JP2000228657A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JP2000228657A JP2000228657A JP11028728A JP2872899A JP2000228657A JP 2000228657 A JP2000228657 A JP 2000228657A JP 11028728 A JP11028728 A JP 11028728A JP 2872899 A JP2872899 A JP 2872899A JP 2000228657 A JP2000228657 A JP 2000228657A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 位相及び振幅に情報が重畳される変調方
式が用いられたマルチキャリア無線通信において、誤り
率特性を劣化させずに受信信号の位相及び振幅の補正を
行うこと。 【解決手段】 同期検波回路１０５によって位相及び振
幅が補正された受信信号に対して、軟判定回路１０７
が、レベル算出器１０６の出力である受信レベルを乗じ
て各サブキャリアの振幅値による重み付けを行ってか
ら、軟判定処理を行って受信シンボルをビットデータに
変換する。
式が用いられたマルチキャリア無線通信において、誤り
率特性を劣化させずに受信信号の位相及び振幅の補正を
行うこと。 【解決手段】 同期検波回路１０５によって位相及び振
幅が補正された受信信号に対して、軟判定回路１０７
が、レベル算出器１０６の出力である受信レベルを乗じ
て各サブキャリアの振幅値による重み付けを行ってか
ら、軟判定処理を行って受信シンボルをビットデータに
変換する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、受信装置に関し、
特に直交振幅変調を用いたマルチキャリア無線通信にお
ける受信装置及びその受信方法に関する。
特に直交振幅変調を用いたマルチキャリア無線通信にお
ける受信装置及びその受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル移動体通信において、送信局
側によって位相のみに情報が重畳される変調方式によっ
て変調されている場合、受信局側は、受信した信号の位
相回転を補正する必要がある。
側によって位相のみに情報が重畳される変調方式によっ
て変調されている場合、受信局側は、受信した信号の位
相回転を補正する必要がある。
【０００３】位相のみに情報が重畳される変調方式の代
表的なものとしては、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が挙げられ
る。
表的なものとしては、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が挙げられ
る。
【０００４】又、送信局によって位相及び振幅に情報が
重畳される変調方式によって変調されている場合、受信
局側は、受信した信号の位相のみならず振幅をも補正す
る必要がある。
重畳される変調方式によって変調されている場合、受信
局側は、受信した信号の位相のみならず振幅をも補正す
る必要がある。
【０００５】位相及び振幅に情報が重畳される変調方式
の代表的なものとしては、直交振幅変調（Ｑｕａｄｒａ
ｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ；以下、ＱＡＭという）が挙げられる。ＱＡＭには、
１６値ＱＡＭ、６４値ＱＡＭ、２５６値ＱＡＭ、等の種
類がある。
の代表的なものとしては、直交振幅変調（Ｑｕａｄｒａ
ｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ；以下、ＱＡＭという）が挙げられる。ＱＡＭには、
１６値ＱＡＭ、６４値ＱＡＭ、２５６値ＱＡＭ、等の種
類がある。
【０００６】ＱＰＳＫのような位相のみに情報を重畳す
る変調方式では、多値化を進めるとＩ−Ｑ平面上におけ
る信号点同士の間隔が狭くなるため、誤り率特性が劣化
する。よって、多値化が進むと思われる今後は、位相の
みならず振幅にも情報が重畳されるＱＡＭがより多く利
用されると考えられる。
る変調方式では、多値化を進めるとＩ−Ｑ平面上におけ
る信号点同士の間隔が狭くなるため、誤り率特性が劣化
する。よって、多値化が進むと思われる今後は、位相の
みならず振幅にも情報が重畳されるＱＡＭがより多く利
用されると考えられる。
【０００７】以下、図５から図７を用いて、ＱＡＭが用
いられた通信に対応し、位相のみならず振幅をも補正す
る従来の受信装置について説明する。図５は、従来の受
信装置の概略構成を示す要部ブロック図であり、図６
は、従来の受信装置の同期検波回路の概略構成を示す要
部ブロック図であり、図７は、従来の受信装置の軟判定
回路の概略構成を示す要部ブロック図である。
いられた通信に対応し、位相のみならず振幅をも補正す
る従来の受信装置について説明する。図５は、従来の受
信装置の概略構成を示す要部ブロック図であり、図６
は、従来の受信装置の同期検波回路の概略構成を示す要
部ブロック図であり、図７は、従来の受信装置の軟判定
回路の概略構成を示す要部ブロック図である。
【０００８】なお、以下に説明する従来の受信装置は、
１６値ＱＡＭを用いたマルチキャリア無線通信に用いら
れる場合を示している。但し、簡便ため、図中では複数
系列の信号も一本の矢印で示す。又、無線信号には、送
信局によって、シンボル同期タイミング獲得のための既
知シンボルが挿入されているものとする。
１６値ＱＡＭを用いたマルチキャリア無線通信に用いら
れる場合を示している。但し、簡便ため、図中では複数
系列の信号も一本の矢印で示す。又、無線信号には、送
信局によって、シンボル同期タイミング獲得のための既
知シンボルが挿入されているものとする。
【０００９】図５において、アンテナ５０１は、無線信
号を受信し、受信部５０２は、受信信号に対して受信処
理を行い、タイミング制御部５０３は、受信部５０２に
おいて獲得されたシンボル同期タイミングに応じて各部
を制御し、高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅ
ｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；以下、ＦＦＴという）部５０
４は、入力信号に対してＦＦＴ処理を行う。
号を受信し、受信部５０２は、受信信号に対して受信処
理を行い、タイミング制御部５０３は、受信部５０２に
おいて獲得されたシンボル同期タイミングに応じて各部
を制御し、高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅ
ｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；以下、ＦＦＴという）部５０
４は、入力信号に対してＦＦＴ処理を行う。
【００１０】なお、受信部５０２におけるシンボル同期
タイミング獲得に関しては、既に様々な方法が提案され
ており、ここでは詳細な説明は省略する。
タイミング獲得に関しては、既に様々な方法が提案され
ており、ここでは詳細な説明は省略する。
【００１１】同期検波回路５０５は、受信信号に対して
同期検波処理を行い、フェージング等により受信信号が
受けた位相回転及び振幅変動の影響を除去する。軟判定
部５０６は、同期検波処理後の受信信号を軟判定し、受
信シンボルをビット・データに変換して出力する。
同期検波処理を行い、フェージング等により受信信号が
受けた位相回転及び振幅変動の影響を除去する。軟判定
部５０６は、同期検波処理後の受信信号を軟判定し、受
信シンボルをビット・データに変換して出力する。
【００１２】復号部５０７は、軟判定によって得られた
受信信号のビット・データに対して誤り訂正処理を行
い、受信データを得る。なお、ここでの誤り訂正処理
は、ビタビ復号を用いるものとする。
受信信号のビット・データに対して誤り訂正処理を行
い、受信データを得る。なお、ここでの誤り訂正処理
は、ビタビ復号を用いるものとする。
【００１３】又、同期検波回路５０５の概略構成を示す
図６において、既知シンボル抽出部６０１は、タイミン
グ制御部５０３から指示されるシンボル同期タイミング
に基づいて、受信信号から既知シンボル区間の信号を抽
出して乗算器６０２へ出力し、データシンボル区間の信
号は演算部６０７へ出力する。
図６において、既知シンボル抽出部６０１は、タイミン
グ制御部５０３から指示されるシンボル同期タイミング
に基づいて、受信信号から既知シンボル区間の信号を抽
出して乗算器６０２へ出力し、データシンボル区間の信
号は演算部６０７へ出力する。
【００１４】ここで、受信信号中の既知シンボル区間に
おける信号Ｉｎ（ｎＴ）は、 Ｉｎ（ｎＴ）＝Ｐ（ｎＴ）・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ
（ｎＴ）） と表わすことができる。ただし、ここでＰ（ｎＴ）は既
知シンボルであり、Ａ（ｎＴ）はフェージング等による
振幅変動であり、ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ））はフェージン
グ等による位相回転量である。
おける信号Ｉｎ（ｎＴ）は、 Ｉｎ（ｎＴ）＝Ｐ（ｎＴ）・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ
（ｎＴ）） と表わすことができる。ただし、ここでＰ（ｎＴ）は既
知シンボルであり、Ａ（ｎＴ）はフェージング等による
振幅変動であり、ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ））はフェージン
グ等による位相回転量である。
【００１５】乗算器６０２は、受信信号の既知シンボル
区間の信号に対して予め保持する既知シンボルを掛け合
わせ、フェージング等の影響によって受信信号が受けた
位相回転及び振幅変動を算出する。
区間の信号に対して予め保持する既知シンボルを掛け合
わせ、フェージング等の影響によって受信信号が受けた
位相回転及び振幅変動を算出する。
【００１６】ここで、乗算器６０２の出力をＦ（ｎＴ）
と表わすと、 Ｆ（ｎＴ）＝Ｉｎ（ｎＴ）・Ｐ（ｎＴ） ＝Ｐ（ｎＴ）2・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ）） − と表わすことができ、ここで、Ｐ（ｎＴ）2＝１となる
ため、式は、 Ｆ（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ）） と表わすことができる。
と表わすと、 Ｆ（ｎＴ）＝Ｉｎ（ｎＴ）・Ｐ（ｎＴ） ＝Ｐ（ｎＴ）2・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ）） − と表わすことができ、ここで、Ｐ（ｎＴ）2＝１となる
ため、式は、 Ｆ（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ）） と表わすことができる。
【００１７】このように、乗算器６０２の出力は、Ａ
（ｎＴ）とｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ））のみで表現されるた
め、フェージング等の影響によって受信信号が受けた位
相回転及び振幅変動を表す信号を得ることになる。
（ｎＴ）とｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ））のみで表現されるた
め、フェージング等の影響によって受信信号が受けた位
相回転及び振幅変動を表す信号を得ることになる。
【００１８】２乗和算出部６０３は、既知シンボル抽出
部６０１の出力のＩ成分及びＱ成分の二乗和を算出し、
受信信号の振幅変動の２乗値Ａ2（ｎＴ）を得る。
部６０１の出力のＩ成分及びＱ成分の二乗和を算出し、
受信信号の振幅変動の２乗値Ａ2（ｎＴ）を得る。
【００１９】除算器６０４は、乗算器６０２の出力をＡ
2（ｎＴ）で除する。除算器６０４の出力Ｆ（ｎＴ）’
は、 Ｆ（ｎＴ）’＝Ｆ（ｎＴ）／Ａ2（ｎＴ） ＝｛Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ））｝／Ａ2（ｎＴ） ＝ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ））／Ａ（ｎＴ） と表わすことができる。メモリ６０５は、除算器６０４
の出力Ｆ（ｎＴ）’を一時的に格納する。
2（ｎＴ）で除する。除算器６０４の出力Ｆ（ｎＴ）’
は、 Ｆ（ｎＴ）’＝Ｆ（ｎＴ）／Ａ2（ｎＴ） ＝｛Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ））｝／Ａ2（ｎＴ） ＝ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ））／Ａ（ｎＴ） と表わすことができる。メモリ６０５は、除算器６０４
の出力Ｆ（ｎＴ）’を一時的に格納する。
【００２０】スイッチ６０６は、タイミング制御部５０
３から指示されるシンボル同期タイミングに基づいて、
受信信号のデータシンボル区間の信号が演算部６０７に
入力される間、メモリ６０５に格納された除算器６０４
の出力を演算部６０７に出力する。
３から指示されるシンボル同期タイミングに基づいて、
受信信号のデータシンボル区間の信号が演算部６０７に
入力される間、メモリ６０５に格納された除算器６０４
の出力を演算部６０７に出力する。
【００２１】演算部６０７は、除算部６０４の出力の共
役複素数を生成し、受信信号のデータシンボル区間の信
号に乗ずる。除算部６０４の出力Ｆ（ｎＴ）’の共役複
素数Ｆ（ｎＴ）*は、 Ｆ（ｎＴ）*＝ｅｘｐ（−ｊΘ（ｎＴ））／Ａ（ｎＴ） と表わすことができる。
役複素数を生成し、受信信号のデータシンボル区間の信
号に乗ずる。除算部６０４の出力Ｆ（ｎＴ）’の共役複
素数Ｆ（ｎＴ）*は、 Ｆ（ｎＴ）*＝ｅｘｐ（−ｊΘ（ｎＴ））／Ａ（ｎＴ） と表わすことができる。
【００２２】送信されたデータシンボルをＤ（ｎＴ）と
すると、受信信号のデータシンボル区間の信号Ｄin（ｎ
Ｔ）は、 Ｄin（ｎＴ）＝Ｄ（ｎＴ）・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ
（ｎＴ）） と表わすことができるため、演算部６０７の出力Ｄout
（ｎＴ）は、 Ｄout（ｎＴ）＝Ｄin（ｎＴ）・Ｆ（ｎＴ）* ＝Ｄ（ｎＴ）・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ）） ・｛ｅｘｐ（−ｊΘ（ｎＴ））／Ａ（ｎＴ）｝ ＝Ｄ（ｎＴ） − となる。
すると、受信信号のデータシンボル区間の信号Ｄin（ｎ
Ｔ）は、 Ｄin（ｎＴ）＝Ｄ（ｎＴ）・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ
（ｎＴ）） と表わすことができるため、演算部６０７の出力Ｄout
（ｎＴ）は、 Ｄout（ｎＴ）＝Ｄin（ｎＴ）・Ｆ（ｎＴ）* ＝Ｄ（ｎＴ）・Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ（ｊΘ（ｎＴ）） ・｛ｅｘｐ（−ｊΘ（ｎＴ））／Ａ（ｎＴ）｝ ＝Ｄ（ｎＴ） − となる。
【００２３】上記式においては、フェージング等の影
響による位相回転及び振幅変動を示す項が消えており、
データシンボルＤ（ｎＴ）の位相情報及び振幅情報のみ
が得られる。
響による位相回転及び振幅変動を示す項が消えており、
データシンボルＤ（ｎＴ）の位相情報及び振幅情報のみ
が得られる。
【００２４】ここで、１６値ＱＡＭ方式を用いた無線通
信においては、送信局から送信されるデータシンボル
は、Ｉ−Ｑ平面上の１６の信号点のいずれかを採るた
め、受信局において受信シンボルから位相回転及び振幅
変動を除去すると、Ｉ−Ｑ平面上の１６の信号点のいず
れかの信号点に帰着する。このように、同期検波処理に
よって、受信シンボルの送信時信号点が判明する。
信においては、送信局から送信されるデータシンボル
は、Ｉ−Ｑ平面上の１６の信号点のいずれかを採るた
め、受信局において受信シンボルから位相回転及び振幅
変動を除去すると、Ｉ−Ｑ平面上の１６の信号点のいず
れかの信号点に帰着する。このように、同期検波処理に
よって、受信シンボルの送信時信号点が判明する。
【００２５】このように、同期検波回路５０５は、受信
信号の位相及び振幅を補正し、受信シンボルをＩ−Ｑ平
面上の送信時の信号点に戻すことができる。
信号の位相及び振幅を補正し、受信シンボルをＩ−Ｑ平
面上の送信時の信号点に戻すことができる。
【００２６】又、軟判定回路５０６の概略構成を示す図
７において、しきい値Ａは、信号点を（０，０）に戻す
ための基準値であり、しきい値Ｂは、同期検波信号のＩ
成分及びＱ成分がＩ−Ｑ平面において送信信号点より大
きいか小さいかを判定するためのしきい値であり、しき
い値Ｃは、振幅値の大きさ、すなわち送信信号点からど
の程度の間隔があるかを判定するためのしきい値であ
る。
７において、しきい値Ａは、信号点を（０，０）に戻す
ための基準値であり、しきい値Ｂは、同期検波信号のＩ
成分及びＱ成分がＩ−Ｑ平面において送信信号点より大
きいか小さいかを判定するためのしきい値であり、しき
い値Ｃは、振幅値の大きさ、すなわち送信信号点からど
の程度の間隔があるかを判定するためのしきい値であ
る。
【００２７】軟判定回路５０６に入力された同期検波信
号は、切替器７０１によってＩ成分及びＱ成分に分解さ
れる。
号は、切替器７０１によってＩ成分及びＱ成分に分解さ
れる。
【００２８】Ｉ成分は、量子化部７０６によってしきい
値Ｂと比較され、Ｉ成分がＩ−Ｑ平面上で送信時信号点
より大きいか小さいかが判定され、ビット・データが出
力される。ここで、量子化部７０６〜７０９の分解能が
６ビットであるとすると、量子化部７０６の出力信号
は、受信シンボルのＩ成分の大小判定によって得られた
６ビットから成るビット・データである。
値Ｂと比較され、Ｉ成分がＩ−Ｑ平面上で送信時信号点
より大きいか小さいかが判定され、ビット・データが出
力される。ここで、量子化部７０６〜７０９の分解能が
６ビットであるとすると、量子化部７０６の出力信号
は、受信シンボルのＩ成分の大小判定によって得られた
６ビットから成るビット・データである。
【００２９】又、Ｉ成分は、絶対値算出部７０２によっ
て振幅の絶対値が算出され、減算器７０４によってしき
い値Ａが減算され、送信時信号点のＩ成分が０に設定さ
れる。更に、量子化部７０７によってしきい値Ｃと比較
され、送信時信号点から受信シンボルまでのＩ成分方向
の距離が判定される。
て振幅の絶対値が算出され、減算器７０４によってしき
い値Ａが減算され、送信時信号点のＩ成分が０に設定さ
れる。更に、量子化部７０７によってしきい値Ｃと比較
され、送信時信号点から受信シンボルまでのＩ成分方向
の距離が判定される。
【００３０】このように、量子化部７０７の出力信号
は、受信シンボルの送信信号点からのＩ成分方向の振幅
値判定によって得られた６ビットから成るビット・デー
タである。
は、受信シンボルの送信信号点からのＩ成分方向の振幅
値判定によって得られた６ビットから成るビット・デー
タである。
【００３１】更に、Ｑ成分も同様に処理され、量子化部
７０８の出力信号は、受信シンボルのＱ成分の大小判定
によって得られた６ビットから成るビット・データであ
り、量子化部７０９の出力信号は、受信シンボルのＱ成
分の振幅判定によって得られた６ビットから成るビット
・データである。
７０８の出力信号は、受信シンボルのＱ成分の大小判定
によって得られた６ビットから成るビット・データであ
り、量子化部７０９の出力信号は、受信シンボルのＱ成
分の振幅判定によって得られた６ビットから成るビット
・データである。
【００３２】このように、軟判定回路５０６は、受信シ
ンボルから送信時信号点までのＩ−Ｑ平面上の距離を判
定することによって、送信局においてマッピングされた
ビット・データを復元する。
ンボルから送信時信号点までのＩ−Ｑ平面上の距離を判
定することによって、送信局においてマッピングされた
ビット・データを復元する。
【００３３】以上述べてきたように、従来の受信装置
は、同期検波回路５０５によって受信信号の位相及び振
幅を補正することができるため、１６ＱＡＭ方式で変調
された信号を受信し、復調し、受信データを得ることが
できる。
は、同期検波回路５０５によって受信信号の位相及び振
幅を補正することができるため、１６ＱＡＭ方式で変調
された信号を受信し、復調し、受信データを得ることが
できる。
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
受信装置においては、マルチキャリア無線通信において
１６ＱＡＭ方式で変調された信号を受信する際に、ビタ
ビ復号の効果が低下し、誤り率特性が劣化するという問
題がある。以下に詳述する。
受信装置においては、マルチキャリア無線通信において
１６ＱＡＭ方式で変調された信号を受信する際に、ビタ
ビ復号の効果が低下し、誤り率特性が劣化するという問
題がある。以下に詳述する。
【００３５】ビタビ復号における誤り訂正処理において
は、全サブキャリアの尤度の総和が最も低くなるパスが
選択される。
は、全サブキャリアの尤度の総和が最も低くなるパスが
選択される。
【００３６】各サブキャリアの尤度は、各サブキャリア
の各シンボルの受信点と、同期検波回路によって検出さ
れた本来受信されるべき信号点と、のＩ−Ｑ平面上での
距離であり、軟判定回路５０６によって得られる。
の各シンボルの受信点と、同期検波回路によって検出さ
れた本来受信されるべき信号点と、のＩ−Ｑ平面上での
距離であり、軟判定回路５０６によって得られる。
【００３７】ところが、従来の受信装置では、既に述べ
たように、１６値ＱＡＭ方式で変調された無線信号を受
信し、同期検波処理において送信信号点を検出するため
には、位相のみならず振幅をも補正する必要がある。
たように、１６値ＱＡＭ方式で変調された無線信号を受
信し、同期検波処理において送信信号点を検出するため
には、位相のみならず振幅をも補正する必要がある。
【００３８】受信信号の振幅の補正を行うことは、受信
レベルが落ち込んでいるサブキャリアの振幅も他のキャ
リア並のレベルに引き上げられることを意味する。この
ように振幅値が揃えられてしまうと、量子化部７０６〜
７０９によって算出される受信シンボルと送信時信号点
との距離、すなわち尤度、はいずれもサブキャリアにお
いても等しくなる。
レベルが落ち込んでいるサブキャリアの振幅も他のキャ
リア並のレベルに引き上げられることを意味する。この
ように振幅値が揃えられてしまうと、量子化部７０６〜
７０９によって算出される受信シンボルと送信時信号点
との距離、すなわち尤度、はいずれもサブキャリアにお
いても等しくなる。
【００３９】よって、例えば受信レベルが落ち込んでい
るキャリアが存在する場合、量子化部７０６〜７０９に
おいて尤度を算出すると、振幅補正を行わなければ受信
レベルが落ち込んでいることによって高くなるはずの尤
度が実際よりも低い尤度が算出されることになる。
るキャリアが存在する場合、量子化部７０６〜７０９に
おいて尤度を算出すると、振幅補正を行わなければ受信
レベルが落ち込んでいることによって高くなるはずの尤
度が実際よりも低い尤度が算出されることになる。
【００４０】尤度が低いということは、受信レベルが良
好であることを意味する。したがって、実際は受信レベ
ルが悪いにもかかわらず受信レベルが良いという情報が
復号部５０７に伝えられてしまう。
好であることを意味する。したがって、実際は受信レベ
ルが悪いにもかかわらず受信レベルが良いという情報が
復号部５０７に伝えられてしまう。
【００４１】このように、ＱＡＭ方式の無線通信におい
て振幅補正を行う従来の受信装置は、軟判定回路におい
て、実際の受信状態を正確に反映していない尤度を算出
し、それら尤度に基づいてビタビ復号が行うため、誤り
率特性が劣化するという問題が生じる。
て振幅補正を行う従来の受信装置は、軟判定回路におい
て、実際の受信状態を正確に反映していない尤度を算出
し、それら尤度に基づいてビタビ復号が行うため、誤り
率特性が劣化するという問題が生じる。
【００４２】本発明はかかる点に鑑みてなされたもので
あり、位相及び振幅に情報が重畳される変調方式が用い
られたマルチキャリア無線通信において、誤り率特性を
劣化させずに受信信号の位相及び振幅の補正を行う受信
装置を提供することを目的とする。
あり、位相及び振幅に情報が重畳される変調方式が用い
られたマルチキャリア無線通信において、誤り率特性を
劣化させずに受信信号の位相及び振幅の補正を行う受信
装置を提供することを目的とする。
【００４３】
【課題を解決するための手段】本発明の骨子は、位相及
び振幅に情報が重畳される変調方式が用いられたマルチ
キャリア無線通信において、受信装置が、同期検波処理
によって位相及び振幅を補正し、Ｉ−Ｑ平面上において
送信時の信号点を検出した後、受信シンボルに各サブキ
ャリアの振幅値を掛けて重み付けを行い、それから軟判
定によって実際の受信状態を反映した尤度を算出し、こ
れら尤度に対してビタビ復号を行うことである。
び振幅に情報が重畳される変調方式が用いられたマルチ
キャリア無線通信において、受信装置が、同期検波処理
によって位相及び振幅を補正し、Ｉ−Ｑ平面上において
送信時の信号点を検出した後、受信シンボルに各サブキ
ャリアの振幅値を掛けて重み付けを行い、それから軟判
定によって実際の受信状態を反映した尤度を算出し、こ
れら尤度に対してビタビ復号を行うことである。
【００４４】
【発明の実施の形態】本発明の第１の態様に係る受信装
置は、位相及び振幅に情報を重畳されて送信された信号
を受信する受信手段と、受信シンボルの位相回転及び振
幅変動を補正する同期検波手段と、この同期検波手段に
よって補正された受信シンボルを軟判定処理によってビ
ットデータに変換する量子化手段と、前記補正後の受信
シンボルが前記量子化手段によってビットデータに変換
される前段において、前記補正後の受信シンボルにこの
受信シンボルの受信時の振幅値を乗じる重み付け手段
と、を具備する構成を採る。
置は、位相及び振幅に情報を重畳されて送信された信号
を受信する受信手段と、受信シンボルの位相回転及び振
幅変動を補正する同期検波手段と、この同期検波手段に
よって補正された受信シンボルを軟判定処理によってビ
ットデータに変換する量子化手段と、前記補正後の受信
シンボルが前記量子化手段によってビットデータに変換
される前段において、前記補正後の受信シンボルにこの
受信シンボルの受信時の振幅値を乗じる重み付け手段
と、を具備する構成を採る。
【００４５】この構成によれば、位相及び振幅に情報が
重畳される変調方式を用いてマルチキャリア無線送信さ
れた信号を受信する際に、同期検波処理によって位相及
び振幅が補正された後の受信信号に対して、軟判定処理
を行う前に、各サブキャリアの振幅値に応じた重み付け
を行うことによって、ビタビ復号処理に実際の受信状態
を反映させることができるため、誤り率特性が劣化する
ことを防止することができる。
重畳される変調方式を用いてマルチキャリア無線送信さ
れた信号を受信する際に、同期検波処理によって位相及
び振幅が補正された後の受信信号に対して、軟判定処理
を行う前に、各サブキャリアの振幅値に応じた重み付け
を行うことによって、ビタビ復号処理に実際の受信状態
を反映させることができるため、誤り率特性が劣化する
ことを防止することができる。
【００４６】本発明の第２の態様に係る受信装置は、第
１の態様において、前記重み付け手段は、受信シンボル
の受信時の振幅値を平均化して搬送波毎の時間平均値を
算出する平均化部と、受信シンボルの受信時の振幅値
を、この受信シンボルが送られた搬送波についての前記
時間平均値を用いて正規化する正規化部と、を有する構
成を採る。
１の態様において、前記重み付け手段は、受信シンボル
の受信時の振幅値を平均化して搬送波毎の時間平均値を
算出する平均化部と、受信シンボルの受信時の振幅値
を、この受信シンボルが送られた搬送波についての前記
時間平均値を用いて正規化する正規化部と、を有する構
成を採る。
【００４７】この構成によれば、各サブキャリアの振幅
値を同期検波処理後の受信信号に乗ずる前に、各サブキ
ャリアの振幅値の時間平均値で正規化し、各サブキャリ
アの振幅値の相対的な割合によって重み付けをするた
め、全サブキャリアの受信レベルが全体的に落ち込んで
いる場合でも、量子化時の分解能が下がることを防止
し、正しいビットデータを得ることができる。
値を同期検波処理後の受信信号に乗ずる前に、各サブキ
ャリアの振幅値の時間平均値で正規化し、各サブキャリ
アの振幅値の相対的な割合によって重み付けをするた
め、全サブキャリアの受信レベルが全体的に落ち込んで
いる場合でも、量子化時の分解能が下がることを防止
し、正しいビットデータを得ることができる。
【００４８】本発明の第３の態様に係る受信装置は、第
２の態様において、前記量子化手段は、前記平均化部の
出力を任意のしきい値と大小判定する判定部と、異なる
大きさの二つのしきい値と、前記平均化部の出力が前記
しきい値より小さい時は前記二つのしきい値のうち小さ
い方の値を選択し、前記平均化部の出力が前記しきい値
より大きい時は前記二つのしきい値のうち大きい方の値
を選択する選択部と、を有する構成を採る。
２の態様において、前記量子化手段は、前記平均化部の
出力を任意のしきい値と大小判定する判定部と、異なる
大きさの二つのしきい値と、前記平均化部の出力が前記
しきい値より小さい時は前記二つのしきい値のうち小さ
い方の値を選択し、前記平均化部の出力が前記しきい値
より大きい時は前記二つのしきい値のうち大きい方の値
を選択する選択部と、を有する構成を採る。
【００４９】この構成によれば、全サブキャリアの受信
レベルが全体的に落ち込んだ場合に、量子化に用いるし
きい値を小さい値に変えるため、量子化時の分解能を維
持し、正しいビットデータを得ることができる。又、除
算器を用いずに省いた量子化時の分解能が下がることを
防止し、正しいビットデータを得ることができるため、
ハードウェア規模を簡素化することができる。
レベルが全体的に落ち込んだ場合に、量子化に用いるし
きい値を小さい値に変えるため、量子化時の分解能を維
持し、正しいビットデータを得ることができる。又、除
算器を用いずに省いた量子化時の分解能が下がることを
防止し、正しいビットデータを得ることができるため、
ハードウェア規模を簡素化することができる。
【００５０】本発明の第４の態様に係る通信端末装置
は、第１の態様から第３の態様のいずれかにおける受信
装置を具備する構成を採る。
は、第１の態様から第３の態様のいずれかにおける受信
装置を具備する構成を採る。
【００５１】この構成によれば、位相及び振幅に情報が
重畳される変調方式が用いられたマルチキャリア無線通
信において、誤り率特性を劣化させずに受信信号の位相
及び振幅の補正を行うことができる。
重畳される変調方式が用いられたマルチキャリア無線通
信において、誤り率特性を劣化させずに受信信号の位相
及び振幅の補正を行うことができる。
【００５２】本発明の第５の態様に係る基地局装置は、
第１の態様から第３の態様のいずれかにおける受信装置
を具備する構成を採る。
第１の態様から第３の態様のいずれかにおける受信装置
を具備する構成を採る。
【００５３】この構成によれば、位相及び振幅に情報が
重畳される変調方式が用いられたマルチキャリア無線通
信において、誤り率特性を劣化させずに受信信号の位相
及び振幅の補正を行うことができる。
重畳される変調方式が用いられたマルチキャリア無線通
信において、誤り率特性を劣化させずに受信信号の位相
及び振幅の補正を行うことができる。
【００５４】本発明の第６の態様に係る受信方法は、位
相及び振幅に情報を重畳されて送信された信号を受信す
る受信工程と、受信シンボルの位相回転及び振幅変動を
補正する同期検波工程と、この同期検波工程によって補
正された受信シンボルを軟判定処理によってビットデー
タに変換する量子化工程と、前記補正後の受信シンボル
が前記量子化工程によってビットデータに変換される前
段において、前記補正後の受信シンボルにこの受信シン
ボルの受信時の振幅値を乗じる重み付け工程と、を具備
するようにした。
相及び振幅に情報を重畳されて送信された信号を受信す
る受信工程と、受信シンボルの位相回転及び振幅変動を
補正する同期検波工程と、この同期検波工程によって補
正された受信シンボルを軟判定処理によってビットデー
タに変換する量子化工程と、前記補正後の受信シンボル
が前記量子化工程によってビットデータに変換される前
段において、前記補正後の受信シンボルにこの受信シン
ボルの受信時の振幅値を乗じる重み付け工程と、を具備
するようにした。
【００５５】この方法によれば、位相及び振幅に情報が
重畳される変調方式を用いてマルチキャリア無線送信さ
れた信号を受信する際に、同期検波処理によって位相及
び振幅が補正された後の受信信号に対して、軟判定処理
を行う前に、各サブキャリアの振幅値に応じた重み付け
を行うことによって、ビタビ復号処理に実際の受信状態
を反映させることができるため、誤り率特性が劣化する
ことを防止することができる。
重畳される変調方式を用いてマルチキャリア無線送信さ
れた信号を受信する際に、同期検波処理によって位相及
び振幅が補正された後の受信信号に対して、軟判定処理
を行う前に、各サブキャリアの振幅値に応じた重み付け
を行うことによって、ビタビ復号処理に実際の受信状態
を反映させることができるため、誤り率特性が劣化する
ことを防止することができる。
【００５６】本発明の第７の態様に係る受信方法は、第
６の態様において、前記重み付け工程は、受信シンボル
の受信時の振幅値を平均化して搬送波毎の時間平均値を
算出する平均化工程と、受信シンボルの受信時の振幅値
を、この受信シンボルが送られた搬送波についての前記
時間平均値を用いて正規化する正規化工程と、を有する
ようにした。
６の態様において、前記重み付け工程は、受信シンボル
の受信時の振幅値を平均化して搬送波毎の時間平均値を
算出する平均化工程と、受信シンボルの受信時の振幅値
を、この受信シンボルが送られた搬送波についての前記
時間平均値を用いて正規化する正規化工程と、を有する
ようにした。
【００５７】この方法によれば、各サブキャリアの振幅
値を同期検波処理後の受信信号に乗ずる前に、各サブキ
ャリアの振幅値の時間平均値で正規化し、各サブキャリ
アの振幅値の相対的な割合によって重み付けをするた
め、全サブキャリアの受信レベルが全体的に落ち込んで
いる場合でも、量子化時の分解能が下がることを防止
し、正しいビットデータを得ることができる。
値を同期検波処理後の受信信号に乗ずる前に、各サブキ
ャリアの振幅値の時間平均値で正規化し、各サブキャリ
アの振幅値の相対的な割合によって重み付けをするた
め、全サブキャリアの受信レベルが全体的に落ち込んで
いる場合でも、量子化時の分解能が下がることを防止
し、正しいビットデータを得ることができる。
【００５８】本発明の第８の態様に係る受信方法は、第
７の態様において、前記量子化工程は、前記平均化工程
の出力を任意のしきい値と大小判定し、前記平均化工程
の出力が前記しきい値より小さい時はしきい値の大きさ
を小さくし、前記平均化工程の出力が前記しきい値より
大きい時はしきい値の大きさを大きくするようにした。
７の態様において、前記量子化工程は、前記平均化工程
の出力を任意のしきい値と大小判定し、前記平均化工程
の出力が前記しきい値より小さい時はしきい値の大きさ
を小さくし、前記平均化工程の出力が前記しきい値より
大きい時はしきい値の大きさを大きくするようにした。
【００５９】この方法によれば、全サブキャリアの受信
レベルが全体的に落ち込んだ場合に、量子化に用いるし
きい値を小さい値に変えるため、量子化時の分解能を維
持し、正しいビットデータを得ることができる。又、除
算器を用いずに省いた量子化時の分解能が下がることを
防止し、正しいビットデータを得ることができるため、
ハードウェア規模を簡素化することができる。
レベルが全体的に落ち込んだ場合に、量子化に用いるし
きい値を小さい値に変えるため、量子化時の分解能を維
持し、正しいビットデータを得ることができる。又、除
算器を用いずに省いた量子化時の分解能が下がることを
防止し、正しいビットデータを得ることができるため、
ハードウェア規模を簡素化することができる。
【００６０】以下、本発明の実施の形態について、図面
を参照して詳細に説明する。
を参照して詳細に説明する。
【００６１】なお、以下のいずれの実施の形態において
も、本発明の受信装置が１６値ＱＡＭを用いたマルチキ
ャリア無線通信に用いられる場合を示している。但し、
簡便ため、図中では複数系列の信号も一本の矢印で示
す。又、無線信号には、送信局によって、シンボル同期
タイミング獲得のための既知シンボルが挿入されている
ものとする。
も、本発明の受信装置が１６値ＱＡＭを用いたマルチキ
ャリア無線通信に用いられる場合を示している。但し、
簡便ため、図中では複数系列の信号も一本の矢印で示
す。又、無線信号には、送信局によって、シンボル同期
タイミング獲得のための既知シンボルが挿入されている
ものとする。
【００６２】（実施の形態１）本実施の形態に係る受信
装置は、同期検波後の受信信号に振幅変動に応じた重み
付けを行うものである。
装置は、同期検波後の受信信号に振幅変動に応じた重み
付けを行うものである。
【００６３】以下、図１及び図２を用いて、本実施の形
態に係る受信装置について説明する。図１は、本発明の
実施の形態１に係る受信装置の概略構成を示す要部ブロ
ック図であり、図２は、本発明の実施の形態１に係る受
信装置の軟判定回路の概略構成を示す要部ブロック図で
ある。
態に係る受信装置について説明する。図１は、本発明の
実施の形態１に係る受信装置の概略構成を示す要部ブロ
ック図であり、図２は、本発明の実施の形態１に係る受
信装置の軟判定回路の概略構成を示す要部ブロック図で
ある。
【００６４】図１において、アンテナ１０１は、無線信
号を受信し、受信部１０２は、受信信号に対して受信処
理を行い、タイミング制御部１０３は、受信部１０２に
おいて獲得されたシンボル同期タイミングに応じて各部
を制御し、ＦＦＴ部１０４は、入力信号に対してＦＦＴ
処理を行う。
号を受信し、受信部１０２は、受信信号に対して受信処
理を行い、タイミング制御部１０３は、受信部１０２に
おいて獲得されたシンボル同期タイミングに応じて各部
を制御し、ＦＦＴ部１０４は、入力信号に対してＦＦＴ
処理を行う。
【００６５】なお、受信部１０２におけるシンボル同期
タイミング獲得に関しては、既に様々な方法が提案され
ており、ここではいずれの方法でも構わないものとす
る。
タイミング獲得に関しては、既に様々な方法が提案され
ており、ここではいずれの方法でも構わないものとす
る。
【００６６】同期検波回路１０５は、受信信号に対して
同期検波処理を行い、フェージング等により受信信号が
受けた位相回転及び振幅変動の影響を除去する。なお、
ここでの位相及び振幅の補正に関しては、既に述べた従
来の受信装置と同様の構成及び方法を採るため、ここで
は詳細な説明は省略する。
同期検波処理を行い、フェージング等により受信信号が
受けた位相回転及び振幅変動の影響を除去する。なお、
ここでの位相及び振幅の補正に関しては、既に述べた従
来の受信装置と同様の構成及び方法を採るため、ここで
は詳細な説明は省略する。
【００６７】レベル算出器１０６は、ＦＦＴ処理後の受
信信号から各サブキャリアの受信レベルを算出する。
信信号から各サブキャリアの受信レベルを算出する。
【００６８】軟判定回路１０７は、同期検波処理後の受
信信号に対して受信レベルに応じた重み付けを行ってか
ら軟判定を行い、ビット・データを出力する。詳しくは
後述する。
信信号に対して受信レベルに応じた重み付けを行ってか
ら軟判定を行い、ビット・データを出力する。詳しくは
後述する。
【００６９】復号部１０８は、軟判定によって得られた
受信信号のビット・データに対して誤り訂正処理を行
い、受信データを得る。なお、ここでの誤り訂正処理
は、ビタビ復号を用いるものとする。
受信信号のビット・データに対して誤り訂正処理を行
い、受信データを得る。なお、ここでの誤り訂正処理
は、ビタビ復号を用いるものとする。
【００７０】次いで、上記構成を有する受信装置の動作
について説明する。
について説明する。
【００７１】まず、アンテナ１０１及び受信部１０２に
よって受信された受信信号は、受信部１０２によって受
信処理がされ、シンボル同期タイミングが検出される。
検出されたシンボル同期タイミングは、タイミング制御
部１０３によって、ＦＦＴ部１０４及び同期検波回路１
０５に指示される。
よって受信された受信信号は、受信部１０２によって受
信処理がされ、シンボル同期タイミングが検出される。
検出されたシンボル同期タイミングは、タイミング制御
部１０３によって、ＦＦＴ部１０４及び同期検波回路１
０５に指示される。
【００７２】次いで、ＦＦＴ部１０４によって各サブキ
ャリアがＦＦＴ処理される。ＦＦＴ処理後の受信信号
は、同期検波回路１０５によって同期検波処理され、フ
ェージング等により受けた位相回転及び振幅変動の影響
が除去される。又、レベル算出器１０６によって、ＦＦ
Ｔ処理後の受信信号の受信レベルが算出される。
ャリアがＦＦＴ処理される。ＦＦＴ処理後の受信信号
は、同期検波回路１０５によって同期検波処理され、フ
ェージング等により受けた位相回転及び振幅変動の影響
が除去される。又、レベル算出器１０６によって、ＦＦ
Ｔ処理後の受信信号の受信レベルが算出される。
【００７３】同期検波処理された受信信号は、軟判定回
路１０７によって各サブキャリア毎に受信レベルに応じ
た重み付けがされた後、送信時信号点に対して軟判定さ
れ、ビット・データに変換されて出力される。
路１０７によって各サブキャリア毎に受信レベルに応じ
た重み付けがされた後、送信時信号点に対して軟判定さ
れ、ビット・データに変換されて出力される。
【００７４】ビット・データに変換された受信信号は、
復号部１０８によって、ビタビ復号による誤り訂正処理
が行われ、受信データが得られる。
復号部１０８によって、ビタビ復号による誤り訂正処理
が行われ、受信データが得られる。
【００７５】次いで、図２を用いて、本実施の形態に係
る軟判定回路の構成及び動作について説明する。
る軟判定回路の構成及び動作について説明する。
【００７６】図２において、しきい値Ａは、信号点を
（０，０）に戻すための基準値であり、しきい値Ｂは、
同期検波信号のＩ成分及びＱ成分がＩ−Ｑ平面において
送信信号点より大きいか小さいかを判定するためのしき
い値であり、しきい値Ｃは、振幅値の大きさ、すなわち
送信信号点からどの程度の間隔があるかを判定するため
のしきい値である。
（０，０）に戻すための基準値であり、しきい値Ｂは、
同期検波信号のＩ成分及びＱ成分がＩ−Ｑ平面において
送信信号点より大きいか小さいかを判定するためのしき
い値であり、しきい値Ｃは、振幅値の大きさ、すなわち
送信信号点からどの程度の間隔があるかを判定するため
のしきい値である。
【００７７】切替器２０１は、入力された同期検波信号
をＩ成分及びＱ成分に分解する。絶対値算出部２０６及
び２０７は、同期検波信号のＩ成分及びＱ成分それぞれ
の絶対値を算出し、減算器２０８及び２０９は、同期検
波信号のＩ成分及びＱ成分それぞれからしきい値Ａを減
算処理し、送信時信号点のＩ成分及びＱ成分を０に設定
する。
をＩ成分及びＱ成分に分解する。絶対値算出部２０６及
び２０７は、同期検波信号のＩ成分及びＱ成分それぞれ
の絶対値を算出し、減算器２０８及び２０９は、同期検
波信号のＩ成分及びＱ成分それぞれからしきい値Ａを減
算処理し、送信時信号点のＩ成分及びＱ成分を０に設定
する。
【００７８】乗算器２０２〜２０５は、量子化される前
の各信号に対して、レベル算出器１０６の出力である受
信レベルを乗じ、各サブキャリアの振幅値による重み付
けを行う。
の各信号に対して、レベル算出器１０６の出力である受
信レベルを乗じ、各サブキャリアの振幅値による重み付
けを行う。
【００７９】ここで、乗算器２０２〜２０５に入力され
る各信号は、同期検波回路１０５によって振幅の補正が
行われているため、各サブキャリアの受信レベルの大き
さを問わず、いずれのサブキャリアから派生した信号で
も同じ振幅値を有している。
る各信号は、同期検波回路１０５によって振幅の補正が
行われているため、各サブキャリアの受信レベルの大き
さを問わず、いずれのサブキャリアから派生した信号で
も同じ振幅値を有している。
【００８０】したがって、乗算器２０２〜２０５によっ
て各サブキャリアの受信レベルを乗じて、各信号の振幅
値をそれぞれのサブキャリアの受信レベルの大きさに比
例した大きさにすることによって、実際の受信状態を反
映した重み付けを行うことができる。
て各サブキャリアの受信レベルを乗じて、各信号の振幅
値をそれぞれのサブキャリアの受信レベルの大きさに比
例した大きさにすることによって、実際の受信状態を反
映した重み付けを行うことができる。
【００８１】量子化部２１０は、乗算器２０２の出力と
しきい値Ｂとを比較し、Ｉ成分がＩ−Ｑ平面上で送信時
信号点より大きいか小さいかが判定し、ビット・データ
を出力する。ここで、量子化部２１０〜２１３の分解能
が６ビットであるとすると、量子化部２１０の出力信号
は、受信シンボルのＩ成分の大小判定によって得られた
６ビットから成るビット・データである。
しきい値Ｂとを比較し、Ｉ成分がＩ−Ｑ平面上で送信時
信号点より大きいか小さいかが判定し、ビット・データ
を出力する。ここで、量子化部２１０〜２１３の分解能
が６ビットであるとすると、量子化部２１０の出力信号
は、受信シンボルのＩ成分の大小判定によって得られた
６ビットから成るビット・データである。
【００８２】量子化部２１１は、乗算器２０３の出力と
しきい値Ｃとを比較し、送信時信号点から受信シンボル
までのＩ成分方向の距離を判定し、６ビットから成るビ
ット・データを出力する。
しきい値Ｃとを比較し、送信時信号点から受信シンボル
までのＩ成分方向の距離を判定し、６ビットから成るビ
ット・データを出力する。
【００８３】量子化部２１２は、Ｑ成分に関して量子化
部２１０と同様の処理を行い、量子化部２１３は、Ｑ成
分に関して量子化部２１１と同様の処理を行う。
部２１０と同様の処理を行い、量子化部２１３は、Ｑ成
分に関して量子化部２１１と同様の処理を行う。
【００８４】このように、軟判定回路１０７は、各サブ
キャリアの振幅値に応じて重み付けされた受信シンボル
から送信時信号点までのＩ−Ｑ平面上の距離を判定する
ことによって、送信局においてマッピングされたビット
・データを復元する。
キャリアの振幅値に応じて重み付けされた受信シンボル
から送信時信号点までのＩ−Ｑ平面上の距離を判定する
ことによって、送信局においてマッピングされたビット
・データを復元する。
【００８５】これらビット・データは、復号部１０８に
よってビタビ復号され誤り訂正処理が行われる。ここ
で、ビタビ復号は尤度が最も低いパス、すなわち受信シ
ンボルから送信時信号点までのＩ−Ｑ平面上の距離が最
も短いパス、を選択するため、軟判定回路１０７におい
て各サブキャリアの振幅値に応じた重み付けを行うこと
によって、復号部１０８は実際の受信状態に基づいてビ
タビ復号を行うことができる。
よってビタビ復号され誤り訂正処理が行われる。ここ
で、ビタビ復号は尤度が最も低いパス、すなわち受信シ
ンボルから送信時信号点までのＩ−Ｑ平面上の距離が最
も短いパス、を選択するため、軟判定回路１０７におい
て各サブキャリアの振幅値に応じた重み付けを行うこと
によって、復号部１０８は実際の受信状態に基づいてビ
タビ復号を行うことができる。
【００８６】このように、本実施の形態によれば、ＱＡ
Ｍ方式を用いてマルチキャリア無線送信された信号を受
信する際に、同期検波処理によって位相及び振幅が補正
された後の受信信号に対して、軟判定処理を行う前に、
各サブキャリアの振幅値に応じた重み付けを行うことに
よって、ビタビ復号処理に実際の受信状態を反映させる
ことができるため、誤り率特性が劣化することを防止す
ることができる。
Ｍ方式を用いてマルチキャリア無線送信された信号を受
信する際に、同期検波処理によって位相及び振幅が補正
された後の受信信号に対して、軟判定処理を行う前に、
各サブキャリアの振幅値に応じた重み付けを行うことに
よって、ビタビ復号処理に実際の受信状態を反映させる
ことができるため、誤り率特性が劣化することを防止す
ることができる。
【００８７】（実施の形態２）本実施の形態に係る受信
装置は、実施の形態１と同様の構成を有し、但し同期検
波処理後の信号に乗ずる各サブキャリアの振幅値を、各
サブキャリアの振幅値の時間平均値で予め正規化するも
のである。
装置は、実施の形態１と同様の構成を有し、但し同期検
波処理後の信号に乗ずる各サブキャリアの振幅値を、各
サブキャリアの振幅値の時間平均値で予め正規化するも
のである。
【００８８】以下、図３を用いて、本実施の形態に係る
受信装置について説明する。図３は、本発明の実施の形
態２に係る受信装置の軟判定回路の概略構成を示す要部
ブロック図である。なお、実施の形態１と同様の構成に
は同一の符号を付し、詳しい説明は省略する。
受信装置について説明する。図３は、本発明の実施の形
態２に係る受信装置の軟判定回路の概略構成を示す要部
ブロック図である。なお、実施の形態１と同様の構成に
は同一の符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００８９】実施の形態１において、例えばＡＧＣが正
しく動作しなかった場合等に、全サブキャリアの受信レ
ベルが全体的に落ち込み、乗算器２０２〜２０５による
重み付けが全体的に小さくなってしまうと、量子化部２
１０〜２１３における分解能が下がり、正しいビットデ
ータを得ることができなくなる。
しく動作しなかった場合等に、全サブキャリアの受信レ
ベルが全体的に落ち込み、乗算器２０２〜２０５による
重み付けが全体的に小さくなってしまうと、量子化部２
１０〜２１３における分解能が下がり、正しいビットデ
ータを得ることができなくなる。
【００９０】そこで、本実施の形態では、乗算器２０２
〜２０５における重み付けは受信シンボルの受信時の振
幅値をそのまま掛け合わせなくても、相対的なサブキャ
リア毎の割合を掛けることができれば、本発明の重み付
けの効果は得られることに鑑み、各サブキャリアの振幅
値を各サブキャリアの振幅値の時間平均値で除した値を
重み付けに用いる。
〜２０５における重み付けは受信シンボルの受信時の振
幅値をそのまま掛け合わせなくても、相対的なサブキャ
リア毎の割合を掛けることができれば、本発明の重み付
けの効果は得られることに鑑み、各サブキャリアの振幅
値を各サブキャリアの振幅値の時間平均値で除した値を
重み付けに用いる。
【００９１】図３において、平均化器３０１は、各サブ
キャリアの振幅値の時間平均値を算出する。平均化する
時間は任意でよい。除算器３０２は、各サブキャリアの
振幅値を、平均化器３０１の出力である各サブキャリア
の振幅値の時間平均値で除算処理し、各サブキャリアの
振幅値を正規化し、各サブキャリアの振幅値の相対的な
割合を乗算器２０２〜２０５に入力する。
キャリアの振幅値の時間平均値を算出する。平均化する
時間は任意でよい。除算器３０２は、各サブキャリアの
振幅値を、平均化器３０１の出力である各サブキャリア
の振幅値の時間平均値で除算処理し、各サブキャリアの
振幅値を正規化し、各サブキャリアの振幅値の相対的な
割合を乗算器２０２〜２０５に入力する。
【００９２】このように、本実施の形態によれば、各サ
ブキャリアの振幅値を同期検波処理後の受信信号に乗ず
る前に、各サブキャリアの振幅値の時間平均値で正規化
し、各サブキャリアの振幅値の相対的な割合によって重
み付けをするため、全サブキャリアの受信レベルが全体
的に落ち込んでいる場合でも、量子化時の分解能が下が
ることを防止し、正しいビットデータを得ることができ
る。
ブキャリアの振幅値を同期検波処理後の受信信号に乗ず
る前に、各サブキャリアの振幅値の時間平均値で正規化
し、各サブキャリアの振幅値の相対的な割合によって重
み付けをするため、全サブキャリアの受信レベルが全体
的に落ち込んでいる場合でも、量子化時の分解能が下が
ることを防止し、正しいビットデータを得ることができ
る。
【００９３】（実施の形態３）本実施の形態に係る受信
装置は、実施の形態１と同様の構成を有し、但し各サブ
キャリアの平均振幅値の大きさによって量子化に用いる
しきい値を変えるものである。
装置は、実施の形態１と同様の構成を有し、但し各サブ
キャリアの平均振幅値の大きさによって量子化に用いる
しきい値を変えるものである。
【００９４】以下、図４を用いて、本実施の形態に係る
受信装置について説明する。図４は、本発明の実施の形
態３に係る受信装置の軟判定回路の概略構成を示す要部
ブロック図である。なお、実施の形態２と同様の構成に
は同一の符号を付し、詳しい説明は省略する。
受信装置について説明する。図４は、本発明の実施の形
態３に係る受信装置の軟判定回路の概略構成を示す要部
ブロック図である。なお、実施の形態２と同様の構成に
は同一の符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００９５】本実施の形態においては、全サブキャリア
の受信レベルが全体的に落ち込んだ場合に、量子化に用
いるしきい値を小さい値に変えることによって、量子化
部２１０〜２１３における分解能を維持し、正しいビッ
トデータを得る。
の受信レベルが全体的に落ち込んだ場合に、量子化に用
いるしきい値を小さい値に変えることによって、量子化
部２１０〜２１３における分解能を維持し、正しいビッ
トデータを得る。
【００９６】なお、本実施の形態において、しきい値Ｄ
は、平均振幅値の大小判定に用いる任意のしきい値であ
る。又、しきい値Ｂ１及びＢ２は、実施の形態１及び２
におけるしきい値Ｂと同様の役割を持つしきい値であ
り、ここでは、しきい値Ｂ１＞しきい値Ｂ２とする。同
様に、しきい値Ｃ１及びＣ２は、実施の形態１及び２に
おけるしきい値Ｃと同様の役割を持つしきい値であり、
ここでは、しきい値Ｃ１＞しきい値Ｃ２とする。
は、平均振幅値の大小判定に用いる任意のしきい値であ
る。又、しきい値Ｂ１及びＢ２は、実施の形態１及び２
におけるしきい値Ｂと同様の役割を持つしきい値であ
り、ここでは、しきい値Ｂ１＞しきい値Ｂ２とする。同
様に、しきい値Ｃ１及びＣ２は、実施の形態１及び２に
おけるしきい値Ｃと同様の役割を持つしきい値であり、
ここでは、しきい値Ｃ１＞しきい値Ｃ２とする。
【００９７】図４において、減算器４０１は、平均化器
３０１の出力である各サブキャリアの平均振幅値としき
い値Ｄとを減算処理し、判定器４０２が大小判定する。
３０１の出力である各サブキャリアの平均振幅値としき
い値Ｄとを減算処理し、判定器４０２が大小判定する。
【００９８】判定器４０２における判定結果はスイッチ
４０３及び４０４の切替を制御し、各サブキャリアの平
均振幅値が任意のしきい値Ｄよりも大きい場合はしきい
値Ｂ１及びしきい値Ｃ１が用いられ、各サブキャリアの
平均振幅値が任意のしきい値Ｄよりも小さい場合はしき
い値Ｂ２及びしきい値Ｃ２が用いられる。
４０３及び４０４の切替を制御し、各サブキャリアの平
均振幅値が任意のしきい値Ｄよりも大きい場合はしきい
値Ｂ１及びしきい値Ｃ１が用いられ、各サブキャリアの
平均振幅値が任意のしきい値Ｄよりも小さい場合はしき
い値Ｂ２及びしきい値Ｃ２が用いられる。
【００９９】このように、本実施の形態によれば、全サ
ブキャリアの受信レベルが全体的に落ち込んだ場合に、
量子化に用いるしきい値を小さい値に変えるため、量子
化時の分解能を維持し、正しいビットデータを得ること
ができる。
ブキャリアの受信レベルが全体的に落ち込んだ場合に、
量子化に用いるしきい値を小さい値に変えるため、量子
化時の分解能を維持し、正しいビットデータを得ること
ができる。
【０１００】又、除算器を用いない構成によって量子化
時の分解能が下がることを防止し、正しいビットデータ
を得ることができるため、実施の形態２に比べてハード
ウェア規模を簡素化することができる。
時の分解能が下がることを防止し、正しいビットデータ
を得ることができるため、実施の形態２に比べてハード
ウェア規模を簡素化することができる。
【０１０１】なお、上記実施の形態１〜３においては、
本発明の受信装置を１６値ＱＡＭを用いたマルチキャリ
ア無線通信に適用する場合について述べたが、本発明の
受信装置は、この場合に限られるものではなく、位相及
び振幅に除法が重畳されている変調方式であれば１６値
ＱＡＭ以外の変調方式にも適用することができ、又、シ
ングルキャリア無線通信にも適用することができる。但
し、フェージングによって受ける影響を考慮すれば、マ
ルチキャリア無線通信に用いることが好ましい。
本発明の受信装置を１６値ＱＡＭを用いたマルチキャリ
ア無線通信に適用する場合について述べたが、本発明の
受信装置は、この場合に限られるものではなく、位相及
び振幅に除法が重畳されている変調方式であれば１６値
ＱＡＭ以外の変調方式にも適用することができ、又、シ
ングルキャリア無線通信にも適用することができる。但
し、フェージングによって受ける影響を考慮すれば、マ
ルチキャリア無線通信に用いることが好ましい。
【０１０２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
位相及び振幅に情報が重畳される変調方式が用いられた
マルチキャリア無線通信において、誤り率特性を劣化さ
せずに受信信号の位相及び振幅の補正を行うことができ
る。
位相及び振幅に情報が重畳される変調方式が用いられた
マルチキャリア無線通信において、誤り率特性を劣化さ
せずに受信信号の位相及び振幅の補正を行うことができ
る。
【図１】本発明の実施の形態１に係る受信装置の概略構
成を示す要部ブロック図
成を示す要部ブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る受信装置の軟判定
回路の概略構成を示す要部ブロック図
回路の概略構成を示す要部ブロック図
【図３】本発明の実施の形態２に係る受信装置の軟判定
回路の概略構成を示す要部ブロック図
回路の概略構成を示す要部ブロック図
【図４】本発明の実施の形態３に係る受信装置の軟判定
回路の概略構成を示す要部ブロック図
回路の概略構成を示す要部ブロック図
【図５】従来の受信装置の概略構成を示す要部ブロック
図
図
【図６】従来の受信装置の同期検波回路の概略構成を示
す要部ブロック図
す要部ブロック図
【図７】従来の受信装置の軟判定回路の概略構成を示す
要部ブロック図
要部ブロック図
１０５ 同期検波回路 １０６ レベル算出器 １０７ 軟判定回路 ２０２〜２０５ 乗算器 ３０１ 平均化器
Claims (8)
- 【請求項１】 位相及び振幅に情報を重畳されて送信さ
れた信号を受信する受信手段と、受信シンボルの位相回
転及び振幅変動を補正する同期検波手段と、この同期検
波手段によって補正された受信シンボルを軟判定処理に
よってビットデータに変換する量子化手段と、前記補正
後の受信シンボルが前記量子化手段によってビットデー
タに変換される前段において、前記補正後の受信シンボ
ルにこの受信シンボルの受信時の振幅値を乗じる重み付
け手段と、を具備することを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】 前記重み付け手段は、受信シンボルの受
信時の振幅値を平均化して搬送波毎の時間平均値を算出
する平均化部と、受信シンボルの受信時の振幅値を、こ
の受信シンボルが送られた搬送波についての前記時間平
均値を用いて正規化する正規化部と、を有することを特
徴とする請求項１記載の受信装置。 - 【請求項３】 前記量子化手段は、前記平均化部の出力
を任意のしきい値と大小判定する判定部と、異なる大き
さの二つのしきい値と、前記平均化部の出力が前記しき
い値より小さい時は前記二つのしきい値のうち小さい方
の値を選択し、前記平均化部の出力が前記しきい値より
大きい時は前記二つのしきい値のうち大きい方の値を選
択する選択部と、を有することを特徴とする請求項２記
載の受信装置。 - 【請求項４】 請求項１から請求項３のいずれかに記載
の受信装置を具備することを特徴とする通信端末装置。 - 【請求項５】 請求項１から請求項３のいずれかに記載
の受信装置を具備することを特徴とする基地局装置。 - 【請求項６】 位相及び振幅に情報を重畳されて送信さ
れた信号を受信する受信工程と、受信シンボルの位相回
転及び振幅変動を補正する同期検波工程と、この同期検
波工程によって補正された受信シンボルを軟判定処理に
よってビットデータに変換する量子化工程と、前記補正
後の受信シンボルが前記量子化工程によってビットデー
タに変換される前段において、前記補正後の受信シンボ
ルにこの受信シンボルの受信時の振幅値を乗じる重み付
け工程と、を具備することを特徴とする受信方法。 - 【請求項７】 前記重み付け工程は、受信シンボルの受
信時の振幅値を平均化して搬送波毎の時間平均値を算出
する平均化工程と、受信シンボルの受信時の振幅値を、
この受信シンボルが送られた搬送波についての前記時間
平均値を用いて正規化する正規化工程と、を有すること
を特徴とする請求項６記載の受信方法。 - 【請求項８】 前記量子化工程は、前記平均化工程の出
力を任意のしきい値と大小判定し、前記平均化工程の出
力が前記しきい値より小さい時はしきい値の大きさを小
さくし、前記平均化工程の出力が前記しきい値より大き
い時はしきい値の大きさを大きくすることを特徴とする
請求項７記載の受信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11028728A JP2000228657A (ja) | 1999-02-05 | 1999-02-05 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11028728A JP2000228657A (ja) | 1999-02-05 | 1999-02-05 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000228657A true JP2000228657A (ja) | 2000-08-15 |
Family
ID=12256504
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11028728A Pending JP2000228657A (ja) | 1999-02-05 | 1999-02-05 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000228657A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6317470B1 (en) * | 1998-09-15 | 2001-11-13 | Ibiquity Digital Corporation | Adaptive weighting method for orthogonal frequency division multiplexed soft symbols using channel state information estimates |
| JP2002217862A (ja) * | 2001-01-19 | 2002-08-02 | Fujitsu General Ltd | Ｑａｍ復号装置 |
| JP2007081862A (ja) * | 2005-09-14 | 2007-03-29 | Nec Electronics Corp | 復調装置及び復調方法 |
| US7242720B2 (en) | 2001-04-09 | 2007-07-10 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | OFDM signal communication system, OFDM signal transmitting device and OFDM signal receiving device |
| US7386068B2 (en) | 2003-12-03 | 2008-06-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Decoder and receiver |
| KR100849338B1 (ko) * | 2001-11-10 | 2008-07-29 | 삼성전자주식회사 | 직교주파수분할다중 방식의 이동통신시스템에서시공간-주파수 부호화/복호화 장치 및 방법 |
| US7643585B2 (en) | 2005-11-18 | 2010-01-05 | Denso Corporation | Method for correcting soft decision value, computer program product for the same, and reception apparatus for the same |
| US9166841B2 (en) | 2012-05-14 | 2015-10-20 | Mitsubishi Electric Corporation | Receiving apparatus and receiving method |
-
1999
- 1999-02-05 JP JP11028728A patent/JP2000228657A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6317470B1 (en) * | 1998-09-15 | 2001-11-13 | Ibiquity Digital Corporation | Adaptive weighting method for orthogonal frequency division multiplexed soft symbols using channel state information estimates |
| JP2002217862A (ja) * | 2001-01-19 | 2002-08-02 | Fujitsu General Ltd | Ｑａｍ復号装置 |
| JP4560963B2 (ja) * | 2001-01-19 | 2010-10-13 | 株式会社富士通ゼネラル | Ｑａｍ復号装置 |
| US7242720B2 (en) | 2001-04-09 | 2007-07-10 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | OFDM signal communication system, OFDM signal transmitting device and OFDM signal receiving device |
| KR100849338B1 (ko) * | 2001-11-10 | 2008-07-29 | 삼성전자주식회사 | 직교주파수분할다중 방식의 이동통신시스템에서시공간-주파수 부호화/복호화 장치 및 방법 |
| US7483366B2 (en) | 2001-11-10 | 2009-01-27 | Samsung Electronics Co., Ltd. | STFBC coding/decoding apparatus and method in an OFDM mobile communication system |
| US7386068B2 (en) | 2003-12-03 | 2008-06-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Decoder and receiver |
| JP2007081862A (ja) * | 2005-09-14 | 2007-03-29 | Nec Electronics Corp | 復調装置及び復調方法 |
| JP4641233B2 (ja) * | 2005-09-14 | 2011-03-02 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 復調装置及び復調方法 |
| US7643585B2 (en) | 2005-11-18 | 2010-01-05 | Denso Corporation | Method for correcting soft decision value, computer program product for the same, and reception apparatus for the same |
| US9166841B2 (en) | 2012-05-14 | 2015-10-20 | Mitsubishi Electric Corporation | Receiving apparatus and receiving method |
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