 주파수 다이버시티를 얻는 시공간-주파수 블록 부호
본 발명의 실시 예에 따른 시공간-주파수 블록 부호를 제안하는데 있어서 고려해야할 사항들은 다음과 같다.
첫 번째로, 최대 주파수 및 공간 다이버시티 이득
두 번째로, 모든 부 반송파에 대해 최대한의 거리 유지
세 번째로, 채널의 상관성에 강한 특성
상기 첫 번째 고려해야할 사항인 최대 주파수 다이버시티 이득을 얻기 위해서는 OFDM 방식의 이동통신시스템에서 복사본(replica)들을 서로 상관성이 없는 부 반송파를 찾아서 그 반송파에 신호를 전송하여야 한다.
상기 도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 0번째 부반송파에 대한 부반송파들간의 상관성을 도시한 도면으로서, 특히 L=4이고, N=64일 때 채널들이 동일한 전력 지연 프로파일을 가졌을 경우 0 번째 부 반송파에 대한 각 부 반송파들간의 상관성의 크기 성분을 도시한 그래프이다.
도 9를 참조하면, 부반송파 인덱스(index)가 중앙값을 가질수록 상관성이 적어진다는 것을 알 수 있다. 한편, 상관성의 크기 성분만을 본다면, 전술한 채널의 공분산 행렬의 제2특성에 의해 대칭의 모양을 하고 있다. 그러므로 전술한 세 번째 고려해야할 사항인 채널의 상관성에 강한 특성을 가지도록 하기 위해서는 심벌의 복사본을 상관성이 적은 가운데 쪽, 즉 가운데 부반송파로 전송하여야 할 것이다. 또한 채널의 공분산 행렬의 세 번째 특성에 의해 채널의 공분산 행렬이 순환 행렬이 되므로, 행렬의 각 행은 첫 행(0번째 부 반송파에 대한 상관성을 나타냄)의 순환 회전된 형태이다. 그러므로 각 부 반송파에 대해 서로 독립적인 채널은 하나씩 서로 순환 회전된 형태로 얻어진다. 따라서 전술한 세 번째 고려해야할 사항을 만족하기 위한 가장 이상적인 제안은 N/2만큼 부 반송파 위치를 이격시켜 설정하는 것이다. 이렇게 하면 모든 부 반송파들이 공정하게 모두 N/2만큼 떨어지므로 최대 거리를 유지할 수 있다. 따라서, 전술한 고려해야할 사항들 중 두 번째와 세 번째를 만족시키면서 첫 번째를 만족시키는 부 반송파는 상관성이 0이 되는 부 반송파들 중 가장 가운데 부 반송파이다. 그러므로 상관성이 없는 부 반송파는 상기 <수학식 13>에 의해 전체 부 반송파를 L등분하고, Δk가 정수이므로 전술한 세 가지 사항을 고려해야할 때 최적의 Δk는 하기 <수학식 16>과 같다.
Figure 112008011284626-pat00029
여기서,
Figure 112001029242150-pat00077
는 x를 넘지 않는 최대 정수를 나타낸다.
전술한 채널의 공분산 행렬의 제3특성에 의해 상관성이 순환 회전하므로, k 번째 부 반송파에 대해 최적의 부 반송파 k'는 하기 <수학식 17>과 같이 구해진다.
Figure 112008011284626-pat00031
여기서, 상기 mod는 모듈로 연산을 나타낸다. 예를 들어, L=4이고, N=8일 때 최대 주파수 다이버시티를 얻을 수 있는 복사본의 위치를 도 10을 참조하여 설명하기로 한다.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 최대 주파수 다이버시티를 얻을 수 있는 복사본 위치의 예를 보이고 있는 도면이다.
도 10을 참조하면, 상기에서 설명한 바와 같이 모든 부반송파들이 N/2만큼씩 이격된 위치의 부반송파에 복사본을 실어 전송한다. 도 10에서 부반송파들의 개수가 8개이기 때문에, 즉 N = 8이기 때문에, 8/2만큼씩 이격된 위치, 즉 4개의 부반송파들만큼 이격된 위치의 부반송파 위치에 복사본이 실린다. 즉, 첫 번째 부반송파의 복사본은 다섯 번째 부반송파의 복사본에 실려 전송되며, 두 번째 부반송파의 복사본은 여섯 번째 부반송파의 복사본에 실려 전송되며, 이런 식으로 여덟 번째 부반송파의 복사본은 네 번째 부반송파의 복사본에 실려 전송된다.
이하 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
(1) 순환회전을 이용한 주파수 다이버시티 송신장치
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 직교주파수분할다중화 방식의 이동통신시스템의 송신기 구조를 보이고 있는 도면이다.
도 3을 참조하면, 전송하고자 하는 입력 데이터(310)는 변조부(QPSK/QAM 사상기)(320)로 입력되고, 상기 변조부(320)를 거쳐 N개의 부 반송파만큼을 버퍼링한 하나의 변조심벌 s가 출력된다. 상기 변조부(320)로부터 출력되는 s는 하기 <수학식 18>와 같이 표현된다.
Figure 112008011284626-pat00032
상기 변조심벌 s를 전송하기에 앞서, 최대 주파수 다이버시티를 얻기 위해 복사본 발생기(Replica Generator)(330)를 사용하여 다른 하나의 OFDM 심벌을 발생시킨다. 즉, 상기 변조기(320)로부터 출력되는 상기 OFDM 심벌 s는 상기 복사본 발생기(330)로 입력되고, 상기 복사본 발생기(330)는 서로 다른 두 개의 OFDM 심벌들을 출력한다. 본 발명에서는 상기 복사본 발생기(330)의 일 예로 입력되는 변조심벌 s를 소정 값만큼 순환 회전함으로써 상기 변조심벌 s의 복사본을 생성하는 구성을 제안하고 있다. 따라서 상기 복사본 발생기(330)로부터 출력되는 두 개의 OFDM 심벌들 중 하나의 OFDM 심벌은 원래의 OFDM 심벌 s 그대로를 사용하고, 나머지 하나의 OFDM 심벌은 상기 <수학식 16>에 의해 순환 회전량 d를 계산하여 상기 <수학식 17>에 대입함으로써 상기 OFDM 심벌 s를 순환 회전시킨 것이다. 즉, 상기 복사본 발생기(330)에서 출력하는 두 개의 OFDM 심벌들은 X1, X2가 되며, 상기 X1, X2는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112001029221607-pat00033
,
Figure 112006082455149-pat00034

이하 상기 순환 회전량 d를 계산하는 과정을 도 7을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 송신기 동작 과정을 보이고 있는 도면이다. 상기 도 7을 참조하면, 710단계에서 상기 송신기는 상기 OFDM 심벌 s에 대한 순환 회전량 d를 계산한 후 712단계로 진행한다. 상기 712단계에서 상기 송신기는 상기 OFDM 심벌 s를 상기 계산한 순환 회전량 d만큼 심벌 벡터(symbol vector)를 회전시켜 복사본 X2(k)를 생성하고 714단계로 진행한다. 여기서, 상기 OFDM 심벌 s에 대한 순환 회전량 d를 결정하는 710 단계 및 결정된 순환 회전량 d를 가지고 상기 OFDM 심벌 s에 대한 복사본을 생성하는 712단계의 구체적인 동작 과정 및 구성은 도 5에 나타내었다.
도 5는 도 3의 복사본 발생기(330)의 상세 구성을 보이고 있는 도면이다.
도 5를 참조하면, 상기 변조기(320)로부터 출력되는 변조심벌 s는 심벌 선택기(504)의 하나의 입력 X1(511)로 제공된다. 한편, 상기 s는 순환 회전기(502)로 제공된다. 상기 순환 회전기(502)는 순환 회전량 결정기(503)에 의해 결정된 순환 회전량 d에 의해 상기 s를 순환 회전시켜 상기 심벌 선택기(504)의 두 번째 입력 X2(512)로 제공한다. 상기 심벌 선택기(504)는 상기 X1과 X2를 입력으로 하고, 상기 X1과 상기 X2를 심벌 단위로 선택하여 하나의 심벌 열로써 출력한다. 즉, 상기 심벌 선택기(504)는 상기 X1(511)을 선택하여 출력하고, 그 후 상기 X2(512)를 선택하여 출력한다. 따라서 상기 심벌 선택기(504)로부터 출력되는 심벌 열은 순환 회전된 심벌과 그렇지 않은 심벌이 반복적으로 출력된다. 상기 X1(511)과 상기 X2(512)를 순차적으로 선택하여 출력하는 과정은 도 7의 714단계에서 수행된다.
이렇게 상기 복사본 발생기(330)를 거쳐 발생한 두 개의 심벌 열들은 OFDM 방식을 사용하는 송신기의 통상적인 구성들을 통해 각 안테나로 보내진다. 즉, 상기 복사본 발생기(330)로부터 출력되는 하나의 심벌 열은 각각 OFDM 방식의 적용을 위해 IFFT부(340)로 제공되어 IFFT가 이루어진다. 상기 IFFT부(340)로부터 출력되는 OFDM 심벌은 보호구간 삽입부(350)에서 보호구간 삽입이 이루어진 후에 RF부(360)를 통해 각 안테나(ANT)에서 신호가 전송된다.
(2) 역 순환 회전을 이용한 주파수 다이버시티 수신장치
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 직교주파수분할다중화 방식의 이동통신시스템의 수신기 구조를 보이고 있는 도면이다.
도 4를 참조하면, 안테나(ANT)를 통해 수신된 신호는 RF 처리기(410)에 의해 RF 처리되고, 상기 RF 처리기(410)에서 출력한 신호는 보호구간 제거기(414)로 입력되어 보호구간이 제거된다. 상기 보호구간 제거기(414)에 의해 보호구간이 제거된 수신 입력 심벌 벡터는 FFT기(416)로 입력되어 고속 푸리에 변환되어 출력된다(도 8의 812단계). 이때, N개의 부 반송파들을 갖는 OFDM 방식의 이동통신시스템의 수신기에서 상기 FFT기(416)를 거친 신호는 하기 <수학식 19>과 같이 행렬식으로 표현할 수 있다.
Figure 112008011284626-pat00035
여기서, r은 N×1 수신 심벌 벡터, X는 N×1 전송 심벌 벡터, n은 N×1 잡음 벡터를 나타내고, H는 채널의 주파수 응답을 나타내는 N×N 대각 행렬이다.
OFDM 방식을 사용하는 이동통신시스템의 특성으로 다중 경로 페이딩 채널을 거치더라도 상기 FFT부(416)를 거친 수신신호는 상기 <수학식 19>에 의해 채널의 주파수 응답과 전송 신호의 단순한 곱의 형태로 나타난다. 그러므로 순환회전을 이용한 주파수 다이버시티 전송 장치에 의해 전송된 심벌은 하기 <수학식 20>과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112008011284626-pat00036
여기서, H1, H2는 각 전송 심벌 벡터에 해당하는 채널의 주파수 응답의 대각 행렬이고, X1, X2는 각각 전송 심벌 벡터이다.
상기 FFT부(416)로부터 출력되는 신호는 주파수 다이버시티 결합기(418)로 제공되어 추정된 채널 정보에 따라 상기 송신기에서 순환 회전된 심벌과 그렇지 않은 심벌들에 대한 주파수 다이버시티 결합을 수행한다 (도 8의 810단계, 814단계 내지 822단계). 상기 주파수 다이버시티 결합기(418)의 상세 구성은 도 6에서 보이고 있는 바와 같다.
도 6은 상기 주파수 다이버시티 결합기(418)의 일 예를 보이고 있는 도면이다.
도 6을 참조하면, 상기 FFT기(416)로부터 출력되는 수신신호는 선택 제어부(610)로 제공되며, 상기 수신신호는 상기 선택 제어부(610)에 의해 수신 시점(r1 시점, r2 시점)에 따라 구분되어 해당 버퍼들(602,603) 각각으로 입력된다. 상기 버퍼들(602,603)은 시간 축 상에서 구분되는 수신신호들을 저장하며, 소정 단위의 수신신호가 저장되면 이를 채널 등화기(604)로 출력한다(도 8의 814단계). 상기 버퍼들(602,603)로부터 출력되는 수신신호는 r1(612), r2(613)로 구분하고 있다. 상기 수신신호를 구분하는 인덱스, 즉 r1, r2에서 하 첨자로 표시한 숫자는 시간 인덱스에 해당한다.
상기 r1(612)과 상기 r2(613)는 상기 채널 등화기(604)로부터 채널 상태 정보(614)에 의해 채널 등화된 신호()로써 출력된다(도 8의 816단계). 상기 등화된 신호(
Figure 112006082455149-pat00079
)는 상기 r1(612)과 상기 r2(613)로 이루어진 매트릭스와 채널 행렬
Figure 112006082455149-pat00080
의 허미시안 (hermitian)의 곱으로써 표현될 수 있으며, 이는 하기 <수학식 21>과 같이 얻어진다.
Figure 112008011284626-pat00038
상기 <수학식 21>에서 복호된 심벌 벡터
Figure 112006082455149-pat00081
(615)와
Figure 112006082455149-pat00082
(616)에서 상기
Figure 112006082455149-pat00083
(616)는 상기
Figure 112006082455149-pat00084
(615)을 순환 회전시켜 발생시킨 것이다. 따라서 상기
Figure 112006082455149-pat00085
(616)는 역순환 회전기(605)에 의해 상기 송신기에서 수행된 순환 회전의 역동작으로서 상기 순환 회전량 d만큼 역 순환 회전된다(도 8의 818단계). 상기 역 순환 회전을 위해서는 역 순환 회전할 역 순환 회전량 d가 요구된다. 상기 역 순환 회전량 d는 순환 회전량 결정기(606)에 의해 결정된다. 상기 역 순환 회전량 d는 도 8의 810단계에서 수행된다. 상기 역 순환 회전시켜 발생된 심벌
Figure 112006082455149-pat00086
(617)의 각 부 반송파는 하기 <수학식 22>와 같이 나타난다.
Figure 112008011284626-pat00045
Figure 112008011284626-pat00046
그러므로 상기 <수학식 22>에 의해 잡음 성분을 제외한 상기
Figure 112006082455149-pat00047
는 역 순환 회전에 의해 하기 <수학식 23>과 같이 실제 전송된 OFDM 심벌 s로 표현할 수 있다.
Figure 112008011284626-pat00048
상기
Figure 112006082455149-pat00087
과 상기
Figure 112006082455149-pat00088
가 똑같은 전송 심벌 벡터 s를 포함하고 있으므로, 상기 두 벡터들은 가산기(618)에 의해 더하져 심벌 벡터
Figure 112006082455149-pat00089
로 출력된다(도 8의 820단계 및 822단계). 상기 심벌 벡터
Figure 112006082455149-pat00090
의 k 번째 부 반송파는 하기 <수학식 24>과 같이 표현된다.
Figure 112008011284626-pat00052
여기서,
Figure 112006082455149-pat00091
이다.
일반적으로 OFDM 방식을 사용하는 이동통신시스템에서는 채널이 시간적으로 변하는 특성을 가지고 있지만 두 심벌 구간동안 채널이 급격히 변하지는 않는다. 따라서 두 채널 H1과 H2는 서로 같은 채널이라고 가정할 수 있다. 즉, H1
Figure 112006082455149-pat00092
H2이다. 그러므로 본 발명에서 제안하고 있는 바와 달리 변조 심벌을 순환 회전시키지 않고 똑같은 신호를 반복해서 보내는 경우 채널이 급격하게 변하지 않는 이상 다이버시티 이득을 얻을 수 없다. 하지만, 본 발명에서는 상기 <수학식 16>에 의해 각 부 반송파들간 채널이 서로 독립이 되도록 d를 정하기 때문에 H1
Figure 112006082455149-pat00093
H2이더라도 H1(k)와 H2(k+d) mod N은 서로 독립이 된다. 따라서 상기 <수학식 24>에 의한 전송신호 s(k)는 2차의 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있음을 알 수 있다. 이는 안테나 수의 증가 없이도 안테나를 2개 사용한 시스템과 같은 성능을 내게 된다. 이렇게 주파수 다이버시티 결합된 신호는 복호기(QPSK/QAM 역사상기)(420)로 입력되며, 상기 복호기(420)에 의해 하기 <수학식 25>와 같은 신호(
Figure 112006082455149-pat00094
)를 얻을 수 있다.
Figure 112008011284626-pat00056
상술한 바와 같이 본 발명에 따른 순환회전을 이용한 주파수 다이버시티 장치는 기존 시스템에 비해 복잡도의 큰 증가 없이 2차의 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 본 발명에서는 직교주파수분할다중화 시스템의 특성을 이용함으로써 송신기에서 순환 회전을 통해 복사본을 발생시켜 전송하는 것만으로 2차의 최대 주파수 다이버시티 이득을 얻는다. 그러므로 다른 다이버시티 기법에 비해 복잡도의 증가 없이 간단한 순환회전과 같은 선형 연산만으로도 성능 개선 효과가 크다. 더욱이 기존의 직교주파수분할다중화 시스템과 완벽한 호환성을 유지하므로 기존의 시스템을 충분히 활용하면서도 성능 개선을 할 수 있다. 그러므로 앞으로의 이동통 신시스템에 적용되어 시스템의 성능을 향상시킬 기법으로 본 발명이 사용될 것이다.

Claims (22)

  1. 일정 크기로 입력되는 데이터를 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌로 변조하고, 상기 OFDM 심벌을 하나의 안테나를 통해 전송하는 이동통신시스템의 송신 장치에 있어서,
    상기 입력데이터를 소정 순환 회전 량(d)에 의해 순환 회전시켜 복사본 데이터를 발생하고, 상기 입력데이터와 상기 복사본 데이터를 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 OFDM 심벌 생성부를 포함함을 특징으로 하는 송신장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 OFDM 심벌 생성부는,
    상기 소정 순환 회전 량(d)를 결정하는 순환 회전량 결정기와,
    상기 입력데이터를 상기 소정 순환 회전 량(d)에 의해 순환 회전시켜 상기 복사본 데이터를 발생하는 순환 회전기와,
    상기 입력데이터와 상기 복사본 데이터를 교번적으로 선택하여 상기 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 심벌 선택기를 포함함을 특징으로 하는 송신장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 소정 순환 회전 량은,
    하기 수학식에 의해 결정됨을 특징으로 하는 송신장치.
    <수학식>
    Figure 112008011284626-pat00113
    여기서,
    Figure 112008011284626-pat00114
    는 x를 넘지 않는 최대 정수를 나타내고, d는 순환 회전 량이며, N은 상기 OFDM 심벌의 전체 부반송파들의 개수이며, L은 다중 경로수임.
  4. 제1항에 있어서, 상기 소정 순환 회전 량은 수신기로부터 피드-백됨을 특징으로 하는 송신장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 피드-백된 순환 회전 량은 상기 수신기에서 상기 OFDM 심벌의 부반송파들 중 첫 번째 부반송파와 최소 상호 상관도를 가지는 부반송파의 위치 값을 기준으로 결정됨을 특징으로 하는 송신장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 OFDM 심벌 생성부로부터 출력된 데이터들의 열을 역고속 푸리에 변환하여 상기 OFDM 심벌의 열을 발생하는 역고속 푸리에 변환기를 더 포함함을 특징으로 하는 송신장치.
  7. 일정 크기로 입력되는 데이터를 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌로 변조하고, 상기 OFDM 심벌을 하나의 안테나를 통해 전송하는 이동통신시스템의 송신 방법에 있어서,
    상기 입력데이터를 소정 순환 회전 량(d)에 의해 순환 회전시켜 복사본 데이터를 발생하고, 상기 입력데이터와 상기 복사본 데이터를 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 송신방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 출력하는 과정은,
    상기 소정 순환 회전 량(d)를 결정하는 단계와,
    상기 입력데이터를 상기 소정 순환 회전 량(d)에 의해 순환 회전시켜 복사본 데이터를 발생하는 단계와,
    상기 입력데이터와 상기 복사본 데이터를 교번적으로 선택하여 상기 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 송신방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 소정 순환 회전 량은,
    하기 수학식에 의해 결정됨을 특징으로 하는 송신방법.
    <수학식>
    Figure 112008011284626-pat00115
    여기서,
    Figure 112008011284626-pat00116
    는 x를 넘지 않는 최대 정수를 나타내고, d는 순환 회전 량이며, N은 상기 OFDM 심벌의 전체 부반송파들의 개수이며, L은 다중 경로수임.
  10. 제8항에 있어서, 상기 소정 순환 회전 량은,
    수신기로부터 피드-백됨을 특징으로 하는 송신방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 피드-백된 순환 회전 량은 상기 수신기에서 상기 OFDM 심벌의 부반송파들 중 첫 번째 부반송파와 최소 상호 상관도를 가지는 부반송파의 위치 값을 기준으로 결정됨을 특징으로 하는 송신방법.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 데이터들의 열을 역고속 푸리에 변환하여 상기 OFDM 심벌의 열을 발생하는 과정을 더 포함하는 송신방법.
  13. 일정 크기로 입력되는 데이터를 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌로 변조하고, 상기 OFDM 심벌의 열을 하나의 송신 안테나를 통해 전송하는 이동 통신 시스템에서, 상기 송신 안테나를 통해 전송된 상기 OFDM 심벌의 열을 하나의 수신 안테나를 통해 수신하는 수신 장치에 있어서,
    상기 수신안테나에서 수신한 상기 OFDM 심벌의 열을 고속 푸리에 변환하여 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 고속 푸리에 변환기와,
    상기 데이터들의 열을 순환 회전된 데이터들의 열과 순환 회전되지 않은 데이터들의 열로 분리하고, 상기 순환 회전된 데이터들의 열을 소정 순환 회전량에 의해 역 순환 회전한 후 상기 순환 회전되지 않은 데이터들의 열과 가산하여 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 주파수 다이버시티 결합기를 포함함을 특징으로 하는 수신장치.
  14. 제13항에 있어서, 상기 주파수 다이버시티 결합기는,
    상기 소정 순환 회전 량(d)를 결정하는 순환 회전량 결정기와,
    상기 데이터들의 열을 상기 순환 회전된 데이터들의 열과 상기 순환 회전되지 않은 데이터들의 열로 분리하는 선택 제어부와,
    상기 순환 회전된 데이터들의 열과 상기 순환 회전되지 않은 데이터들의 열 각각을 상기 OFDM 심벌 단위로 버퍼링하는 버퍼와,
    상기 OFDM 심벌 단위로 버퍼링되는 상기 순환 회전된 데이터들을 소정 순환 회전 량에 의해 역 순환 회전하는 역순환 회전기와,
    상기 역 순환 회전된 데이터들과 상기 순환 회전되지 않은 데이터들을 가산하여 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 가산기를 포함함을 특징으로 하는 수신장치.
  15. 제13항에 있어서, 상기 소정 순환 회전 량은 하기 <수학식>에 의해 결정됨을 특징으로 하는 수신장치.
    <수학식>
    Figure 112008011284626-pat00117
    여기서,
    Figure 112008011284626-pat00118
    는 x를 넘지 않는 최대 정수를 나타내고, d는 순환 회전 량이며, N은 상기 OFDM 심벌의 전체 부반송파들의 개수이며, L은 다중 경로수임.
  16. 제13항에 있어서, 상기 주파수 다이버시티 결합기는,
    상기 소정 순환 회전 량을 상기 송신기로 피드-백함을 특징으로 하는 수신장치.
  17. 제16항에 있어서, 상기 순환 회전 량은,
    상기 OFDM 심벌의 부반송파들 중 첫 번째 부반송파와 최소 상호 상관도를 가지는 부반송파의 위치 값을 기준으로 결정됨을 특징으로 하는 수신장치.
  18. 일정 크기로 입력되는 데이터를 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌로 변조하고, 상기 OFDM 심벌의 열을 하나의 송신 안테나를 통해 전송하는 이동 통신 시스템에서, 상기 송신 안테나를 통해 전송된 상기 OFDM 심벌의 열을 하나의 수신 안테나를 통해 수신하는 수신 방법에 있어서,
    상기 수신안테나에서 수신한 상기 OFDM 심벌의 열을 고속 푸리에 변환하여 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 과정과,
    상기 데이터들의 열을 순환 회전된 데이터들의 열과 순환 회전되지 않은 데이터들의 열로 분리하고, 상기 순환 회전된 데이터들의 열을 소정 순환 회전 량에 의해 역 순환 회전한 후 상기 순환 회전되지 않은 데이터들의 열과 가산하여 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 수신방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 과정은,
    상기 소정 순환 회전 량(d)을 결정하는 과정과,
    상기 데이터들의 열을 상기 순환 회전된 데이터들의 열과 상기 순환 회전되지 않은 데이터들의 열로 분리하는 과정과,
    상기 순환 회전된 데이터들의 열과 상기 순환 회전되지 않은 데이터들의 열 각각을 상기 OFDM 심벌 단위로 버퍼링하는 과정과,
    상기 OFDM 심벌 단위로 버퍼링되는 상기 순환 회전된 데이터들을 소정 순환 회전 량에 의해 역 순환 회전하는 과정과,
    상기 역 순환 회전된 데이터들과 상기 순환 회전되지 않은 데이터들을 가산하여 하나의 데이터들의 열로써 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 수신방법.
  20. 제18항에 있어서, 상기 소정 순환 회전 량은 하기 <수학식>에 의해 결정됨을 특징으로 하는 수신방법.
    <수학식>
    Figure 112008011284626-pat00119
    여기서,
    Figure 112008011284626-pat00120
    는 x를 넘지 않는 최대 정수를 나타내고, d는 순환 회전 량이며, N은 상기 OFDM 심벌의 전체 부반송파들의 개수이며, L은 다중 경로수임.
  21. 제18항에 있어서, 상기 소정 순환 회전 량을 상기 송신기로 피드-백하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 수신방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 순환 회전 량은 상기 OFDM 심벌의 부반송파들 중 첫 번째 부반송파와 최소 상호 상관도를 가지는 부반송파의 위치 값을 기준으로 결정됨을 특징으로 하는 수신방법.
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Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100449225B1 (ko) * 2002-01-19 2004-09-22 학교법인 성균관대학 무선통신 시스템에서 송신 다이버시티 장치
US8233555B2 (en) * 2004-05-17 2012-07-31 Qualcomm Incorporated Time varying delay diversity of OFDM
KR20060048106A (ko) * 2004-05-25 2006-05-18 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 섹터 다이버시티를 제공하는 직교주파수 분할 다중 심벌 전송 방법 및 장치와 시스템
KR100800795B1 (ko) 2004-05-31 2008-02-04 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 상향 링크 응답 정보 송/수신 방법 및 장치
US8588203B2 (en) * 2004-06-04 2013-11-19 Qualcomm Incorporated Wireless communication system with improved broadcast coverage
FR2877527A1 (fr) * 2004-11-04 2006-05-05 France Telecom Procede de reception iteratif pour systeme de type mimo, recepteur et programme d'ordinateur correspondants
KR100630196B1 (ko) * 2004-11-15 2006-09-29 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 동기 획득 장치 및 방법
WO2006070756A1 (ja) * 2004-12-28 2006-07-06 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 無線受信装置、無線送信装置、および、干渉信号除去方法
KR100800806B1 (ko) 2005-12-30 2008-02-01 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법
KR101241895B1 (ko) * 2006-04-10 2013-03-11 엘지전자 주식회사 다수의 반송파를 이용한 반복 전송 방법
CN101496333A (zh) * 2006-07-21 2009-07-29 皇家飞利浦电子股份有限公司 一种空间-时间-频率编码/解码的方法和装置
JP2008048092A (ja) * 2006-08-14 2008-02-28 Toshiba Corp Ｏｆｄｍを用いる無線送信方法、送信機及び受信機
US8059737B2 (en) * 2008-06-23 2011-11-15 Mediatek Inc. OFDM receiver having memory capable of acting in a single-chip mode and a diversity mode
RU2496272C1 (ru) * 2012-05-24 2013-10-20 Владимир Петрович Панов Способ передачи и приема радиосигналов
RU2496270C1 (ru) * 2012-05-24 2013-10-20 Владимир Петрович Панов Радиотехническая система
RU2496271C1 (ru) * 2012-05-24 2013-10-20 Владимир Петрович Панов Радиотехническая система
RU2496273C1 (ru) * 2012-05-24 2013-10-20 Владимир Петрович Панов Способ передачи и приема радиосигналов
RU2496274C1 (ru) * 2012-08-15 2013-10-20 Владимир Петрович Панов Радиотехническая система

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09266466A (ja) * 1996-03-28 1997-10-07 Sumitomo Electric Ind Ltd デジタル伝送システム
JP2000228657A (ja) * 1999-02-05 2000-08-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置
KR100661028B1 (ko) * 1998-10-13 2006-12-26 텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘) 디지털 통신 시스템에서 위상 회전 기법을 사용하는시그날링

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3660361B2 (ja) * 1997-10-31 2005-06-15 エイ ティ アンド ティ ワイヤレス サービス インコーポレイテッド 無線機器のための連結された空間符号の簡単な最尤検出
US7394754B2 (en) * 2002-08-01 2008-07-01 Mediatek Inc. System and method for transmitting data in a multiple-branch transmitter-diversity orthogonal frequency-division multiplexing (OFDM) system

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09266466A (ja) * 1996-03-28 1997-10-07 Sumitomo Electric Ind Ltd デジタル伝送システム
KR100661028B1 (ko) * 1998-10-13 2006-12-26 텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘) 디지털 통신 시스템에서 위상 회전 기법을 사용하는시그날링
JP2000228657A (ja) * 1999-02-05 2000-08-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Y.Harada et al, Int''l Broadcasting Convention, Conference Publication, no 447, 1997.09.12-16 *

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