JP3962020B2

JP3962020B2 - 直交周波数分割多重方式の移動通信システムにおける時空間−周波数符号化／復号化装置及び方法

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Publication number: JP3962020B2
Application number: JP2003544952A
Authority: JP
Inventors: パン−ユー・ジョー; デ−ヨプ・カン; ユン−ソク・コ; デ−シク・ホン
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Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2001-11-10
Filing date: 2002-11-11
Publication date: 2007-08-22
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Description

本発明は直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing、以下、“ＯＦＤＭ”)方式を使用する移動通信システムでの符号化/復号化装置及び方法に関し、特に、時空間ブロックコーディング伝送ダイバーシティ(Space Time block coding based Transmit Diversity、以下、ＳＴＴＤ)方式を使用する符号化/復号化装置及び方法に関する。

最近有・無線チャネルで高速データ伝送に有用な方式に使用されているＯＦＤＭ方式は、複数搬送波(Multi-Carrier)を使用してデータを伝送する方式として、直列に入力されるシンボル(Symbol)列を並列変換し、前記並列変換されたシンボルそれぞれを相互直交性を有する多数の副搬送波(Sub-Carriers、Sub-Channels)に変調して伝送する多重搬送波変調(Multi Carrier Modulation、以下、ＭＣＭ)方式の一種である。

このようなＭＣＭ方式を適用するシステムは、１９５０年代後半軍用の高周波ラジオ(High Frequency radio)に適用され始め、多数の直交する副搬送波を重畳させるＯＦＤＭ方式は、１９７０年代から発展し始めたが、多重搬送波間の直交変調の具現が難しかったので、実際のシステム適用には限界があった。しかし、１９７１年Weinsteinなどが前記ＯＦＤＭ方式を使用する変復調は、ＤＦＴ(Discrete Fourier Transform)を利用して効率的に処理可能であることを発表し、ＯＦＤＭ方式に対する技術開発が急速に発展した。また、保護区間(guard interval)の使用とサイクルプレフィックス(cyclic prefix)保護区間挿入方式が知られるようになって、多重経路及び遅延拡散(delay spread)に対するシステムの否定的影響をより減少させるようになった。そして、このようなＯＦＤＭ方式は、デジタルオーディオ放送(Digital Audio Broadcasting:ＤＡＢ)と、デジタルテレビジョン、無線近距離通信ネットワーク(Wireless Local Area Network:ＷＬＡＮ)と、無線非同期伝送モード(Wireless Asynchronous Transfer Mode:ＷＡＴＭ)、または固定広帯域無線接続(fixed ＢＷＡ)などのデジタル伝送技術に広範囲に適用されている。即ち、前記ＯＦＤＭ方式はハードウェア的な複雑度(Complexity)のため、あまり使用されなかったが、最近、高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform、以下、“ＦＦＴ”)と逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform、以下、“ＩＦＦＴ”)を含む各種デジタル信号処理技術が発展することによって実現可能になった。前記ＯＦＤＭ方式は、従来の周波数分割多重(ＦＤＭ：Frequency Division Multiplexing)方式と類似しているが、何よりも多数個の副搬送波間の直交性(Orthogonality)を維持して伝送することにより、高速データ伝送のとき、最適の伝送効率を得ることができる特徴を有し、また周波数使用効率が良好であり、多重経路フェーディング(multi-path fading)に強い特性があって、高速データ伝送のとき、最適の伝送効率を得ることができるとの特徴を有する。また、前記ＯＦＤＭ方式は、周波数スペクトル(frequency spectrum)を重畳して使用するので、周波数使用が効率的であり、周波数選択的フェーディング(frequency selective fading)に強く、多重経路フェーディングに強く、保護区間を利用してシンボル間干渉(ＩＳＩ:Inter-Symbol Interference)影響を減少させることができ、ハードウェア的に等化器(equalizer)構造を簡単に設計することができ、インパルス(impulse)性雑音に強いとの利点を有しているので、通信システム構造に広く活用されている。

ここで、前記ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの送信器と受信器の動作を簡単に説明すると、次のようである。
前記ＯＦＤＭ方式の送信器で、入力データはスクランブラ(scrambler)、符号化器(coder)、インタリーバ(interleaver)を通じて副搬送波に変調される。この時、前記送信器は多様な可変伝送率を提供するようになるが、前記データ伝送率(data rate)に応じて相異なる符号化率(coding rate)、インタリービング大きさ及び変調方式を有する。通常、前記符号化器は１/２、３/４などの符号化率を使用し、バースト誤り(burst error)を防ぐためのインタリーバの大きさは、ＯＦＤＭシンボル当り符号化されたビット数(ＮＣＢＰＳ)に応じて決定される。前記変調方式はデータ伝送率に応じてＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、８ＰＳＫ(Phase Shift Keying)、１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)、６４ＱＡＭなどを使用する。一方、前記構成により所定個数の副搬送波に変調された信号は、所定個数のパイロット(pilot)が加えられ、これはＩＦＦＴブロックを通過して一つのＯＦＤＭシンボルを生成する。ここに多重経路(multi-path)チャネル環境でのシンボル間干渉を除去するための保護区間を挿入した後、シンボル波形生成器を経て最終的に無線周波数(RF)部に入力されチャネルを通じて伝送される。

上述したような送信器に対応する受信器では、前記送信器で遂行した過程に対する逆過程が遂行され、同期化過程が添加される。先ず、受信されたＯＦＤＭシンボルに対して定められた訓練シンボル(training symbol)を利用して周波数オフセット(frequency offset)及びシンボルオフセット(symbol offset)を推定する過程が先行されるべきである。その後、保護区間を除去したデータシンボルがＦＦＴブロックを通過して所定個数のパイロットが加えられた所定個数の副搬送波に復元される。また、実際無線チャネル上での経路遅延現象を克服するために、等化器は受信されたチャネル信号に対するチャネル状態を推定して受信されたチャネル信号から実際無線チャネル上での信号歪曲を除去する。前記等化器を通過してチャネル推定されたデータはビット列に変換されデインタリーバ(de-interleaver)を通過した後、エラー訂正のための復号化器(decoder)とデスクランブラ(de-scrambler)を経て最終データに出力される。

上述したようなＯＦＤＭ方式は、周波数選択的フェーディングに強いとの特性を有しているが、その性能には限界がある。このような性能の限界を克服するために提案された性能改善装置のうち、特に注目を浴びているのが、多重アンテナを使用するＯＦＤＭ方式の移動通信システムである。しかし、一般的に無線データサービスを受ける受信器は、その大きさ及び電力問題において制限を受けるので、前記受信器に前記多重アンテナを設けるようにすることは具現上の問題がある。このような理由により、受信器より有利な環境を有した送信器に多数個の伝送アンテナを設けることにより、前記受信器の複雑度を減少させながらも、フェーディング現象による性能劣化を改善させることができる伝送ダイバーシティ(Txdiversity)技術が開発された。

現在まで開発された多くの伝送ダイバーシティ技術のうち、ＳＴＴＤ技術は比較的計算量が少なく、具現時の複雑度が低い特徴を有している。かつ、前記ＯＦＤＭ方式は、前記ＳＴＴＤ技術を適用するのに最適な通信方式として、多重経路現象を克服すると共に、周波数帯域を最小限に犠牲しながらも多量の情報を迅速に伝送させることができる。
ここで、図１を参照してＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの送信器構造を説明する。

前記図１は、通常のＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの送信器構造を示した図である。前記図１で示している送信器の構造は、前記ＳＴＴＤ技術を導入したＯＦＤＭ方式の移動通信システムでの送信器構造である。
前記図１を参照すると、送信器で入力データは所定符号化率により符号化され、前記符号化により出力される符号化ビットがインターリビングされた後のデータ１１０が変調器１２０に提供される。ここで、多様な符号化方式が提案されているが、誤り訂正符号であるターボ符号(turbo code)を利用して符号化する方式が代表的に使用される。この時、前記符号化率には１/２及び３/４などの符号化率が使用される。前記変調器１２０は、所定変調方式により前記入力データ１１０を変調して変調シンボルを出力する。ここで、前記変調方式には８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫなどがあり、前記それぞれの変調方式は固有のシンボルマッピング方式により変調動作を遂行する。前記図１では変調方式にＱＰＳＫとＱＡＭを使用する場合を仮定する。前記変調器１２０から出力される変調シンボルは時空間ブロック符号符号化器１３０に提供される。

前記時空間ブロック符号符号化器１３０は、前記変調シンボルを時空間ブロック符号にマッピングさせ時空間ブロック符号により符号化された変調シンボルを出力する。前記時空間ブロック符号符号化器１３０で出力された信号は、伝送ダイバーシティのための二つの経路に提供される。即ち、前記時空間ブロック符号符号化器１３０からの出力信号は、それぞれ第１ＩＦＦＴ器１４０と第２ＩＦＦＴ器１５０に提供される。前記第１及び第２ＩＦＦＴ器１４０、１５０それぞれは前記時空間ブロック符号により符号化された副搬送波に対してＩＦＦＴを遂行してＯＦＤＭシンボルを出力する。前記第１及び第２ＩＦＦＴ器１４０、１５０それぞれで出力されるＯＦＤＭシンボルは、それぞれ対応する第１及び第２保護区間挿入器１６０、１７０に提供される。前記第１符号区間挿入器１６０及び第２保護区間挿入器１７０は、前記第１ＩＦＦＴ器１４０と第２ＩＦＦＴ器１５０で出力したＯＦＤＭシンボルそれぞれに対して保護区間(guard interval)を挿入する。通常、前記ＯＦＤＭシンボルの伝送はブロック単位に処理されるが、前記ＯＦＤＭシンボルが多重経路チャネルを通じて伝送される間、以前シンボルによる影響を受ける。このようなＯＦＤＭシンボル間干渉を防止するために、連続されたブロック間に前記保護区間を挿入する。前記第１及び第２保護区間挿入器１６０、１７０それぞれで保護区間が挿入されたＯＦＤＭシンボルは、第１及び第２ＲＦ処理器１８０、１９０、第１アンテナ(ＡＮＴ１)及び第２アンテナ(ＡＮＴ２)を通じて多重経路チャネルに伝送される。

前記図１では、ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの送信器構造を説明したが、次に図２を参照して前記送信器構造に相応する受信器構造を説明する。
前記図２は、通常的なＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの受信器構造を示した図である。前記図２に示した受信器構造は前記時空間ブロック符号化技術を導入したＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムでの受信器構造として、前記図１の送信器構造に相応する受信器構造である。

前記図２を参照すると、送信器から多重経路チャネルを通じて伝送された信号は、第１アンテナ(ＡＮＴ１)及び第２アンテナ(ＡＮＴ２)を通じて第１ＲＦ処理器２１０及び第２ＲＦ処理器２２０に受信される。前記第１及び第２ＲＦ処理器２１０、２２０のそれぞれは前記第１アンテナ(ＡＮＴ１)及び第２アンテナ(ＡＮＴ２)を通じて受信された信号を中間周波数(ＩＦ:Intermediate Frequency)帯域にダウンコンバートした後、第１及び第２保護区間除去器２３０、２４０それぞれに出力する。前記第１保護区間除去器２３０と第２保護区間除去器２４０それぞれは、前記第１ＲＦ処理器２１０と第２ＲＦ処理器２２０で出力したＯＦＤＭシンボルに挿入されている保護区間を除去する。前記保護区間が除去されたＯＦＤＭシンボルは、対応する第１及び第２ＦＦＴ器２５０、２６０に提供されＦＦＴ過程を経て時空間ブロック符号により符号化されたシンボルが出力される。前記時空間ブロック符号により符号化されたシンボルは、時空間ブロック符号復号化器２７０に提供され時空間ブロック符号による復号化が遂行される。前記時空間ブロック符号により復号化された変調シンボルは、復調器２８０に提供される。前記復調器２８０は、前記送信器で適用した所定変調方式に相応する復調方式に前記復号化された変調シンボルを復調して符号化ビットを出力し、前記符号化ビットは、デインタリービング及び復号化過程を通じて元のデータ２９０に出力される。ここで、前記復調器２８０は前記送信器の変調器１２０で適用した変調方式がＱＰＳＫ及びＱＡＭ方式であるので、復調方式も前記ＱＰＳＫ及びＱＡＭ方式に相応するように設定する。

前記図１及び前記図２で示している送信器と受信器の構造では、伝送ダイバーシティ技術の適用において、二つのアンテナを使用している場合を一例にして説明したが、二つ以上のアンテナを使用して具現できることは自明であるだろう。
前記ＯＦＤＭ方式の移動通信システムでＮ個の副搬送波を使用すると仮定すると、前記図２で示している受信器で第１及び第２ＦＦＴ器２５０、２６０それぞれを経た信号は、下記＜式１＞のように表現することができる。

前記＜式１＞を行列式に示すと、下記＜式２＞のようである。

前記＜式２＞で、ｒはＮｘ１受信シンボルベクトル(vector)、ＸはＮｘ１伝送シンボルベクトル、ｎはＮｘ１雑音ベクトルをそれぞれ示し、Ｈはチャネルの周波数応答を示すＮｘＮ対角行列である。
ここで、受信器のアンテナが１個である場合と、前記受信器のアンテナが多数個、一例にＮ_Ｒ個である場合に対して説明すると、次のようである。

(１) 受信器のアンテナが１個である場合
送信器で２個の伝送アンテナに対する時空間ブロック符号により伝送された信号が受信器で１個のアンテナを通じて受信される場合、前記２個の伝送アンテナを通じて受信された信号のベクトルを求めると、下記＜式３＞のようである。

前記式３で、上付きの添え字に表現された“^＊”は、各行列成分を複素共役(complex conjugate)させる演算子である。そして、Ｈ_１、Ｈ_２はチャネルそれぞれの周波数応答であり、Ｘ_１、Ｘ_２は伝送シンボルそれぞれのベクトルである。従って、復号された信号は時空間ブロック符号の直交性によりチャネル行列

のエルミート(hermitian)をかけて下記＜式４＞のように得られる。

従って、前記時空間ブロック符号の復号過程を経た後の受信信号は、各チャネルの電力和がかけられた形態として得られるので、２次のダイバーシティ利得を得るようになる。

（２）受信アンテナの個数がＮ_Ｒ個である場合
受信器のアンテナが多数個である場合には、前記多数個のアンテナそれぞれを通じて受信される受信信号を時空間ブロック符号の復号方法に復号した後、前記アンテナそれぞれから復号された信号を加算する。これは、下記＜式５＞に表現されることができる。

前記式５で、Ｈ_１ｍは、一番目受信アンテナとｍ番目受信アンテナとの間のチャネル周波数応答を示し、Ｈ_２ｍは、二番目受信アンテナとｍ番目受信アンテナとの間のチャネル周波数応答を示す。従って、Ｎ_Ｒ個の受信アンテナを有する場合、時空間ブロック符号の復号過程を経た後の受信信号は、２Ｎ_Ｒのダイバーシティ利得を得るようになる。
上述したように、ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムは、無線チャネルによるシンボル間の干渉を克服するように設計された移動通信システムである。しかし、無線チャネルの多重経路現象による信号減衰効果にはあまり強くない。このようなフェーディングチャネルによる性能低下を改善するために、ＳＴＴＤ技術を適用したＯＦＤＭ移動通信システムが提案された。

前記提案された移動通信システムは、送信器で多数個のアンテナを使用することにより、システム具現時、受信器の複雑度を大幅に減少させることができる利点がある。しかし、前記ＳＴＴＤ技術を適用したＯＦＤＭ方式の移動通信システムの性能は、送信アンテナの数に応じて性能の制約を受ける。即ち、前記ＳＴＴＤ技術を適用したＯＦＤＭ方式の移動通信システムは、送信アンテナの数により性能が決定されるので、システムの性能を高めるためには、送信アンテナの数を増加させるのが必須である。例えば、システムの性能を向上させるために、送信アンテナの数を３以上に増加させると、その性能が、送信アンテナの数が２である場合に比べて大幅に増加する。しかし、前記ＳＴＴＤ技術を適用したＯＦＤＭ方式の移動通信システムでは、一般的に伝送アンテナの数に比例して計算量が大幅に増加するようになり、伝送率の減少も発生する。そのため、前記ＳＴＴＤ技術を適用したＯＦＤＭ方式の移動通信システムの場合、性能向上のために送信アンテナの数を３以上に増加させると、システムの複雑度及び伝送率の側面で問題が発生することになる。

本発明の目的は、直交周波数分割多重化方式を利用して時空間ブロック符号の多重経路フェーディング現象に対する歪曲を克服するための装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、周波数ダイバーシティを効率的に利用することができる時空間-周波数ブロック符号化/復号化装置及び方法を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、二つの送信アンテナと一つの受信アンテナのみを使用して４次のダイバーシティ利得を得るようにする装置及び方法を提供することにある。
本発明のまたさらに他の目的は、時空間ブロック符号を適用した直交周波数分割多重化方式の移動通信システムで全ての処理過程が線形演算により遂行される装置及び方法を提供することにある。

このような目的を達成するための本発明の送信装置は、一定大きさに入力されるデータを直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)シンボルに変調し、前記ＯＦＤＭシンボルを、相異なる少なくとも二つのアンテナを通じて伝送する移動通信システムの送信装置において、前記入力データを循環回転させレプリカデータを発生するレプリカ発生器と、前記入力データとレプリカデータを時空間ブロック符号化して第１アンテナ信号と第２アンテナ信号を発生する符号化器と、前記第１アンテナ信号を逆高速フーリエ変換して、第１ＯＦＤＭシンボルを発生する第１逆高速フーリエ変換器と、前記第２アンテナ信号を逆高速フーリエ変換して、第２ＯＦＤＭシンボルを発生する第２逆高速フーリエ変換器と、前記第１ＯＦＤＭシンボルを伝送する第１アンテナと、前記第２ＯＦＤＭシンボルを伝送する第２アンテナと、を含むことを特徴とする。

このような目的を達成するための本発明の送信方法は、一定大きさに入力されるデータを直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)シンボルに変調し、前記ＯＦＤＭシンボルを、相異なる少なくとも二つのアンテナを通じて伝送する移動通信システムの送信方法において、前記入力データを循環回転させレプリカデータを発生する過程と、前記入力データとレプリカデータを時空間ブロック符号化して、第１アンテナ信号と第２アンテナ信号を発生する過程と、前記第１アンテナ信号を逆高速フーリエ変換して第１ＯＦＤＭシンボルを発生し、前記第１ＯＦＤＭシンボルを第１アンテナを通じて伝送する過程と、前記第２アンテナ信号を逆高速フーリエ変換して、第２ＯＦＤＭシンボルを発生し、前記第２ＯＦＤＭシンボルを第２アンテナを通じて伝送する過程と、を含むことを特徴とする。

このような目的を達成するための本発明の受信装置は、一定大きさに入力されるデータを直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)シンボルに変調し、前記ＯＦＤＭシンボルを、相異なる少なくとも二つの送信アンテナを通じて伝送する移動通信システムで、前記送信アンテナを通じて伝送された信号を受信する受信装置において、前記送信アンテナを通じて伝送された信号を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した信号を高速フーリエ変換してＯＦＤＭシンボルを発生する高速フーリエ変換器と、前記ＯＦＤＭシンボルを時空間ブロック復号化して第１送信アンテナ信号と第２送信アンテナ信号を発生する復号化器と、前記第１送信アンテナ信号を逆循環回転し、前記逆循環回転された信号と前記第２送信アンテナ信号を加算して前記入力データを復調する周波数ダイバーシティ結合器と、を含むことを特徴とする。

このような目的を達成するための本発明の受信方法は、一定大きさに入力されるデータを直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)シンボルに変調し、前記ＯＦＤＭシンボルを、相異なる少なくとも二つの送信アンテナを通じて伝送する移動通信システムで、前記送信アンテナを通じて伝送された信号を受信する受信方法において、前記送信アンテナを通じて伝送された信号を受信アンテナを通じて受信する過程と、前記受信アンテナを通じて受信した信号を高速フーリエ変換して、ＯＦＤＭシンボルを発生する過程と、前記ＯＦＤＭシンボルを時空間ブロック復号化して、第１送信アンテナ信号と第２送信アンテナ信号を発生する過程と、前記第１送信アンテナ信号を逆循環回転し、前記逆循環回転された信号と前記第２送信アンテナ信号を加算して前記入力データを復調する過程と、を含むことを特徴とする。

本発明による時空間-周波数符号化/復号化装置及び方法は、複雑度をあまり増加することなく、１個または２個の伝送アンテナのみで２個または４個の伝送アンテナを使用する場合と同一の性能を奏することができる。本発明では空間ダイバーシティだけではなく周波数ダイバーシティを最大限活用する伝送ダイバーシティに、１個または２個の伝送アンテナのみで２次、または４次のダイバーシティ利得を得ることができる。そのため伝送アンテナの増加による複雑度の増加なしで簡単な循環回転のような線形演算のみで性能改善効果が大きい。さらに既存の時空間ブロック符号を使用するＯＦＤＭ方式の移動通信システムと完璧な互換性を維持するので、既存の移動通信システムを十分に活用しながら性能を改善することができる。また多重経路フェーディングチャネルに強い特性とアンテナ間の相関性が大きなチャネル環境では、既存の移動通信システムに比べてより大きな性能向上を図れる。加えて、チャネルそれぞれが電力遅延プロフィールが一定しない場合にも、受信器で伝送チャネル推定を通じた相関度に応じて循環回転量を推定して送信器側にフィードバックさせ理想的な(ideal)環境ではない場合、即ち、一般無線チャネルのような環境でも空間ダイバーシティ及び周波数ダイバーシティ効果を最大させるという利点を有する。そのため、今後の移動通信システムに適用されシステムの性能を向上させる技法に本発明が使用されるだろう。

以下、本発明に従う好適な一実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。
先ず、本発明では二つの伝送アンテナを使用する直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing、以下、“ＯＦＤＭ”)方式の移動通信システムで時空間ブロックコーディング伝送ダイバーシティ(Space Time block coding based Transmit Diversity、以下、“ＳＴＴＤ”)技術を使用してデータを符号化及び復号化する装置を提案する。前記ＳＴＴＤ技術は、空間ダイバーシティ利得と周波数ダイバーシティ利得を同時に得るようにすることにより、二つの伝送アンテナのみで４個の伝送アンテナを使用した場合と同一の性能を有するようにする。前記ＳＴＴＤ技術を使用する符号化器は、大きく２つの部分に分けられる。

先ず、前記符号化器では、周波数ダイバーシティを得るために、Ｎ個の副搬送波(Sub-Carriers、Sub-Channels)で構成された一つのＯＦＤＭシンボルを受信し、Ｎ個の副搬送波で構成された二つのＯＦＤＭシンボルを生成するレプリカ発生器(Replica Generator)を含む。ここで、前記二つのＯＦＤＭシンボルのうち一つは、元レプリカ発生器に入力されたＯＦＤＭシンボルと同一であり、他の一つは前記入力されたＯＦＤＭシンボルを一定距離だけ循環回転させ発生させたものである。本発明の実施形態では、前記レプリカ発生器で入力されたＯＦＤＭシンボルを循環回転させる程度を循環回転量“ｄ”と定義し、前記循環回転量ｄは通計的特性に基づいて求められたことで、

である。そして、本発明の他の実施形態では、受信器で伝送チャネル間の相互相関度(correlation)を求めて、相互相関度値が最小になる副搬送波の位置を前記受信器に相応する送信器の循環回転量ｄに設定する。ここで、前記受信器で伝送チャネルの相互相関度に基づいて循環回転量ｄを設定する過程は、後述されるので、ここではその詳細な説明を省略する。次に、空間ダイバーシティを得るために、レプリカ発生器を通じて形成された二つのＯＦＤＭシンボルを時空間ブロック符号にマッピングさせる。

このように伝送された信号は、受信器で前記送信器で適用した過程の逆過程を通じて復号が遂行される。前記時空間-周波数ブロック符号の復号化器も二つの部分に分けることができる。
先ず、無線上で受信された信号を有して時空間ブロック符号の復号化器を通過して一次復号化過程を遂行する。前記一次復号化過程を経た信号は、二つのＯＦＤＭシンボルに出力される。前記出力された二つのＯＦＤＭシンボルは、前記送信器のレプリカ発生器で出力されたＯＦＤＭシンボルに該当するものである。そのため、二つのＯＦＤＭシンボルのうち、前記送信器で循環回転させた伝送ＯＦＤＭシンボルに該当する受信ＯＦＤＭシンボルを、さらに前記送信器で適用した循環回転量ｄだけ逆循環回転させる。その後、前記逆循環回転されたＯＦＤＭシンボルと他の一つのＯＦＤＭシンボルを加算する。このように結合されたＯＦＤＭシンボルをチャネル情報を利用して最も近い信号に決定することにより復号過程が終了される。

前述した送信過程と受信過程を経ることにより、時空間-周波数ブロック符号は２次の空間ダイバーシティ利得と２次の周波数ダイバーシティ利得を得るようになる。加えて、符号化及び復号化過程が線形に処理されるので、簡単な演算のみが要求される。また、受信器で伝送チャネルの相互相関度を求めて、前記相互相関度が最小値になる副搬送波位置を循環回転量ｄに設定して、前記受信器に該当する送信器にフィードバック(feedback)させる場合にも、前記時空間-周波数ブロック符号に対する２次空間ダイバーシティ利得と２次周波数ダイバーシティ利得を得るようになる。前記相互相関度に基づいて循環回転量ｄを決定する方法は、後述されるので、ここではその詳細な説明を省略する。加えて、前記符号化及び復号化過程が線形処理のみに遂行されるので、簡単な演算のみが要求される。

１. ［ＯＦＤＭシステムでのチャネルの共分散行列］
Ｌ個の多重経路(multi-path)を有する周波数選択的フェーディングチャネルのインパルス応答(impulse response)は、Ｌ個のタップ(tap)を有する有限インパルス応答(Finite Impulse Response、以下、“ＦＩＲ”)フィルターにモデリングされる。これは下記＜式６＞で表現することができる。

前記＜式６＞で、ｈ(ｉ)はｉ番目経路でのチャネルインパルス応答の減衰係数であり、τ_ｉはｉ番目経路での遅延時間(delay time)を示す。チャネルが前記ＦＩＲフィルターにモデリングされるので、前記τ_ｉはサンプル(sample)間隔と同一である。多重アンテナを使用するシステムでの各チャネル係数、ｈ(ｉ)は零平均を有する独立複素ガウスランダム変数にモデリングする。従って、各チャネルタップの振幅はレーリー(Rayleigh)分布、またはリシアン(Rician)分布をなし、位相は均一分布をなすようになる。また、チャネルの電力遅延プロフィール(power delay profile)が均一であるか、または指数関数の分布を有すると仮定することができる。

そして、前記チャネルの電力遅延プロフィールが均一であると、ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの特性により、受信器でのＦＦＴを経たＯＦＤＭシンボルのｋ番目の副搬送波に該当するチャネルの周波数応答は、下記＜式７＞のように示すことができる。

前記式７で、ＮはＯＦＤＭシンボルの全体副搬送波の個数である。チャネルの共分散行列を求めるために、ｋ番目副搬送波に該当するチャネルの周波数応答と(ｋ+Δｋ)番目副搬送波に該当するチャネルの周波数応答との相関値は、下記＜式８＞のように求められる。

前記式８で、各チャネルタップの係数が相互相関しない特性を式に使用した。前記＜式８＞で、σ_ｉ ^２はｉ番目チャネルタップ係数の分散であり、チャネルのｉ番目経路の電力と同一である。チャネルの電力遅延プロフィールが均一であるので、σ_ｉ ^２＝１／Ｌであり、σ_ｉ ^２は経路ごとに互いに独立である。そのため、下記＜式９＞は前記＜式８＞から導き出される。

前記式９で、チャネルベクトルＨを下記＜式１０＞のように定義する。

従って、全体共分散行列Ｃ_Ｈは下記＜式１１＞のように求められる。

前記式１１の行列で、前記ρ_Δｋは前記式９により次のような特性を有する。

このような第１特性乃至第３特性により前記全体共分散行列Ｃ_Ｈは、循環Hermit行列に表現される。
一方、前記説明ではチャネルそれぞれの電力遅延プロフィールが均一な場合を仮定して説明したが、前記チャネルそれぞれの電力遅延プロフィールが同一でない場合には、シミュレイション(simulation)検証によりチャネルの共分散が循環はされないが、相互相関が一番小さい点を基準に行列を構成してみると、このような副搬送波の循環特性を満足する。

２. ［最大周波数ダイバーシティを得るための最適の副搬送波選択］
ダイバーシティの基本的な概念は、同一情報を有する信号のレプリカ(replica)を独立したフェーディングチャネルを経て受信器で受信できるようにするものである。従って、ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムでは、周波数ダイバーシティを得るために、同じ信号を相異なる副搬送波に伝送する。しかし、最大のダイバーシティ利得を得るためには、それぞれのレプリカが独立的なフェーディングチャネルを通過して受信されなければならない。従って、前記ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムで周波数ダイバーシティ利得を最大限に獲得するためには、前記レプリカを互いに非相関性を有する副搬送波を検索して、前記検索した副搬送波を通じて信号を伝送すべきである。

また、前記複素ガウスランダム変数は、ＦＦＴを経てもその特性が変わらない。これは、前記ＦＦＴが線形関数(linear function)であるからである。そのため、チャネルの周波数応答であるＨ(ｋ)は零平均と単一分散を有する複素ガウスランダム変数にモデリングされる。従って、ガウス分布の特性により二つのガウスランダム変数が非相関性を有すると、前記二つのランダム変数は相互独立的である。そのため、ｋ_１番目副搬送波に対するチャネルＨ(ｋ)に対して相関性がないｋ_２番目副搬送波に対するチャネルＨ(ｋ_２)を検索すると、前記二つのチャネルは互いに独立的である。

任意のｋ_１番目副搬送波に対するチャネルＨ(ｋ_１)と、任意のｋ_２番目副搬送波に対するチャネルＨ(ｋ_２)の相関値は、下記＜式１２＞のように表現される。

前記＜式１２＞で、相互間に相関関係がないようとするためには、ρ_ｋ１ｋ２＝０である条件を満足すべきである。そのため、前記条件を満足するためには、前記式１２は下記＜式１３＞の条件を満足すべきである。

前記式１３で、Δｋ_１２＝ｋ_２−ｋ_１である。ただ、Δｋ_１２≠０であるべきである。前記＜式１３＞に示したように、互いに独立したチャネルは二つの副搬送波間距離の関数に表現される。そのため、前記＜式１３＞の一般的な例は、下記＜式１４＞に表現される。

前記式１４で、ｍは０ではない整数である。しかし、前記＜式１４＞で示したように、Δｋ_１２の制限があるので、前記ｍにも制限があるようになる。しかし、一般性を維持しながらｋ_１＝０に設定することが可能である。すると、１≦Δｋ_１２≦Ｎ−１であるので、下記＜式１５＞に表現されることができる。

前記＜式１５＞を前記＜式１４＞に適用して整理すると、下記＜式１６＞に表現される。

前記式１６で、ｍが整数であり、ＬとＮが自然数であるので、前記ｍは“１≦ｍ≦Ｌ−１”の範囲を有する。
従って、０番目副搬送波に対して相関性がない副搬送波の個数はＬ−１個である。そのため、０番目副搬送波を含めて互いに独立した副搬送波チャネルはＬ個になる。前述したチャネルの共分散行列の第３特性により、Ｌ個の経路を有するチャネルで任意のｋ番目副搬送波と互いに独立的な副搬送波の個数はＬ個になる。

３. ［二つの伝送アンテナを使用する場合、最大周波数ダイバーシティを得る時空間-周波数ブロック符号］
本発明の実施形態に従う時空間-周波数ブロック符号を提案するとき、次のような事項を考慮すべきである。
一番目に、最大周波数及び空間ダイバーシティ利得
二番目に、全ての副搬送波に対して最大限の距離維持
三番目に、チャネルの相関性に強い特性

前記一番目に考慮すべき事項である最大周波数ダイバーシティ利得を得るためには、ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムで互いに相関性がない副搬送波を検索して、その搬送波に前記レプリカを伝送すべきである。ここで、図９を参照して任意の一つの副搬送波と他の副搬送波間の相関性を説明する。
前記図９は、本発明の実施形態に従う０番目副搬送波に対する副搬送波間の相関性を示した図として、特にＬ=４であり、Ｎ=６４であるとき、チャネルが同一の電力遅延プロフィールを有した場合、０番目副搬送波に対する各副搬送波間の相関性の大きさ成分を示したグラフである。

前記図９を参照すると、副搬送波インデックス(index)が中央値を有するほど、相関性が減少することが分かる。一方、相関性の大きさ成分のみをみると、前述したチャネルの共分散行列の第２特性により対称の形状をしている。そのため、三番目に考慮すべき事項であるチャネルの相関性に強い特性を有するようにするためには、シンボルのレプリカを相関性が少ない中央、即ち、中央の副搬送波に伝送すべきであるものである。また、チャネルの共分散行列の三番目特性によりチャネルの共分散行列が循環行列になるので、行列の各行は第１行(０番目副搬送波に対する相関性を示す)の循環回転された形態である。そのため、各副搬送波に対して互いに独立したチャネルは、一つずつ互いに循環回転された形態に得られる。

従って、前述した三番目に考慮すべき事項を満足するための最も理想的な提案は、Ｎ/２だけ副搬送波位置を離隔させ設定するものである。このようにすると、全ての副搬送波が均一にＮ/２だけ離れるので、最大距離を維持することができる。従って、考慮すべき事項のうち、二番目と三番目を満足させながら、一番目を満足させる副搬送波は、相関性が０になる副搬送波のうち、最も中央の副搬送波である。そのため相関性がない副搬送波は前記＜式１４＞により全体副搬送波をＬ等分し、Δｋが整数であるので、前述した三つの考慮すべき事項を満足する最適のΔｋは下記＜式１７＞のようである。

前述したチャネルの共分散行列の第３特性により相関性が循環回転するので、ｋ番目副搬送波に対して最適の副搬送波ｋ'は、下記＜式１８＞のように求められる。

前記式１８で、前記moｄはモジュロ(modulo)演算を示す。

ここで、一例として、Ｌ＝４であり、Ｎ＝８であるとき、最大周波数ダイバーシティを得ることができるレプリカの位置を図１０を参照して説明する。
前記図１０は、本発明の実施形態に従う最大周波数ダイバーシティを得ることができるレプリカ位置の例を示している図である。

前記図１０を参照すると、上述したように、全ての副搬送波がＮ/２だけずつ離隔された位置の副搬送波にレプリカを乗せて伝送する。前記図１０で、副搬送波の個数が８個であるので、即ち、Ｎ=８であるので、８/２だけ離隔された位置、即ち、４個の副搬送波だけ離隔された位置の副搬送波位置にレプリカが乗る。即ち、一番目副搬送波のレプリカは五番目副搬送波のレプリカに乗せて伝送され、二番目副搬送波のレプリカは六番目副搬送波のレプリカに乗せて伝送され、このように八番目副搬送波のレプリカは四番目副搬送波のレプリカに乗せて伝送される。

前記図９では、チャネルそれぞれに対する電力遅延プロフィールが一定している場合に、０番目副搬送波に対する副搬送波間の相関性を説明した。次に、図１４を参照してチャネルそれぞれが電力遅延プロフィールが一定しない場合、副搬送波間の相関性を説明する。
前記図１４は、本発明の実施形態に従う０、５２、２０４番目副搬送波に対する副搬送波間の相関性を示している図である。

前記図１４を参照すると、チャネルそれぞれが電力遅延プロフィールが一定しないので、最小の相関性を有する点が中央の副搬送波ではないことが分かる。これは、上述したように、チャネルそれぞれの電力遅延プロフィールが一定しないからであり、０番目副搬送波と最小の相関性を有する副搬送波の位置の差が循環回転量ｄになるからである。そのため、前記該当副搬送波と最小の相関性を有する副搬送波の位置を、循環回転量ｄに設定して送信器側にフィードバック(feedback)伝送し、前記送信器側では前記受信した最小の相関を有する副搬送波の位置により設定された循環回転量ｄを有して、レプリカシンボルを循環回転させ時空間周波数ダイバーシティ過程を遂行するようになる。
すると、本発明の実施形態を添付された図を参照して詳細に説明すると、次のようである。

(１)．［時空間-周波数ブロック符号の符号化装置］
図３は、本発明の実施形態に従うＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの送信器構造を示している図である。
前記図３を参照すると、時空間−周波数ブロック符号は最大周波数ダイバーシティ利得と共に最大空間ダイバーシティを得るために時空間ブロック符号を利用する。そのため、二つの伝送アンテナを使用する時空間-周波数ブロック符号の符号化過程は、次のようである。

伝送しようとするデータ３１０が入力されると、前記入力されたデータ３１０は変調器３１２に提供され、Ｎ個の副搬送波だけバッファリングした一つのＯＦＤＭシンボルｓが出力される。前記変調器３１２から出力されるＯＦＤＭシンボルsは、下記＜式１９＞のように表現される。

時空間ブロック符号の適用前、最大周波数ダイバーシティを得るために、レプリカ発生器(Replica Generator)３１４を使用して二つのＯＦＤＭシンボルを発生させる。即ち、前記変調器３１２から出力される前記ＯＦＤＭシンボルｓは、前記レプリカ発生器３１４に入力され、前記レプリカ発生器３１４は、相異なる二つのＯＦＤＭシンボルを出力する。前記レプリカ発生器３１４から出力される二つのＯＦＤＭシンボルのうち、一つのＯＦＤＭシンボルは、元のＯＦＤＭシンボルsをそのままに使用し、残りの一つのＯＦＤＭシンボルは、前記＜式１７＞により循環回転量ｄを計算して前記＜式１８＞に代入することにより前記ＯＦＤＭシンボルsを循環回転させたものである。即ち、前記レプリカ発生器３１４で出力する二つのＯＦＤＭシンボルはＸ_１、Ｘ_２になり、前記Ｘ_１、Ｘ_２は次のように表現される。

ここで、前記循環回転量ｄを計算する過程を図７を参照して説明する。

前記図７は本発明の実施形態に従う送信器動作過程を示している図である。前記図７を参照すると、先ず、７１０段階で、前記送信器は前記ＯＦＤＭシンボルsに対する循環回転量ｄを計算した後、７１２段階に進行する。前記７１２段階で、前記送信器は前記ＯＦＤＭシンボルsを前記計算循環回転量ｄだけシンボルベクトル(symbol vector)を回転させレプリカを生成し、７１４段階に進行する。ここで、前記ＯＦＤＭシンボルsに対する循環回転量ｄを決定する７１０段階及び決定された循環回転量ｄを有して前記ＯＦＤＭシンボルsに対するレプリカを生成する７１２段階の具体的な動作過程及び構成を図５に提示した。一方、前記チャネルそれぞれに対する電力遅延プロフィールが一定しない場合には、前記循環回転量ｄを前記７１０段階で決定する方式とは相異なる方式に、即ち、最小相関度を有する副搬送波の位置を基準に決定し、その決定された循環回転量ｄを送信器にフィードバックさせるために前記循環回転量ｄを決定する循環回転量決定器５１６に貯蔵するようにする。そして、前記送信器のレプリカ発生器３１４で前記ＯＦＤＭｓは循環回転量ｄだけ循環回転されレプリカが生成される。

前記図５は、図３のレプリカ発生器３１４の詳細構成を示している図である。
前記図５を参照すると、前記変調器３１２から出力されるＯＦＤＭシンボルsはバッファ(buffer)５１２に入力され貯蔵される。一方、前記バッファ５１２に貯蔵されたＯＦＤＭシンボルｓは、前記レプリカ発生器３１４の一つの出力Ｘ_１として前記時空間ブロック符号符号化器３１６に提供される。一方、前記バッファ５１２に貯蔵されたＯＦＤＭシンボルsは、循環回転器５１４に提供される。前記循環回転器５１４は、循環回転量決定器５１６により決定された循環回転量ｄにより前記ＯＦＤＭシンボルsを循環回転させ、前記レプリカ発生器３１４の二番目出力Ｘ_２を前記時空間ブロック符号符号化器３１６に提供する。前記図５では、前記循環回転量決定器５１６により決定された循環回転量ｄをカウンタ(counter)５１８に提供し、前記カウンタ５１８により前記循環回転量ｄだけがカウントされるようにする構成を提案している。しかし、前記カウンタ５１８は必須構成とは言えない。即ち、前記循環回転量決定器５１６により決定された循環回転量ｄが前記循環回転器５１４に提供され前記バッファ５１２に貯蔵されているＯＦＤＭシンボルsを循環回転させ出力するように具現することが望ましい。

このように前記レプリカ発生器３１４を経て発生された二つのＯＦＤＭシンボルＸ_１とＸ_２は、前記時空間ブロック符号符号化器３１６に入力され、前記時空間ブロック符号符号化器３１６は、時空間ブロック符号による符号化を遂行する。前記時空間ブロック符号に符号化を遂行する過程は、前記図７の７１４段階で遂行される。前記レプリカ発生器３１４から出力される二つのＯＦＤＭシンボルＸ_１とＸ_２に時空間ブロック符号を適用すると、下記＜式２０＞のように前記二つのＯＦＤＭシンボルがマッピングされる。

前記＜式２０＞によりマッピングされた二つのＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭ方式を使用する送信器の通常的な構成を通じて各アンテナに提供される。即ち、前記時空間ブロック符号符号化器３１６から出力される二つのＯＦＤＭシンボルは、それぞれ第１逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform、以下、“ＩＦＦＴ”)３１８と第２ＩＦＴＴ器３２０に入力される。前記第１ＩＦＦＴ器３１８と第２ＩＦＦＴ器３２０それぞれは、前記時空間ブロック符号化器３１６から出力したＯＦＤＭシンボルをＩＦＦＴ処理した後、第１保護区間(guard interval)挿入器３２２と第２保護区間挿入器３２４に出力する。前記第１保護区間挿入器３２２は、前記第１ＩＦＦＴ器３１８の出力信号に保護区間を挿入して第１ＲＦ処理器３２６に出力し、前記第２保護区間挿入器３２４は、前記第２ＩＦＦＴ器３２０の出力信号に保護区間を挿入して第２ＲＦ処理器３２８に出力する。前記第１ＲＦ処理器３２６と第２ＲＦ処理器３２８はそれぞれ、前記第１保護区間挿入器３２２と第２保護区間挿入器３２４の出力信号をＲＦ処理して各アンテナ(ＡＮＴ１、ＡＮＴ２)を通じて無線チャネルに伝送する。

一方、前記図５では、チャネルそれぞれが一定の電力遅延プロフィールを有している場合、循環回転量ｄを決定してレプリカを生成するレプリカ発生器構造を説明した。しかし、上述したようにチャネルそれぞれが一定の電力遅延プロフィールを有しない場合には、前記図５で説明した方式で、循環回転量ｄは決定されない。そして、前記チャネルそれぞれが一定の電力遅延プロフィールを有しない場合、循環回転量ｄをフィードバックする構造を図１２を参照して説明する。

前記図１２は、本発明の実施形態に従うＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの受信器で推定された伝送チャネルの最小相互相関度値を、送信器にフィードバックする構造を概略的に示した図である。
前記図１２を参照すると、送信器１１１０がＯＦＤＭシンボルsに対して元本とレプリカ二つのＯＦＤＭシンボルを二つのアンテナを通じて伝送すると、受信器１１５０は、前記二つのアンテナを通じて前記送信器１１１０で伝送した二つのＯＦＤＭシンボルを受信する。前記受信した二つのＯＦＤＭシンボルは、伝送チャネル相関度検出器１１５１に入力され、前記伝送チャネル相関度検出器１１５１は、前記受信した二つのＯＦＤＭシンボルを有して伝送チャネルに対する副搬送波間相関度を検出する。ここで、前記検出副搬送波間の相関度は、循環回転量決定器１１５３に入力され、前記循環回転量決定器１１５３は、伝送チャネル間の０番目副搬送波と相互相関度が最小値である副搬送波位置を循環回転量ｄに決定する。前記循環回転量決定器１１５３は、前記決定循環回転量ｄを前記送信器１１１０にフィードバック(feedback)する。

ここで、前記図１２に示した受信器１１５０の動作過程を図１３を参照して説明する。
前記図１３は、本発明の実施形態に従うＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの送信器でフィードバックされた相互相関度に応じた循環回転量ｄを考慮して遂行する制御流れを示した図である。

前記図１３を参照すると、先ず、１２１０段階で前記送信器は受信器からフィードバックされた循環回転量ｄ、即ち、伝送チャネル間の０番目副搬送波と相互相関度が最小値である副搬送波位置に基づいて生成した循環回転量ｄを決定し、１２２０段階に進行する。前記１２２０段階で、前記送信器は前記決定した循環回転量ｄを有して入力されるＯＦＤＭシンボルのシンボルベクトルを循環回転してレプリカを生成した後、１２３０段階に進行する。前記１２３０段階で、前記送信器は、前記元のＯＦＤＭシンボルと生成されたレプリカを有して時空間ブロック符号化を遂行した後、１２４０段階に進行する。前記１２４０段階で、前記送信器は、前記時空間ブロック符号化された二つのＯＦＤＭシンボルをそれぞれ該当するアンテナのＩＦＦＴ器に出力し、終了する。ここで、前記送信器のそれぞれの動作に応じた構成部の動作も、前記図７で説明した構成部の動作と一致するが、循環回転量ｄが受信器からフィードバックされたことを使用するという点から差別化される。

（２) ［時空間-周波数ブロック符号の復号化装置］
図４は、本発明の実施形態に従うＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの受信器構造を示している図である。
前記図４の説明の前に、次のような点を注意すべきである。前記図４では、前記受信器が多数個のアンテナ、一例に２個のアンテナ、即ち第１アンテナ(ＡＮＴ１)と第２アンテナ(ＡＮＴ２)を設けており、前記第１アンテナ(ＡＮＴ１)を通じて受信された信号をＲＦ処理する第１ＲＦ処理器４１０と、前記第２アンテナ(ＡＮＴ２)を通じて受信された信号をＲＦ処理する第２ＲＦ処理器４１２とを設けている。また、前記受信器は、前記第１ＲＦ処理器４１０の出力信号から保護区間を除去する第１保護区間除去器４１４と、前記第２ＲＦ処理器４１２の出力信号から保護区間を除去する第２保護区間除去器４１６とを設けており、前記第１保護区間除去器４１４の出力信号をＦＦＴ処理する第１ＦＦＴ器４１８と、前記第２保護区間除去器４１６の出力信号をＦＦＴ処理する第２ＦＦＴ器４２０とを設けている。しかし、前記受信器は、一つのアンテナのみを設けて本発明に応じた受信動作を遂行することができ、また多数個のアンテナを設けて本発明に応じた受信動作を遂行することもできる。即ち、前記図４に示されている第１アンテナ(ＡＮＴ１)と、第１ＲＦ処理器４１４と、第１ＦＦＴ器４１８は前記受信器が１個のアンテナを設けている場合の構造に該当し、前記第１アンテナ(ＡＮＴ１)と、第１ＲＦ処理器４１４と、第１ＦＦＴ器４１８だけではなく、第２アンテナ(ＡＮＴ２)と、第２ＲＦ処理器４１６と、第２ＦＦＴ器４２０を共に設けている場合には前記受信器が２個のアンテナを設けている場合の構造に該当する。

前記図４を参照すると、Ｎ個の副搬送波を有するＯＦＤＭ方式の移動通信システムの受信器でＦＦＴ器４１８、４２０それぞれを経た信号は、下記＜式２１＞のように行列式で表現することができる。

前記＜式２１＞で、ｒはＮｘ１受信シンボルベクトル、ＸはＮｘ１伝送シンボルベクトル、ｎはＮｘ１雑音ベクトルを示し、Ｈはチャネルの周波数応答を示すＮｘＮ対角行列である。

１）．［受信アンテナが１個である場合］
ＯＦＤＭ方式の移動通信システムで多重経路フェーディングチャネルを経てもＦＦＴ器４１８、４２０を経た受信信号は、前記＜式２１＞によりチャネルの周波数応答と伝送信号との単純な積の形態で示される。そのため、時空間-周波数ブロック符号化された信号は＜式２２＞のように表現することができる。

前記＜式２２＞で、上付きの添え字で表現された“^＊”は各行列成分を複素共役(complex conjugate)させる演算子である。Ｈ_１、Ｈ_２は各送信アンテナと受信アンテナ間に該当するチャネルの周波数応答の各行列であり、Ｘ_１、Ｘ_２はそれぞれ伝送シンボルベクトルである。
一方、前記ＦＦＴ器４１８、４２０から出力される受信信号は、図６のコントローラ(controller)６０１に提供され、前記受信信号は多重経路チャネル別に区分され該当バッファ６０３、６０５それぞれに入力される。前記バッファ６０３、６０５は、時間軸上で区分される受信信号を貯蔵し、所定単位の受信信号が貯蔵されると、これを時空間ブロック符号符号化器４２２に出力する。前記バッファ６０３、６０５から出力される受信信号は、ｒ_１、ｒ_２により区分されている。前記受信信号を区分するインデックス、即ち、ｒ_１、ｒ_２で下付きの添え字に表示した数字は時間インデックスに該当する。一方、前記ｒ_１と前記ｒ_２は時空間ブロック符号の使用により送信器で区分されているＸ_１とＸ_２が混合された信号である。

従って、時空間ブロック符号復号化器４２２により図８の８１６段階を遂行することにより復号化された信号は、時空間ブロック符号の直交性によりチャネル行列

のエルミート(hermitian)をかけて下記＜式２３＞のように得られる。

前記＜式２３＞で復号されたシンボルベクトル

循環回転させ発生させたものであるので、図６の逆循環回転器６１２は前記図８の８１８段階で前記

を前記送信器で遂行された循環回転の逆動作として前記循環回転量ｄだけ逆循環回転させる。前記逆循環回転のためには逆循環回転する逆循環回転量ｄが要求される。前記逆循環回転量ｄは、循環回転量決定器６１６により決定される。前記逆循環回転量ｄは、前記図８の８１０段階で遂行される。前記逆循環回転させ発生されたシンボル

の各副搬送波は下記＜式２４＞のように示される。

そのため、前記＜式２３＞により雑音成分を除外した前記

は、逆循環回転により下記＜式２５＞のように実際伝送されたＯＦＤＭシンボルsに表現することができる。

が同一の伝送シンボルベクトルsを含んでいるので、前記二つのベクトルを加えたシンボルベクトル

のｋ番目副搬送波は、下記＜式２６＞のように表現される。

ここで、０≦ｋ≦Ｎ−１である。

は、前記図６の加算器６１４により加算され、前記加算過程は前記図８の８２０段階で遂行される。

一般的に多重アンテナを使用する移動通信システムで、各アンテナ間のチャネルは互いに独立している。そのため、Ｈ_１とＨ_２は互いに独立していある。従って、前記＜式２６＞でＨ_１(ｋ)とＨ_２(ｋ)は互いに独立しており、H₁((k+d)modNとH₂((k+d)modNも互いに独立している。また、前記＜式１７＞で、循環回転量ｄ値は各副搬送波間チャネルが互いに独立であるように決定されたので、Ｈ_１(ｋ)とH₁((k+d)modNも互いに独立している。そして、Ｈ_２(ｋ)とH₂((k+d)modNも互いに独立している。そのため、前記＜式２６＞で伝送信号ｓ(ｋ)は、２次の空間ダイバーシティ利得と２次の周波数ダイバーシティ利得、全体４次のダイバーシティ利得を得ることを示す。

従って、二つの送信アンテナのみで、４個の送信アンテナを使用した時空間ブロック符号を適用したＯＦＤＭ方式の移動通信システムと同一の性能を発揮するようになる。このように時空間ブロック符号復号化器４２２により時空間-周波数ブロック符号の復号化が遂行された後、周波数ダイバーシティ結合器４２４の出力信号は、前記図８の８２２段階で復調器４２６の入力に提供され復調化過程が遂行される。前記復調器４２６による復調過程は、下記＜式２７＞により遂行されることができる。

前記＜式２７＞により出力データ

が決定される。

２）［受信アンテナがＮ_Ｒ個である場合］
時空間ブロック符号の場合と同様に、各受信アンテナごとに受信信号を時空間ブロック符号の復号化方法に復号化した後、各アンテナごとに復号化された信号をあわせる。これは下記＜式２８＞のように表現することができる。

前記＜式２８＞で、Ｈ_１ｍとＨ_２ｍは、それぞれ一番目アンテナとｍ番目アンテナ間のチャネルの周波数応答と、二番目アンテナとｍ番目アンテナ間のチャネルの周波数応答を示す。そのため、前記＜式２８＞で時空間ブロック符号により符号化された信号は、前記＜式２３＞の式がＮ_Ｒ個だけ加算された形態に得られる。各受信アンテナ間のチャネルが互いに独立しているので、空間ダイバーシティ利得は２Ｎ_Ｒになる。

次に、前述した受信アンテナが１個である場合と同様な過程で、周波数ダイバーシティが結合される。従って、受信アンテナがＮ_Ｒ個である場合、二つの伝送アンテナを使用する時空間-周波数ブロック符号は２ｘ２Ｎ_Ｒのダイバーシティ利得を得る。
前記受信アンテナがＮ_Ｒ個である場合、本発明の実施形態に従う受信器の構成は、図１１に示したようである。

前記図１１は、本発明の実施形態に従うＮ_Ｒ個の受信アンテナに対する復号化を遂行する受信器構造を示した図である。
前記図１１を参照すると、コントローラ１１０１は、前記図４に示されているＦＦＴ器４１８、４２０から提供される時空間ブロック符号により符号化されたシンボルを多重経路チャネル別及び受信時間軸により区分し、前記区分されたシンボル別に該当バッファに分配する。前記コントローラ１１０１から分配されたシンボルは、該当バッファに提供され、各バッファは所定大きさのシンボルが貯蔵されると、これを該当時空間ブロック符号復号器に提供する。この時、前記バッファから出力されるシンボルは、ｒ_１１、ｒ_２１、…、ｒ_１ｍ、ｒ_２ｍに区分される。前記シンボルの表示で下付きの添え字の前の数字は、時間インデックスに該当し、後の数字は多重経路チャネルを指定するインデックスである。一方、前記時空間ブロック符号復号器は、前記受信アンテナの個数であるＭ_Ｒと同一の個数に設けられる。前記複数個の時空間ブロック符号復号器１１０３から出力される変調シンボルは、複素合算器１１０４に提供され、一つの変調シンボルに合算され出力される。前記複素合算器１１０４により出力される変調シンボルを処理する以後の動作は、受信アンテナが一つである場合と同一の過程により処理される。

通常的な直交周波数分割多重化方式を使用する移動通信システムの送信器構造を示した図である。通常的な直交周波数分割多重化方式を使用する移動通信システムの受信器構造を示した図である。本発明の実施形態に従う直交周波数分割多重化方式の移動通信システムの送信器構造を示している図である。本発明の実施形態に従う直交周波数分割多重化方式の移動通信システムの受信器構造を示している図である。図３のレプリカ発生器の詳細構成を示している図である。図４の周波数ダイバーシティ結合器の詳細構成を示している図である。本発明の実施形態に従う送信器で遂行する制御流れを示している図である。本発明の実施形態に従う受信器で遂行される制御流れを示している図である。本発明の実施形態に従う０番目副搬送波に対する副搬送波間の相関性を示している図である。本発明の実施形態に従う最大周波数ダイバーシティを得ることができるレプリカの例を示している図である。本発明の実施形態に従うＮ_Ｒ個の受信アンテナに対する復号化を遂行する受信器構造を示した図である本発明の実施形態に従う直交周波数分割多重化方式の移動通信システムの受信器で推定された伝送チャネルの最小相互相関度に応じた循環回転量を送信器にフィードバックする構造を概略的に示した図である。本発明の実施形態に従う直交周波数分割多重化方式の移動通信システムの送信器でフィードバックされた相互相関度に応じた循環回転量を考慮して遂行する制御流れを示した図である。本発明の実施形態に従う０、５２、２０４番目副搬送波に対する副搬送波間の相関性を示している図である。

符号の説明

３１０…入力データ
３１２…変調器
３１４…レプリカ発生器
３１６，４２２…時空間ブロック符号符号化器
３１８，４１８…第１ＩＦＦＴ器
３２０，４２０…第２ＩＦＦＴ器
３２２…第１保護区間挿入器
３２４…第２保護区間挿入器
３２６，４１０…第１ＲＦ処理器
３２８，４１２…第２ＲＦ処理器
４１４…第１保護区間除去器
４１６…第２保護区間除去器
４２４…周波数ダイバーシティ結合器
４２６…復調器

Claims

一定の大きさで入力されるデータを直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)シンボルに変調し、前記ＯＦＤＭシンボルを、相異なる少なくとも二つのアンテナを通じて伝送する移動通信システムの送信装置において、
前記入力データを循環回転させレプリカデータを発生するレプリカ発生器と、
前記入力データとレプリカデータを時空間ブロック符号化して、第１アンテナ信号と第２アンテナ信号を発生する符号化器と、
前記第１アンテナ信号を逆高速フーリエ変換して、第１ＯＦＤＭシンボルを発生する第１逆高速フーリエ変換器と、
前記第２アンテナ信号を逆高速フーリエ変換して、第２ＯＦＤＭシンボルを発生する第２逆高速フーリエ変換器と、
前記第１ＯＦＤＭシンボルを伝送する第１アンテナと、
前記第２ＯＦＤＭシンボルを伝送する第２アンテナとを含むことを特徴とする前記装置。
前記レプリカ発生器は、前記入力データを予め設定されている設定循環回転量だけ循環回転する循環回転器を含むことを特徴とする請求項１記載の前記装置。
前記レプリカ発生器は、
前記入力データをバッファリングするバッファと、
前記循環回転量を決定する循環回転量決定器と、
前記決定された循環回転量をカウントするカウンタとをさらに含むことを特徴とする請求項２記載の前記装置。
前記循環回転量決定器は、下記式により循環回転量を決定することを特徴とする請求項３記載の前記装置。

前記式で、ｄは循環回転量であり、Ｎは前記ＯＦＤＭシンボルの全体副搬送波の個数であり、Ｌは多重経路数である。
前記レプリカ発生器は、前記入力データを受信器からフィードバックされる循環回転量だけ循環回転する循環回転器を含むことを特徴とする請求項１記載の前記装置。
前記レプリカ発生器は、
前記入力データをバッファリングするバッファと、
前記循環回転量を決定する循環回転量決定器と、
前記決定された循環回転量をカウントするカウンタとをさらに含むことを特徴とする請求項５記載の前記装置。
前記循環回転量決定器は、前記フィードバックされた循環回転量を循環回転量に決定し、前記フィードバックされた循環回転量は、前記受信器で前記ＯＦＤＭシンボルの副搬送波のうち、一番目副搬送波と最小相互相関度を有する副搬送波の位置値を基準に決定されることを特徴とする請求項６記載の前記装置。
一定大きさに入力されるデータを直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)シンボルに変調し、前記ＯＦＤＭシンボルを相異なる少なくとも二つのアンテナを通じて伝送する移動通信システムの送信方法において、
前記入力データを循環回転させレプリカデータを発生する過程と、
前記入力データとレプリカデータを時空間ブロック符号化して、第１アンテナ信号と第２アンテナ信号を発生する過程と、
前記第１アンテナ信号を逆高速フーリエ変換して、第１ＯＦＤＭシンボルを発生し、前記第１ＯＦＤＭシンボルを第１アンテナを通じて伝送する過程と、
前記第２アンテナ信号を逆高速フーリエ変換して、第２ＯＦＤＭシンボルを発生し、前記第２ＯＦＤＭシンボルを第２アンテナを通じて伝送する過程とを含むことを特徴とする前記方法。
前記レプリカデータを発生する過程は、前記入力データを予め設定されている設定循環回転量だけ循環回転することであることを特徴とする請求項８記載の前記方法。
前記循環回転量は、下記式により決定されることを特徴とする請求項９記載の前記方法。

前記式で、ｄは循環回転量であり、Ｎは前記ＯＦＤＭシンボルの全体副搬送波の個数であり、Ｌは多重経路数である。
前記レプリカデータを発生する過程は、前記入力データを受信器からフィードバックされる循環回転量だけ循環回転することであることを特徴とする請求項８記載の前記方法。
前記フィードバックされた循環回転量は、前記受信器で前記ＯＦＤＭシンボルの副搬送波のうち、一番目副搬送波と最小相互相関度を有する副搬送波の位置値を基準に決定されることを特徴とする請求項１１記載の前記方法。
一定の大きさで入力されるデータを直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)シンボルに変調し、前記ＯＦＤＭシンボルを、相異なる少なくとも二つの送信アンテナを通じて伝送する移動通信システムで、前記送信アンテナを通じて伝送された信号を受信する受信装置において、
前記送信アンテナを通じて伝送された信号を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナで受信した信号を高速フーリエ変換してＯＦＤＭシンボルを発生する高速フーリエ変換器と、
前記ＯＦＤＭシンボルを時空間ブロック復号化して、第１送信アンテナ信号と第２送信アンテナ信号を発生する復号化器と、
前記第１送信アンテナ信号を逆循環回転し、前記逆循環回転された信号と前記第２送信アンテナ信号を加算して、前記入力データを復調する周波数ダイバーシティ結合器とを含むことを特徴とする前記装置。
前記周波数ダイバーシティ結合器は、前記第１送信アンテナ信号を予め設定されている設定循環回転量だけ逆循環回転する逆循環回転器を含むことを特徴とする請求項１３記載の前記装置。
前記周波数ダイバーシティ結合器は、
前記循環回転量を決定する循環回転量決定器と、
前記決定された循環回転量をカウントするカウンタとをさらに含むことを特徴とする請求項１４記載の前記装置。
前記循環回転量決定器は、下記式により循環回転量を決定することを特徴とする請求項１４記載の前記装置。

前記式で、ｄは循環回転量であり、Ｎは前記ＯＦＤＭシンボルの全体副搬送波の個数であり、Ｌは多重経路数である。
前記循環回転量決定器は、前記第１送信アンテナ信号を前記第１ＯＦＤＭシンボルと第２ＯＦＤＭシンボルの副搬送波のうち、一番目副搬送波と最小相互相関度を有する副搬送波位置値を基準に循環回転量を決定することを特徴とする請求項１４記載の前記装置。
前記循環回転量決定器は、前記決定された循環回転量を送信器にフィードバックすることを特徴とする請求項１７記載の前記装置。
一定の大きさで入力されるデータを直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)シンボルに変調し、前記ＯＦＤＭシンボルを、相異なる少なくとも二つの送信アンテナを通じて伝送する移動通信システムで、前記送信アンテナを通じて伝送された信号を受信する受信方法において、
前記送信アンテナを通じて伝送された信号を受信アンテナを通じて受信する過程と、
前記受信アンテナを通じて受信した信号を高速フーリエ変換して、ＯＦＤＭシンボルを発生する過程と、
前記ＯＦＤＭシンボルを時空間ブロック復号化して、第１送信アンテナ信号と第２送信アンテナ信号を発生する過程と、
前記第１送信アンテナ信号を逆循環回転し、前記逆循環回転された信号と前記第２送信アンテナ信号を加算して前記入力データを復調する過程とを含むことを特徴とする前記方法。
前記第１送信アンテナ信号を逆循環回転する過程は、前記第１送信アンテナ信号を予め設定されている設定循環回転量だけ逆循環回転することであることを特徴とする請求項１９記載の前記方法。
前記循環回転量は下記式により決定されることを特徴とする請求項２０記載の前記方法。

前記式で、ｄは循環回転量であり、Ｎは前記ＯＦＤＭシンボルの全体副搬送波の個数であり、Ｌは多重経路数である。
前記第１送信アンテナ信号を逆循環回転する過程は、前記第１送信アンテナ信号を前記第１ＯＦＤＭシンボルと第２ＯＦＤＭシンボルの副搬送波のうち、一番目副搬送波と最小相互相関度を有する副搬送波位置値を基準に決定された循環回転量だけ逆循環回転することであることを特徴とする請求項１９記載の前記方法。
前記決定された循環回転量を送信器に伝送する過程をさらに含むことを特徴とする請求項２２記載の前記方法。