KR100694429B1 - Ｄｃ-ｄｃ 변환기 - Google Patents

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KR100694429B1
KR100694429B1 KR1020067003626A KR20067003626A KR100694429B1 KR 100694429 B1 KR100694429 B1 KR 100694429B1 KR 1020067003626 A KR1020067003626 A KR 1020067003626A KR 20067003626 A KR20067003626 A KR 20067003626A KR 100694429 B1 KR100694429 B1 KR 100694429B1
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유키나리 후쿠모토
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산켄덴키 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명의 DC-DC 컨버터는 직류입력단자(4, 5) 사이에 트랜스포머(6)를 통해 접속된 스위치(7), 트랜스포머(6)에 접속된 제 1 및 제 2 정류평활회로(9, 10), 일정한 출력전압을 얻기 위한 제어펄스를 형성하기 위한 스위치 제어펄스 발생회로(18), 경부하시에 스위치(7)의 온·오프를 간헐적으로 정지하기 위한 지령을 발생하는 간헐지령 발생회로(19), 및 제어전원전압(Vcc)을 감시하기 위한 제어전원전압 판정회로(20)를 갖는다. 간헐지령 발생회로(19)는 제어전원전압(Vcc)이 소정값까지 저하되었을 때에 간헐동작의 주기를 짧게 하도록 동작한다. 이에 따라, 경부하시에 제어전원전압이 비정상적으로 저하함에 따라 스위치 제어회로가 정지하는 것이 방지된다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 변환기{DC-DC CONVERTER}
본 발명은 경부하(輕負荷)시에 간헐모드로 스위치를 제어하는 기능을 지닌 DC-DC 변환기에 관한 것이다.
대표적인 DC-DC 변환기, 즉 DC-DC 컨버터는 커플 직류전원단자 사이에 트랜스포머의 1차 코일을 통해 접속된 스위치와, 상기 스위치를 온·오프 제어하는 제어회로와, 트랜스포머의 2차 코일과 부하의 사이에 접속된 제 1 정류평활회로와, 트랜스포머의 3차 코일과 제어회로의 전원단자와의 사이에 접속된 제 2 정류평활회로로 이루어진다.
상술한 바와 같은 DC-DC 컨버터에서 경부하시의 효율을 향상시키기 위해, 경부하시에 스위치를 간헐적으로 온·오프 제어하는 방식이 알려져 있다. 이러한 간헐적 온·오프 제어방식은, 스위치의 제어펄스의 공급을 정지하는 기간(Toff)을 간헐적으로 배치하여, 결과적으로 스위치에 대한 제어펄스의 공급기간(Ton)을 간헐적으로 배치하는 기술이다. 이와 같이 스위치를 간헐적으로 구동하면, 단위시간당 스위치의 온·오프 횟수, 즉 스위칭 횟수가 연속적으로 온·오프 제어되는 스위칭 횟수에 비해 대폭 적어져, 단위시간당 스위칭 손실이 저감되고 경부하시의 DC-DC 컨버터의 효율이 향상된다.
그러나, 스위치를 간헐적으로 구동하면, 부하에 전력을 공급하기 위한 제 1 정류평활회로의 평활콘덴서의 전압이 스위치의 온·오프 구동기간에 상승되고, 스위치의 온·오프 구동의 정지기간에 서서히 저하된다. 이와 동시에, 트랜스포머에 접속된 제어전원용의 제 2 정류평활회로로부터 얻어지는 스위치 제어회로의 전원전압도 저하된다. 그런데, 부하가 매우 가벼워진 경우에는 부하가 접속되어 있는 제 1 정류평활회로의 평활콘덴서의 전압이 저하되는 속도가 느려진다. 이에 반해, 스위치 제어회로의 소비전력은 부하의 변화에 따라 거의 변화되지 않으므로, 간헐모드기간 중의 스위치의 구동정지기간에 제어전원용의 제 2 정류평활회로의 평활콘덴서의 전압이 크게 저하된다. 따라서, 스위치 제어회로의 전원전압이 허용최저전압보다 낮아지면, 스위치 제어회로에 의한 스위치의 온·오프 제어가 불가능해지며, 또한 스위치 제어회로의 동작이 정지된다. 스위치 제어회로의 동작이 일단 정지되면, 일반적으로는 수 100ms의 재기동시간이 경과되고서 다시 동작상태가 된다. 재기동시간 중에는 평활콘덴서에 대한 충전이 이루어지지 않기 때문에, 그 전압은 더욱 저하되어 부하에 원하는 전력을 공급하기가 불가능해지거나 또는 어려워진다.
이러한 문제점을 해결하기 위해, 스위치 제어회로의 전원을 위한 트랜스포머의 3차 코일의 감김 수를 늘리고, 평활콘덴서를 크게 하는 방법이 고려된다. 그러나, 제어전원을 크게 하면, 여기서의 손실이 커져 DC-DC 컨버터의 종합적인 효율이 저하된다. 다른 방법으로는 간헐적 동작에 있어서의 정지기간(Toff)을 짧게 설정하는 방법이 고려된다. 그러나, 정지기간(Toff)을 짧게 하면, 단위시간당 스위칭 횟수의 저감 효율이 적어져 효율을 충분히 향상시킬 수가 없다.
상기 문제를 해결하기 위한 다른 방법으로서, 간헐모드기간 중에 제어전원의 전압이 크게 저하되었을 때에 간헐동작기간 중의 정지기간(Toff)을 무효로 하는 기술이 일본특허공개공보 제2003-33018호(이하, ‘특허문헌 1’이라 함)에 개시된 바 있다. 그러나, 이러한 방법에서는 간헐모드임에도 불구하고 연속모드 동작으로 이행하기 때문에, 스위칭 손실이 연속모드와 동일하게 발생된다.
[특허문헌 1] 일본 특허공개공보 제2003-33018호
본 발명의 과제는, 부하가 가벼워졌을 때에 계속적인 안정된 동작과 전력 손실의 저감을 모두 용이하게 달성하는데 있다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명은, 커플 직류입력단자와, 트랜스포머와, 상기 커플 직류입력단자 사이에 상기 트랜스포머를 통해 접속된 적어도 하나의 스위치와, 상기 스위치의 제어단자에 접속된 스위치 제어회로와, 상기 트랜스포머와 부하의 사이에 접속된 제 1 정류평활회로와, 상기 트랜스포머와 상기 스위치 제어회로의 전원단자의 사이에 접속된 제 2 정류평활회로를 가진 DC-DC 변환기로서,
상기 스위치 제어회로가,
상기 제 1 정류평활회로의 직류출력전압을 나타내는 신호를 검출하여 상기 제 1 정류평활회로의 출력전압을 일정하게 제어하기 위한 전압귀환신호를 형성하는 전압귀환신호 형성회로와,
상기 제 2 정류평활회로로부터 상기 스위치 제어회로에 공급하는 제어전원전압이 소정값보다 낮은지의 여부를 판정하고, 상기 제어전원전압이 상기 소정값보다 낮지 않을 때에 제 1 신호를 출력하며, 상기 제어전원전압이 상기 소정값보다 낮을 때에 제 2 신호를 출력하는 제어전원전압 판정회로와,
상기 전압귀환신호 형성회로의 출력에 응답하여, 상기 제 1 정류평활회로의 출력전압을 일정하게 제어하기 위한 펄스를 형성하여 상기 스위치의 제어단자에 보내는 스위치 제어펄스 발생회로와,
참조전압을 발생하는 참조전압 발생회로와,
상기 전압귀환신호 형성회로에 접속된 한쪽의 입력단자와 상기 참조전압 발생회로에 접속된 다른 쪽의 입력단자와 상기 스위치의 온·오프 제어를 간헐적으로 정지시키기 위한 출력을 상기 스위치 제어펄스 발생회로에 공급하는 출력단자를 갖는 간헐제어용 비교기를 가지며,
상기 참조전압 발생회로는, 상기 제어전원전압 판정회로에 접속되어 있으며, 또한 상기 간헐제어용 비교기를 히스테리시스 동작시키기 위하여 하한참조전압과 이 하한참조전압보다 높은 상한참조전압을 선택적으로 발생시키는 것이며, 또한 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 2 신호가 얻어졌을 때에, 상기 하한참조전압과 상기 상한참조전압 사이의 전압차를 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 1 신호가 얻어지고 있을 때의 상기 하한참조전압과 상기 상한참조전압 사이의 전압차보다 작게 하는 수단을 가진 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기에 관한 것이다.
또, 청구항 2에 기재한 바와 같이, 상기 참조전압 발생회로는, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 1 신호가 얻어지고 있을 때의 상기 하한참조전압으로서 제 1 레벨의 참조전압을 발생하고, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 2 신호가 얻어지고 있을 때의 상기 하한참조전압으로서 제 1 레벨보다 높은 제 2 레벨의 참조전압을 발생하며, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 2 신호가 얻어지고 있을 때의 상기 상한참조전압으로서 제 2 레벨보다 높은 제 3 레벨의 참조전압을 발생하며, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 1 신호가 얻어지고 있을 때의 상기 상한참조전압으로서 제 3 레벨보다 높은 제 4 레벨의 참조전압을 발생하는 회로인 것이 바람직하다.
청구항 3에 기재한 바와 같이, 상기 참조전압 발생회로는, 상기 간헐제어용 비교기의 상기 다른 쪽의 입력단자와 공통단자의 사이에 접속된 제 1 스위치와 제 1 저항과 제 1 참조전압원의 직렬회로와, 상기 간헐제어용 비교기의 상기 다른 쪽의 입력단자와 공통단자의 사이에 접속된 제 2 스위치와 제 2 저항과 제 2 참조전압원의 직렬회로와, 상기 제 1 저항과 상기 제 1 참조전압원의 직렬회로에 대하여 병렬로 접속된 제 3 스위치와 제 3 저항의 직렬회로와, 상기 제 2 저항과 상기 제 2 참조전압원의 직렬회로에 대하여 병렬로 접속된 제 4 스위치와 제 4 저항의 직렬회로와, 상기 간헐제어용 비교기의 출력이 상기 스위치의 온·오프 제어를 나타내고 있을 때에 상기 제 1 스위치를 온으로 제어하는 수단과, 상기 간헐제어용 비교기의 출력이 상기 스위치의 온·오프 제어의 정지를 나타내고 있을 때에 상기 제 2 스위치를 온으로 제어하는 수단과, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 1 신호가 얻어지고 있을 때에 상기 제 3 스위치를 온으로 제어하는 수단과, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 2 신호가 얻어지고 있을 때에 상기 제 4 스위치를 온으로 제어하는 수단으로 이루어지는 것이 바람직하다.
청구항 4에 기재한 바와 같이, 상기 소정값은 상기 제 2 정류평활회로의 정격출력전압보다 낮으며, 상기 스위치 제어회로의 동작을 유지할 수 있는 허용최저전압 또는 그보다 높은 값인 것이 바람직하다.
청구항 5에 기재한 바와 같이, 상기 스위치 제어펄스 발생회로는,
상기 스위치의 온 기간에 동기하여 경사전압을 발생하는 경사전압 발생수단과,
상기 전압귀환신호 형성회로의 출력단자에 접속된 한쪽의 입력단자와 상기 경사전압 발생수단의 출력단자에 접속된 다른 쪽의 입력단자를 가지고 상기 경사전압 발생수단의 출력과 상기 전압귀환신호를 비교하는 귀환제어용 비교기와,
소정의 주기로 펄스를 발생하는 발진기와,
상기 발진기의 출력단자에 접속된 한쪽의 입력단자와 상기 간헐제어용 비교기의 출력단자에 접속된 다른 쪽의 입력단자를 가지며, 상기 간헐제어용 비교기의 출력이 상기 스위치를 온·오프하기 위한 펄스의 통과 금지를 나타내고 있을 때에 상기 발진기의 출력펄스의 통과를 금지하는 논리회로와,
상기 논리회로의 출력단자에 접속된 제 1 입력단자와 상기 귀환제어용 비교기의 출력단자에 접속된 제 2 입력단자를 가진 RS 플립플롭과,
상기 RS 플립플롭의 출력에 기초하여 상기 스위치를 구동하는 구동수단으로 이루어지는 것이 바람직하다.
청구항 6에 기재한 바와 같이, 상기 스위치 제어펄스 발생회로는,
상기 스위치의 온 기간에 동기하여 경사전압을 발생하는 경사전압 발생수단과,
상기 전압귀환신호 형성회로의 출력단자에 접속된 한쪽의 입력단자와 상기 경사전압 발생수단의 출력단자에 접속된 다른 쪽의 입력단자를 가지고 상기 경사전압 발생수단의 출력과 상기 전압귀환신호를 비교하는 귀환제어용 비교기와,
소정의 주기로 펄스를 발생하는 발진기와,
상기 발진기에 접속된 제 1 입력단자와 상기 귀환제어용 비교기에 접속된 제 2 입력단자를 가진 RS 플립플롭과,
상기 RS 플립플롭의 출력단자에 접속된 한쪽의 입력단자와 상기 간헐제어용 비교기의 출력단자에 접속된 다른 쪽의 입력단자를 가지며, 상기 간헐제어용 비교기의 출력이 상기 스위치를 온·오프하기 위한 펄스의 통과 금지를 나타내고 있을 때에 상기 RS 플립플롭의 출력펄스의 통과를 금지하는 논리회로와,
상기 논리회로의 출력에 기초하여 상기 스위치를 구동하는 구동수단으로 구성할 수 있다.
(발명의 효과)
본 발명에서는, 상기 간헐제어용 비교기를 히스테리시스 동작시키기 위하여 하한참조전압과 이 하한참조전압보다 높은 상한참조전압이 선택적으로 발생한다. 또한, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 2 신호가 얻어졌을 때에, 상기 하한참조전압과 상기 상한참조전압 사이의 전압차가 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 1 신호가 얻어지고 있을 때의 상기 하한참조전압과 상기 상한참조전압 사이의 전압차보다 작아진다. 따라서, 제어전원용의 제 2 정류평활회로의 출력전압이 소정값 이하가 되었을 때에 간헐동작의 주기가 짧아진다. 이에 따라, 제어전원의 전압이 정상값 또는 그 가까이로 복귀하여, 상기 스위치 제어회로의 동작을 유지할 수 있다. 또한, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 1 신호가 얻어지고 있을 때에도 간헐동작이 되기 때문에, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 1 신호가 얻어지고 있을 때에 연속동작시키는 종래의 방법에 비해, 단위시간당의 스위칭 회수를 저하시켜 DC-DC 변환기의 효율을 높일 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예 1에 따른 DC-DC 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 2는 도 1에 도시된 스위치 제어회로를 상세하게 나타낸 블록도이다.
도 3은 정격부하시의 도 1 및 도 2에 도시된 각 부의 상태를 나타낸 파형도이다.
도 4는 간헐동작 직전의 도 1 및 도 2에 도시된 각 부의 상태를 나타낸 파형도이다.
도 5는 3개의 스위치 제어모드에서의 도 2에 도시된 각 부의 상태를 나타낸 파형도이다.
도 6은 실시예 2의 DC-DC 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 7은 실시예 3의 간헐지령 발생회로를 나타낸 회로도이다.
도 8은 변형예에 따른 스위치 제어회로의 일부를 나타낸 회로도이다.
도 9는 도 7에 도시된 각 부의 상태를 나타낸 파형도이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
1 : DC-DC 변환회로 2 : 스위치 제어회로
6 : 트랜스포머 7 : 스위치
9, 10 : 제 1 및 제 2 정류평활회로 18 : 스위치 제어펄스 형성회로
19 : 간헐지령 발생회로 20 : 제어전원전압 판정회로
다음으로, 도 1 내지 도 9를 참조하여 본 발명의 실시형태를 설명한다.
(실시예 1)
도 1에 도시된 실시예 1에 따른 플라이백형(flyback-type) DC-DC 변환기는, 크게 나누어 DC-DC 변환회로(1)와 스위치 제어회로(2)로 이루어진다.
DC-DC 변환회로(1)는, 직류전원(3)에 접속된 커플 직류전원단자(4, 5)와, 트랜스포머(6)와, 스위치(7)와, 전류검출저항(8)과, 제 1 및 제 2 정류평활회로(9, 10)와, 커플 직류출력단자(11, 12)와, 기동저항(13)을 갖는다.
직류전원(3)은 정류평활회로 또는 축전지로 이루어지며, 커플 직류전원단자(4, 5)에 소정의 직류전압을 공급한다. 트랜스포머(6)는 코어(14)에 감기며, 서로 전자(電磁)결합된 1차, 2차 및 3차 코일(N1, N2, N3)을 갖는다. 스위치(7)는 전계효과 트랜지스터와 같은 제어가능한 반도체 스위치로서, 1차 코일(N1)을 통해 직류입력수단으로서의 커플 직류전원단자(4, 5) 사이에 접속되어 있다. 경사전압 발생수단 및 전류검출기로서의 전류검출저항(8)은 스위치(7)와 접지측 직류전원단자(5) 의 사이에 접속되어 있다. 상기 전류검출저항(8)의 양 단자사이에 1차 코일(N1) 및 스위치(7)를 흐르는 전류에 비례한 전압으로 이루어진 톱니파형상의 전류검출신호(Vi)가 얻어진다. 제 1 정류평활회로(9)는 트랜스포머(6)의 2차 코일(N2)에 접속되어 있다. 상기 제 1 정류평활회로(9)는 제 1 다이오드(D1)와 제 1 평활콘덴서(C1)로 이루어진다. 제 1 평활콘덴서(C1)는 제 1 다이오드(D1)를 통해 2차 코일(N2)에 병렬로 접속되어 있는 동시에 커플 직류출력단자(11, 12)에 접속되어 있다. 커플 직류출력단자(11, 12) 사이에는 통상적인 부하상태와 경부하상태를 취할 수 있는 부하(15)가 접속되어 있다.
제 2 정류평활회로(10)는 제 2 다이오드(D2)와 제 2 평활콘덴서(C2)로 이루어진다. 제 2 평활콘덴서(C2)는 제 2 다이오드(D2)를 통해 트랜스포머(6)의 3차 코일(N3)에 병렬로 접속되어 있다. 제 2 평활콘덴서(C2)의 일단은 기동저항(13)을 통해 한쪽의 직류전원단자(4)에 접속되어 있는 동시에 스위치 제어회로(2)의 플러스측 전원단자(16a)에 접속되어 있다. 제 2 평활콘덴서(C2)의 타단 및 스위치 제어회로(2)의 접지단자(16b)는 접지측 직류입력단자(5)에 접속되어 있다.
스위치 제어회로(2)는 부하(15)가 소정값보다 클 때에 스위치(7)를 연속적으로 온·오프 제어하는 제 1 기능과, 부하(15)가 상기 소정값보다 작을 때에 스위치(7)의 온·오프 제어를 간헐적으로 정지시키는 제 2 기능과, 제 2 정류평활회로(10)의 출력전압이 소정 전압값보다 낮은지의 여부를 판정하여, 제 2 정류평활회로(10)의 출력전압이 소정 전압값보다 낮음을 나타내는 판정결과에 응답하여, 상기 제 2 기능에 따른 스위치(7)의 온·오프 제어를 간헐적으로 정지시키는 주기를 변 경하는 제 3 기능을 가지며, 크게 나누어 출력전압 검출회로(17)와, 스위치 제어펄스 발생회로(18)와, 간헐지령 발생회로(19)와, 제어전원전압 판정회로(20)로 이루어진다.
출력전압 검출회로(17)는 라인(21, 22)에 의해 커플 직류출력단자(11, 12)에 접속되어 있다. 이에 대한 상세한 설명은 추후에 하도록 한다.
스위치 제어펄스 발생회로(18)는 출력전압 검출회로(17)에 광결합되며 전류검출저항(8)에 라인(23)에 의해 접속되고 라인(24)에 의해 스위치(7)의 제어단자에 접속되며, 스위치(7)를 온·오프 제어하기 위한 스위치 제어펄스를 형성한다. 또, 도 1에서 전류검출저항(8)이 스위치 제어펄스 발생회로(18)의 외측에 도시되어 있으나, 전류검출저항(8)을 스위치 제어펄스 발생회로(18)의 일부로 생각할 수도 있다. 스위치 제어펄스 발생회로(18)의 상세한 설명은 후술한다.
간헐지령 발생회로(19)는 라인(25, 28)에 의해 스위치 제어펄스 발생회로(18)에 접속되며, 스위치 제어펄스 발생회로(18)내에 포함되어 있는 직류출력전압의 크기 정보를 포함하는 전압귀환신호(Vf)에 기초하여 부하(15)가 경부하인지의 여부를 판정하고, 경부하일때 스위치 제어펄스를 간헐적으로 발생시키기 위한 간헐지령을 형성하여, 이것을 라인(28)에 의해 스위치 제어펄스 발생회로(18)에 보낸다.
제어전원전압 판정회로(20)는 라인(26)에 의해 제어전원단자(16a)에 접속되고, 라인(27)에 의해 간헐지령 발생회로(19)에 접속되며, 제어전원단자(16a)의 전압(Vcc)이 소정값보다 낮지 않을 때, 즉 소정값보다 높을 때에 제 1 신호를 출력하 고, 소정값보다 낮을 때에 제 2 신호를 출력하는 것이다. 이에 대한 상세한 설명은 후술한다.
다음으로, 스위치 제어회로(2)의 상세에 관하여 도 2의 회로도 및 도 4 내지 도 5의 파형도를 참조하여 설명한다.
또, 도 3은 정격부하, 즉 통상적인 부하상태일 때의 도 1 및 도 2에 도시된 각 부의 상태를 나타내고, 도 4는 간헐동작을 개시하기 직전의 도 1 및 도 2에 도시된 각 부의 상태를 나타내며, 도 5는 정상부하시, 간헐동작시 및 간헐동작 주기 변경시의 도 1 및 도 2에 도시된 각 부의 상태를 나타낸다.
출력전압 검출회로(17)는, 커플 출력전압 검출라인(21, 22) 사이에 접속된 제 1 및 제 2 분압용 저항(29, 30)의 직렬회로와, 제 1 및 제 2 분압용 저항(29, 30)의 상호 접속점에 접속된 베이스를 갖는 npn형의 트랜지스터(31)와, 상기 트랜지스터(31)의 이미터와 라인(22)의 사이에 접속된, 예컨대 제너 다이오드 등으로 이루어진 기준전압원(32)과, 라인(21)과 트랜지스터(31)의 컬렉터와의 사이에 전류제한저항(33)을 통해 접속된 발광소자로서 기능하는 발광 다이오드(34)로 이루어진다. 트랜지스터(31)는 오차증폭기로서 기능하며, 커플을 이루는 라인(21, 22)간의 직류출력전압을 분압하여 얻은 검출값과 기준전압원(32)의 기준전압과의 차에 대응하는 값을 갖는 전류를 발광 다이오드(34)로 흘린다. 따라서, 발광 다이오드(34)는 커플을 이루는 라인(21, 22)간의 직류출력전압에 비례하는 강도의 광출력 신호를 발생시킨다.
스위치 제어펄스 발생회로(18)는, 발진기(35)와 RS 플립플롭(36)과 AND 게이 트(37)와 구동회로(38)와 전압귀환신호 형성회로(39)와 제 1 비교기(40)로 이루어진다. 또, 이미 설명한 바와 같이, 전류검출저항(8)을 스위치 제어펄스 발생회로(18)에 포함시킬 수 있다.
발진기(35)는 도 3의 (B) 및 도 4의 (B)에 나타낸 바와 같이, 예컨대 20~100kHz의 고주파수의 클럭펄스를 발생시켜, 이를 AND 게이트(37)를 통해 RS 플립플롭(36)의 세트(SET)입력단자(S)에 공급한다.
RS 플립플롭(36)의 제 1 입력단자로서의 세트입력단자(S)는 AND 게이트(37)를 통해 발진기(35)에 접속되며, 제 2 입력단자로서의 리셋(RESET)입력단자(R)는 귀환제어용 비교기로서의 제 1 비교기(40)에 접속되어 있다. 따라서, RS 플립플롭(36)은 도 3의 (B)에 나타낸 발진기(35)로부터 공급된 클럭펄스에 응답하여 세트상태가 되고, 제 1 비교기(40)로부터 공급된 리셋신호에 응답하여 리셋상태가 되어, 도 3의 (C) 및 도 4의 (C)에 나타낸 방형파 펄스를 출력한다. 또, 도 5의 (A)에서는 발진기(35)의 출력펄스가 선으로 개략적으로 도시되어 있다.
제어펄스를 선택적으로 금지하기 위한 논리회로로서의 AND 게이트(37)는 발진기(35)에 접속된 제 1 입력단자와 간헐지령라인(28)에 접속된 제 2 입력단자를 가지며, 라인(28)의 신호상태에 따라 발진기(35)의 출력펄스열의 전송을 제어하여 도 5의 (B)에 도시된 t1보다 이전의 구간에 나타낸 연속적인 펄스열, 또는 도 5의 (B)에 도시된 t1~t6 구간에 나타낸 간헐적 펄스열, 도 5의 (B)에 도시된 t6~t7 구간에 나타낸 짧은 간헐주기의 펄스열로 이루어지는 출력(V37)을 송출한다. AND 게이트(37)의 출력단자는 RS 플립플롭(36)의 세트입력단자(S)에 접속되며, RS 플립플 롭(36)의 출력단자(Q)는 주지의 구동회로(38)와 라인(24)을 통해 도 1에 도시된 스위치(7)의 제어단자에 접속된다. 스위치(7)에 대한 제어펄스의 공급은 제어단자, 즉 게이트와 소스의 사이에 공급된다. 또, 도시를 간략화하기 위하여 구동회로(38)와 스위치(7)의 소스와의 접속은 생략되어 있다.
전압귀환신호 형성회로(39)는, 포토트랜지스터(41)와 저항(42)과 전원(43)으로 이루어진다. 포토트랜지스터(41)는 출력전압 검출회로(17)의 발광 다이오드(34)에 광결합되어 있다. 포토트랜지스터(41)의 컬렉터는 저항(42)을 통해 바이어스전원(43)의 일단에 접속되며, 포토트랜지스터(41)의 이미터는 바이어스전원(43)의 타단에 접속되어 있다. 포토트랜지스터(41)의 양 단자사이에는 직류출력단자(11, 12)간의 전압에 대해 반비례적인 관계를 갖는 전압귀환신호(Vf)가 얻어진다. 또, 출력전압 검출회로(17)를 전압귀환신호 형성회로(39)에 포함시킬 수 있다.
제 1 비교기(40)의 마이너스 입력단자는 저항(42)과 포토트랜지스터(41)의 접속점(P1)에 접속되고, 그 플러스 입력단자는 라인(23)에 의해 도 1의 경사전압 발생수단으로서 기능하는 전류검출저항(8)과 스위치(7)의 접속점에 접속되어 있다. 따라서, 도 3의 (E)에 나타낸 바와 같이, 제 1 비교기(40)는 라인(23)에 얻어지는 스위치(7)의 온에 동기한 경사전압으로 이루어진 전류검출신호(Vi)와 접속점(P1)의 전압귀환신호(Vf)를 비교하여, 전류검출신호(Vi)가 전압귀환신호(Vf)와 동일하거나 또는 이보다 높아졌을 때에 고레벨의 출력을 발생시키며, 이것이 RS 플립플롭(36)의 리셋신호가 된다. 따라서, RS 플립플롭(36)은 도 3의 (C) 및 도 4의 (C)에 나타낸 바와 같이, t1 시점에서 셋트된 다음에 t2 시점에서 리셋된다. 발진기(35)는 주기(Ts)를 가지고 클럭펄스를 반복적으로 발생시키기 때문에, t3 시점에서 다시 RS 플립플롭(36)은 셋트되어, t1~t3 기간과 동일한 동작이 반복된다.
직류출력전압은 부하(15)가 가벼워짐에 따라 높아진다. 이 때문에, 부하(15)가 정격부하, 즉 통상적인 부하상태로부터 이보다 가벼운 경부하 상태에 가까워짐에 따라 접속점(P1)의 전압귀환신호(Vf)가 낮아진다. 도 4의 (E)에 나타낸 바와 같이, 전압귀환신호(Vf)가 도 3의 (E)에 비해 낮아지면, 1차 코일(N1)의 인덕턴스 때문에 톱니파형상 또는 삼각파형상으로 변화되는 전류검출신호(Vi)가 도 3의 (E)에 비해 짧은 시간에 전압귀환신호(Vf)에 도달한다. 따라서, 부하(15)가 가벼워짐에 따라 RS 플립플롭(36)의 출력펄스의 폭이 좁아지고, 스위치(7)를 온·오프 제어하는 도 3의 (D) 및 도 4의 (D)에 도시된 제어펄스의 폭 및 듀티비(duty ratio)가 작아진다. 이로써, 직류출력전압이 상승하였을 때에는 이것을 낮추는 동작이 발생하여 직류출력전압이 안정화된다.
간헐지령 발생회로(19)는, 간헐제어용 비교기로서의 제 2 비교기(44)와 참조전압 발생회로(45)로 이루어진다. 제 2 비교기(44)의 플러스 입력단자는 라인(25)에 의해 접속점(P1)에 접속되고, 마이너스 입력단자는 참조전압 발생회로(45)에 접속되어 있다.
참조전압 발생회로(45)는 제 2 비교기(44)를 히스테리시스 동작시키기 위한참조전압(Vr)을 발생시키는 것으로서, 제 1 및 제 2 참조전압원(46, 47)과, 제 1 및 제 2 NOT 회로(48, 49)와, 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 스위치(S1, S2, S3, S4)와, 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 저항(R1, R2, R3, R4)으로 이루어진다. 즉, 상기 참조전압 발생회로(45)는, 제 2 비교기(44)의 마이너스 입력단자와 공통단자, 즉 접지단자(16b)와의 사이에 접속된 제 1 스위치(S1)와 제 1 저항(R1)과 제 1 참조전압원(46)의 직렬회로와, 제 2 비교기(44)의 마이너스 입력단자와 접지단자(16b)의 사이에 접속된 제 2 스위치(S2)와 제 2 저항(R2)과 제 2 참조전압원(47)의 직렬회로와, 제 1 저항(R1)과 제 1 참조전압원(46)의 직렬회로에 대해 병렬로 접속된 제 3 스위치(S3)와 제 3 저항(R3)의 직렬회로와, 제 2 저항(R2)과 제 2 참조전압원(47)의 직렬회로에 대해 병렬로 접속된 제 4 스위치(S4)와 제 4 저항(R4)의 직렬회로와, 제 2 비교기(44)의 출력이 스위치(7)의 온·오프 제어를 나타내고 있을 때에 제 1 스위치(S1)를 온으로 제어하기 위하여 제 2 비교기(44)의 출력단자를 제 1 스위치(S1)의 제어단자에 접속하는 수단과, 제 2 비교기(44)의 출력이 스위치(7)의 온·오프 제어의 정지를 나타내고 있을 때에 제 2 스위치(S2)를 온으로 제어하기 위하여 제 2 비교기(44)의 출력단자를 제 1 NOT 회로(48)를 통해 제 2 스위치(S2)의 제어단자에 접속하는 수단과, 제어전원전압 판정회로(20)로부터 제 1 신호(저레벨 신호)가 얻어지고 있을 때에 제 3 스위치(S3)를 온으로 제어하기 위하여 제어전원전압 판정회로(20)의 출력라인(27)을 제 2 NOT 회로(49)를 통해 제 3 스위치(S3)의 제어단자에 접속하는 수단과, 제어전원전압 판정회로(20)로부터 제 2 신호(고레벨 신호)가 얻어지고 있을 때에 제 4 스위치(S4)를 온으로 제어하기 위하여 제어전원전압 판정회로(20)의 출력라인(27)을 제 4 스위치(S4)의 제어단자에 접속하는 수단으로 이루어지며, 도 5의 (C)에 나타낸 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 레벨의 참조전압(V1, V2, V3, V4)을 선택적으로 송출한다. 또, 제 1 참조전압원(46)은 도 5의 (C)에 나타낸 제 2 레벨(V2)의 참조전압을 발생한다. 제 2 참조전압원(47)은 제 4 레벨(V4)의 참조전압을 발생한다.
본 발명에 따라 설치된 도 2의 제어전원전압 판정회로(20)는, 주지의 히스테리시스 특성을 갖는 제어전원전압 판정용 비교기로서의 제 3 비교기(51)와 기준전압원(52)으로 이루어진다. 제 3 비교기(51)의 마이너스 입력단자는 제어전원단자(16a)를 통해 도 1의 제 2 평활콘덴서(C2)에 접속되고, 플러스 입력단자는 기준전압원(52)에 접속되어 있다. 제 3 비교기(51)의 출력단자는 출력라인(27)에 접속되어 있다. 기준전압원(52)의 기준전압(V52)은 스위치 제어회로(2)의 전원전압(Vcc)의 허용 최저값, 또는 상기 허용 최저값과 정상값 사이의 값으로 설정되어 있다. 다시 말하면, 스위치 제어회로(2)의 동작을 유지할 수 없는 전압(정지전압)의 최대값보다 높은 값으로 설정되어 있다. 도 5의 (E)에 도시된 t6보다 이전의 구간에 나타낸 바와 같이, 제어전원전압(Vcc)이 히스테리시스 동작의 LTP(하측 트립포인트(trip point))로서의 기준전압(V52)보다 높을 때에는 도 5의 (F)에 나타낸 바와 같이 제 3 비교기(51)의 출력(V51)은 저레벨로 유지되어 있다. 이 때문에, 간헐지령 발생회로(19)의 제 3 스위치(S3)가 온으로 제어되고, 제 4 스위치(S4)가 오프로 제어된다. 이에 반해, 도 5의 (E)에 도시된 t6시점에서, 제어전원전압(Vcc)이 기준전압(V52)까지 저하되면, 제 3 비교기(51)의 출력(V51)이 고레벨이 되고, 이 고레벨은 제 3 비교기(51)의 히스테리시스 특성에 따라 제어전원전압(Vcc)이 UTP(상측 트립포인트)에 도달하는 t7까지 유지된다. 그 결과, t6~t7기간에서는, 간헐지령 발생회로(19)의 제 3 스위치(S3)가 오프로 제어되고, 제 4 스위치(S4)가 온으로 제어된다.
또, 제 3 비교기(51)는 히스테리시스 특성을 갖는 것이 바람직하나, 히스테리시스 특성을 갖지 않아도 본 발명에 따른 효과를 얻을 수 있다. 즉, 제어전원전압(Vcc)이 기준전압(V52)을 언더슈트(undershoot)하고 있는 동안에는 제 3 비교기(51)가 고레벨의 출력을 계속해서 발생시키기 때문에, 이러한 언더슈트 기간에 간헐지령을 저지하여 도 5에 도시된 t6~t7 기간과 동일한 동작상태를 얻을 수 있다.
다음으로, 스위치(7)의 간헐제어동작에 대해 설명한다. 본 발명에 따라 스위치(7)의 간헐제어를 실행할 때, 참조전압 발생회로(45)의 참조전압(Vr)이 4단계로 전환되어, 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 레벨(V1, V2, V3, V4)을 선택적으로 취한다. 참조전압(Vr)의 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 레벨(V1, V2, V3, V4)의 발생조건은 다음과 같다.
제 1 레벨(V1)의 참조전압(Vr)은, 도 5의 t2~t3, t4~t5 기간에 나타낸 바와 같이, 도 5의 (D)에 나타낸 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 고레벨이고, 도 5의 (F)에 나타낸 제 3 비교기(51)의 출력(V51)이 저레벨, 즉 제 1 신호일 때에 발생한다. 다시 말하면, 제 1 레벨(V1)의 참조전압(Vr)의 발생기간은, 제어전원전압(Vcc)이 소정 기준전압(V52)보다 높은 값으로 유지되어 있는 상태에서, 전압귀환신호(Vf)가 제 1 레벨(V1)측으로부터 제 4 레벨(V4)을 향해 서서히 증대되어 제 4 레벨(V4)에 도달한 시점(예컨대, t2)부터, 전압귀환신호(Vf)가 제 4 레벨(V4)측으로부터 제 1 레벨(V1)을 향해 서서히 감소하여 제 1 레벨(V1)에 도달하는 시점(예컨대, t3)까지의 기간이다.
제 4 레벨(V4)의 참조전압(Vr)은, 제 2 및 제 3 비교기(44, 51)의 출력(V44, V51)이 모두 저레벨일 때에 발생한다. 다시 말하면, 제어전원전압(Vcc)이 소정 기준전압(V52)보다 높게 유지되어 있는 상태에서, 전압귀환신호(Vf)가 제 1 레벨(V1)에 도달한 시점(예컨대, t3)부터 제 4 레벨(V4)에 도달한 시점(예컨대, t4)까지의 기간에 제 4 레벨(V4)의 참조전압(Vr)이 발생한다.
제 2 레벨(V2)의 참조전압(Vr)은, 도 5의 (D)의 a~b, c~d, e~t7 기간에 나타낸 바와 같이, 제 2 비교기(44)의 출력(V44)가 고레벨이고, 제 3 비교기(51)의 출력(V51)이 고레벨(제 2 신호)인 기간에 발생한다. 다시 말하면, 제어전원전압(Vcc)이 소정 기준전압(V52)까지 저하된 시점(t6)부터 소정 레벨(UTP)로 되돌아오는 시점(t7)까지의 기간내에서, 전압귀환신호(Vf)가 제 3 레벨(V3)에서 제 2 레벨(V2)까지 저하되는 기간(예컨대, a~b)에 제 2 레벨(V2)의 참조전압(Vr)이 발생한다.
제 3 레벨(V3)의 참조전압(Vr)은, 제 3 비교기(51)의 출력(V51)이 고레벨이고, 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 저레벨인 기간에 발생한다. 다시 말하면, 제 3 비교기(51)의 출력(V51)이 고레벨인 제 2 신호가 되는 기간(t6~t7)에 있어서, 전압귀환신호(Vf)가 제 2 레벨(V2)에서 제 3 레벨(V3)까지 상승하는 기간(예컨대, b~c)에 서 제 3 레벨(V3)의 참조전압(Vr)이 발생한다.
다음으로, 참조전압(Vr)의 변화와 스위치(7)의 온·오프 제어와의 관계에 대해 설명한다. 도 5의 (C)의 t1 보다 이전에 나타낸 바와 같이, 부하(15)가 정격부하일 때에는 접속점(P1)의 전압귀환신호(Vf)가 항상 제 4 레벨(V4)의 참조전압(Vr) 보다 높게 유지되어 있다. 따라서, 정격부하상태에서는 도 5의 (D)에 도시된 t1보다 이전의 구간에 나타낸 바와 같이, 제 2 비교기(44)의 출력이 항상 고레벨이며, 제 1 스위치(S1)가 온상태로 유지되어 있다. 또한, 이 때에는 제 3 비교기(51)의 출력(V51)이 저레벨(제 1 신호) 상태이므로, 제 3 스위치(S3)가 온상태가 된다. 그 결과, 참조전압(Vr)은 제 1 레벨(V1)로 유지되고 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 연속적으로 고레벨로 유지된다. 이에 따라, 도 5의 (A)에 개략적으로 나타낸 발진기(35)의 출력펄스가 AND 게이트(37)로 제한되지 않고 RS 플립플롭(36)에 보내져, RS 플립플롭(36)으로부터 도 5의 (B)에 나타낸 AND 게이트(37)의 출력(V37)에 대응한 펄스열이 발생하며, 이에 대응한 온·오프 제어신호가 스위치(7)에 공급된다.
부하(15)가 경부하상태가 되면, 접속점(P1)의 전압귀환신호(Vf)가 도 5의 t1~t6 구간에 나타낸 바와 같이 t1 이전의 구간보다 낮아진다. 이에 따라, 전압귀환신호(Vf)가 제 1 레벨(V1)에 도달하고, 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 저레벨로 전환되어 제 2 스위치(S2)가 온이 된다. 그 결과, 제 4 레벨(V4)의 참조전압이 발생하여 제 2 비교기(44)의 출력(V44)은 저레벨을 유지한다. 이에 따라, 발진기(35)의 출력펄스가 AND 게이트(37)로 저지되어 스위치(7)의 온·오프 제어가 정지한다. 이 때문에, 제어전원전압(Vcc)이 서서히 저하되고, 반대로 전압귀환신호(Vf)가 서서히 높아져, t2시점에서 제 4 레벨(V4)에 도달하고, 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 고레벨로 전환되어, 제 1 스위치(S1)가 온이 되고, 참조전압(Vr)이 제 1 레벨(V1)로 유지된다. 이 때문에, 히스테리시스 작용에 의해 도 5의 (C)에 도시 된 t2~t3 기간에 나타낸 바와 같이, 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 고레벨로 유지된다. 도 5의 (A)에 나타낸 발진기(35)의 출력이 AND 게이트(37)를 통과하여, AND 게이트(37)로부터 도 5의 (B)에 나타낸 바와 같이 펄스로부터 출력된다. 따라서, 도 1의 스위치(7)가 온·오프 동작하여, 제 1 및 제 2 평활콘덴서(C1, C2)가 충전되고, 그 전압이 서서히 높아진다. 그 결과, t2~t3 기간에는 전압귀환신호(Vf)가 서서히 낮아진다. t3 시점에서 전압귀환신호(Vf)가 제 1 레벨(V1)에 도달하면, 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 고레벨에서 저레벨로 전환되고, 발진기(35)의 출력펄스가 AND 게이트(37)를 통과하는 것이 금지되어, 스위치(7)의 온·오프 동작이 정지된다. t3 시점에서 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 저레벨이 되면, 제 1 스위치(S1)가 오프되는 대신에 제 2 스위치(S2)가 온이 된다. 그 결과, 제 2 비교기(44)는 전압귀환신호(Vf)와 제 4 레벨(V4)의 참조전압을 비교한다. 이에 따라, 제 2 비교기(44)의 히스테리시스 동작이 발생하고, 제 2 비교기(44)의 출력(V44)은 t4 시점까지 저레벨로 유지된다. 스위치(7)의 온·오프가 정지되어 있으면, 제 1 및 제 2 평활콘덴서(C1, C2)의 전압이 서서히 저하되고, 전압귀환신호(Vf)가 서서히 높아져, t4 시점에서 제 4 레벨(V4)의 참조전압에 도달한다. 그 결과, 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 고레벨로 전환된다. 동시에 제 2 스위치(S2)가 오프되고, 제 1 스위치(S2)가 온이 되며, 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 고레벨로 유지되어, t2~t3 기간과 동일한 동작이 t4~t5 기간에 발생한다.
제어전원전압(Vcc)이 소정 기준전압(V52)까지 저하된 시점(t6)에서 소정의 UTP(상측 트립포인트)로 되돌아오는 시점(t7)까지의 기간에는, 스위치(7)의 간헐동 작의 주기가 짧아진다. 즉, 도 5의 (B)에 나타낸 바와 같이 제어전원전압(Vcc)이 비교적 높은 기간(t1~t6)에서는, 간헐동작의 주기는 비교적 긴 제 1 주기(T1)이다. 이에 반해, 제어전원전압(Vcc)가 비교적 낮은 기간(t6~t7)에서는 제 1 주기(T1)보다 짧은 제 2 주기(T2)에서 스위치(7)가 간헐동작한다. 도 5에 도시된 t6~t7 기간에서의 간헐동작 주기의 단축은 참조전압(Vr)을 제 2 및 제 3 레벨로 전환함으로써 달성되어 있다. 즉, t6~t7 기간의 제 2 비교기(44)의 히스테리시스 동작의 상한참조전압값은 제 3 레벨(V3)이며, 하한참조전압값은 제 2 레벨(V2)이다. 제 2 및 제 3 레벨(V2, V3)은 제 1 및 제 4 레벨(V1, V4)의 사이에 설정되어 있기 때문에, 제 2 및 제 3 레벨(V2, V3)의 상호간의 차(V3-V2)는, 제 1 및 제 4 레벨(V1, V4)의 상호간의 차(V4-V1)보다 작다. 이에 따라, t1~t6 기간의 간헐동작의 주기(T1)보다 t6~t7 기간의 간헐동작의 주기(T2)가 짧아진다.
도 5의 시점 t6에서, 제 3 비교기(51)의 출력이 고레벨(제 2 신호)로 전환되고 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 저레벨로 유지되어 있으면, 도 2에 도시된 제 2 및 제 4 스위치(S2, S4)가 온이 되어 제 3 레벨(V3)의 참조전압(Vr)이 제 2 비교기(44)에 공급된다. 제 3 레벨(V3)의 참조전압(Vr)이 공급되어 있는 상태에서 전압귀환신호(Vf)가 서서히 상승하여 시점 a에서 제 3 레벨(V3)에 도달하면, 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 고레벨로 전환되고 제 1 스위치(S1)가 온이 되어, 제 2 레벨(V2)의 참조전압(Vr)이 발생하고 제 2 비교기(44)의 출력(V44)의 고레벨이 시점 b까지 유지된다. 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 고레벨인 기간에는, 발진기(35)의 출력이 AND 게이트(37)를 통과하여 스위치(7)가 온·오프제어 된다. 전압귀환신호 (Vf)가 시점 a부터 서서히 저하되어 시점 b에서 제 2 레벨(V2)에 도달하면, 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 저레벨로 전환된다. 이에 따라, 제 2 스위치(S2)가 온상태가 되고, 또한 제 4 스위치(S4)가 이미 온상태이기 때문에, 제 3 레벨(V3)의 참조전압(Vr)이 발생하여 제 2 비교기(44)의 출력(V44)의 저레벨이 시점 c까지 유지된다. 시점 b부터 시점 c까지는 제 2 비교기(44)의 출력(V44)이 저레벨이기 때문에, 발진기(35)의 출력펄스가 AND 게이트(37)에서 저지되어 스위치(7)의 온·오프 동작이 중단된다. t6~t7 기간중에는 시점 a 내지 시점 c의 기간과 동일한 동작이 반복되고 제어전원전압(Vcc)은 서서히 상승한다.
t7 시점에서 제어전원전압(Vcc)이 UTP까지 되돌아 오면, 제 3 비교기(51)의 출력(V51)이 저레벨이 되고, t1~t6 기간과 동일한 동작이 발생된다.
종래기술에서는, t6~t7에 상당하는 기간의 전부에서 스위치(7)가 연속적으로 온·오프 동작하고 있다. 따라서, 종래의 기술에서는 t6~t7 기간에서의 스위치(7)의 단위시간당 스위칭 횟수가 많아져 필연적으로 스위칭 손실도 커졌다. 이에 반해, 본 발명에 따른 방식에서는, t6~t7 기간에서도 스위치(7)가 간헐동작하기 때문에, 단위시간당 스위칭 횟수가 종래보다 저감되어 스위칭 손실도 저감된다.
또한, 경부하시의 효율을 개선하기 위해 단위시간당 스위칭 횟수를 저하시켜도, 제어전원전압(Vcc)이 비정상적으로 저하되지 않기 때문에, 스위치 제어회로(2)의 동작정지가 발생되지 않아 DC-DC 컨버터가 안정적으로 구동할 수 있게 된다.
또한, 직류입력전압의 변동 등에 따라 제어전원전압(Vcc)의 저하가 어느 정도 발생하더라도 스위치 제어회로(2)의 동작이 정지하는 경우는 발생하지 않는다. 따라서, 효율의 향상과 동작의 안정성을 모두 만족하는 DC-DC 컨버터를 얻을 수 있다.
(실시예 2)
도 6에 도시된 실시예 2의 DC-DC 컨버터는, 도 1에 도시된 DC-DC 컨버터의 트랜스포머(6)의 2차 코일(N2)을 생략하고, 정류평활회로(9)를 스위치(7)에 대해 병렬로 접속시킨 변형된 DC-DC 변환회로(1a)를 설치하였으며, 그 밖에는 도 1과 동일하게 구성한 것이다. 도 6의 DC-DC 컨버터에 있어서, 스위치(7)의 온 기간에 정류 다이오드(D1)가 역바이어스 상태가 되어 인덕턴스를 갖는 1차 코일(N1)에 대한 에너지의 축적동작이 발생하고, 스위치(7)의 오프기간에 정류 다이오드(D1)가 순(順) 바이어스 상태가 되어 1차 코일(N1)의 축적 에너지의 방출동작이 발생한다. 이에 따라, 제 1 평활콘덴서(C1)는 전원(3)의 전압과 1차 코일(N1)의 전압의 가압값에 의해 충전된다. 요컨대, 도 6의 DC-DC 컨버터는 승압 타입의 스위칭 레귤레이터로서 동작한다. 도 6의 코일(N3)은 도 1의 3차 코일(N3)과 마찬가지로 제어전원으로서 기능하는 제 2 정류평활회로(10)에 접속되어 있다. 도 6의 DC-DC 컨버터의 스위치 제어회로(2)는 실시예 1과 실질적으로 동일하므로, 실시예 1과 동일한 효과를 얻을 수 있다.
(실시예 3)
도 7은 실시예 3의 DC-DC 변환기의 간헐지령 발생회로(19a)를 나타낸 것이다. 이 간헐지령 발생회로(19a)는 도 2의 간헐지령 발생회로(19)의 참조전압 발생회로(45)를 변형된 참조전압 발생회로(45a)로 치환하였으며, 그 밖에는 도 2와 동 일하게 형성한 것이다.
도 7의 참조전압 발생회로(45a)는 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 레벨(V1, V2, V3, V4)의 참조전압을 발생하는 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 참조전압원(51, 52, 53, 54)을 가지며, 이들이 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 스위치(55, 56, 57, 58)를 통해 제 2 비교기(44)의 마이너스 입력단자에 각각 접속되어 있다. 제 1 AND 게이트(59)의 한쪽의 입력단자는 제 2 비교기(44)의 출력라인(28a)에 접속되고, 그 다른 쪽의 입력단자는 NOT 회로(63)를 통해 도 2의 제 3 비교기(51)의 출력라인(27)에 접속되며, 그 출력단자는 제 1 스위치(55)의 제어단자에 접속되어 있다. 제 2 AND 게이트(60)의 한쪽의 입력단자는 라인(28a)에 접속되고, 그 다른 쪽의 입력단자는 라인(27)에 접속되며, 그 출력단자는 제 2 스위치(56)의 제어단자에 접속되어 있다. 제 3 AND 게이트(61)의 한쪽의 입력단자는 NOT 회로(64)를 통해 라인(28a)에 접속되며, 그 다른 쪽의 입력단자는 라인(27)에 접속되고, 그 출력단자는 제 3 스위치(57)의 제어단자에 접속되어 있다. 제 4 AND 게이트(62)의 한쪽의 입력단자는 NOT 회로(66)를 통해 라인(28a)에 접속되고, 그 다른 쪽의 입력단자는 NOT 회로(65)를 통해 라인(27)에 접속되며, 그 출력단자는 제 4 스위치(58)의 제어단자에 접속되어 있다.
도 7의 참조전압 발생회로(45a)에 의해서도 도 5의 (C)와 동일한 제 1 내지 제 4 레벨(V1~V4)의 참조전압(Vr)을 발생할 수 있고, 실시예 1과 동일한 효과를 얻을 수 있다.
본 발명은 상술한 실시예에 한정되는 것은 아니며, 예컨대 다음과 같은 변형 이 가능하다.
(1) 도 1의 DC-DC 변환회로(1)는, 주지의 포워드(forward)형 DC-DC 컨버터회로, 주지의 커플 스위치를 갖는 하프브릿지형 DC-DC 변환회로, 또는 변형 하프브릿지형 DC-DC 변환회로, 또는 4개의 스위치를 브릿지에 접속한 브릿지형 인버터회로와 그 출력단에 접속된 정류평활회로로 이루어진 변환회로, 또는 2개의 스위치와 트랜스포머와의 조합으로 이루어진 푸시풀형 인버터와 정류평활회로의 조합으로 이루어지는 변환회로로 할 수 있다. 요컨대, DC-DC 변환회로(1)는 하나 또는 복수의 스위치를 온·오프 제어하는 형식의 모든 회로로 치환할 수 있다.
(2) 스위치(7)의 온·오프 반복 주파수, 즉 스위칭 주파수를 일정하게 하지 않고 부하의 크기에 따라 바꿀 수 있다.
(3) 전류검출저항(8)의 전압으로부터 도 3의 (E), 도 4의 (E)에 도시된 톱니파형상의 전류검출신호(Vi)를 얻는 대신에, 도 8에 나타낸 바와 같이 콘덴서(C)와 그 충전용 저항(R)과 방전용 스위치(SW)로 이루어진 톱니파 발생회로(70)를 설치하여, 직류전원단자(+V)의 전압에 의해 저항(R)을 통해 콘덴서(C)를 충전하고, 콘덴서(C)로부터 도 9의 (B)에 도시된 경사전압(Vc)을 스위치(7)의 온에 동기하여 얻을 수 있다. 이러한 경우, 도 9의 (B)에 나타낸 경사전압(Vc)이 전압귀환신호(Vf)에 도달하였을 때에, RS 플립플롭(36)이 도 9의 (C)에 나타낸 제 1 비교기(40)의 출력(V40)으로 리셋되고, RS 플립플롭(36)의 반전출력에 의해 스위치(SW)가 온이 되어 콘덴서(C)가 방전된다.
(4) 간헐지령 발생회로(19)의 제 2 비교기(44)를 히스테리시스 특성이 있는 비교기로 하여, 참조전압발생회로(45)를 단일 기준전압원으로 할 수 있다. 이러한 경우, 제 3 비교기(51)의 출력(V51)에 의해 제 2 비교기(44)의 히스테리시스폭을 바꾸는 회로를 설치한다.
(5) 스위치(7)를 양극성(bipolar) 트랜지스터, IGBT(절연 게이트형 양극성 트랜지스터) 등의 다른 반도체 스위칭 소자로 할 수 있다.
(6) 발광 다이오드(34)와 포토트랜지스터(41)의 광결합 부분을 전기적인 결합회로로 할 수 있다.
(7) 전류검출저항(8) 대신에 홀소자 등의 자전변환장치에 의한 전류검출수단을 설치할 수 있다.
(8) AND 게이트(37)를 이것과 등가의 다른 논리회로로 할 수 있다.
(9) 간헐지령 발생회로(19)를 전류검출신호(Vi)가 소정값보다 낮은지의 여부에 대한 검출에 기초하여 경부하상태인지의 여부를 검출하는 회로로 변형할 수 있다.
(10) 도 2의 AND 게이트(37)를 도 2에서 점선으로 나타낸 바와 같이 RS 플립플롭(36)과 구동회로(38)의 사이로 옮기고, 여기서의 RS 플립플롭(36)의 출력과 제 2 비교기(44)의 출력을 입력시킬 수 있다. 이 경우, 발진기(35)의 출력을 RS 플립플롭(36)에 직접 공급한다.
본 발명에 관한 DC-DC 변환기는 직류전원장치에 이용할 수 있다.

Claims (6)

  1. 커플 직류입력단자와, 트랜스포머와, 상기 커플 직류입력단자 사이에 상기 트랜스포머를 통해 접속된 적어도 하나의 스위치와, 상기 스위치의 제어단자에 접속된 스위치 제어회로와, 상기 트랜스포머와 부하의 사이에 접속된 제 1 정류평활회로와, 상기 트랜스포머와 상기 스위치 제어회로의 전원단자의 사이에 접속된 제 2 정류평활회로를 가진 DC-DC 변환기로서,
    상기 스위치 제어회로가,
    상기 제 1 정류평활회로의 직류출력전압을 나타내는 신호를 검출하여 상기 제 1 정류평활회로의 출력전압을 일정하게 제어하기 위한 전압귀환신호를 형성하는 전압귀환신호 형성회로와,
    상기 제 2 정류평활회로로부터 상기 스위치 제어회로에 공급하는 제어전원전압이 소정값보다 낮은지의 여부를 판정하여, 상기 제어전원전압이 상기 소정값보다 낮지 않을 때에 제 1 신호를 출력하며, 상기 제어전원전압이 상기 소정값보다 낮을 때에 제 2 신호를 출력하는 제어전원전압 판정회로와,
    상기 전압귀환신호 형성회로의 출력에 응답하여, 상기 제 1 정류평활회로의 출력전압을 일정하게 제어하기 위한 펄스를 형성하여 상기 스위치의 제어단자에 보내는 스위치 제어펄스 발생회로와,
    참조전압을 발생하는 참조전압 발생회로와,
    상기 전압귀환신호 형성회로에 접속된 한쪽의 입력단자와 상기 참조전압 발 생회로에 접속된 다른 쪽의 입력단자와 상기 스위치의 온·오프 제어를 간헐적으로 정지시키기 위한 출력을 상기 스위치 제어펄스 발생회로에 공급하는 출력단자를 갖는 간헐제어용 비교기를 가지며,
    상기 참조전압 발생회로는, 상기 제어전원전압 판정회로에 접속되어 있으며, 또한 상기 간헐제어용 비교기를 히스테리시스 동작시키기 위하여 하한참조전압과 이 하한참조전압보다 높은 상한참조전압을 선택적으로 발생시키는 것이며, 또한 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 2 신호가 얻어졌을 때에, 상기 하한참조전압과 상기 상한참조전압 사이의 전압차를 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 1 신호가 얻어지고 있을 때의 상기 하한참조전압과 상기 상한참조전압 사이의 전압차보다 작게 하는 수단을 가진 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 참조전압 발생회로는, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 1 신호가 얻어지고 있을 때의 상기 하한참조전압으로서 제 1 레벨의 참조전압을 발생하고, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 2 신호가 얻어지고 있을 때의 상기 하한참조전압으로서 제 1 레벨보다 높은 제 2 레벨의 참조전압을 발생하며, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 2 신호가 얻어지고 있을 때의 상기 상한참조전압으로서 제 2 레벨보다 높은 제 3 레벨의 참조전압을 발생하고, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 1 신호가 얻어지고 있을 때의 상기 상한참조전압으로서 제 3 레벨보다 높은 제 4 레벨의 참조전압을 발생하는 회로인 것을 특징으로 하 는 DC-DC 변환기.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 참조전압 발생회로는, 상기 간헐제어용 비교기의 상기 다른 쪽의 입력단자와 공통단자의 사이에 접속된 제 1 스위치와 제 1 저항과 제 1 참조전압원의 직렬회로와, 상기 간헐제어용 비교기의 상기 다른 쪽의 입력단자와 공통단자의 사이에 접속된 제 2 스위치와 제 2 저항과 제 2 참조전압원의 직렬회로와, 상기 제 1 저항과 상기 제 1 참조전압원의 직렬회로에 대하여 병렬로 접속된 제 3 스위치와 제 3 저항의 직렬회로와, 상기 제 2 저항과 상기 제 2 참조전압원의 직렬회로에 대하여 병렬로 접속된 제 4 스위치와 제 4 저항의 직렬회로와, 상기 간헐제어용 비교기의 출력이 상기 스위치의 온·오프 제어를 나타내고 있을 때에 상기 제 1 스위치를 온으로 제어하는 수단과, 상기 간헐제어용 비교기의 출력이 상기 스위치의 온·오프 제어의 정지를 나타내고 있을 때에 상기 제 2 스위치를 온으로 제어하는 수단과, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 1 신호가 얻어지고 있을 때에 상기 제 3 스위치를 온으로 제어하는 수단과, 상기 제어전원전압 판정회로로부터 상기 제 2 신호가 얻어지고 있을 때에 상기 제 4 스위치를 온으로 제어하는 수단으로 이루어진 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기.
  4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 소정값은, 상기 제 2 정류평활회로의 정격출력전압보다 낮으며, 상기 스위치 제어회로의 동작을 유지할 수 있는 허용최저전압 또는 그 보다 높은 값인 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기.
  5. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 스위치 제어펄스 발생회로는,
    상기 스위치의 온 기간에 동기하여 경사전압을 발생하는 경사전압 발생수단과,
    상기 전압귀환신호 형성회로의 출력단자에 접속된 한쪽의 입력단자와 상기 경사전압 발생수단의 출력단자에 접속된 다른 쪽의 입력단자를 가지고 상기 경사전압 발생수단의 출력과 상기 전압귀환신호를 비교하는 귀환제어용 비교기와,
    소정의 주기로 펄스를 발생하는 발진기와,
    상기 발진기의 출력단자에 접속된 한쪽의 입력단자와 상기 간헐제어용 비교기의 출력단자에 접속된 다른 쪽의 입력단자를 가지며, 상기 간헐제어용 비교기의 출력이 상기 스위치를 온·오프하기 위한 펄스의 통과 금지를 나타내고 있을 때에 상기 발진기의 출력 펄스의 통과를 금지하는 논리회로와,
    상기 논리회로의 출력단자에 접속된 제 1 입력단자와 상기 귀환제어용 비교기의 출력단자에 접속된 제 2 입력단자를 가진 RS 플립플롭과,
    상기 RS 플립플롭의 출력에 기초하여 상기 스위치를 구동하는 구동수단으로 이루어진 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기.
  6. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 스위치 제어펄스 발생회로는,
    상기 스위치의 온 기간에 동기하여 경사전압을 발생하는 경사전압 발생수단과,
    상기 전압귀환신호 형성회로의 출력단자에 접속된 한쪽의 입력단자와 상기 경사전압 발생수단의 출력단자에 접속된 다른 쪽의 입력단자를 가지고 상기 경사전압 발생수단의 출력과 상기 전압귀환신호를 비교하는 귀환제어용 비교기와,
    소정의 주기로 펄스를 발생하는 발진기와,
    상기 발진기에 접속된 제 1 입력단자와 상기 귀환제어용 비교기에 접속된 제 2 입력단자를 가진 RS 플립플롭과,
    상기 RS 플립플롭의 출력단자에 접속된 한쪽의 입력단자와 상기 간헐제어용 비교기의 출력단자에 접속된 다른 쪽의 입력단자를 가지며, 상기 간헐제어용 비교기의 출력이 상기 스위치를 온·오프하기 위한 펄스의 통과 금지를 나타내고 있을 때에 상기 RS 플립플롭의 출력펄스의 통과를 금지하는 논리회로와,
    상기 논리회로의 출력에 기초하여 상기 스위치를 구동하는 구동수단으로 이루어진 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기.
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