KR100295755B1 - 이동통신시스템의 이동국 채널추정장치 및 방법 - Google Patents

이동통신시스템의 이동국 채널추정장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

이동통신 시스템의 수신장치의 채널수신장치가, 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신된 채널신호를 역확산하는 역확산기와, 역확산된 채널신호에서 파일럿신호를 분리하는 파일럿 분리기와, 송신기의 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 송신기의 동일한 안테나에서 송신된 파일럿신호들을 선택하여 채널 추정신호를 발생하는 채널 추정기와, 채널신호를 채널추정신호로 보상하는 보상기로 구성된다.
또한 이동통신 시스템의 수신장치의 수신 전력 측정장치가, 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신된 채널신호를 역확산하는 역확산기와, 역확산된 채널신호에서 파일럿신호를 분리하는 파일럿 분리기와, 송신기의 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 송신기의 동일한 안테나에서 송신된 파일럿신호들을 선택하여 신호전력추정신호를 발생하는 신호전력추정기와, 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 채널신호로부터 간섭전력추정신호를 발생하는 간섭전력추정기와, 신호전력추정신호와 간섭전력추정신호를 연산하여 수신기의 수신전력을 결정하는 결정기로 구성된다.

Description

이동통신 시스템의 이동국 채널추정장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING CHANNEL IN CDMA SYSTEM}
본 발명은 이동통신 시스템의 이동국 수신장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 송신 다이버시티 기능을 갖는 기지국에서 송신되는 데이타를 수신하는 이동국의 수신장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 이동통신 시스템에서 기지국과 이동국은 각각 하나의 안테나를 이용하여 데이타를 송수신하는 방식을 사용하고 있다. 이런 경우, 전송하는 채널이 페이딩(fading)을 겪게 되면 다수개의 연속되는 데이터그룹들이 손상을 입어서 통신품질이 상당히 저하된다는 문제점이 있다.
따라서 상기와 같은 문제점을 해소하기 위하여 다이버시티 기법을 사용한다. 즉, 상기와 같이 페이딩 환경에 있는 이동통신 시스템의 성능은 다이버시티(Diversity) 기법을 사용함으로 데이타의 송수신 성능을 향상시킬 수 있다. 먼저 이동국에서 기지국 방향으로의 신호 전송(역방향 링크:Reverse Link)은 기지국에 복수 개의 수신 안테나를 설치하는 수신 다이버시티(Receiver Diversity) 기법을 사용할 수 있다. 그리고 기지국에서 이동국 방향으로의 신호 전송(순방향 링크:Forward Link)은 상기 기지국에 설치된 복수 개의 송신 안테나들을 통해 송신신호를 전송하는 기법을 사용할 수 있다. 상기 기지국이 송신 다이버시티 기능을 갖는 경우, 이동국은 하나의 수신 안테나를 이용하여 마치 여러 개의 수신안테나들을 사용하는 것과 같은 효과를 낼 수 있는 송신 다이버시티(Transmission Diversity) 기법을 사용할 수 있다.
그러나 상기 순방향 링크에서의 수신 다이버시티는 단말기의 크기(size)가 작음으로 인해서, 상기 단말기에 복수의 수신 안테나들 설치할 시 설치된 안테나들 사이의 거리가 제한됨에 따라 얻을 수 있는 다이버시티 이득(Diversity Gain)이 작다. 뿐만 아니라 상기와 같이 단말기에 복수의 안테나들을 설치하는 경우에는 대응되는 안테나들을 통해 순방향 링크의 신호 수신 및 역방향 링크의 신호 전송을 위한 구성을 별도로 구비하여야 하므로, 단말기의 크기 가격 면에서도 불리하다. 이러한 이유로 이동통신 시스템에서는 일반적으로 송신 다이버시티 기법을 사용한다.
따라서 본 발명의 목적은 시간 선택적 송신 안테나 다이버시티 기능을 사용하는 기지국에서 송신한 신호를 수신하는 이동국의 수신장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 기지국에서 복수의 안테나를 통해 전송되는 전송신호를 단일의 안테나를 이용하여 수신할 수 있는 이동국 수신장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 기지국에서 송신되는 티에스티디신호 및 비 티에스티디 신호를 수신하여 각각 대응되는 방식에 따라 전송되는 중에 발생되는 각 경로들의 채널 상태들을 추정할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
따라서 본 발명의 목적은 시간 선택적 송신 안테나 다이버시티 기능을 사용하는 기지국에서 송신한 신호를 수신하는 이동국이 수신전력을 추정할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 시간 선택적 송신 안테나 다이버시티 기능을 갖는 기지국에서 송신되는 티에스티디신호 및 비 티에스티디 신호를 수신하여 각각 대응되는 수신신호의 전력을 추정할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1실시예에 따른 이동통신 시스템의 수신장치의 채널수신장치가, 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신된 채널신호를 역확산하는 역확산기와, 상기 역확산된 채널신호에서 파일럿신호를 분리하는 파일럿 분리기와, 송신기의 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 송신기의 동일한 안테나에서 송신된 상기 파일럿신호들을 선택하여 채널 추정신호를 발생하는 채널 추정기와, 상기 채널신호를 상기 채널추정신호로 보상하는 보상기로 구성된다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2실시예에 따른 이동통신 시스템의 수신장치의 수신 전력 측정장치가, 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신된 채널신호를 역확산하는 역확산기와, 상기 역확산된 채널신호에서 파일럿신호를 분리하는 파일럿 분리기와, 송신기의 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 송신기의 동일한 안테나에서 송신된 파일럿신호들을 선택하여 신호전력추정신호를 발생하는 신호전력추정기와, 상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 채널신호로부터 간섭전력추정신호를 발생하는 간섭전력추정기와, 상기 신호전력추정신호와 상기 간섭전력추정신호를 연산하여 수신기의 수신전력을 결정하는 결정기로 구성된다.
도 1은 기지국에서 송신되는 데이타의 형태를 도시하는 도면
도 2는 상기 기지국에서 송신되는 데이타의 구조를 도시하는 도면
도 3은 본 발명의 제1실시예에 따라 기지국에서 송신되는 데이타를 수신하는 이동국 장치의 구성을 도시하는 도면
도 4는 도 3과 같은 구조를 갖는 이동국 수신장치에서 시간 선택적 송신 안테나 다이버시티 기능으로 송신되는 데이타를 처리하는 동작을 설명하기 위한 도면
도 5는 도 3의 파일럿 분리기 구성을 도시하는 도면
도 6은 도 3의 지연기 구성을 도시하는 도면
도 7은 도 3에서 본 발명의 제1실시예에 따른 채널 추정기의 구성을 도시하는 도면
도 8은 도 3에서 본 발명의 제1실시예에 따른 다른 형태의 채널 추정기의 구성을 도시하는 도면
도 9는 본 발명의 제2실시예에 따라 기지국에서 송신되는 데이타를 수신하는 이동국 장치의 구성을 도시하는 도면
도 10은 도 3에서 본 발명의 제2실시예에 따른 신호전력 추정기의 구성을 도시하는 도면
도 11a 및 도 11b는 본 발명의 제2실시예에 따른 간섭전력 추정기의 구성을 도시하는 도면
도 12는 본 발명의 제2실시예에 따라 티에스티디 신호를 수신하여 수신전력 추정하는 장치의 구성을 설명하기 위한 도면.
이하 본 발명의 바람직한 실시예들의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다.
하기 설명에서 각 채널들에서 전송되는 데이타의 구조, TSTD를 위한 안테나의 수 등과 같은 특정 상세들이 본 발명의 보다 전반적인 이해를 제공하기 위해 나타나 있다. 이들 특정 상세들 없이 또한 이들의 변형에 의해서도 본 발명이 용이하게 실시될 수 있다는 것은 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에게 자명할 것이다.
본 발명에서 사용하게 될 보간(interpolation)은 일정한 시간간격을 가지고 구해진 복수개의 값들을 가지고 상기 일정한 시간간격 사이의 여러 시간위치에 있는 값들을 추정하는 것을 의미한다.
본 발명의 실시예에 따른 이동국의 수신장치는 기지국에서 시간 선택적 송신 안테나 다이버시티(Time Switched Transmission Diversity : 이하 TSTD라 칭한다) 기능으로 송신하는 데이타를 수신하여 처리하는 것에 관한 것이다. 여기서 본 발명의 실시예에서는 정보를 전송하는 채널을 예로들어 설명하고 있다. 그러나 이동통신 시스템의 송신장치가 공용채널 및/또는 전용채널들의 신호를 TSTD 방식으로 전송하면, 이동통신 시스템의 수신장치는 본 발명의 실시예에서와 같은 방식으로 상기 TSTD 방식으로 전송되는 신호들을 수신할 수 있다.
도 1은 상기 TSTD 기능을 사용하여 데이터를 전송할 경우와 TSTD 기능을 사용하지 않고 데이터를 전송할 경우 송신기에서 출력되는 신호들의 형태를 도시하고 있다. 상기 도 1에서 TSTD 기능을 갖는 기지국의 안테나는 2개로 가정하고 있으며, 111은 기지국의 송신안테나 ANT1에서 출력되는 데이타의 형태를 도시하고 있고, 113은 기지국의 송신안테나ANT2에서 출력되는 데이타의 형태를 도시하고 있다. 그리고 115는 TSTD 기능을 사용하지 않은 기지국의 출력 신호 형태를 도시하고 있다. 여기서 상기 데이터라는 용어는 패킷 데이터 등과 같은 실제 데이터 이외에 이동통신 시스템에서 전송될 수 있는 모든 정보(information) 들을 포함하는 용어가 될 수 있다.
상기 도 1을 참조하면, 상기 TSTD의 특징은 복수개의 안테나를 이용하여 데이터를 송신하며, 이때 한 개의 안테나가 데이터를 송신하고 있는 도중에 다른 안테나들은 데이터를 송신하지 않는다. 도 1의 111 및 113에 도시한 바와 같이 복수개의 안테나를 사용하여 데이터를 전송할 경우, 한 안테나의 전송신호가 좋지 않은채널상태로 인하여 수신신호의 수신상태가 좋지 않아지더라도 다음에 송신되는 신호는 다른 안테나를 사용하여 다른 채널을 통하여 전송되므로 다음번 신호는 채널상태가 좋지 않아 수신신호의 수신상태가 좋지 않아지는 경우를 감소시킬 수 있다. 따라서 일부의 채널상태가 좋지 않아도 연속적으로 수신되는 데이터들이 영향을 받는 경우가 감소한다는 장점이 있다.
상기 TSTD기능을 이용하여 데이터를 전송할 경우, 복수개의 안테나를 사용하지만 본 발명에서는 설명의 편의를 위해 기지국이 2개의 송신 안테나들을 이용하여 송신신호를 TSTD 기능으로 전송하는 것으로 가정한다. 그리고 짝수번째 데이터 그룹은 도 1의 111과 같이 제1안테나 ANT1을 이용하여 전송하고, 홀수번째 데이터 그룹은 도 1의 112와 같이 제2안테나ANT2를 이용하여 전송한다고 가정한다. 이때 상기 제1안테나ANT1이 짝수번째 데이터 그룹을 전송하는 중에는 제2안테나ANT2는 데이터를 전송하지 않고 대기한다. 그리고 상기 제1안테나ANT1이 짝수번째 데이터 그룹의 전송을 마치면 제2안테나ANT2는 홀수번째 데이터 그룹을 전송하며, 상기 제2안테나ANT2가 홀수번째 데이터 그룹을 전송하고 있는 동안에는 제1안테나ANT2는 데이터를 전송하지 않고 대기한다.
상기와 같은 방식으로 데이터를 전송하는 방법이 TSTD 기능을 이용한 전송방법이다. 일반적인 TSTD 기능을 이용하는 방법이란 두 개이상의 안테나를 중복되지 않는 시간으로 [순차적인] 스위칭을 통하여 송신하는 방법을 말한다. 본 발명의 실시예에서는 TSTD를 위해 송신기가 두 개의 안테나를 사용하여 순차적으로 시간 스위칭하여 송신신호를 발생하는 예를 들어 설명하고 있지만, 세 개 이상의 안테나를사용할 수도 있으며, 또한 순차적인 스위칭 방법을 사용하지 않고 송신기와 수신기가 미리 약속된 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴을 사용하여 TSTD 기능을 수행할 수도 있다.
상기 도 1의 115는 TSTD 기능을 사용하지 않고 한 개의 안테나를 이용하여 데이터를 전송하는 동작을 도시하고 있다. 상기 115에 도시된 바와 같이 모든 데이터 그룹들이 한 개의 안테나를 통하여 전송되는 것을 알 수 있다.
도 2는 TSTD 기능을 사용하는 기지국에서 송신되는 데이타의 구조를 도시하는 도면이다. 상기 기지국에서 전송되는 데이터의 구조는 상기 도 2에 도시된 바와 같이 한 개의 데이터 그룹이 파일럿 심볼(pilot symbol)과 전력제어비트(power control bit)와 데이터(data)부분으로 구성될 수 있다. 여기서 상기 파일럿 심볼은 채널을 추정(channel estimation) 및 수신전력 추정(power estimation)을 가능하게 하며, 빠른 초기 동기를 (acquisition) 할 수 있게 한다. 상기 파일럿 심볼을 통하여 전송되는 정보들은 기지국과 단말기 상호 간에 알고 있는 정보를 사용한다. 즉, 상기 파일럿 심볼들은 모두 '0' (all zero) 또는 모두 '1'을 전송한다. 상기 전력제어비트는 상대편이 전송한 전력제어명령으로 상기 전력제어비트의 내용에 따라 이동국 송신기의 송신전력을 조절한다. 상기 데이터는 기지국에서 전송되는 데이타 정보들이 실리는 부분이다. 후술하면서 사용될 데이터 블록(data block)이라는 용어는 파일럿 심볼과 전력제어비트, 데이터로 구성된 한 개의 블록(block)을 의미한다.
도 3은 본 발명에 따라 TSTD 기능을 사용하는 기지국에서 송신되는 데이타를수신하는 이동국의 수신장치 구조를 도시하는 도면이다. 상기 도 3과 같은 구조를 갖는 이동국의 수신장치는 TSTD로 전송되는 데이타 및 비 TSTD(NO TSTD) 방식으로 전송되는 데이타를 처리할 수 있도록 설계되어 있다. 이동국의 수신장치는 N개의 핑거(finger)를 구비한다. 본 발명의 실시예에서는 설명의 편의를 위하여 한 개의 핑거를 중심으로 설명하기로 한다. 또한 상기 각 핑거301-30N의 내부에서는 I채널 및 Q채널의 신호를 처리하지만, 본 발명의 실시예에서는 설명의 편의를 위하여 이를 구분하지 않고 신호의 수신 과정을 중심으로 설명하기로 한다.
상기 도 3을 참조하면, 스위치310은 핑거 이전에 있는 복조기(demodulator)를 통과하고 난 이후의 신호를 샘플링(sampling)하는 기능을 수행한다. PN 역확산기(Pseudo Noise despreader)311은 수신신호와 PN시퀀스를 곱하여 역확산한다. 상기 PN확산기311은 복소 PN 역확산기(complex PN despreader)를 사용할 수 있다. 직교 역확산기(orthogonal code despreader)301은 상기 PN 역확산기311에서 출력되는 신호에서 해당하는 핑거의 신호를 추출하기 위하여, 상기 PN 역확산신호와 대응되는 직교부호를 곱하여 역확산한다. 여기서 상기 직교부호는 월시부호(Walsh code)를 사용할 수 있다. 누적 합산기(sum and dump)313은 상기 직교 역확산기312에서 출력되는 수신신호를 누적 가산하여 출력한다.
파일럿 분리기(pilot separator)314는 상기 누적합산기313에서 출력되는 누적 합산된 수신신호에서 파일럿신호와 및 데이타 신호를 분리하여 출력한다. 채널 추정기(channel estimator)316은 상기 파일럿 분리기314에서 분리된 파일럿 신호를 입력하며, 도시하지 않은 제어부에서 출력되는 TSTD 플래그 신호에 의해 TSTD 모드또는 비 TSTD 모드의 동작 모드가 설정된다. 상기 채널 추정기316은 상기 설정된 동작 모드에 따라 상기 파일럿 분리기314에서 출력되는 파일럿 신호를 분석하여 채널을 추정한다. 공액기(conjugator)318은 상기 채널 추정기316의 출력을 공액화하여 출력한다.
지연기(delay)315는 상기 파일럿 분리기314에서 출력되는 데이타 신호를 입력하며, 도시하지 않은 제어부에서 출력되는 TSTD 플래그 신호에 의해 TSTD 모드 또는 비 TSTD 모드의 동작 모드가 설정된다. 상기 지연기315는 상기 설정된 동작 모드에 따라 비 TSTD인 경우는 한 개의 데이터 그룹 크기만을 지연시키고, TSTD인 경우는 사용되는 안테나의 개수 만큼의 데이터그룹 크기 만큼을 지연시켜 출력한다. 곱셈기317은 상기 지연기315에서 출력되는 데이타 신호와 상기 공액기318에서 출력되는 공액화된 채널 추정신호를 곱하여 해당 핑거의 출력을 발생한다. 상기 구성에서 지연기315 및 승산기317은 채널 보상기가 된다.
상기와 같은 구성은 핑거의 구성으로써, 각 신호는 I채널 및 Q채널의 2개 신호 경로를 갖는다.
결합기(combiner)320은 상기 각 핑거301-30N의 출력 F1-FN을 결합하여 출력한다. 멀티플렉서321은 상기 결합기320에서 출력되는 I채널과 Q채널 2개의 신호를 한 개의 신호열로 출력한다. 디인터리버(deinterleaver)322는 상기 기지국에서 송신시 인터리빙하여 출력한 신호를 원래의 배열로 변환하기 위하여 디 인터리빙한다. 디코더(decoder)323은 상기 디인터리버322의 출력을 입력하여 송신시 부호화된 데이타를 원래의 데이타로 복호하여 출력한다.
도 4는 TSTD기능을 사용하여 전송한 데이터를 상기 도 3의 수신기 구조를 이용하여 수신할 경우 각각의 단계에서 신호의 형태를 나타낸 것이다. 상기 도 4에서 412 및 414는 송신기에서 송신되는 한 사용자에 대한 송신 신호를 안테나 별로 나타낸 것이다. 두 개의 안테나 ANT1 및 ANT2를 사용하여 TSTD기능을 수행할 경우, 한 개의 안테나ANT1(or ANT2)이 데이터를 송신하는 동안 다른 안테나ANT2(or ANT1)는 데이터를 전송하지 않고 대기하고 있게 된다.
414는 도 3의 누적 합산기313의 출력신호의 형태를 나타낸 것이다. 상기수신기에 도달하는 신호는 다른 사용자에 대한 신호들과 자신에 대한 신호가 혼합되어 있는 형태이다. 상기 수신기에 도달하는 신호를 특정 PN코드와 월시코드를 사용하여 상관시키면 다른 사용자에 대한 신호는 제거되고 자신에 대한 신호만이 남게 된다. 상기 412의 data0, 2, 4, ...는 제1안테나ANT1을 이용하여 전송한 데이터이고, 상기 414의 data1, 3, ...은 제2안테나ANT2를 이용하여 전송한 데이터이다. 따라서 송신기에서는 다른 안테나를 이용하여 데이터를 송신하였지만, 수신기에서는 한 개의 안테나를 이용하여 수신하므로 상기 도 4의 416과 같은 형태를 갖게 된다.
상기 도 4의 418 및 420은 파일럿 분리기314를 통과하고 난 이후의 신호들이다, 상기 418의 경우는 지연기315에 입력되는 신호의 형태이고, 상기 420의 경우는 채널추정기316에 입력되는 신호의 형태이다. 그리고 상기 도 4의 422 및 424는 승산기319에 입력되는 신호의 형태로서, 상기 422는 지연기315의 출력 형태이고 424는 공액기318의 출력 형태이다. 상기 422 및 424는 상호 승산되며, 상기 승산기319의 출력은 전송한 데이터 신호가 채널을 통과하면서 발생된 채널의 왜곡을 보상한값이 된다.
상기 도 4를 참조하여 도 3과 같은 구조를 갖는 이동국의 수신기 동작을 살펴보면, PN 역확산기311은 PN코드 발생기를 구비하여 수신되는 신호를 PN 역확산하고, 직교 역확산기312는 월시코드(Walsh code)발생기를 구비하여 PN 역확산된 신호를 직교 역확산한다. 상기 PN 역확산기311, 직교 역확산기312 및 누적 합산기313은 상관기(correlator)의 구성이 된다. 상기 역확산기311과 312는 상대편에서 한 명의 사용자에게 사용한 PN코드와 월시코드를 사용하여 여러 사용자의 신호가 합쳐져서 수신된 신호에 승산해 준다. 그리고 누적합산기313은 상기 역확산기311과 312에서 PN코드와 월시코드를 각각 승산한 신호를 일정 기간 동안 합산하여 출력하는 기능을 수행한다. 상기 누적합산기313에서 상기 합산 과정을 수행하면 다른 사용자의 신호는 제거되고 원하는 사용자의 신호만이 남게 된다.
따라서 상기 상관기는 상기 도 4의 412와 같이 송신기의 제1안테나ANT1에서 출력되는 신호와 414와 같이 제2안테나ANT2에서 출력되는 신호를 순차적으로 수신한 후, PN 역확산, 직교 역확산 및 누적 가산하여 416과 같이 출력한다. 상기 상관기에서 출력되는 신호는 파일럿분리기314에 입력된다.
상기 파일럿분리기314는 파일럿신호만을 분리하여 채널추정기316에 전송하며 데이타 신호는 지연기315에 전송한다. 상기 파일럿 분리기314는 도 5와 같은 구성을 갖는다.
상기 도 5를 참조하면, 상기 누적 합산기313의 출력은 도 4의 416과 같은 형태를 갖게 된다. 상기 416과 같은 데이터 블록 형태에서 앞 부분에 있는 몇 개의파일럿 신호를 분리하는 경우, 상기 스위치511은 416과 같은 수신 신호에서 파일럿 신호를 분리하여 420과 같이 가산기513에 연결하고, 상기 가산기513은 상기 스위치511에서 출력되는 파일럿 신호를 누적 가산한다. 상기와 같은 누적 가산 동작을 수행하는 상태에서 420과 같이 모든 파일럿 신호를 분리하고 데이터 신호가 있는 부분이 시작되면, 상기 스위치511은 도 4의 418과 같이 지연기315에 연결되어 데이터 부분을 파일럿 신호와 분리한다. 따라서 상기 가산기513은 도 2와 같은 구조를 데이타 블록에서 분리되는 파일럿 신호들을 누적 가산하여 채널추정기316에 인가한다. 또한 상기 스위치511은 상기 파일럿 신호 이후에 위치되어 분리한 데이터신호를 지연기315에 인가한다.
그러면 상기 지연기315는 파일럿 분리기314에 분리되는 데이타 신호를 입력한다. 상기 지연기315는 TSTD 플래그신호에 따라 지연시간을 조절한다. 상기 TSTD 플래그 신호가 비 TSTD 모드의 플래그인 경우는 한 개의 데이터 그룹 크기만을 지연시키고, TSTD 모드의 플래그인 경우는 사용되는 안테나의 개수 만큼의 데이터 그룹 크기 만큼을 지연시킨다. 상기 지연기315는 도 6과 같이 구성할 수 있다.
도 6을 참조하면, 상기 지연기315는 도시하지 않은 제어부로 부터 TSTD사용 여부를 알려주는 플래그를 입력한다. 이때 상기 TSTD 기능을 사용하지 않는 경우(FLAG=NOTSTD) 스위치616은 버퍼612의 출력단에 연결되고, TSTD기능을 사용하는 경우(FLAG=TSTD) 스위치616은 버퍼614의 출력단에 연결된다. 상기 버퍼612 및 614(buffer0 , buffer1)는 한 개의 데이터 불록 크기 만큼을 저장할 수 있고, 다음 데이터 블록이 입력될 때까지 지연시키는 기능을 수행한다. 상기 버퍼612 및 614는다음 데이터 블록이 입력되게 되면, 버퍼 내의 모든 데이터 들이 출력되는 기능을 구비한다. 즉 다음 데이터 블록이 입력되기 전까지는 버퍼 내에 데이터블록은 현재의 버퍼에 그대로 저장되어 있는 것이다.
상기 버퍼612 및 614들이 상기와 같은 역할 수행하면, 상기 TSTD기능을 사용하지 않는 경우(FLAG=NOTSTD)에는 한 개의 데이터 블록 크기 만큼을 지연시키는 역할을 수행하고, 2개의 안테나를 이용하여 TSTD기능을 사용하는 경우(FLAG=TSTD)에는 2개의 데이터 블록 크기 만큼을 지연시키는 역할을 수행한다. 상기 지연기315는 도 4의 418과 같이 파일럿 분리기315에서 분리된 데이타 신호를 상기 채널 추정기316에서 채널을 추정하는 동안 지연한 후 도 4의 422와 같이 출력한다.
상기 도 3에서 채널추정기316은 도 4의 420과 같이 파일럿 분리기314의 출력인 파일럿신호를 입력으로 한다. 상기 채널추정기316은 TSTD 플래그가 NOTSTD인 경우, 한 개의 채널의 상태만을 추정한다. 그러나 상기 채널 추정기316은 상기 TSTD 플래그가 TSTD인 경우 송신 안테나의 개수만큼의 채널을 추정해야 한다. 상기 채널 추정기316은 도 7 및 도 8과 같이 구조를 가질 수 있다. 그리고 공액기(conjugator)318은 상기 채널 추정기316의 출력을 공액화(conjugate)한다. 상기 공액화는 일반적으로 복소수의 허수부분의 부호만을 변화시키는 것을 의미한다. 즉, 상기 채널 추정기316의 복소수 출력의 허수부분이 양수인 경우 허수부분의 부호만을 음수로 만들고, 허수부분이 음수인 경우 허수부분의 부호만을 양수로 만드는 것을 의미한다.
그러면 상기 승산기319는 상기 지연기315의 데이타 신호와 상기 공액기318에서 출력되는 채널 추정신호를 승산한다. 상기와 같이 지연기315의 출력과 공액기318의 출력을 승산하게 되면, 신호가 채널을 통과하면서 야기되는 채널의 왜곡을 보상한다. 상기한 바와 같이 참조부호 311-319로 구성되어 있는 부분은 한 개의 경로(path)에 대한 수신기 구조를 나타낸 것이다. 상기 도 3은 수신신호가 N개의 경로를 통하여 수신되는 것을 가정하여 N개의 경로마다 각 경로를 통하여 수신되는 신호들 각각을 수신할 수 있도록 N개의 경로에 대한 수신기를 도시하였다.
따라서 상기 결합기320은 각 경로마다 수신되는 신호를 각각 합산하여 출력한다. 이때 상기한 바와 같이 상기 참조부호 311-320의 모든 입력과 출력은 모두 복소수이다. 따라서 상기 결합기320의 출력 또한 복소수이므로, 상기 결합기320의 출력은 실수부분과 허수부분으로 나눌 수 있다. 그러면 멀티플렉서322는 실수부분과 허수부분 두가지로 출력되는 상기 결합기320의 출력을 한 개의 데이터 흐름(data flow)으로 만드는 기능을 수행한다. 그리고 상기 디인터리버322는 송신 측에서 버스트오류(burst error)를 극복하기 위해 인터리버(interleaver)를 이용하여 데이터의 순서를 바꾸어 전송한 데이터를 원래 상태대로 순서를 정렬하는 기능을 수행하며, 복호기(decoder)323은 상기 송신 측에서 전송 중 발생하는 오류를 극복하기 위해 사용한 오류정정코드(error correction code)를 이용하여 부호화한 신호를 복호하는 기능을 수행한다.
도 7은 2개의 안테나를 이용하여 TSTD 기능을 수행 하였을 때 도 3의 상기 채널 추정기316의 제1실시예 구성을 도시하는 도면이다.
상기 채널 추정기316에 입력되는 신호는 상기 파일럿 분리기314에 분리되어누적 가산된 도 4의 420과 같은 형태의 파일럿신호이다. 또한 상기 채널추정기316은 도시하지 않은 제어부로 부터 출력되는 TSTD기능 사용여부를 알려주는 플래그를 입력한다. 따라서 TSTD기능을 사용하지 않는 경우(FLAG=NOTSTD)에는 상기 채널 추정기316의 스위치716은 곱셈기714에 연결되며, TSTD 기능을 사용하는 경우(FLAG=TSTD) 상기 716은 곱셈기715에 연결된다. 이때 버퍼711 및 712는 한 개의 데이터 블록 내에 있는 파일럿 신호들이 누적가산(sum and dump)된 값을 저장하고, 다음 데이터 블록의 파일럿 신호들이 누적가산(sum and dump)된 값이 입력될 때 까지 지연시키는 기능을 수행한다.
먼저 상기 TSTD기능을 사용하지 않는 경우(FLAG=NOTSTD)에 전송되는 신호의 형태는 도 1의 115와 같은 형태가 된다. 또한 상기 스위치716은 승산기714에 연결된다. 따라서 현재 데이터 블록의 파일럿 신호가 수신되어 현재 수신된 데이터블록의 파일럿 신호들이 누적가산(sum and dump)된 값이 계산되면, 이전에 수신된 데이터블록의 파일럿신호들을 누적가산(sum and dump)하여 버퍼에 저장하고 있던 값과 선형조합(linear combination)을 수행하여 이전에 수신되어 지연기315에 저장되어 있는 각각의 데이터들이 채널을 통과하면서 발생한 채널의 왜곡 값들을 추정할 수 있게 된다. 따라서 상기 TSTD기능을 사용하지 않고 신호를 전송한 경우에는 수신된 파일럿 신호를 한 개의 데이터 블록 크기만큼만 지연시키면 된다. 또한 승산기713의 제1계수열(C0(m))과는 현재 수신된 데이터블록의 파일럿 신호들이 누적 가산(sum and dump)된 값이 승산되고, 승산기714의 제2계수열(C1(m))과는 바로 앞에서 수신된 데이터블록의 파일럿 신호들이 누적 가산(sum and dump)된 값이 승산되며, 가산기719는 상기 승산기713 및 714에서 출력되는 두 개의 값들을 가산하여 출력한다. 그러므로 상기 TSTD 기능을 사용하지 않는 경우, 상기 가산기719에서 출력되는 값은 바로 앞의 데이터 블록에 있는 데이터 들에 포함된 왜곡을 추정한 채널 값 들이 된다.
그러나 송신측에서 상기 TSTD기능을 사용하여 신호를 전송한 경우(FLAG=TSTD)에 전송되는 신호는 도 4의 412 및 414와 같은 형태가 된다. 여기서 상기한 바와 같이 도 4는 송신측에서 2개의 송신 안테나를 이용하여 TSTD 기능을 구현한 경우의 동작 특성을 도시하는 도면이다. 이때 상기 412 및 414와 같은 형태로 데이터 블록이 전송되더라도 수신기는 한 개의 안테나를 사용하여 수신하기 때문에, 상관기는 414과 같이 해당하는 가입자의 채널 신호를 역확산하여 수신하게 된다.
상기 416에서 짝수 번째 데이터 블록(data0, data2, data4)과 홀수 번째 데이터 블록(data1, data3)은 2개의 서로 다른 안테나를 이용하여 전송되었으므로, 각각의 데이터 블록에 대하여 다르게 채널을 추정해야한다. 즉, 짝수 번째 데이타 블록은 상기 짝수 번째 데이터 블록들의 파일럿 신호를 이용하여 채널을 추정해야 하기 때문에, 상기 TSTD기능을 수행하는 경우 다음 짝수 번째 데이터 블록의 파일럿 신호가 입력되어 채널을 추정할 때까지 버퍼711 및 712를 이용하여 수신된 파일럿신호를 지연시켜야 한다. 따라서 상기 스위치716은 승산기715에 연결되어야 한다. 상기 스위치716이 상기 승산기715에 연결되면, 승산기713은 제1계수열(C0(m))과 현재 수신된 데이터블록의 파일럿 신호들이 누적가산(sum and dump)된 값과 승산하고, 승산기715는 제3계수열(C2(m))과 이전에 수신된 해당하는 데이타 블록의 파일럿 신호들이 누적가산(sum and dump)된 값과 승산한다. 즉, 현재 수신된 데이터블록이 짝수번째 데이터 블록이라면 현재 수신된 데이터 블록의 파일럿 신호들이 누적 가산(sum and dump)된 값과 바로 앞에 수신된 짝수번째 데이터 블록의 파일럿 신호들이 누적가산(sum and dump)된 값이 각각 제1계수열(C0(m))과 제3계수열(C2(m))과 승산한다. 또한 현재 수신된 데이터 블록이 홀수번째 데이터 블록이라면 현재 수신된 데이터블록의 파일럿 신호들이 누적가산(sum and dump)된 값과 바로 앞에 수신된 홀수번째 데이터 블록의 파일럿 신호들이 누적가산(sum and dump)된 값이 각각 제1계수열(C0(m))과 제3계수열(C2(m))과 승산한다.
상기 승산기713의 제1계수열과 승산기715의 제3계수열과 승산된 값은 가산기719에서 가산되는데, 상기 가산기719의 출력은 상기 TSTD기능을 사용한 경우 바로 앞의 짝수번째 데이터블록이나 홀수번째 데이터 블록의 데이터들이 겪은 추정된 채널 값들이다. 상기 승산기713-715의 제1계수열, 제2계수열, 제3계수열은 사이 값들을 추정하기 위한 계수 값들의 열로서 계수 열의 크기는 데이터 블록 내의 데이터의 위치(data position) 개수 만큼을 가지게 된다. 따라서 상기 수신된 데이터 블록의 데이터들의 위치에 따라 각각 채널 값들을 추정할 수 있다. 상기와 같이 TSTD기능을 사용하여 신호를 전송하였다면, 파일럿 신호들이 누적가산되어 구해진 두 개의 값들 사이의 간격이 TSTD기능을 사용하지 않은 경우와 상이하므로, 상기 승산기713-715의 계수 열들의 값이 바뀌어야 한다.
도 8은 상기 채널 추정기316의 일반적인 구성을 도시한 제2실시예의 도면이다. 즉, 상기 도 7은 파일럿 신호들이 누적가산되어 구해진 값, 두 개를 이용하여 선형연산(linear operation)을 수행하여 각 데이터 위치들에 대한 채널 추정치들을 추정했지만, 상기 도 8은 파일럿 신호들이 누적가산되어 구해진 값, M개를 이용하여 선형연산(linear opreration)을 수행하여 각 데이터 위치들에 대한 채널 추정치들을 추정하는 좀더 일반적인 구조를 도시하고 있다.
상기 도 8에서는 상기 도 7에서 도시한 방법과 이론적인 방법은 동일하지만 실시예를 다른 방법으로 구현한다. 상기 도 7에서의 버퍼711, 712는 저장 크기(buffer size)와 지연시간(delay time)을 동일한 것을 사용했지만, 도 8에서는 811과 같은 버퍼크기제어기(buffer size controller)를 구비하여 버퍼의 동작을 제어한다. 즉, 상기 도 3에서 채널 추정기316에 TSTD를 사용하지 않음을 표시하는 플래그 신호(FLAG=NOTSTD)가 입력되면, 버퍼크기제어기811은 버퍼812-817에 1개 데이터 블록의 파일럿신호들이 누적가산된 값을 저장하고, 다음 데이터 블록의 파일럿 신호들이 누적가산된 값이 입력되면 저장하고 있던 값을 출력하고 다음 데이터블록의 파일럿 신호들이 누적가산된 값을 저장하는 버퍼로 동작하도록 한다.
또한 상기 TSTD 기능을 사용함을 표시하는 플래그 신호(FLAG=TSTD)가 입력되면, 상기 버퍼제어기811은 버퍼812-817에 파일럿 신호들이 누적가산된 값 두 개를 저장하고, 다음 데이터 블록의 파일럿 신호들이 누적가산된 값이 입력되면 저장하고 있던 파일럿 신호들이 누적가산된 값, 두 개 중에서 먼저 입력된 값을 출력하고 새로 입력된 데이터 블록의 파일럿 신호들이 누적 가산된 값을 저장하는 버퍼로 동작하도록 한다. 상기와 같이 동작을 하면 도 7에서 스위치를 이용하는 것과 동일한결과를 얻게 된다. 또한 상기 승산기818-823의 계수 열들은 상기 도 7의 계수열들과 마찬가지로 각 계수 열들의 길이는 데이터 블록의 데이터의 위치(data position)의 개수 만큼이다. 또한 상기 도 7의 경우와 마찬가지로 TSTD를 이용하지 않을 경우의 계수 열들의 값들과 TSTD를 이용할 경우 계수 열들의 값들은 다른 값을 사용해야 한다.
도 9는 본 발명의 제2실시예에 따라 TSTD 기능을 사용하는 기지국에서 송신되는 데이타를 수신하는 이동국의 수신장치 구조를 도시하는 도면이다. 상기 도 9와 같은 구조를 갖는 이동국의 수신장치는 TSTD로 전송되는 데이타 및 비 TSTD(NO TSTD) 방식으로 전송되는 데이타를 처리할 수 있도록 설계되어 있다. 이동국의 수신장치는 N개의 핑거(finger)를 구비한다. 본 발명의 실시예에서는 설명의 편의를 위하여 한 개의 핑거를 중심으로 설명하기로 한다. 또한 상기 각 핑거901-90N의 내부에서는 I채널 및 Q채널의 신호를 처리하지만, 본 발명의 실시예에서는 설명의 편의를 위하여 이를 구분하지 않고 신호의 수신 과정을 중심으로 설명하기로 한다.
상기 도 9를 참조하면, 스위치910은 핑거 이전에 있는 복조기(demodulator)를 통과하고 난 이후의 신호를 샘플링(sampling)하는 기능을 수행한다. PN 역확산기(Pseudo Noise despreader)911은 수신신호와 PN시퀀스를 곱하여 역확산한다. 상기 PN확산기911은 복소 PN 역확산기(complex PN despreader)를 사용할 수 있다. 직교 역확산기(orthogonal code despreader)901은 상기 PN 역확산기911에서 출력되는 신호에서 해당하는 핑거의 신호를 추출하기 위하여, 상기 PN 역확산신호와 대응되는 직교부호를 곱하여 역확산한다. 여기서 상기 직교부호는 월시부호(Walsh code)를 사용할 수 있다. 누적 합산기(summation and dump)913은 상기 직교 역확산기912에서 출력되는 수신신호를 누적 가산하여 출력한다.
파일럿 분리기(pilot separator)914는 상기 누적합산기913에서 출력되는 누적 합산된 수신신호에서 파일럿신호와 및 데이타 신호를 분리하여 출력한다. 채널 추정기(channel estimator)916은 상기 파일럿 분리기914에서 분리된 파일럿 신호를 입력하며, 도시하지 않은 제어부에서 출력되는 TSTD 플래그 신호에 의해 TSTD 모드 또는 비 TSTD 모드의 동작 모드가 설정된다. 상기 채널 추정기916은 상기 설정된 동작 모드에 따라 상기 파일럿 분리기914에서 출력되는 파일럿 신호를 분석하여 채널을 추정한다. 공액기(conjugator)918은 상기 채널 추정기916의 출력을 공액화하여 출력한다.
지연기(delay)915는 상기 파일럿 분리기914에서 출력되는 데이타 신호를 입력하며, 도시하지 않은 제어부에서 출력되는 TSTD 플래그 신호에 의해 TSTD 모드 또는 비 TSTD 모드의 동작 모드가 설정된다. 상기 지연기915는 상기 설정된 동작 모드에 따라 비 TSTD인 경우는 한 개의 데이터 그룹 크기만을 지연시키고, TSTD인 경우는 사용되는 안테나의 개수 만큼의 데이터그룹 크기 만큼을 지연시켜 출력한다. 곱셈기917은 상기 지연기915에서 출력되는 데이타 신호와 상기 공액기918에서 출력되는 공액화된 채널 추정신호를 곱하여 해당 핑거의 채널 보상신호를 발생한다. 상기 구성에서 지연기915 및 승산기917은 채널 보상기가 된다.
제1결합기(combiner)920은 상기 각 핑거901-90N의 승산기917에서 출력되는 채널보상신호F1-FN을 결합하여 출력한다.
신호전력 추정기921(Signal Power Estimator)은 상기 파일럿 분리기914에서 분리된 파일럿 신호를 입력하며, 도시하지 않은 제어부에서 출력되는 TSTD 플래그 신호에 의해 TSTD 모드 또는 비 TSTD 모드(NOTSTD mode)를 설정된다. 상기 신호전력 추정기921은 상기 설정된 동작모드에 따라 상기 파일럿 분리기914에서 출력되는 파일럿 신호가 누적가산된 값을 전력을 추정한다. 제2결합기(combiner)922은 각 핑거901-90N의 신호전력 추정기921에서 출력되는 전력추정신호 P1-PN을 결합하여 출력한다.
간섭전력 추정기(Interference Power Estimator)923은 간섭 신호의 수신전력을 추정하는 기능을 수행한다. 상기와 같이 이동국의 수신기에서 간섭신호의 수신전력을 추정하는 이유는 신호전력 추정기921에서 추정된 원하는 신호의 수신전력과 간섭전력 추정기923에서 추정된 간섭신호의 비(Signal to Interference Ratio : 이하 SIR)를 추정하여 기지국의 송신기의 송신전력을 조절하는 전력제어를 하기 위함이다.
승산기924는 각 핑거901-90N에서 출력되는 P1-PN을 결합하여 출력하는 제2결합기922의 출력과 간섭신호의 전력을 추정하여 간섭신호 전력의 역수 (reciprocal)를 출력하는 간섭전력 추정기923의 출력을 승산하는 역할을 수행한다. 상기 승산기924의 출력은 수신신호의 전력과 간섭전력의 비(Signal to Interference Ratio: 이하 SIR이라 칭한다)로서 결정기925(decision)의 입력이 된다. 상기 결정기925는 입력되는 상기 SIR을 기준값과 비교하여 기지국의 송신기에게 전송할 전력제어명령을 출력한다. 상기 SIR이 기준값보다 낮으면 기지국의 송신기에게 송신전력을 높이라는 명령을 송신하고 기준값보다 높으면 기지국의 송신기에게 송신전력을 내리라는 명령을 송신한다.
상기와 같은 구성은 핑거의 구성으로써, 각 신호는 I채널 및 Q채널의 2개 신호 경로를 갖는다. 제1결합기(combiner)920은 상기 각 핑거901-90N의 승산기917에서 출력되는 채널보상신호F1-FN을 결합하여 출력하며, 제2결합기922는 상기 핑거901-90N의 신호전력 추정기921에서 추정된 신호 신호전력 P1-PN을 결합하여 출력한다.
상기 도 9와 같은 구조를 갖는 수신기를 이용하여 TSTD 방식으로 전송되는 데이터를 수신할 경우, 각각의 단계에서 발생되는 신호의 형태는 상기 제1실시예에서 설명된 상기 도 4와 같은 형태로 나타낼 수 있다.
이때 상기 파일럿분리기914는 데이타 그룹에서 파일럿신호와 데이타신호를 분리하며, 분리된 상기 파일럿신호는 각각 채널추정기916 및 신호전력 추정기921에 전송되는 동시에 상기 지연기915에 전송한다. 상기 파일럿 분리기914는 상기 제1실시예에서 설명된 상기 도 5와 같은 구성을 갖는다. 이때 상기 도 5와 같은 구조를 갖는 파일럿 분리기914의 동작은 상기 제1실시예에서와 동일한 과정으로 수행된다.
그러면 상기 지연기915는 상기 파일럿 분리기914에 분리되는 데이타 신호를 입력한다. 상기 지연기915는 TSTD 플래그신호에 따라 지연시간을 조절한다. 상기 TSTD 플래그 신호가 비 TSTD 모드의 플래그인 경우는 한 개의 데이터 그룹 크기만을 지연시키고, TSTD 모드의 플래그인 경우는 사용되는 안테나의 개수 만큼의 데이터 그룹 크기 만큼을 지연시킨다. 상기 지연기915는 도 6과 같이 구성할 수 있다.이때 상기 도 6과 같은 구조를 갖는 지연기915의 동작은 상기 제1실시예에서와 동일한 과정으로 수행된다.
상기 도 9에서 채널추정기916은 도 4의 420과 같이 파일럿 분리기914의 출력인 파일럿신호를 입력으로 한다. 상기 채널추정기916은 TSTD 플래그가 NOTSTD인 경우, 한 개의 채널상태만을 추정한다. 그러나 상기 채널 추정기916은 상기 TSTD 플래그가 TSTD인 경우 송신 안테나의 개수만큼의 채널을 추정해야 한다. 상기 채널 추정기916은 도 7과 같은 구조를 가질 수 있다. 도 7은 2개의 안테나를 이용하여 TSTD 기능을 수행하는 경우를 가정한 채널 추정기916의 실시예 구성을 도시하는 도면이다. 상기 도 7과 같은 구조를 갖는 채널추정기916의 동작은 상기 제1실시예서와 동일한 과정을 수행된다.
또한 상기 이동국의 수신장치는 상기와 같이 채널 왜곡을 추정하여 보정하는 동시에 상기 파일럿 신호를 이용하여 이동국의 수신전력을 추정한다. 상기 이동국의 수신전력을 추정하는 동작을 살펴본다.
도 10은 상기 도 9에서 수신신호의 전력을 추정하는 신호 전력 추정기921의 구조를 도시하는 도면이다. 상기 신호 전력 추정기921은 도시하지 않은 제어부에서 출력되는 TSTD 플래그 신호에 의해 TSTD 모드 또는 비 TSTD 모드의 동작 모드가 설정된다.
전력측정기1012는 상기 파일럿 분리기914에서 출력되는 누적 가산된 파일럿 신호를 입력하여 실부부분과 허수부분을 각각 제곱한 후 가산하여 출력한다. 스위치1014는 상기 전력측정기1012에 연결되며, 상기 TSTD 플래그에 의해 온 또는 오프된다. 즉, 상기 스위치1014는 TSTD 모드일 시 온되어 상기 전력 추정기1012의 출력을 스위칭 연결하고, 비 TSTD 모드일 시는 온 또는 오프되어 상기 전력추정기1012의 출력이 버퍼1014로 전달되는 것을 차단하거나 TSTD모드일 때와 동일하게 버퍼1014로 출력을 전달할 수도 있다. 버퍼1016은 상기 스위치1014에서 출력되는 전력 추정 값을 입력하여 저장하며, 다음 데이타 블록의 파일럿 입력될 때 까지 지연시키는 기능을 수행한다. 상기 버퍼1016은 한 개의 데이터 블록 내에 있는 파일럿 신호들이 누적가산(sum and dump)된 값이 저장 될 크기 만큼을 저장할 수 있고, 다음 데이터 블록의 누적가산(sum and dump)된 파일럿 신호 값이 입력될 때 까지 지연시키는 기능을 수행한다. 가산기1018은 상기 전력추정기1012의 출력과 상기 버퍼1016의 출력을 가산하여 해당 핑거의 신호전력을 출력한다.
상기 도 10을 참조하여 신호전력 추정기921의 동작을 살펴보면, 상기 신호전력 추정기921의 입력신호는 상기 파일럿 분리기914에서 분리된 파일럿 신호들이 누적 가산된 값들이며, 상기 누적가산된 값들은 I채널과 Q채널로 전송된 파일럿 신호들의 누적가산된 값들이다. 전력측정기1012는 I채널과 Q채널로 전송된 파일럿 신호들이 각각 누적가산된 값들을 입력한다. 상기 전력측정기1012는 상기 I채널을 통하여 전송된 파일럿 신호들의 누적가신된 값을 제곱(square)하고, 상기 Q채널을 통하여 전송된 파일럿 신호들의 누적가신된 값을 제곱(square)하여 가산하는 역할을 수행한다.
그리고 상기 스위치1014는 상기 제어부의 TSTD 플래그에 따라 신호전력 추정기921이 TSTD모드와 비 TSTD모드로 동작하도록 한다. 이때 상기 신호전력추정기921이 TSTD모드로 동작하게 되면(FLAG=TSTD), 상기 스위치1014는 온 스위칭되어 상기 전력측정기1012와 연결된다. 그러면 가산기1018은 이전 데이터블록의 수신전력 추정치를 저장하고 있는 버퍼1016의 출력과 상기 전력측정기1012에서 출력되는 현재 데이터블록의 수신전력 추정치를 가산한다. 이때 상기 가산기215의 출력은 두 개의 데이터 블록 각각에 대하여 추정한 수신전력들을 가산한 것이다. 따라서 상기 가산기1018은 상기 버퍼1016에서 출력되는 이전에 수신된 데이터블록에 대한 수신전력 추정치와 상기 전력측정기1012에서 출력되는 현재의 데이터 블록에 대한 수신전력 추정치를 가산하여 TSTD 모드로 송신된 신호의 전력 추정값을 발생한다.
그러나 상기 신호전력 추정기921이 TSTD모드로 동작하지 않는 경우(FLAG=NOTSTD), 스위치1014는 오프시키거나 온시킬 수 있다. 상기 스위치1014를 오프시키는 경우에는 상기 전력추정기1012와 상기 버퍼1016의 연결이 차단된다. 그러면 상기 가산기1018은 상기 버퍼1016에서 출력되는 이전 데이타 블록의 전력 추정치를 입력하지 못하므로, 상기 전력추정기1012에서 출력되는 현재 데이타 블록의 전력추정치를 그대로 출력하게 된다. 또한 상기 스위치1014를 온시키는 경우의 동작은 상기한 바와 같다.
따라서 비 TSTD모드로 동작하는 경우, 상기 신호전력 추정기921의 스위치1014를 온시키는 경우 2개의 데이터그룹에 대한 수신신호의 전력을 가지고 수신전력을 추정하기 때문에 정확성은 있지만 지연이 발생되는 문제점이 있다. 그리고 상기 신호전력 추정기921의 스위치1014를 오프시키는 경우 수신전력 추정의정확도가 낮지만 지연이 적게 발생된다.
도 11a 및 도 11b는 간섭전력 추정기(Interference power estimator)923에 대한 제1실시예 및 제2실시예를 도시하고 있다. 상기 간섭전력 추정기923의 제1실시예로 도시된 도 9a는 복조기(demodulator)를 통과한 신호를 샘플링(sampling)하여 바로 간섭전력을 추정하는 방식을 사용하는 예를 도시하고 있고, 제2실시예로 도시된 도 11b는 복조기(demodulator)를 통과한 신호를 샘플링(sampling)한 후에 PN코드와 월시(Walsh)코드를 사용하여 특정 간섭신호로 만든 이후에 간섭전력을 추정하는 방식을 사용하는 예를 도시하고 있다.
상기 도 11a를 참조하면, 전력측정기1111은 수신신호(received signal)를 입력하여 간섭신호의 전력을 추정한다. 누적가산기(summ and dump)1113은 상기 전력측정기1111에서 출력되는 수신신호에 포함된 간섭전력의 측정 값을 데이타 그룹 단위로 누적 가산하여 출력한다. 역수기(reciprocal)1115는 상기 누적가산된 간섭신호의 전력에 역수를 취하여 출력한다.
상기 도 11a와 같은 구조를 갖는 간섭전력 추정기923의 동작을 살펴보면, 상기 전력측정기1111은 수신신호의 전력을 추정하는 역할을 수행한다. 상기 전력측정기1111의 입력은 원하는 사용자의 신호와 다른 사용자들의 신호, 다른 셀(cell)의 간섭, 백색가산잡음(Additive White Gaussian Noise: AWGN)이 합쳐진 상태이다. 이때 상기 전력추정기1111의 입력신호는 원하는 사용자의 PN코드와 월시코드를 사용하여 역확산하지 않은 상태이므로, 원하는 사용자의 신호 전력보다 간섭신호들의 전력 합이 월등히 크다. 따라서 원하는 사용자의 신호는 무시될 수가 있어, 상기PN코드와 사용자마다 할당된 월시코드를 사용하여 역확산한 신호에 대하여 간섭신호라고 간주할 수 있다. 그러므로 상기 전력추정기1111은 간섭신호의 전력을 추정하는 기능을 수행한다.
그러면 상기 누적가산기(sum and dump)1113은 상기 전력추정기1111의 출력을 입력하여 일정 기간 동안의 전력 추정치를 누적하여 가산한다. 그리고 상기 누적가산기(sum and dump)1113의 출력을 입력하는 역수기1115는 상기 전력추정기1111과 누적가산기1113에서 추정한 간섭신호의 전력을 역수를 취하는 기능을 수행한다. 상기 역수기1115의 출력과 상기 신호전력추정기921의 출력을 승산하면 수신기 측에서 SIR을 추정할 수가 있어, 상기 SIR에 따라 상대편 송신기의 송신전력에 대한 전력 제어를 수행할 수가 있다.
두 번째로 상기 도 11b는 간섭전력 추정기923의 제2실시예로서, 수신 신호를 특정 PN코드와 월시코드를 사용하여 역확산하고 나서 전력을 추정하는 방법이다.
상기 도 11b를 참조하면, PN 역확산기1151은 수신신호에 PN시퀀스를 곱하여 역확산한다. 직교 역확산기1153은 상기 PN 역확산신호에 소정의 직교부호를 곱하여 역확산한다. 여기서 상기 직교부호는 셀 내에서 어떤 가입자도 사용하지 않는 직교부호 Wm을 사용한다. 상기 직교부호는 월시코드를 사용할 수 있다. 제1누적가산기1155는 상기 직교 역확산기1153에서 출력되는 신호를 심볼 단위로 누적 가산하여 출력한다. 전력측정기1157은 상기 누적가산기1155의 출력을 제곱하여 신호 전력을 측정한다. 제2누적가산기1158은 상기 전력측정기1157의 출력을 둘이상 가산하여 평균을 전력값을 구할 수있게 한다. 역수기1159는 상기 추정된 신호전력을 역수화하여 출력한다. 상기 제2누적가산기1158을 사용하면 좀더 정확한 간섭신호의 수신전력을 추정할 수 있다.
상기 도 11b를 참조하여 간섭신호 추정기923의 동작을 살펴보면, 상기 PN코드는 한 셀(cell)내의 모든 사용자가 동일한 PN코드를 가지고 역확산하기 때문에 동일한 PN코드를 사용한다. 그러나 상기 월시코드는 한 셀 내에서 아무도 사용하고 있지 않은 월시코드(Nobody uses Walsh m: Wm)이다. 상기 월시코드 Wm을 사용하여 수신신호를 역확산하게 되면, 상기 월시코드의 직교성(orthogonality)으로 인하여 다른 사용자들과 원하는 사용자의 신호 모두를 제거할 수 있다. 즉, 상기 도 11a에서 역확산을 수행하기 전에 간섭 신호들의 전력 합에 비해 원하는 사용자의 신호 전력이 매우 작아서 무시했던 것을 한 셀 내에서 아무도 사용하지 않는 월시코드를 사용하여 역확산을 수행하면, 월시코드의 직교성으로 인하여 다른 사용자들과 원하는 사용자의 신호 모두를 제거할 수 있으며, 이로인해 간섭 성분들의 전력을 보다 정확히 추정할 수 있다.
도 12는 상기 도 9와 같은 구성을 구비하여 TSTD 송신신호를 수신하는 전체 수신기 구조 중에서 수신전력을 추정하기 위한 기능을 수행하는 신호전력 추정기921, 간섭전력 추정기923, 결합기922, 결정기925 만을 도시한 것이다. 상기 간섭전력 추정기923은 상기 도 11a 및 도 11b와 같은 구조를 가질 수 있는데, 여기서는 상기 9a와 같은 구조를 갖는 제1실시예의 구성을 가정하여 설명하기로 한다. 또한 설명의 편의를 위하여 상기 도 12에서는 새로운 부호를 부가하여 설명하기로 한다.
1201-120N은 이동국의 수신기에서 N개의 다중경로를 통하여 전송되는 신호를 수신하는 N개의 핑거(finger)들을 의미한다. 상기 핑거1201-120N을 통하여 전력추정기1211-121N에 입력된 신호는 파일럿분리기914에서 출력되는 신호로써 데이타 그룹단위로 누적 가산된 파일럿 신호의 값이고, 간섭신호의 전력을 추정하기 위한 전력추정기1251에 입력된 신호는 복조기(demodulator)를 통과한 신호로서 사용자의 신호, 다른 사용자의 신호, 간섭 성분 등이 합하여진 형태이다.
그리고 도시하지 않은 제어부에서 출력되는 TSTD 플래그 신호에 의해, 상기 신호전력 추정기921은 TSTD 모드 또는 비 TSTD 모드의 동작 모드가 설정되는데, 상기 TSTD모드인 경우 스위치1221-122N은 연결이 되며, 비 TSTD 모드인 경우 스위치1221-122N은 연결되어도 되고 연결되지 않아도 된다. 이때 상기 스위치1221-122N이 연결이 되면 두 개의 데이터그룹을 이용하여 전력추정치를 구하게 된다. 상기 TSTD모드인 경우에는 송신기 측은 복수개의 안테나를 통해 송신신호를 전송한다. 즉, 예를들어 상기 송신기가 두 개의 안테나를 통해 송신신호를 전송한다고 가정하면, 짝수 번째 데이터그룹과 홀수 번째 데이터 그룹이 각각 다른 안테나를 통하여 전송된다. 상기와 같이 TSTD 방식의 송신신호를 수신하는 수신기가 두 안테나 사이의 평균전력을 추정하여 전력제어를 수행하는 방법을 사용할 경우, 상기 수신기는 두 개의 데이터 그룹 각각에 대한 수신전력 추정치를 알고 있어야 하므로 신호전력 추정기921의 스위치1221-122N들을 연결시킨다. 그러면 가산기1241-124N은 각각 대응되는 전력추정기1211-121N에서 출력되는 현재 데이타 블록의 신호전력 추정치와 상기 버퍼1231-123N에서 출력되는 이전 데이타 블록의 신호전력 추정치를가산하여 대응되는 핑거의 신호전력 추정치들을 발생한다. 그리고 결합기1257은 상기 가산기1241-124N에서 출력되는 N 채널의 신호전력 추정 값을 결합하여 출력한다.
또한 상기 송신측에서 비 TSTD모드로 전송한 경우 스위치1221-122N을 연결하게 되면, 좀더 정확한 전력추정치를 구할 수 있다. 하지만 두 개의 데이터그룹이 입력될 때까지 전력을 추정할 수 없어 전력추정지연(power estimation delay)이 있다는 단점이 있다. 상기 송신측에서 비 TSTD모드로 전송한 경우 스위치1221-122N을 연결하게 되면 상기 스위치1221-122N을 연결한 경우보다 전력 추정치는 정확하지 않다는 점은 있지만 전력추정지연(power estimation delay)이 없다는 장점이 있다.
그리고 상기 간섭전력 추정기923의 전력추정기1251, 누적가산기1253 및 역수기1255는 간섭신호의 수신 전력을 추정하는 기능을 수행한다. 상기 1251-1253에 대한 상세설명은 상기 도 11a에서 설명된 바와 같다.
상기 신호전력 추정기921에서 발생되는 수신신호의 전력 추정값과 상기 간섭전력 추정기923에서 출력되는 수신신호의 간섭전력 추정 값을 입력하는 승산기1259는 각 다중경로에서 추정된 신호의 수신전력 추정치 들을 합한 값과 간섭신호의 전력 추정치의 역수를 취한 값을 승산한다. 따라서 승산기1259의 출력은 신호대간섭비(Signal to Interference Ratio : SIR)이며, 상기 SIR은 결정기1261에 입력된다. 그러면 상기 결정기1261은 상기 승산기1259에서 출력되는 값을 기준값과 비교하여 기준값보다 낮을 경우 상대편 송신기에게 송신전력을 높이라는 명령을 전송하고 기준값 보다 낮을 경우 상대편 송신기에게 송신전력을 낮추라는 명령을 전송한다.
상술한 바와 같이 본 발명의 실시예에서는 기지국이 복수개의 안테나를 구비하고 시간을 분할하여 송신 다이버시티 기능으로 데이타를 송신하는 경우, 이동국이 이를 순차적으로 또는 일정한 패턴으로 수신하여 역확산한 후 데이타와 파일럿 신호를 분리하며, 분리된 파일럿 신호를 데이타 그룹 단위로 누적하여 채널과 수신전력을 추정하고 채널 추정된 값을 지연된 데이타신호와 곱하여 수신데이타에 포함된 왜곡을 보상하며 전력제어를 할 수 있다. 따라서 본 발명의 실시예에 따른 이동국 수신장치는 TSTD 신호의 채널과 수신전력을 효과적으로 추정하여 수신할 수 있는 이점이 있다. 또한 본 발명의 실시예에 따른 이동국 수신장치는 TSTD 송신 유무에 따라 수신되는 데이타 및 파일럿의 버퍼 방식을 다르게 제어하여 TSTD 방식의 송신 신호 및 비 TSTD 방식의 송신 신호를 동시에 수신할 수 있는 이점이 있다.

Claims (38)

  1. 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신된 채널신호를 역확산하는 역확산기와,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿신호를 분리하는 파일럿 분리기와,
    송신기의 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 송신기의 동일한 안테나에서 송신된 상기 파일럿신호들을 선택하여 채널 추정신호를 발생하는 채널 추정기와,
    상기 역확산된 채널신호를 상기 채널추정신호로 보상하는 보상기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 채널추정기가,
    상기 파일럿신호를 저장하는 적어도 2개의 버퍼들과,
    상기 버퍼들의 출력을 상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 스위칭시켜 동일한 안테나에서 출력되는 파일럿신호들을 선택하는 스위치와,
    상기 동일한 안테나에 출력되는 파일럿신호들을 연산하여 채널추정신호를 발생하는 연산기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 파일럿 분리기가,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿 신호와 데이타신호를 분리하는 스위치와,
    상기 분리된 파일럿신호를 누적 가산하여 출력하는 누적가산기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 분리된 데이터신호를 지연하여 채널추정신호에 동기시켜 상기 보상기에 인가하는 지연기를 더 구비하는 이동통신 시스템의 수신장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 보상기가,
    상기 채널추정신호를 공액화하는 공액기와,
    상기 공액화된 채널추정신호를 상기 데이터신호에 곱하여 보상하는 승산기로 구성되는 이동통신시스템의 수신장치.
  6. 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신된 채널신호를 역확산하는 역확산기와,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿신호를 분리하는 파일럿 분리기와,
    송신기의 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 송신기의 적어도 두 개의 안테나들에서 송신된 파일럿신호들을 선택하여 신호전력추정신호를 발생하는 신호전력추정기와,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 채널신호로부터 간섭전력추정신호를 발생하는 간섭전력추정기와,
    상기 신호전력추정신호와 상기 간섭전력추정신호를 연산하여 수신기의 수신전력을 결정하는 결정기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 신호전력추정기가,
    상기 분리된 파일럿신호를 연산하여 파일럿 신호의 전력을 측정하는 전력측정기와,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 측정된 제1파일럿신호의 전력과, 상기 제1파일럿신호와 다른 안테나에서 출력된 제2파일럿신호의 전력 값들을 선택하는 선택기와,
    상기 선택된 파일럿신호들의 전력 값들을 연산하여 신호전력을 추정하는 연산기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 간섭전력추정기가,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 신호의 전력을 측정하는 전력측정기와,
    상기 측정된 수신신호의 전력을 데이터 그룹 단위로 누적 가산하는 가산기와,
    상기 누적 가산된 신호의 전력에 역수를 취하여 간섭신호의 전력으로 출력하는 역수기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  9. 제7항에 있어서, 상기 간섭전력추정기가,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 신호를 특정 확산부호를 이용하여 역확산하는 역확산기와,
    상기 역확산된 신호의 전력을 측정하는 전력측정기와,
    상기 측정된 수신신호의 전력을 데이터 그룹 단위로 누적 가산하는 가산기와,
    상기 누적 가산된 신호의 전력에 역수를 취하여 간섭신호의 전력으로 출력하는 역수기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  10. 제7항에 있어서, 상기 파일럿 분리기가,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿 신호와 정보신호를 분리하는 스위치와,
    상기 분리된 파일럿신호를 누적 가산하여 출력하는 가산기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  11. 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신된 채널신호를 역확산하는 역확산기와,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿신호를 분리하는 파일럿 분리기와,
    송신기의 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 송신기의 동일한 안테나에서 송신된 상기 파일럿신호들을 선택하여 채널 추정신호를 발생하는 채널 추정기와,
    상기 역확산된 채널신호를 상기 채널추정신호로 보상하는 보상기와,
    송신기의 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 송신기의 적어도 두 개의 안테나들에서 송신된 파일럿신호들을 선택하여 신호전력추정신호를 발생하는 신호전력추정기와,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 채널신호로부터 간섭전력추정신호를 발생하는 간섭전력추정기와,
    상기 신호전력추정신호와 상기 간섭전력추정신호를 연산하여 수신기의 수신전력을 결정하는 결정기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 채널추정기가,
    상기 파일럿신호를 저장하는 적어도 2개의 버퍼들과,
    상기 버퍼들의 출력을 상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 스위칭시켜 동일한 안테나에서 출력된 파일럿신호들을 선택하는 스위치와,
    상기 동일한 안테나에 출력된 파일럿신호들을 연산하여 채널추정신호를 발생하는 연산기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  13. 제12항에 있어서, 상기 파일럿 분리기가,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿 신호와 데이타신호를 분리하는 스위치와,
    상기 분리된 파일럿신호를 누적 가산하여 출력하는 누적가산기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  14. 제13항에 있어서, 상기 분리된 데이터신호를 지연하여 채널추정신호에 동기시켜 상기 보상기에 인가하는 지연기를 더 구비하는 이동통신 시스템의 수신장치.
  15. 제14항에 있어서, 상기 보상기가,
    상기 채널추정신호를 공액화하는 공액기와,
    상기 공액화된 채널추정신호를 상기 데이터신호에 곱하여 보상하는 승산기로 구성되는 이동통신시스템의 수신장치.
  16. 제11항에 있어서, 상기 신호전력추정기가,
    상기 분리된 파일럿신호를 연산하여 파일럿 신호의 전력을 측정하는 전력측정기와,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 측정된 제1파일럿신호의 전력과, 상기 제1파일럿신호와 다른 안테나에서 출력된 제2파일럿신호의 전력 값들을 선택하는 선택기와,
    상기 선택된 파일럿신호들의 전력값들을 연산하여 신호전력을 추정하는 연산기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  17. 제16항에 있어서, 상기 간섭전력추정기가,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 신호의 전력을 측정하는 전력측정기와,
    상기 측정된 수신신호의 전력을 데이터 그룹 단위로 누적 가산하는 가산기와,
    상기 누적 가산된 신호의 전력에 역수를 취하여 간섭신호의 전력으로 출력하는 역수기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  18. 제16항에 있어서, 상기 간섭전력추정기가,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 신호를 특정 확산부호를 이용하여 역확산하는 역확산기와,
    상기 역확산된 신호의 전력을 측정하는 전력측정기와,
    상기 측정된 수신신호의 전력을 데이터 그룹 단위로 누적 가산하는 가산기와,
    상기 누적 가산된 신호의 전력에 역수를 취하여 간섭신호의 전력으로 출력하는 역수기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  19. 제16항에 있어서, 상기 파일럿 분리기가,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿 신호와 정보신호를 분리하는 스위치와,
    상기 분리된 파일럿신호를 누적가산하여 출력하는 가산기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신장치.
  20. 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신된 채널신호를 역확산하는 과정과,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿신호를 분리하는 과정과,
    송신기의 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 송신기의 동일한 안테나에서 송신된 상기 파일럿신호들을 선택하여 채널 추정신호를 발생하는 과정과,
    상기 역확산된 채널신호를 상기 채널추정신호로 보상하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  21. 제20항에 있어서, 상기 채널추정신호를 발생하는 과정이,
    상기 파일럿신호를 지연하는 과정과,
    상기 지연된 파일럿 신호를 상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 동일한 안테나에서 출력되는 파일럿신호들을 선택하는 과정과,
    상기 선택된 파일럿신호들을 연산하여 채널추정신호를 발생하는 연산기로 구성되는 이동통신 시스템의 수신방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 파일럿신호를 분리하는 과정이,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿 신호와 데이타신호를 분리하는 과정과,
    상기 분리된 파일럿신호를 누적 가산하여 출력하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  23. 제22항에 있어서, 상기 분리된 데이터신호를 지연하여 채널추정신호에 동기시키는 과정을 더 구비하는 이동통신 시스템의 수신방법.
  24. 제23항에 있어서, 상기 보상과정이,
    상기 채널추정신호를 공액화하는 과정과,
    상기 공액화된 채널추정신호를 상기 데이터신호에 곱하여 보상하는 과정으로 이루어지는 구성되는 이동통신시스템의 수신방법.
  25. 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신된 채널신호를 역확산하는 과정과,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿신호를 분리하는 과정과,
    송신기의 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 송신기의 적어도 두 개의 안테나들에서 송신된 파일럿신호들을 선택하여 신호전력추정신호를 발생하는 과정과,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 채널신호로부터 간섭전력추정신호를 발생하는 과정과,
    상기 신호전력추정신호와 상기 간섭전력추정신호를 연산하여 수신기의 수신전력을 결정하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  26. 제25항에 있어서, 상기 신호전력추정신호를 발생하는 과정이,
    상기 분리된 파일럿신호를 연산하여 파일럿 신호의 전력을 측정하는 과정과,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 측정된 제1파일럿신호의 전력과, 상기 제1파일럿신호와 다른 안테나에서 출력된 제2파일럿신호의 전력 값들을 선택하는 과정과,
    상기 선택된 파일럿신호들의 전력 값들을 연산하여 신호전력을 추정하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  27. 제26항에 있어서, 상기 간섭전력추정신호를 발생하는 과정이,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 신호의 전력을 측정하는 과정과,
    상기 측정된 수신신호의 전력을 데이터 그룹 단위로 누적 가산하는 과정과,
    상기 누적 가산된 신호의 전력에 역수를 취하여 간섭신호의 전력으로 출력하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  28. 제26항에 있어서, 상기 간섭전력추정신호를 발생하는 과정이,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 신호를 특정 확산부호를 이용하여 역확산하는 과정과,
    상기 역확산된 신호의 전력을 측정하는 과정과,,
    상기 측정된 수신신호의 전력을 데이터 그룹 단위로 누적 가산하는 과정과,
    상기 누적 가산된 신호의 전력에 역수를 취하여 간섭신호의 전력으로 출력하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  29. 제26항에 있어서, 상기 파일럿 분리신호를 발생하는 과정이,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿 신호와 정보신호를 분리하는 과정과,
    상기 분리된 파일럿신호를 누적 가산하여 출력하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  30. 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신된 채널신호를 역확산하는 과정과,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿신호를 분리하는 과정과,
    송신기의 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 송신기의 동일한 안테나에서 송신된 상기 파일럿신호들을 선택하여 채널 추정신호를 발생한 후, 상기 역확산된 채널신호를 상기 채널추정신호로 보상하는 과정과,
    송신기의 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 송신기의 적어도 두 개의 안테나들에서 송신된 파일럿신호들을 선택하여 신호전력추정신호를 발생하고, 상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 채널신호로부터 간섭전력추정신호를 발생한 후, 상기 신호전력추정신호와 상기 간섭전력추정신호를 연산하여 수신기의 수신전력을 결정하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  31. 제30항에 있어서, 상기 채널추정신호를 발생하는 과정이,
    상기 파일럿신호를 지연하는 과정과,
    상기 지연된 파일럿신호를 상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 스위칭시켜 동일한 안테나에서 출력된 파일럿신호들을 선택하는 과정과,
    상기 동일한 안테나에 출력된 파일럿신호들을 연산하여 채널추정신호를 발생하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  32. 제31항에 있어서, 상기 파일럿신호를 분리하는 과정이,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿 신호와 데이타신호를 분리하는 과정과,
    상기 분리된 파일럿신호를 누적 가산하여 출력하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  33. 제32항에 있어서, 상기 분리된 데이터신호를 지연하여 채널추정신호에 동기시키는 과정을 더 구비하는 이동통신 시스템의 수신방법.
  34. 제33항에 있어서, 상기 보상과정이,
    상기 채널추정신호를 공액화하는 과정과,
    상기 공액화된 채널추정신호를 상기 데이터신호에 곱하여 보상하는 과정으로 이루어지는 이동통신시스템의 수신방법.
  35. 제30항에 있어서, 상기 신호전력추정신호를 발생하는 과정이,
    상기 분리된 파일럿신호를 연산하여 파일럿 신호의 전력을 측정하는 과정과,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 패턴에 의해 상기 측정된 제1파일럿신호의 전력과, 상기 제1파일럿신호와 다른 안테나에서 출력된 제2파일럿신호의 전력 값들을 선택하는 과정과,
    상기 선택된 파일럿신호들의 전력값들을 연산하여 신호전력을 추정하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  36. 제35항에 있어서, 상기 간섭전력추정신호를 발생하는 과정이,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 신호의 전력을 측정하는 과정과,
    상기 측정된 수신신호의 전력을 데이터 그룹 단위로 누적 가산하는 과정과,
    상기 누적 가산된 신호의 전력에 역수를 취하여 간섭신호의 전력으로 출력하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  37. 제35항에 있어서, 상기 간섭전력추정신호를 발생하는 과정이,
    상기 시간 스위칭 송신 다이버시티 방식으로 송신되는 신호를 특정 확산부호를 이용하여 역확산하는 과정과,
    상기 역확산된 신호의 전력을 측정하는 과정과,
    상기 측정된 수신신호의 전력을 데이터 그룹 단위로 누적 가산하는 과정과,
    상기 누적 가산된 신호의 전력에 역수를 취하여 간섭신호의 전력으로 출력하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
  38. 제35항에 있어서, 상기 파일럿신호를 분리하는 과정이,
    상기 역확산된 채널신호에서 파일럿 신호와 정보신호를 분리하는 과정과,
    상기 분리된 파일럿신호를 누적 가산하여 출력하는 과정으로 이루어지는 이동통신 시스템의 수신방법.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100580090B1 (ko) * 1999-12-18 2006-05-16 주식회사 케이티 송신 안테나 다이버서티를 사용하는 코드분할다중접속 시스템을 위한 모드 선택형 복조장치
KR100679836B1 (ko) 2006-03-02 2007-02-06 엘지전자 주식회사 근거리 통신에서의 채널의 간섭 여부 판별 방법

Families Citing this family (48)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6661832B1 (en) * 1999-05-11 2003-12-09 Qualcomm Incorporated System and method for providing an accurate estimation of received signal interference for use in wireless communications systems
JP3438701B2 (ja) 2000-06-09 2003-08-18 日本電気株式会社 Ｄｓ−ｃｄｍａシステムにおける受信パスタイミング検出回路
KR100459564B1 (ko) * 2000-06-21 2004-12-03 삼성전자주식회사 이동통신시스템에서 서비스 부하를 단말기에 보고하기위한 장치 및 방법
EP1168654B1 (en) * 2000-06-28 2006-08-16 Samsung Electronics Co. Ltd. Pilot channel power measurement means for a mobile station in asynchronous CDMA communication system
JP3607605B2 (ja) * 2000-12-04 2005-01-05 埼玉日本電気株式会社 Ｗｃｄｍａ無線基地局
DE10105733A1 (de) * 2001-02-08 2002-09-26 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Bestimmung der Störleistung in einem CDMA-Funkempfänger und CDMA-Funkempfänger
KR100826168B1 (ko) * 2001-12-29 2008-04-30 엘지전자 주식회사 이동 통신 시스템의 채널 추정 장치
KR100886534B1 (ko) * 2002-03-27 2009-03-02 삼성전자주식회사 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신 다이버시티 방식을 이용한 채널 신호 수신 장치 및 방법
JP4289854B2 (ja) * 2002-09-20 2009-07-01 京セラ株式会社 無線基地装置、移動端末装置、参照信号制御方法および参照信号制御プログラム
US9661519B2 (en) 2003-02-24 2017-05-23 Qualcomm Incorporated Efficient reporting of information in a wireless communication system
US8811348B2 (en) 2003-02-24 2014-08-19 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for generating, communicating, and/or using information relating to self-noise
US9544860B2 (en) 2003-02-24 2017-01-10 Qualcomm Incorporated Pilot signals for use in multi-sector cells
US7218948B2 (en) 2003-02-24 2007-05-15 Qualcomm Incorporated Method of transmitting pilot tones in a multi-sector cell, including null pilot tones, for generating channel quality indicators
US6907025B2 (en) * 2003-06-06 2005-06-14 Interdigital Technology Corporation Adjusting the amplitude and phase characteristics of transmitter generated wireless communication signals in response to base station transmit power control signals and known transmitter amplifier characteristics
CN1581740B (zh) * 2003-08-15 2012-10-17 上海贝尔阿尔卡特股份有限公司 Ofdm***中基于pn序列和导频的反馈型信道估计方法及装置
US7746800B2 (en) * 2003-11-21 2010-06-29 Nokia Corporation Flexible rate split method for MIMO transmission
US8433005B2 (en) 2004-01-28 2013-04-30 Qualcomm Incorporated Frame synchronization and initial symbol timing acquisition system and method
US8724447B2 (en) 2004-01-28 2014-05-13 Qualcomm Incorporated Timing estimation in an OFDM receiver
US7558554B2 (en) * 2004-02-24 2009-07-07 Broadcom Corporation Method and system for antenna selection diversity with prediction
US8077691B2 (en) * 2004-03-05 2011-12-13 Qualcomm Incorporated Pilot transmission and channel estimation for MISO and MIMO receivers in a multi-antenna system
US8027372B2 (en) * 2004-06-18 2011-09-27 Qualcomm Incorporated Signal acquisition in a wireless communication system
US8503938B2 (en) 2004-10-14 2013-08-06 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for determining, communicating and using information including loading factors which can be used for interference control purposes
MX2007004520A (es) 2004-10-14 2007-09-11 Qualcomm Flarion Tech Metodos y aparatos para determinar, comunicar y utilizar informacion la cual puede ser empleada para propositos de control de interferencia._.
EP1804391A1 (en) * 2004-11-08 2007-07-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Radio transmitter and pilot signal inserting method
US8989084B2 (en) 2005-10-14 2015-03-24 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for broadcasting loading information corresponding to neighboring base stations
US9191840B2 (en) 2005-10-14 2015-11-17 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for determining, communicating and using information which can be used for interference control
US7729714B2 (en) * 2005-12-20 2010-06-01 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for reverse link transmit beam-forming
US9572179B2 (en) 2005-12-22 2017-02-14 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for communicating transmission backlog information
US9137072B2 (en) 2005-12-22 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for communicating control information
US9148795B2 (en) 2005-12-22 2015-09-29 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for flexible reporting of control information
US8437251B2 (en) 2005-12-22 2013-05-07 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for communicating transmission backlog information
US9473265B2 (en) 2005-12-22 2016-10-18 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for communicating information utilizing a plurality of dictionaries
US9125092B2 (en) 2005-12-22 2015-09-01 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for reporting and/or using control information
US20070149132A1 (en) 2005-12-22 2007-06-28 Junyl Li Methods and apparatus related to selecting control channel reporting formats
US8514771B2 (en) 2005-12-22 2013-08-20 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for communicating and/or using transmission power information
US20070249287A1 (en) 2005-12-22 2007-10-25 Arnab Das Methods and apparatus for selecting between a plurality of dictionaries
US9119220B2 (en) 2005-12-22 2015-08-25 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for communicating backlog related information
US9338767B2 (en) 2005-12-22 2016-05-10 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus of implementing and/or using a dedicated control channel
US9125093B2 (en) 2005-12-22 2015-09-01 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus related to custom control channel reporting formats
US9451491B2 (en) 2005-12-22 2016-09-20 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus relating to generating and transmitting initial and additional control information report sets in a wireless system
US20070243882A1 (en) 2006-04-12 2007-10-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for locating a wireless local area network associated with a wireless wide area network
CN101047486B (zh) * 2006-06-23 2010-07-07 华为技术有限公司 一种干扰检测方法
KR101414611B1 (ko) * 2007-04-19 2014-07-07 엘지전자 주식회사 다중 안테나 시스템에서 신호 송신 방법
US8543149B2 (en) * 2008-04-04 2013-09-24 Samsung Electronics Co., Ltd Message-based approach for improved interference power estimation
DE102009017552B3 (de) * 2009-04-17 2010-09-30 Sew-Eurodrive Gmbh & Co. Kg Vorrichtung und Verfahren zur berührungslosen Übertragung elektrischer Leistung und Information
US9048913B2 (en) * 2010-07-06 2015-06-02 Google Inc. Method and apparatus for adaptive control of transmit diversity to provide operating power reduction
JP6684079B2 (ja) * 2015-11-17 2020-04-22 キヤノン株式会社 通信装置、制御方法、及びプログラム
CN111246587B (zh) * 2018-11-29 2021-10-19 华为技术有限公司 传输方法和装置

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5127051A (en) * 1988-06-13 1992-06-30 Itt Corporation Adaptive modem for varying communication channel
US5214675A (en) * 1991-07-02 1993-05-25 Motorola, Inc. System and method for calculating channel gain and noise variance of a communication channel
CH682195A5 (ko) * 1991-07-31 1993-07-30 Ascom Tech Ag
FR2696604B1 (fr) * 1992-10-07 1994-11-04 Alcatel Radiotelephone Dispositif d'estimation d'un canal de transmission.
US5581580A (en) * 1993-05-20 1996-12-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Low complexity model based channel estimation algorithm for fading channels
JP3457357B2 (ja) * 1993-07-23 2003-10-14 株式会社日立製作所 スペクトル拡散通信システム、送信電力制御方法、移動端末装置及び基地局
US5809083A (en) * 1994-11-23 1998-09-15 At&T Wireless Services, Inc. Differentially encoded pilot word system and method for wireless transmissions of digital data
JPH08195703A (ja) * 1995-01-17 1996-07-30 Toshiba Corp 無線通信装置
EP0776105B1 (en) * 1995-06-13 2004-08-25 NTT DoCoMo, Inc. Cdma demodulator
US5671221A (en) * 1995-06-14 1997-09-23 Sharp Microelectronics Technology, Inc. Receiving method and apparatus for use in a spread-spectrum communication system
ZA965340B (en) * 1995-06-30 1997-01-27 Interdigital Tech Corp Code division multiple access (cdma) communication system
JP3338747B2 (ja) * 1995-12-28 2002-10-28 日本電気株式会社 干渉波除去装置
US5737327A (en) * 1996-03-29 1998-04-07 Motorola, Inc. Method and apparatus for demodulation and power control bit detection in a spread spectrum communication system
US5799005A (en) * 1996-04-30 1998-08-25 Qualcomm Incorporated System and method for determining received pilot power and path loss in a CDMA communication system
US5881056A (en) * 1996-08-20 1999-03-09 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus of a multi-code code division multiple access receiver having shared accumulator circuits
JP3006679B2 (ja) * 1997-01-16 2000-02-07 日本電気株式会社 セルラー移動電話システム
US5926503A (en) * 1997-08-27 1999-07-20 Motorola, Inc. DS-CDMA receiver and forward link diversity method
US6185258B1 (en) * 1997-09-16 2001-02-06 At&T Wireless Services Inc. Transmitter diversity technique for wireless communications

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100580090B1 (ko) * 1999-12-18 2006-05-16 주식회사 케이티 송신 안테나 다이버서티를 사용하는 코드분할다중접속 시스템을 위한 모드 선택형 복조장치
KR100679836B1 (ko) 2006-03-02 2007-02-06 엘지전자 주식회사 근거리 통신에서의 채널의 간섭 여부 판별 방법

Also Published As

Publication number Publication date
EP1791267A1 (en) 2007-05-30
JP2002515675A (ja) 2002-05-28
DE69938529T2 (de) 2009-06-10
CA2294852C (en) 2005-06-07
BR9906447A (pt) 2000-11-28
EP0993706A2 (en) 2000-04-19
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AU733154B2 (en) 2001-05-10
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KR19990088251A (ko) 1999-12-27
JP3423292B2 (ja) 2003-07-07
CN1164046C (zh) 2004-08-25
WO1999059254A3 (en) 2000-01-27
CA2294852A1 (en) 1999-11-18
DE69938529D1 (de) 2008-05-29

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