KR100278015B1 - 모터 및 유도성 부하를 통하는 전류를 제어하기 위한 회로 및 장치 - Google Patents

모터 및 유도성 부하를 통하는 전류를 제어하기 위한 회로 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 유도성 구성요소들의 전류요구에 의존하여, 펄스폭변조모드와 선형모드 사이의 자동 스위칭에 의해 유도성 구성요소들을 통하는 전류를 제어하기 위한 회로 및 장치를 제공한다. 타임-베이스회로는 전류가 유도성 장치들을 통해 흐르도록 하는 주기적 펄스들을 제공한다. 유도성 장치를 통하는 전류는 시간에 따라 증가한다. 만약 유도성 장치를 통하는 전류가 소정 값을 초과하면, 전류는 타임-베이스회로로부터의 다음 펄스 때까지 차단된다. 전력공급전류가 차단된 후에, 유도성 장치를 통하는 전류가 플라이백 다이오드를 통해 계속적으로 흐르며, 시간에 따라 점차적으로 감소한다. 전류가 영에 도달하기 전에 타임-베이스회로에 의해 다른 펄스가 제공된다. 유도성 장치를 통하는 전류의 증가 및 감소의 기간 및 비율을 제어함에 의해, 유도성 구성요소들을 위한 전류제어의 한 방법이 제공된다.

Description

모터 및 유도성 부하를 통하는 전류를 제어하기 위한 회로 및 장치
제1도는 선형 및 PWM작동에 대한 선행기술의 회로를 도시하는 구성도
제2도는 본 발명의 바람직한 실시예를 도시하는 구성도
제3도는 제2도에 도시된 실시예의 타이밍 관계들을 도시하는 타이밍도
제4도는 본 발명의 바람직한 실시예에 의해 제어되는 모터의 액티브 모터 와인딩들을 통하는 전류 및 전압을 도시하는 타이밍도
제5도는 본 발명의 다른 실시예를 도시하는 구성도
제6도는 상위 스위칭장치들에서 발생하는 PWM스위칭을 갖는 본 발명의 다른 실시예를 도시하는 도면
제7도는 하위 스위칭장치들에서 발생하는 PWM스위칭을 갖는 본 발명의 다른 실시예를 도시하는 도면
본 발명은 모터를 포함한 유도성 전기부하에 대한 제어시스템의 기술분야, 특히 유도성 부하를 통해 흐르는 전류의 양을 제어하는 회로 및 장치에 관한 것이다.
전기회로들은 종종 유도성 구성성분들을 포함한다. 일부 회로들에 있어서, 유도성 구성성분들에 의해 요구되는 전류의 양은 시간에 따라 변화한다. 전기적 시스템과 전력공급 및 스위칭 장치들과 같은 구성성분들의 성능을 최적화하기 위해, 유도성 구성성분들을 통해 흐를 수 있는 전류의 양을 제한하는 것이 바람직할 수도 있다.
모터들은 작동전류를 제어하는 것이 바람직한 유도성 구성성분의 한 유형이다. 선행기술에서, 두가지 방법이 모터의 전류를 제어하기 위해 사용되어왔다. 한 선행기술의 방법은 선형제어로 알려져있다. 선형전류제어는 정상전류를 제어된 레벨로 흐르도록 한다. 선행기술의 두번째 방법은 펄스폭변조(PWM)로 알려져있다. 펄스폭변조는 전류가 소정 레벨의 펄스들에 적용되도록 한다. 펄스폭변조는 전류가 펄스들의 폭을 변화함에 의해 제어되도록 한다. 전류를 충분히 스위칭-온(switching on)하거나 오프(switching off)함에 의해, 펄스폭변조는 선형 전류제어와 관련된 손실을 피하여 큰 효율을 얻는다. 그러나 펄스들을 발생함에 의해 펄스폭변조는 사용되는 시스템들에 전기적, 음향적 잡음을 야기할 수 있다. 이러한 잡음은 시스템의 다른 구성성분들을 방해할 수 있으며, 시스템의 사용자들을 괴롭힐 수 있다.
어떤 선행기술의 모터제어기들은 선형 혹은 PWM모드 중 어느 하나에서 모터들의 작동을 허락한다. 그러나 이러한 모터제어기들은 선형 흑은 PWM작동의 자동선택을 허락하지 않는다. 제어기의 작동모드(선형 혹은 PWM)는 제어기회로 외부의 회로들에 의해 선택되어야만 하며, 이리하여 제어기는 그것이 PWM모드에 있어야 할 때 선형모드에 있을 수 있으며, 감소된 효율을 야기한다. 또한 모터는 그것이 선형모드에 있어야 할 때 PWM모드에 있을 수 있으며, 시스템에 잡음을 증가시킨다.
한 선행기술의 모터제어기는 마이크로 리니어(Micro Linear) ML4411이다. ML4411은 선형 및 PWM작동을 허락하지만 가변주파수 PWM을 사용하며, 원-쇼트(one-shot) 타이밍회로를 필요로 다. 또한 ML4411은 상반되는 반도체-형 극성들의 상위 및 하위 드라이버(driver)들을 필요로 한다.
본 발명은 모터 및 유도성 부하를 통하는 전류를 제어하기 위한 회로 및 장치를 제공한다. 본 발명은 선형 혹은 PWM모드 중 어느 하나에서 작동을 허락하므로, 단지 두 모드들 중에 하나의 모드에서 작동하는 상기의 단점들을 피한다. 본 발명은 선행기술의 일정 오프타임 가변주파수 PWM방식을 사용하지 않으므로, 가변주파수 PWM과 관련된 일부 잡음문제들과 복잡성을 피한다. 또한 본 발명은 유도성 장치의 전류요구에 입각하여 PWM모드와 선형모드 사이의 자동 스위칭을 허락한다.
본 발명에서 유도성 장치를 통하는 전류가 측정되고 소정 값과 비교된다. 타임-베이스회로는 전류가 유도성 장치를 통해 흐르도록 하는 주기적 펄스들을 제공한다. 유도성 장치를 통해 흐르는 전류는 시간에 따라 증가한다. 만약 유도성 장치를 통하는 전류가 소정 값을 초과하면, 전류는 타임-베이스회로의 다음 펄스때 까지 차단된다. 이리하여, 유도성 장치가 큰 양의 전류를 요구할 때, 전류는 소정 값을 초과할 것이며, 단지 전류의 짧은 펄스가 그 타이밍 사이클에 걸쳐 제공될 것이다. 그러나 만약 유도성 장치가 적은 전류를 이끈다면, 전류는 소정 값을 빨리 초과하지 않을 것이다. 이리하여 전류의 보다 긴 펄스가 그 타이밍 사이클 동안 흐르게될 것이다. 만약 유도성 장치가 더욱 적은 전류를 이끈다면, 전류의 양은 전체 타이밍 사이클에 걸쳐 소정 값을 초과하지 않을 것이다. 이러한 경우에 전류는 타이밍 사이클의 지속기간 동안 그리고 수반하는 타이밍 사이클들에서 연속적으로 흐르게 될 것이다.
본 발명의 바람직한 실시예에서 모터 와인딩들을 통하는 전류의 제어가 제공된다. 많은 모터 응용들이 모터가 작동을 시작하고 가속하는 동안에는 보다 큰 전류의 양을 필요로 하지만, ??정속도(정상 작동속도)??로 작동할 경우에는 보다 적은 전류가 사용된다. 본 발명에 따라, 시작 및 가속동안 요구되는 전류는 펄스폭변조를 사용하여 제한될 수 있다. 모터가 ??정속도?? 작동에 도달할 때, 제어기는 작동잡음을 줄이기 위해 자동적으로 선형모드작동으로 스위칭한다.
본 발명의 바람직한 실시예는 또한 정류 스위칭이 펄스폭변조에 사용되는 것과 같은 스위칭 구성요소들로 실행되도록 한다. 본 발명의 바람직한 실시예는 또한 PWM스위칭에 필적하는 역-EMF를 조정하기 위해 타이밍신호들을 발생한다. 또한 본 발명은 상반되는 반도체 극성들의 스위칭장치들에만 사용 한정되는 것이 아니라 단일 반도체 극성의 스위칭장치들로서도 실시될 수 있다.
본 발명이 복잡한 회로의 구현 없이도 유도성 부하들에 대해 적응 선형 및 PWM전류제어를 제공하므로, 유도성 부하들에 대한 전류제어의 방법이 보다 단순하고, 단조롭고, 효율적으로 제공되었다.
모터 및 유도성 부하를 통하는 전류를 제어하기 위한 회로 및 장치가 설명된다. 다음의 설명에서 전도형, 모터의 유형 등등과 같은 방대하고 상세한 항목들이 본 발명의 보다 철저한 이해를 제공하기 위해 상세하게 설명된다. 그러나 당해 기술분야에 숙련된 자에게 있어 본 발명이 이러한 상세한 항목들 없이도 실시될 수 있음은 명백할 것이다. 다른 예들에서 잘 알려진 특징들은 본 발명을 모호하지 않게 하기 위해 상세히 설명되지 않는다.
선형 및 PWM변조에 대한 선행기술 회로의 한 예가 제1도에 도시된다. 정류논리신호 117과 DISPWR신호 118은 원-쇼트 멀티바이브레이터 105의 출력 116과 함께 AND게이트 106에 입력으로서 제공된다. AND게이트 106의 출력 119는 버퍼 107에 연결된다. 버퍼 107의 출력 120은 드라이버 101에 연결된다. 드라이버 101의 포트 112는 감지저항 102를 통해 접지에 연결되며, 증폭기 103의 입력에 연결된다. 포트 111은 스타 구성(star configuration)으로 결선된 다수의 유도성 부하(도시되지 않음)들 중의 하나에 연결된다. 제1도의 구성요소들 106,107,101과 동일한 부가적인 구성요소들(도시되지 않음)은 나머지의 유도성 부하들을 구동하기 위해 유사한 형태로 연결된다.
전류제한 신호 114는 증폭기 104의 비-반전입력에 연결된다. 증폭기 103의 출력 113은 증폭기 104의 반전입력에 연결된다. 증폭기 104의 출력 115는 원-쇼트 105에 연결된다. 원-쇼트 105의 타이밍은 라인 123에서 원-쇼트 105와 VCC에 연결된 캐패시터 109에 의해 제어된다.
신호 121(I(CMD))는 증폭기 108의 비-반전입력에 연결된다. 증폭기 103의 출력 113은 증폭기 108의 반전입력에 연결된다. 증폭기 108의 출력 122는 캐패시터110을 통해 접지에 연결되며, 버퍼 107에 연결된다.
선행기술의 상기 제어회로는 선형제어루프와 PWM제어루프를 포함한다. 선형제어루프는 감지저항 102를 통해 증폭기 103의 ISENSE단자의 모터전류를 감지한다. 내부전류감지증폭기(108)의 출력은 버퍼 107을 통해 N-채널 MOSFET 101의 게이트를 조정한다. 버퍼 107은 FET 101의 게이트를 구동하기 위해 10밀리암페어까지 공급하고 낮출 수 있는 토템 폴(totem pole) 출력을 갖는다.
상기 회로는 또한 전류모드의 일정 오프타임 PWM회로를 포함한다. 모터 전류가 ILIMIT 114에 임계값을 만들 때, 원-쇼트 105는 (캐패시터 109에 의해 세트되는 타이밍에 일치하여) 트리거 된다. 그 다음, 모터의 전류는 하위의 신호 114와 121에 의해 제어된다.
본 발명의 바람직한 실시예는 제2도에 도시된다. T1과 T2의 두 타이밍신호들이 타임-베이스회로(도시되지 않음)에 의해 발생된다. T1은 NOR게이트 N1의 한 입력에 연결된다. NOR게이트 N1의 다른 입력은 NOR게이트 N2의 출력에 연결된다. NOR게이트 N1의 출력은 신호 PWMC이며, OR게이트 201의 한 입력과 NOR게이트 N2의 한 입력에 연결된다. OR게이트 201의 다른 입력은 신호 UPA(액티브 로우인 신호)이다. OR게이트 201의 출력 UPAS는 P-형 구동트랜지스터 MAPU의 게이트에 연결된다. 트랜지스터 MAPU의 소오스는 공급전압 VM에 연결된다. 트랜지스터 MAPU의 드레인은 노드 A에 연결되며, 다이오드 DDA를 통해 접지에 연결된다.
VIN신호는 비교기(COMP1)의 반전입력에 연결된다. 상기 비교기(COMP1)의 출력은 노드 VCOMP에 연결된다. VCOMP는 NOR게이트 N2의 한 입력과 NOR게이트 N4의 한 입력에 연결된다. 타이밍신호 T2는 NOR게이트 N4의 출력과 함께 NOR게이트 N3에 연결된다. NOR게이트 N3의 출력은 NOR게이트 N4의 다른 입력에 연결되며, 신호 SMPL을 제공하기 위해 반전된다.
노드 A는 모터코일 LMA에 연결된다. 모터코일 LMC는, 제어신호 CT로서, LMA와 LMB의 접합점에 연결된다. 모터코일 LMB의 한 단자는 노드 B에서 다이오드 DDB(다른 쪽은 접지)와 구동트랜지스터 MBND의 드레인에 연결된다. 구동트랜지스터 MBND의 게이트는 신호 DNB에 연결된다. 트랜지스터 MBND의 소오스는 전압 VRS에 연결된다. 전압 VRS는 증폭기 AMP1의 비-반전입력에 연결되며, 저항 RS를 통해 접지에 연결된다. 저항 R2는 증폭기 AMP1의 반전입력과 접지 사이에 연결된다. 증폭기 AMP1의 출력은 저항 R1을 통한 궤환 루프 내에서 그 반전입력에 연결된다. 증폭기 AMP1의 출력은 신호 VRSA이며, 비교기(COMP1)의 비-반전입력에 연결된다.
제2도에 도시되어 있지 않은 것들은: MBND와 유사하게 각기 노드 A와 C를 VRS에 연결하는 트랜지스터 MAND와 MCND; 노드 B를 공급전압 VM에 연결하기 위해 트랜지스터 MBPU에 연결되는 NOR게이트 201B, 유사하게 노드 C를 공급전압 VM에 연결하기 위해 트랜지스터 MCPU에 연결되는 NOR게이트 201C; DDA와 DDB와 유사하게, 노드 C를 접지에 연결하기 위한 다이오드 DCC가 있다.
상술한 바와 같이, 신호 T1과 T2는 도시되지 않은 타임-베이스회로에 의해 발생된다. 제3도를 간략하게 언급하면, T1의 속도는 TP가 약 20-100 마이크로 초인 정도이다. T1의 폭(TW)은 약 1-5 마이크로 초이며, T2의 폭(TS)은 비슷하다. T1로부터 T2의 지연(TD)은 본 발명의 바람직한 실시예에서 전형적으로 10-20 마이크로초이다.
T1은 NOR게이트 N1의 출력(PWMC)을 로우상태로 되게 한다. VCOMP가 로우임을 가정하면, PWMC는 T1이 로우로 간 후에 로우에 머무르며, UPA로우에 대해, 구동트랜지스터 MAPU가 (P-채널 MOSFET이므로) 턴-온 된다.
높은 전위로 트랜지스터 MBND를 구동하기 위한 게이트신호 DNB로서, MBND는 또한 온되며, 전류는 코일 LMA와 LNB를 통해 흐른다. 이러한 코일들은 유도자들이기 때문에, 전류는 시간에 따라 값이 증가한다. 전류의 흐름(및 흐름 증가)은 VRS의 증폭인 VSRA로서 나타난다. VRSA가 전압 VIN보다 클 때, 비교기(COMP1)의 VCOMP가 하이 상태로 되게 하며, NOR게이트 N2의 작동을 통해 PWMC가 하이 상태가 되도록 한다. 이것은 차례로 트랜지스터 MAPU가 오프 되도록 하며, 공급전압 VM으로부터 전류의 흐름을 차단한다. 유도성 부하는 다이오드 DDA를 통해 흐르는 전류의 흐름을 연속시킨다. 이것은 제3도의 케이스1에서 보여질 수 있다.
제2도와 제3도를 언급하면, 제3도의 케이스2는 VRSA가 VIN에 도달하기까지 걸리는 시간이 T1결과들 사이의 시간인 시간(TP) 보다 큰 부분이라는 것을 제외하고는 유사한 결과를 나타낸다. 케이스3은 제3의 가능성을 도시하며, 여기에서 전류는 하나 혹은 그 이상의 T1결과들의 시간간격 동안 VRSA가 VIN을 초과할 정도의 값에 결코 도달하지 않는다. 이러한 경우에, PWMC는 로우를 유지하고, 구동트랜지스터 MAPU는 연속적으로 온 상태에 머무르며, 스위치 모드작동이 요구되지 않는데, 이러한 것은 모터 전류가 제한값에 결코 도달하지 않기 때문이다. 또한 샘플링신호 SMPL이 제2도에 도시되며, 홀센스(HALLSENSE) 시스템들을 포함하지 않는 모터들의 정류(commutation)에 대한 모터 위치를 결정하기 위해 사용된다. 타이밍신호 T2는, 모터 코일들이 스위치모드작동 동안 스위칭-온 될 때, 지연 TD 후에, 구동되지 않는 코일이 노드 C에서 샘플링 될 수 있으며, 노드 CT와 비교될 수 있으며, 또한 샘플링 될 수 있는 정도로 제공된다. 도시된 바와 같이, 샘플이 T1후 TD에서 시작하며, VCOMP가 하이 상태로 갈 때까지 계속한다. 이것은 구동트랜지스터가 턴 오프될 때이다. 이리하여 스위치모드 작동이 요구되지 않는 케이스 3에서, 선형 작동의 동일한 방법으로, 어떤 형태의 부가적인 제어회로가 없이, 샘플출력 SMPL은 하이 상태에 머무르며 연속적인 비교들이 이루어지게 된다.
제3도를 참조하면, 신호 T1은 타이밍라인 301에 의해 나타난다. 타임 TP는 T1의 펄스들의 연속적인 상승단들에 의해 나타난다. TW는 각 펄스의 폭으로 나타난다. T2는 제3도의 타이밍라인 302에 의해 나타난다. TS는 T2의 각 펄스의 폭으로서 표시된다. 타임 TD는 T1펄스의 상승단과 T2펄스의 상승단 사이의 차이다. PWMC신호는 제3도의 타이밍라인 303에 의해 나타난다. 신호 VRSA는 라인 304에 의해 나타난다. 타이밍라인 304의 피크는 신호 VRS를 나타낸다. VCOMP는 타이밍라인 305에 의해 타나난다. 노드 A에서 신호는 타이밍라인 306에 의해 나타나며, 샘플신호는 타이밍라인 307에 의해 나타난다.
제4도는 본 발명의 바람직한 실시예에 의해 제어되는 모터의 액티브 모터 와인딩들을 통하는 전류와 전압을 도시하는 타이밍도이다. 라인 401은 전압 VRSA를 나타내며, 라인 402는 노드 A의 전압을 나타낸다. T1이 펄스될 때, PWMC노드는 다운(down)되며, P-채널 트랜지스터는 턴-온된다. 모터 와인딩에 걸리는 전압은 공급전압 VM으로 스위칭 한다. 전압 VRSA가 시작전압 VIN을 초과할 때, NOR게이트 N1과 N2가 스위칭되며, 그래서 구동 트랜지스터가 턴-오프된다. 다이오드 DDA에 걸리는 전압강하는 공급전압 VM보다 훨씬 작다. 그래서 시간 T1에 다시 발생하며, 코일전류는 공급전압 VM과 DDA 사이의 전압차 때문에 전류가 상승한 만큼 줄어들지 않는다. 그러므로 뒤의 사이클들에서 VRS는 T1의 전체 길이보다 빨리(예를 들면, 50-100마이크로초) 이루어진다. 이리하여 시스템은 전류를 제한하기 위한 수단을 제공하며, 어떤 유도성 부하와 함께 작동한다.
모터들을 사용한 응용들, 특히 역-EMF 감지모터들에 있어서, 샘플은 구동되지 않는 코일에서 취해진다. 신호 402를 언급하면, 샘플을 얻기 위한 최적의 시간은 링잉이 가라앉은 후이다. 시간 T2에서, 링잉이 가라앉은 후에, 샘플게이트가 개방된다. 샘플게이트는 상위 드라이버(MAPU)가 턴-오프되기 바로 전에 닫힌다. MAPU가 턴-오프될 때, 전압은, 영역 405에서 설명되는 바와 같이, 약간의 링잉을 가진 채 하나의 다이오드 강하만큼 접지이하로 떨어진다. 만약 전압 VRS가 천천히 즉, 시간 TP보다 길게 상승하면, MAPU는 턴-오프되지 않으며, 전류는 온-상태를 유지한다. 케이스 3으로서 도시된 한 모드에서, VRS는 결코 VS를 초과하지 않으며, 전류는 정류주기 동안 연속적으로 온-상태를 유지하며, 그래서 펄스폭변조가 없게 된다. 이러한 상황에서, 시스템은 자동적으로 정상의 언스위칭작동(unswitched operation)으로 복귀한다.
본 발명의 다른 실시예는 제5도에 도시된다. 제5도는 제2도의 실시예와 유사하다. 그러나 다이오드 DUA, DUB, DUC는 유도성 ??플라이백(flyback)"전류를 흐르도록 하기 위해 활용된다. 이러한 경우에 두 트랜지스터는 NMOS트랜지스터들이다. 상기 제5도에 도시된 전압변환기는 MOSFET MANU의 게이트에 제공할 신호 UPAH를 발생한다. 외부 제어회로로부터 입력되는 제어신호 UPA는 인버터를 통해 반전되는데, 그 반전된 신호 UPAI가 상기 전압변환기에 입력된다. 선형모드에서 상기 외부 제어회로가 제어신호 UPA를 발생할 때 상기 전압변환기는 상기 MOSFET MAPU의 게이트단자에 소정의 전압을 공급함으로써 상기 MOSFET MAPU가 노드 A를 공급전압 VM에 연결하도록 한다. 여기서 상기 MOSFET MANU는 모터 와인딩 LMA, LMB 및 LMC를 통과하는 전류를 제어하는 동작을 하는 것이다. 한편 NOR게이트 N1과 N2의 출력은 신호 DNBS를 MOSFET MBND에 공급하기 위해 신호 DNB의 반전출력과 조합된다.
제5도에 도시되지 않은 것들은: MBND와 유사하게, 각기 노드 A와 C를 VRS에 연결하기 위한 트랜지스터 MAND와 MCND(그리고 연관된 DNA와 DNC 구동로직); MAPU와 유사하게, 각기 노드 B와 C를 공급전압 VM에 연결하기 위한 트랜지스터 MBNU와 MCNU(그리고 연관된 VPB와 VPC 전압변환회로)이다.
상위 스위칭장치들에서 발생하는 PWM스위칭을 갖는 본 발명의 다른 실시예가 제6도에 도시된다. 다-극성 모터들을 갖는 본 발명의 사용을 나타내기 위해, 3극성 모터가 제6도에 도시된다. 상기 모터는 와인딩 LMA, LMB, LMC를 포함한다. 모터와의 접속들은 노드 A, B, C, CT에서 이루어질 수 있다.
또한 플라이백 다이오드 DDA, DDB, DDC가 제6도에 도시된다. 세 개의 상위 MOSFET인 MAPU, MCPU가 도시된다. 세 개의 하위 MOSFET MAND, MBND, MCND가 또한 도시된다.
제6도는 또한 세 개의 상위 드라이버들: 상위 드라이버 A(UDA), 상위 드라이버 B(UDB), 상위 드라이버 C(UDC), 그리고 세 개의 하위 드라이버들: 하위 드라이버 A(LDA), 하위 드라이버 B(LDB), 하위 드라이버 C(LDC)를 도시한다. 제6도는 또한 역-EMF비교기들(BEC), 부가적인 증폭기(AMP), 비교기(COMP1), 논리회로, 감지저항 RS는 물론 다양한 입력들과 출력들을 도시한다.
각 모터 와인딩 LMA, LMB, LMC의 한 끝은 노드 CT에 연결된다. 모터 와인딩 LMA의 다른 끝은 노드 A에 연결된다. 모터 와인딩 LMB의 다른 끝은 노드 B에 연결된다. 모터 와인딩 LMC의 다른 끝은 노드 C에 연결된다. 플라이백 다이오드 DDA의 캐소드 단은 노드 A에 연결된다. 플라이백 다이오드 DDB의 캐소드 단은 노드 B에 연결된다. 플라이백 다이오드 DDC의 캐소드 단은 노드 C에 연결된다. 다이오드 DDA, DDB, DDC의 애노드 단들은 접지에 연결된다. 플라이백 다이오드 DDA, DDB, DDC는 다른 제어회로와 함께 집적회로 상에 제작될 수 있으며, 혹은 집적회로에 수반하는 분리된 장치들의 형태로 있을 수 있다.
공급전압 VM은 MOSFET MAPU, MBPU, MCPU의 드레인단자들에 연결된다. MOSFET MAPU의 소오스단자는 노드 A와 MOSFET MAND의 드레인단자에 연결된다. MOSFET MBPU의 소오스단자는 노드 B와 MOSFET MBND의 드레인단자에 연결된다. MOSFET MCPU의 소오스단자는 노드 C와 MOSFET MCND의 드레인단자에 연결된다. MOSFET MAND, MBND, MCND의 각 소오스단자들은 저항 RS의 제1단자에 연결된다. 저항 RS의 제2단자는 접지에 연결된다. 저항 RS의 제1단자는 또한 증폭기 AMP의 입력에 연결된다. 노드 A는 또한 상위 드라이버 A(UDA)와 역-EMF 비교기들 BEC에 연결된다. 노드 B는 또한 상위 드라이버 B(UDB)와 역-EMF 비교기들 BEC에 연결된다. 노드 C는 또한 상위 드라이버 C(UDC)와 역-EMF 비교기들 BEC에 연결된다. 노드 CT는 역-EMF 비교기들 BEC에 연결된다. 상위 드라이버회로들 UDA, UDB, UDC는 NMOS 출력트랜지스터들 MAPU, MBPU, MCPU의 게이트들을 적당히 구동하기 위해 전압변환회로(앞서 제5도에 도시된 바와 같이)를 구성한다.
MOSFET MAPU의 게이트단자는 상위 드라이버 A(UDA)에 연결된다. MOSFET MAND의 게이트단자는 하위 드라이버 A(LDA)에 연결된다. MOSFET MBPU의 게이트단자는 상위 드라이버 B(UDB)에 연결된다. MOSFET MBND의 게이트단자는 하위 드라이버 B(LDB)에 연결된다. MOSFET MCPU의 게이트단자는 상위 드라이버 C(UDC)에 연결된다. MOSFET MCND의 게이트단자는 하위 드라이버 C(LDC)에 연결된다. 비록 본 실시예의 스위칭장치들이 MOSFET로써 사용되었지만, 달링턴 트랜지스터들과 같은 다른 스위칭장치들이 MOSFET들 대신에 사용될 수 있을 것이다. 더우기, 상위 드라이버들 MAPU, MBPU, MCPU는 적절한 상위 드라이버회로의 사용에 따라 P-채널형일 수 있다.
입력 GAINO와 GAIN1는 증폭기 AMP에 연결된다. 증폭기 AMP의 출력은 비교기 COMP1의 비-반전입력에 연결된다. 입력 VIN은 비교기 COMP1의 반전입력에 연결된다.
입력 TSW는 NOR게이트 N1의 제1입력에 연결된다, NOR게이트 N1의 출력은 NOR게이트 N2의 제1입력에 연결된다. NOR게이트 N2의 출력은 NOR게이트 N1의 제2입력에 연결된다. 이리하여, NOR게이트 N1과 N2는 플립-플롭회로를 형성한다.
입력 TSAMPLE은 NOR게이트 N3의 제1입력에 연결된다. NOR게이트 N3의 출력은 NOR게이트 N4의 제1입력에 연결된다. NOR게이트 N4의 출력은 NOR게이트 N3의 제2입력에 연결된다. 이리하여, NOR게이트 N3과 N4는 플립-플롭회로를 형성한다.
비교기 COPM1의 출력은 NOR게이트 N2의 제2입력과 NOR게이트 N4의 제2입력에 연결된다. NOR게이트 N1의 출력은 상위 드라이버 A(UDA), 상위 드라이버 B(UDB), 상위 드라이버 C(UDC)에 연결된다. NOR게이트 N3의 출력은 노드 SAMPLE와 역-EMF비교기들 BEC에 연결된다. 역-EMF 비교기들 BEC는 외부회로에 연결되는 출력 CMPOUT를 발생한다. 입력 UPA, DOWNA, UPB, DOWNG, UPC DOWNC는 외부회로로부터 인가된다. 입력 UPA는 상위 드라이버 A(UDA)에 연결된다. 입력 DOWNA는 하위 드라이버 A(LDA)에 연결된다. 입력 UPB는 상위 드라이버 B(UDB)에 연결된다. 입력 DOWNC는 하위 드라이버 B(LDB)에 연결된다. 입력 UPC는 상위 드라이버 C(UDC)에 연결된다. 입력 DOWNB는 하위 드라이버 C(LDC)에 연결된다.
제6도의 실시예에서, MOSFET MAPU, MAND, MBPU, MBND 및 MCPU, MCND는 모터 와인딩 LMA, LMB, LMC를 통하는 전류를 제어한다. 외부 제어회로는 모터의 노드 A, B, C가 공급전압 VM과 접지를 포함하는 모터전력공급에 연결되도록 하기 위해 신호 UPA, DOWNA, UPB, DOWNB, UPC, DOWNC를 활성화한다. 외부 제어회로는 모터정류를 담당하기 위해 적절한 활성화시퀀스를 제공한다.
외부 제어회로가 신호 DOWNA를 발생할 때, 하위 드라이버 A(LDA)는 전압을 MOSFET MAND의 게이트단자에 공급하여, MOSFET MAND가 노드 A를 저항 RS를 통해 접지에 연결하도록 한다. 유사하게, 외부 제어회로가 신호 DOWNB를 발생할 때, 하위 드라이버 B(LDB)는 전압을 MOSFET MBND의 게이트단자에 공급하여, MOSFET MBND가 노드 B를 저항 RS를 통해 접지에 연결하도록 한다. 동일한 방법으로, 외부 제어회로가 신호 DOWNC를 발생할 때, 하위 드라이버 C(LDC)는 전압을 MOSFET MCND의 게이트단자에 공급하여, MOSFET MCND가 노드 C를 저항 RS를 통해 접지에 연결하도록 한다. 따라서, 외부 제어회로는 제6도의 회로가 선택적으로 노드 A, B, C를 접지에 연결하도록 한다. 다수의 노드들이 적절한 모터작동을 위해 요구되는 만큼 접지에 동시 연결될 수 있다.
선형모드에서, 외부 제어회로가 제어신호 UPA를 발생할 때, 상위 드라이버 A(UDA)는 전압을 MOSFET MAPU의 게이트단자에 공급하며, MOSFET MAPU가 노드 A를 공급전압 VM에 연결하도록 한다. 유사하게, 선형모드에서, 외부 제어회로가 신호 UPB를 발생할 때, 상위 드라이버 B(UDB)는 전압을 MOSFET MBPU의 게이트단자에 공급하며, MOSFET MBPU가 노드 B를 공급전압 W에 연결하도록 한다. 같은 방법으로, 선형모드에서 작동할 때, 외부 제어회로에 의한 제어신호 UPC의 발생은 상위 드라이버 C(UDC)가 전압을 MOSFET NICPU의 게이트단자에 공급하도록하며, MOSFET MCPU가 노드 C를 공급전압 VM에 연결하도록 한다. 이리하여, 선형모드에서, 외부 제어회로는 노드 A, B, C 중의 어떤 노드 혹은 전부가 제6도의 회로에 의해 공급전압 VM에 연결되도록 한다.
외부 제어회로가 신호 DOWNA, DOWNB 혹은 DOWNC를 발생할 때, 적어도 노드 A, B 혹은 C 중의 하나가 저항 RS를 통해 접지에 연결된다. 이러한 노드들을 저항 RS를 통해 접지에 연결함에 의해, 전류는 저항 RS를 통해 접지로 흐르게된다. 전류가 저항을 통해 흐를 때, 전압강하는 오옴의 법칙에 따라 저항에 나타난다. 이리하여, 증폭기 AMP로의 입력 전압은 저항 RS를 통해 흐르는 전류에 비례한다. 증폭기 AMP의 이득은 제어신호 GAINO과 GAIN1을 변화시킴에 의해 바뀔 수 있다. 증폭기 AMP의 이득의 조정은 다양한 값의 저항 RS는 물론 다양한 유형의 모터들과 MOSFET들의 사용을 허락한다. 증폭기 AMP의 이득 조정의 대표적인 범위는, 비록 본 발명이 다른 값들로 실시될 수 있어도, 5에서 30까지이다. 증폭기 AMP의 출력으로부터 증폭된 전압은 비교기 COMP1의 비-반전입력에서 나타난다. 이리하여, 비교기 COMP1의 비-반전입력에 존재하는 전압은 저항 RS를 통하는 전류에 비례하며, 모터 와인딩 LMA, LMB, LMC를 통과하는 전류의 측정을 허락한다.
비교기 COMP1은 그 비-반전입력에 존재하는 전압을 반전입력에 존재하는 입력 VIN과 비교한다, 입력 VIN은 모터의 전류가 소정 값보다 클 때 초과되는 임계값을 세트시키는 데에 사용된다. 모터를 통하는 전류를 나타내는 전압이 입력 VIN의 전압을 초과할 때, 비교기 COMP1는 상태를 변화시킨다. 비교기 COPM1의 출력이 상태를 변화시킬 때, NOR게이트 N1, N2, N3 및 N4를 포함하는 두 플립-플롭은 상태를 변화시킨다.
자동 PWM작동을 제공하기 위해, 제3도의 파형 301에서 도시된 바와 같이, 폭 TW와 주기 TP를 갖는 펄스들이 입력 TSW에 인가된다. 입력 TSW에서의 펄스들은 NOR게이트 N1, N2를 포함하는 플립-플롭의 상태를 변화하도록 하며, NOR게이트 N1의 출력에서의 신호가 액티브(active)되게한다. 이러한 액티브신호는 상위 드라이버 UDA, UDB, UDC를 인에이블(enable)시킨다. 상위 드라이버들이 인에이블됨에 따라, 입력 UPA, UPB 혹은 UPC의 액티브신호는 각기 MOSFET MAPU, MBPU 혹은 MCPU를 턴-온할 것이다. 이리하여, 모터노드 A, B 혹은 C 중의 하나가 공급전압 VM에 연결된다. MOSFET들 MAND, MBND 혹은 MCND 중의 어느 하나가 턴-온되는 것에 근거하여, 전류는 각기 모터 와인딩 LMA, LMB 혹은 LMC를 통해 흐르기 시작한다.
유도자를 통하는 전압이 등식 V=Ldi/dt에 의해 기술되므로, 공급전압의 단계에 응답하는 모터 와인딩들을 통하는 전류는 즉시 그것의 완전한 값으로 증가하지 않지만, 시간에 따라 선형적으로 경사지게 증가한다. 이리하여, 비교기 COMP1의 비-반전입력에서의 전압은 공급전압이 모터 와인딩들에 먼저 연결된 후에 시간에 따라 선형적으로 또한 증가한다. 모터 와인딩들을 통하는 전류가 증가하므로서, 비교기 COMP1의 비-반전입력에서의 전압이 입력 VIN의 전압을 초과하면, 비교기 COMP1의 출력은 상태를 변화시키며, NOR게이트 N1과 N2를 포함하는 플립-플롭이 상태를 변화시키도록 하며, NOR게이트 N1의 출력이 해제된다. NOR게이트 N1의 출력이 해제될 때, 상위 드라이버 UDA, UDB, UDC가 디스에이블(disable)되며, 액티브MOSFET(MAPU, MBPU 혹은 MCPU)가 턴-오프되게 하며, 공급전압 VM으로부터 모터를 분리한다. 모터가 공급전압 VM으로부터 분리될 때, 모터 와인딩들을 통하는 전류가 더이상 증가할 수 없다.
플라이백 다이오드 DDA, DDB 및 DDC는, MOSFET MAPU, MBPU 혹은 MCPU가 턴-오프된 후에 흐름을 지속하기 위해, 모터 와인딩 LMA, LMB, LMC의 전류에 대한 경로를 제공한다. 전류가 플라이백 다이오드 DDA, DDB 혹은 DDC를 통해 흐르고, 모터 와인딩들에 저장된 에너지가 사라짐으로써 모터 와인딩들을 통하는 전류가 점차적으로 감소되어 저항 RS에 점차적으로 감소되는 전압이 나타난다. 저항 RS에 걸리는 전압이 감소하기 때문에 비교기 COMP1의 비-반전 입력의 전압은 입력 VIN에서의 전압 아래로 떨어지며, 상기 비교기 COMP1는 그것의 원래의 상태로 변화한다. 시간주기 TP가 경과된 후 또 다른 펄스가 TSW에 인가되어, 새로운 PWM 사이클이 시작되며, 상기의 과정이 반복되어진다.
정류 제어를 위한 역-EMF 감지를 허용하기 위해, 펄스는, 입력신호 TSW의 펄스의 적용 때문에 소정 시간(TD)이 지연된 후에, 입력 TSAMPLE에 인가된다. 상기 신호 TSAMPLE에 제공된 펄스의 구간은 제3도의 파형 302에 도시된 바와 같이 구간 TS를 갖는다. 입력신호 TSAMPLE에서의 펄스는 NOR게이트 N3과 N4를 포함하는 플립-플롭 상태를 변화시킨다. 상기 플립-플롭의 상태가 변화되면 신호 SAMPLE이 액티브된다. 유효한 역-EMF 비교가 이루어질 수 있는 동안, 상기 신호 SAMPLE는 역-EMF 비교기들 BEC에 제공되며, 타임 윈도우를 규정한다. 저항 RS를 통과하는 전류가 비교기 COMP1의 비-반전 입력에서의 전압이 입력 VIN의 전압을 초과하는 점까지 증가할 때, 상기 비교기 COMP1의 출력 신호는 상태가 변화되며, NOR게이트 N3과 N4를 포함하는 플립-플롭이 상태를 변화시켜 신호 SAMPLE을 해제시킨다.
하위 스위칭장치들에서 발생하는 PWM스위칭을 갖는 본 발명의 또 다른 실시예가 제7도에 도시된다. 제7도는 세개의 모터 와인딩 LMA, LMB, LMC를 도시한다. 또한 세개의 플라이백 다이오드 DUA, DUB, DUC가 도시된다. 제7도는 또한 세개의 상위 스위칭장치들 MAPU, MBPU, MCPU와 세개의 하위 스위칭장치들 MAND, MBND, MCND를 도시한다. 제7도는 또한 저항 RS를 포함한다. 또한 상위 드라이버 A(UDA), 상위 드라이버 B(UDB), 상위 드라이버 C(UDC), 하위 드라이버 A(LDA), 하위 드라이버 B(LDB), 하위 드라이버 C(LDC)가 도시된다. 제7도는 또한 역-EMF비교기들 BEC, 증폭(AMP), 비교기(COMP1), 논리회로 및 다양한 입력들과 출력들을 도시한다.
모터 와인딩 LMA, LMB, LMC의 각각으로부터 한 단자가 노드CT에 연결된다. 모터 와인딩 LMA의 다른 단자는 노드 A에 연결된다. 모터 와인딩 LMB의 다른 단자는 노드 B에 연결된다. 모터 와인딩 LMC의 다른 단자는 노드 C에 연결된다. 플라이백 다이오드 DUA의 애노드단자는 노드 A에 연결된다. 플라이백 다이오드 DUB의 애노드 단자는 노드 B에 연결된다. 플라이백 다이오드 DUC의 애노드단자는 노드 C에 연결된다. 플라이백 다이오드 DUA, DUB, DUC의 캐소드단자들은 공급전압 VM에 연결된다. 공급전압 VM은 스위칭장치들 MAPU, MBPU, MCPU의 드레인단자들에 연결된다. 스위칭장치 MAPU의 소오스단자는 노드 A와 스위칭장치 MAND의 드레인단자에 연결된다. 스위칭장치 MBPU의 소오스단자는 노드 B와 스위칭장치 MBND의 드레인단자에 연결된다. 스위칭장치 MCPU의 소오스단자는 노드 C와 스위칭장치 MCND의 드레인단자에 연결된다. 스위칭장치들 MAND, MBND, MCND의 소오스단자들은 저항 RS의 제1단자에 연결된다. 저항 RS의 제2단자는 접지에 연결된다. 노드 A는 또한 상위 드라이버A(UDA)와 역-EMF비교기들 BEC에 연결된다. 노드 B는 또한 상위 드라이버B(UDB)와 역-EMF비교기들 BEC에 연결된다. 노드 C는 또한 상위 드라이버C(UDC)와 역-EMF비교기들 BEC에 연결된다. 저항 RS의 제1단자는 또한 증폭기 AMP의 입력에 연결된다. 노드 CT는 역-EMF비교기들 BEC에 연결된다.
비록, 스위칭장치들 MAPU, MBPU, MCPU, MAND, MBND, MCND가 MOSFET들로서 실시되는 것으로 도시되었지만, 달링턴 트랜지스터들과 같은 다른 스위칭장치들이 MOSFET들 대신 사용될 수 있다.
입력 GAINO과 GAINI이 증폭기 AMP에 연결된다. 증폭기 AMP의 출력은 비교기 COMP1의 비-반전입력에 연결된다. 입력 VIN은 비교기 COMP1의 반전입력에 연결된다. 입력TSW는 NOR게이트 N1의 제1입력에 연결된다. NOR게이트 N1의 출력은 NOR게이트 N2의 제1입력에 연결된다. NOR게이트 N2의 출력은 NOR게이트 N1의 제2입력에 연결된다. 이리하여, NOR게이트 N1과 N2는 플립-플롭회로를 형성한다.
입력 TSAMPLE은 NOR게이트 N3의 제1입력에 연결된다. NOR게이트 N3의 출력은 NOR게이트 N4의 제1입력에 연결된다. NOR게이트 N4의 출력은 NOR게이트 N3의 제2입력에 연결된다. 이리하여, NOR게이트 N3과 N4는 플립-플롭회로를 형성한다.
비교기 COMP1의 출력은 NOR게이트 N2와 N4의 각각의 제2입력에 연결된다. NOR게이트 N1의 출력은 또한 하위 드라이버 A(LDA), 하위 드라이버 B(LDB), 하위 드라이버 C(LDC)에 연결된다. NOR게이트 N3의 출력은 노드 SAMPLE와 역-EMF비교기들 BEC에 연결된다. 역-EMF비교기들 BEC는 외부회로에 연결되는 출력 CMPOUT를 발생한다.
입력 UPA는 상위 드라이버 A(UDA)에 연결된다. 입력 DOWNA는 하위 드라이버 A(LDA)에 연결된다. 입력 UPB는 상위 드라이버 B(UDB)에 연결된다. 입력 DOWNB는 하위 드라이버 B(LDB)에 연결된다. 입력 UPC는 상위 드라이버 C(UDC)에 연결된다. 입력 DOWNC는 하위 드라이버 C(LDC)에 연결된다. 입력 GAINO, GAINl, VIN, TSW, TSAMPLE, UPA, DOWNA, UPB, DOWNB, UPC, DOWNC는 외부회로로부터 제공될 수 있다.
제7도에 도시된 실시예의 작동은 제6도에 도시된 실시예의 작동과 유사하다. 외부 제어회로는 모터 와인딩 LMA, LMB, LMC의 적절한 정류를 제공하기 위해 신호 UPA, DOWNA, UPB, DOWNB, UPC, DOWNC를 제공한다. 외부 제어회로는 모터가 바이폴라나 유니폴라모드의 어느 하나에서 작동하도록 할 수 있다. 바이폴라작동은 한 모터 와인딩의 상위 드라이버와 다른 모터 와인딩의 하위 드라이버를 동작시킴에 의해 이루어진다. 노드 CT와 노드 A, B, C 사이에 모터공급전압을 차례로 가함에 의해, 외부 제어회로는 모터의 유니폴라작동에 영향을 미칠 수 있다.
선형모드작동에 있어서, 외부 제어회로는 제어신호 UPA, UPB, UPC를 차례로 활성화하며, 상위 드라이버 UDA, UDB, UDC가 MOSFET MAPU, MBPU, MCPU를 적절한 순서대로 완전히(그들 각각의 최소의 저항으로) 턴-온하도록 한다. 턴-온되지않을때, 이러한 MOSFET들은 비-전도상태이다. 외부회로는 또한 제어신호 DOWNA, DOWNB, DOWNC를 구동하여 하위 드라이버 LDA, LDB, LDC가 MOSFET MAND, MBND, MCND를 제어하게 하며, 그래서 그것들은 제어전류원으로서 작동한다. 이러한 MOSFET들이 활성화되지 않을 때 정류사이클의 상태들 동안, MOSFET들은 비-전도상태이다. 하위 드라이버 LDA, LDB, LDC는 제어된 게이트전압들을 저항 RS에 걸리는 전압 VS와 입력 전압과의 비교에 입각하여 MOSFET MAND, MBND, MCND에 제공한다. 전압 VS와 입력전압 사이의 차는 MOSFET들의 게이트전압을 결정한다.
PWM모드에 있어서, PWM펄스들은 정류상태들의 변화보다 높은 주파수에서 발생한다. PWM동작은 정류와 상관없이 일어날 것이며, 정류동작과 독립적이다. 제7도에서, 신호 TSW와 TSAMPLE은 외부 타임-베이스회로에 의해 제공된다. 신호 TSW는 제3도의 파형 301에 의해 설명되며, TP의 주기와 TW의 폭을 갖는다. TSW펄스가 NOR게이트 N1과 N2를 포함하는 플립-플롭에 의해 수신될 때, NOR게이트 N1의 출력은 액티브되며, 하위 드라이버 LDA, LDB, LDC가 MOSFET MAND, MBND, MCND의 게이트들에 이러한 MOSFET들이 완전히(그들의 최소 저항으로) 턴-온되게 하는 전압들을 인가한다. 외부 제어회로는 순차적으로 노드 A, B, C를 MOSFET MAPU, MBPU 혹은 MCPU를 통해 공급전압 VM에 연결하며, 혹은 노드 CT를 외부 MOSFET(도시되지 않음)를 통해 공급전압 VM에 연결함으로써, 모터 와인딩들이 공급전압 VM에 연결된다. 펄스가 제어신호TSW에서 발생하고 MOSFET MAND, MBND, MCND의 하나 혹은 그 이상이 턴-온되도록할 때, 회로는 공급전압 VM으로부터 모터 와인딩들을 통해 그리고 저항 RS를 통해 접지로 완결된다. 이리하여, 전류는 모터 와인딩들을 통해 그리고 저항 RS를 통해 흐르기 시작한다.
유도자를 통하는 전류가 등식 V=Ldi/dt에 의해 특성화되므로, 유도자를 통하는 전류는 전압이 턴-온된 후 즉시 그것의 최고값으로 증가하지 않으나, 시간에 따라 선형적으로 증가한다. 모터 와인딩들을 통하는 전류가 증가함으로써, 저항 RS를 통하는 전류가 또한 증가한다. 저항에 걸리는 전압은 저항을 통해 흐르는 전류에 비례하므로, 저항 RS에 걸리는 전압 VS는 또한 모터 와인딩들을 통하는 전류에 비례하여 증가한다. 전압 VS는 증폭기 AMP로의 입력에서 나타난다. 증폭기 AMP는 그이득이 입력 GAINO과 GAINI에 의해 제어될 수 있는 선택적 이득증폭기이다. 증폭기 AMP의 전형적인 이득값들은, 비록 본 발명이 다른 값들로 실시될 수 있어도, 5와 30사이에 있다. 증폭기 AMP는 전압 VS가 증폭된 출력 VSA를 발생한다. 출력 VSA는 비교기 COMP1의 비-반전입력에 연결된다. 비교기 COMP1은 출력 VSA의 전압을 입력 VIN의 전압과 비교한다. 전압 VSA가 전압 VIN을 초과할 때, 비교기 COMP1은 상태를 변화시키며, NOR게이트 N1과 N2를 포함하는 플립-플롭이 상태를 변화하도록 한다. 플립-플롭이 상태를 변화시킬 때, NOR게이트 N1의 출력이 비활성화 되며, 하위 드라이버 LDA, LDB, LDC는 MOSFET MAND, MBND, MCND로의 게이트전압들이 이러한 MOSFET들을 턴-오프(완전히 비-전도상태로 만듦)하도록 한다. MOSFET MAND, MBND, MCND가 턴-오프될 때, 모터 와인딩 LMA, LMB, LMC를 통하는 전류는 더 이상 증가할 수 없다.
플라이백 다이오드 DUA, DUB, DUC는, 모터 와인딩들의 에너지가 사라짐으로써, 모터 와인딩들을 통하는 전류가 연속적으로 흐르도록 한다. 전류가 플라이백 다이오드 DUA, DUB, DUC를 통해 흐름으로써, 전류는 점차적으로 감소한다. MOSFET MAND, MBND, MCND가 오프상태일 동안 전류가 감소하는 비율은 이러한 MOSFET들이 온상태일 동안 전류가 증가하는 비율보다 작다. 모터 와인딩들을 통하는 전류가 영으로 가기 전에, 외부 제어회로는 다른 펄스를 제어신호 TSW에 인가하며, 또 한번 모터 와인딩들을 공급전압 VM에 연결하며, 전류가 증가하도록 한다. 전류가 소정제한들 이하로 감소하거나 증가하지 않도록 함에 의해, 전류제어의 한 방법이 제공된다.
적절한 정류제어를 제공하기 위해, 역-EMF감지가 사용될 수 있다. PWM모드에서 작동하는 동안, 역-EMF감지가 적절한 시간에 발생할 것을 보장하는 주의가 취해 져야만 한다. 외부 제어회로는, 펄스가 제어신호 TSW에 인가된 이후 기간의 지연 TD가 경과된 후에, 펄스를 제어신호 TSAMPLE에 인가한다, 제어신호 TSAMPLE에 인가된 펄스는 제3도의 파형 302에서 도시된다. 제어신호 TSAMPLE의 펄스는 NOR게이트 N3과 N4를 포함하는 플립-플롭이 상태를 바꾸도록 하며, 신호 SAMPLE이 액티브 되도록 한다. 신호 SAMPLE이 액티브인 동안, 역-EMF비교기들 BEC는 유효한 백-EMF비교를 제공할 수 있으며, 출력 CMPOUT를 발생한다. 노드 VSA의 전압이 입력 VIN의 전압을 초과할 때, 비교기 COMP1은 상태를 변화시키며, NOR게이트 N3과 N4를 포함하는 플립-플롭이 상태를 변화시켜, 인액티브(inactive)되는 신호 SAMPLE를 야기한다. 신호 SAMPLE가 인액티브일 때, 역-EMF비교기들 BEC는 역-EMF비교들을 발생하는 것이 금지된다.
이상에서 상술한 바와 같이, 선형 흑은 PW모드의 자동선택을 갖는 유도성 부하를 통하는 전류의 제어를 제공하기 위한 방법이 제공되었다.

Claims (15)

  1. 유도성 부하들을 통하는 전류를 제어하기 위한 회로에 있어서,
    유도성 부하를 통하는 전류에 순간적으로 비례하는 제1신호를 제공하기 위한 전류감지수단과,
    상기 전류감지수단에 연결되며, 상기 제1신호를 제2신호와 비교하여, 상기 제1신호의 크기가 상기 제2신호의 크기를 초과할 경우에 제1상태로부터 제2상태로 변화하는 제3신호를 발생하는 비교수단과,
    상기 제3신호가 상기 제1상태에서 상기 제2상태로 변화할 경우 상기 전류를 감소하기 위한 전류감소수단과,
    상기 전류감소수단에 연결되어, 상기 전류감소수단이 상기 유도성 부하를 상기 공급전압에 주기적으로 재접속 하도록 하는 제1타이밍수단으로 구성되며, 상기 제1타이밍수단은 상기 유도성 부하를 동작시키는 펄스폭변조모드를 제공하기 위해 충분히 높은 주파수에서 동작하고,
    상기 전류감소수단은, 상기 유도성 부하와 상기 공급전압에 연결되어 상기 공급전압으로부터 상기 유도성 부하를 분리하기 위한 스위치와, 상기 비교수단과 상기 제1타이밍수단에 연결되어 상기 스위치를 제어하기 위한 플립-플롭을 포함하며, 상기 플립-플롭은 가변적인 오프-타임을 갖는 상기 펄스폭변조모드와 상기 제1 및 제2신호에 종속적인 선형모드 사이를 선택하는 것을 특징으로 하는 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전류감소수단은, 상기 제3신호가 상기 제1상태에서 상기 제2상태로 변화할 경우 공급전압으로부터 상기 유도성 부하를 분리하는 것을 특징으로 하는 회로.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 비교수단에 연결되며, 제4신호를 제공하기 위한 제1논리회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 전류감지수단이 저항성 소자와 증폭수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 회로.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 증폭수단이 가변이득을 가지는 것을 특징으로 하는 회로.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 전류감소수단이, 상기 플립-플롭과 상기 스위치에 연결되어, 제5신호를 수신하며, 상기 스위치가 상기 제3신호와 독립적인 상기 전압공급으로부터 상기 유도성 부하를 분리하도록 하기 위한 논리회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 회로.
  7. 제5항에 있어서,
    역-기전력 샘플의 타이밍을 제어하기 위한 타이밍제어회로를 더 포함하며, 상기 타이밍제어회로가 상기 제3신호 및 제2타이밍수단으로부터의 제6신호에 감응하는 것을 특징으로 하는 회로.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 펄스폭변조모드가 소정 최대 펄스주파수와 가변펄스구간에 있는 것을 특징으로 하는 회로.
  9. 유도성 부하들을 통하는 전류를 제어하기 위한 장치에 있어서,
    유도성 부하를 통하는 부하전류에 종속적인 전류감지신호를 발생하는 전류감지수단과,
    상기 전류감지수단과 입력신호에 접속되며, 상기 전류감지신호에 종속적인 비교신호를 발생하기 위한 비교수단과,
    상기 유도성 부하와 공급전압에 접속된 스위칭수단과,
    상기 비교수단과 제2타이밍신호에 접속되며, 상기 비교신호에 종속적인 샘플 신호를 발생하기 위한 샘플발생수단과,
    상기 비교수단과 상기 스위칭수단에 접속되며, 상기 전류감지신호와 제1타이밍신호에 종속적인 선형 혹은 펄스폭변조모드에서 상기 장치를 동작시키기 위한 전류제어수단으로 구성되며, 상기 펄스폭번조모드는 가변적인 오프-타임 계속 기간을 가짐을 특징으로 하는 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 스위칭수단은, 상기 공급전압에 상기 유도성 부하를 접속하기 위한 트랜지스터와, 상기 트랜지스터에 접속되며, 상기 트랜지스터가 디스에이블될 때 상기 유도성 부하를 통하는 상기 부하전류를 감소시키기 위한 다이오드로 구성됨을 특징으로 하는 장치.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 전류감지수단이 저항성 소자와 증폭수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 증폭수단이 가변이득을 가지는 것을 특징으로 하는 장치.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 전류제어수단이, 상기 제1타이밍신호와 상기 스위칭수단에 접속되는 플립-플롭을 포함하며, 상기 플립-플롭은 상기 유도성 부하를 상기 공급전원으로부터 분리시키기 위해 상기 비교신호를 수신함을 특징으로 하는 장치.
  14. 제9항에 있어서,
    상기 샘플발생수단은 역기전력 샘플의 타이밍을 제어함을 특징으로 하는 장치.
  15. 제9항에 있어서,
    상기 제1타이밍신호는 상기 펄스폭변조모드를 제공하기 위해 상기 전류제어수단에 충분히 높은 주파수를 제공함을 특징으로 하는 장치.
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