KR100194777B1 - 단상 pwm 컨버터 제어 시스템 - Google Patents

단상 pwm 컨버터 제어 시스템 Download PDF

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니시무로 타이죠
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Abstract

AC 단상 전압율 PWM 제어항에서 DC 단상 전압으로 변환하는 복수의 전력 스위칭 디바이스를 구비한 단상 PWM 컨버터 제어 시스템. 이 제어 시스템은 컨버터 DC 축 전압 실제값, 컨버터 DC 축 기준 전압값, 컨버터 AC 축 전압 실제값, 전원 전압 및 전원 전압 사이파 위상을 입력하여 각각의 위상에 대하여 기준전압을 발생하기 위한 컨버터 기준전압 연산 유닛, 및 전원 전압 사인파 위상이 컨버터 AC CR 전류 기준값의 크기가 작은 위상에 있는 경우에는 삼각파의 주파수가 낮게 되고, 전원 전압 사인파 위상이 컨버터 AC 측 전류 기준값의 크기가 큰 위상에 있는 경우에는 삼각파의 주파수가 높게 되도록 삼각파를 발생하기 위한 삼각파 발생 유닛을 포함하고 있다. 이 제어 시스템은 기준전압과 삼각파를 비교하여 각각의 위상에 대하여 PWM 신호를 발생하기 위한 삼각파 비교 유닛을 포함하고 있다. 각각의 PWM 신호들은 단상 PWM 컨버터를 각각 PWM 제어하기 위하여 단상 PWM 컨버터 내의 전력 스이칭 디바이스들중 하나에 인가된다.

Description

단상 PWM 컨버터 제어 시스템
제1a도는 본 발명에 적용된 단상 PWM 컨버터 의 주회로를 나타내는 회로도.
제1b도는 본 발명의 실시예 1에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템은 나타내는 블럭선도.
제2도는 위상 연산 유닛(1)의 구성을 나타내는 블럭선도.
제3도는 삼각파 발생 유닛(2)의 구성을 나타내는 블럭선도.
제4도는 컨버터 기준 전압 연산 유닛(3)의 구성을 나타내는 블럭선도.
제5도는 제1b도의 실시예 1에서의 삼각파형 및 PWM 파형을 나타낸 도면.
제6도는 본 발명의 실시예 2에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 나타낸느 블럭선도.
제7도는 제6도의 삼각파 발생 유닛(2a 내지 2d)에 의해 출력된 삼각파형을 나타내는 도면.
제8도는 본 발명의 실시예 3에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템에서의 삼각파 발생 유닛(2e)을 나타내는 블럭선도.
제9도는 본 발명의 실시예 4에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 나타내는 블럭선도.
제10도는 삼각파 발생 유닛(2A)이 구성을 나타내는 블럭선도.
제11도는 본 발명의 실시예 5에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 나타내는 블럭선도.
제12도는 제11도의 실시예 5에서의 삼각파형 및 PWM 파형을 나타내는 도면.
제13도는 본 발명에 적용된 단상 PWM 컨버터의 주회로를 나타내는 회로도.
제14도는 본 발명의 실시예 6에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 나타내는 블럭선도.
제15도는 DC 링크 전압 제어 유닛(111)의 구성을 나타내는 블럭선도.
제16도는 컨버터 기준 전압 연산 유닛(112A)의 구성을 나타내는 블럭선도.
제17도는 컨버터 A/C 측 전압/전류 벡터를 나타내는 도면.
제18도는 PWM 1- 펄스 파형 생성 유닛(113)의 구성을 나타내는 블럭선도.
제19도는 PWM 1- 펄스 파형 생성 유닛(113)의 동작을 설명하는 파형도.
제20도는 본 발명의 실시예 7에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 나타내는 블럭선도.
제21도는 DC 링크 전압 제어 유닛(121)의 구성을 나타내는 블럭선도.
제22도는 컨버터 기준 전압 연산 유닛(112B)의 구성을 나타내는 블럭선도.
제23도는 삼각파 비교 유닛(122)의 구성을 나타내는 블럭선도.
제24도는 삼각파 비교 유닛(122)의 동작을 설명하기 위한 파형도.
제25도는 실시예 7에서의 PWM 전압 파형을 설명하는 도면.
제26도는 본 발명의 실시예 8에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 나타내는 블럭선도.
제27도는 본 발명의 실시예 9에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 나타내는 블럭선도.
제28도는 종래 기술의 단상 PWM 컨버터 제어 시스템에서의 삼각파 발생 유닛(2)의 구성을 나타내는 블럭서도.
제29도는 종래 기술의 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 나타내는 블럭선도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1 : 위상 연산 유닛 2 : 삼각파 발생 유닛
3 : 컨버터 기준 전압 연산 유닛 4 : 삼각파 비교 유닛
11 : 적분기 12 : 구형파 발생 유닛
13 : 상승 검출 유닛
[발명의 분야]
본 발명은 단성 펄스폭 변조(single - phase pulse width modulation)(이후부터는 PWM 이라고 함) 컨버터(converter) 제어 시스템에 관한 것으로서, 특히 PWM 제어하에서 AC 단상 전압율 DC 전압으로 변환하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템에 관한 것이다.
[관련 기술의 설명]
종래의 단상 PWM 컨버터 제어 시스템에서는 , 펄스 폭 변조의 변조 주파수가 일정하였다. 제28도에 도시한 바와 같이, 이와 같이 한 이유는 펄스 폭 변조를 위한 삼각파 발생 유닛(traingle wave generation unit)(2)이 일정 주파수(constant frequency) 삼각파 발생 유닛(29)으로 구성되어 있기 때문이다.
펄스 폭 변조이 변조 주파수를 일정하게 유지하면서 PWM 컨버터 스위칭 손실을 줄임으로써 PWM 컨버터의 효율을 개선하고 라디에이터(radiator)의 소형화 설계를 이룩하기 위해서는, PWM 컨버터변조 주파수를 낮은 값으로 설정하는 것이 효과적이다. 그러나, 스위칭 주파수가 낮게 설정되게 되면, 컨버터 AC 측 전류의 리플(ripple)이 커지게 되어 PWM 컨버터 스위칭 디바이스(예를 들어, GTO : 게이트 턴-오프 사이리스터(gate turn-off thyristor)이 피크 턴-오프 전류(peak turn-off current)를 초과하게 된다. 그러므로, 전류 평활용 리액터(current smoothing reactor)등을 부가하는 것이 필요하며 따라서 시스템이 더 커지게 된다.
제29도에 도시한 바와 같이, 종래 기술이 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(101)은 DC 링크 전압(link voltage) 제어 유닛(111), 컨버터 기준 전압(converter voltage reference) 연산 유닛(112) 및 삼각파 비교 유닛(122)을 구비하고 있었다. DC 링크 기준 전압값 VdeRef 및 DC 링크 실제 전압값 Vdc 는 DC 링크 전압 제어 유닛(111)으로 입력되었다. 이들의 편차로부터 컨버터 AC 측 전류 진폭 [IS]를 얻어 이를 컨버터 기준 전압 연산 유닛(112)에 인가하였다. 컨버터 기준 전압 연산 유닛(112)은 컨버터 AC 측 전류 진폭 [IS]. AC 실제 전압값 Vs 및 AC 실제 전류값 Is를 입력함으로써 컨버터 기준 전압값 Vc를 얻었다. 그런 다음에 컨버터 기준 전압값 Vc 및 전원 전압 사인판 위상 θs 를 삼각파 비교 유닛(122)에 입력함으로써 펄스 폭 변조를 수행하도록 설계되어 있다.
즉, 단상 PWM 컨버터의 펄스 폭 변조는 AC 전원 전압 주파수 (50-60㎐)보다 7-9 배 더 높은 고주파 (약 500㎐) 삼각파와 컨버터 기준 저압값간의 삼각파 비교에 의해 수행되었다.
그러나, 이같은 종래 기술의 단상 PWM 컨버터 제어 시스템에서는 PWM 컨버터 스위칭에 기인한 전류 고조파(harmonics)로 인해 AC 전원 변압기에 전자파 노이즈가 발생하였다. 특히, 스위칭 주파수가 약 500㎐ 이었던 종래 기술의 PWM 컨버터에서는, 귀에 몹시 거슬리는 느낌을 주는 1k㎐ - 4k㎐ 노이즈가 발생하였다.
또한, PWM 컨버터/인버터 DC 링크 전압이 더 낮아지게 되면, AC 전원 변압기 및 인버터 QNG가 되었던 전동기로부터 발생된 전자파 노이즈가 더 작아지게 되었다.
그러나, 종래 기술의 삼각파 비교 PWM 방법에서는, GTO 와 같은 전력 스위칭 디바이스의 회소 ON 시간의 제한 때문에, DC 링크 전압이 AC 전원 전압의 진폭으로부터 결정된 소정의 값이하로 설정될 수 없었다.
[발명의 요약]
따라서, 본 발명의 목적은 전류 평활용 리액터와 같은 것을 전혀 부가하지 않고도 PWM 컨버터 스위칭 손실을 절감시킬 수 있는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 귀에 몹시 거슬리는 느낌을 주는 노이즈를 감소시킬 수 있는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 AC 전원 전압의 진폭에 의해 결정된 소정의 값보다 더 낮은 DC 링크 전압을 설정할 수 있는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 제공함으로써 귀에 몹시 거슬리는 느낌을 주는 노이즈를 감소시키는 것이다.
본 발명의 이들 및 다른 목적은 AC 단상 전압을 입력하고, 이 AC 단상 전압을 PWM 제어하에서 DC 전압으로 변환하여 DC 전압을 출력하는 복수의 전력 스위칭 디바이스로 구성된 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 제공함으로써 달성될 수 있다. 상기 제어 시스템은 컨버터 DC 측 실제 전압값, 컨버터 DC 측 기준 전압값, 컨버터 AC 측 실제 전류값, 전원 전압, 및 전원 전압 사인파 위상을 입력하여 각각의 위상에 대한 기준 전압을 발생시키는 컨버터 기준 전압 연산 유닛과, 전원 전압 사인파 위상을 입력하여 삼각파를 발생시키며, 전원 전압 사인파 위상이 컨버터 AC 측 기준 전류값이 작은 위상인 경우에는 삼각파의 주파수를 낮게 하고, 전원 전압 사인과 위상이 컨버터 AC 측 기준 전류값이 큰 위상인 경우에는 삼각파의 주파수를 높게 하는 삼각파 발생 유닛을 포함하고 있다. 상기 제어 시스템은 또한 삼각파와 기준 전압을 수신하기 위해 접속되어 기준 전압과 삼각파를 비교함으로써, 각각의 위상에 대한 PWM 신호를 발생시키는 삼각파 비교 유닛을 더 포함하고 있다. 각각의 PWM 신호를 단상 PWM 컨버터내에 있는 전력 스위칭 디바이스들 중 하나에 각각 인가하여 단상 PWM 컨버터를 PWM 제어한다.
본 발명의 한 특징에 따르면, AC 단상 전압을 입력하고, 이 AC 단상 전압을 PWM 제어하에서 DC 전압으로 변환하여 DC 전압을 출력하는 복수의 전력 스위칭 디바이스로 구성된 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 제공함으로써 달성될 수 있다. 상기 제어 시스템은 컨버터 DC 측 실제 전압값, 컨버터 DC 측 기준 전압값, 컨버터 AC 측 실제 전류값, 전원 전압, 및 전원 전압 사인파 위상을 입력하여 각각의 위상에 대한 기준 전압과 컨버터 AC 측 기준 전류값을 발생시키는 컨버터 기준 전압 연산 유닛과, 전원 전압 사인파 위상 및 컨버터 AC 측 기준 전류값을 수신하기 위해 접속되어 삼각파를 발생시키며, 컨버터 AC 측 기준 전류값의 크기가 작은 경우에는 삼각파의 주파수를 낮게 하고, 컨버터 AC 측 기준 전류값의 크기가 큰 경우에는 삼각파의 주파수를 높게 하는 삼각파 발생 유닛을 포함하고 있다. 상기 제어 시스템은 또한 삼각파와 기준 전압을 수신하기 위해 접속되어 기준 전압과 삼각파를 비교함으로써, 각각의 PWM 신호를 발생시키는 삼각파 비교 유닛을 더 포함하고 있다.각각의 PWM 신호를 단상 PWM 컨버터내에 있는 전력 스위칭 디바이스들 중 하나에 각각 인가하여 단상 PWM 컨버터를 PWM 제어한다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, AC 단상 전압을 입력하고, 이 AC 단상 전압을 PWM 제어하에서 DC 전압으로 변환하여 DC 전압을 출력하는 복수의 전력 스위칭 디바이스로 구성된 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 제공함으로써 달성될 수 있다.이 제어 시스템은 컨버터 DC 측 실제 전압값, 컨버터 AC 측 실제 전류값, 전원 전압, 및 전원 전압 사인파 위상을 입력하여 각각의 위상에 대한 기준 전압을 발생시키는 컨버터 기준 전압 연산 유닛과, 전원 전압 사인파 위상을 입력하여 전원 전압 사인과 위상과 동기하여 일정 주파수의 삼각파를 발생시키는 삼각파 발생 유닛을 포함하고 있다. 이 제어시스템은 또한 기준 전압과 전원 전압 사이파 위상을 수신하기 위해 접속되어 전원 전압 사인파 위상에 근거하여 기준 전압을 보정함으로써, 각각의 위상에 대한 기준 전압 보정값을 발생시키는 기준 전압 보정 유닛과, 삼각파와 기준 전압 보정값을 수신하기 위해 접속되어 기준 전압 보정값과 삼각파를 비교함으로써, 각각의 위상에 대한 PWM 신호를 발생시키는 삼각파 비교 유닛을 더 포함하고 있다. 각각의 PWM 신호를 단상 PWM 컨버터내에 있는 전력 스위칭 디바이스들 중 하나에 각각 인가하여 단상 PWM 컨버터를 PWM 제어한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따르면, AC 단상 전압을 입력하고, AC 단상 전압을 PWM 제어하에서 DC 전압으로 변환하여 DC 전압을 출력하는 복수의 전력 스위칭 딥바이스로 구성된 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 제공함으로써 달성될 수 있다. 이 제어 시스템은 단상 PWM 컨버터의 DC 측의 DC 링크 실제 전압값 및 미리 설정된 DC 링크 기준 전압값을 입력하여 단상 PWM 컨버터의 AC 측에서의 전류의 제1 진폭을 발생시킴으로써, DC 링크 실제 전압값과 DC 링크 기준 전압값간의 편차를 작게 하는 DC 링크 전압 제어 유닛과, 제1 진폭과 AC 단상 전압을 수신하기 위해 접속되어 제1 진폭과 AC 단상 전압에 근거하여 컨버터 기준 전압을 발생시키는 컨버터 기준 전압 연산 유닛을 포함하고 있다. 컨버터 기준 전압은 컨버터 기준 전압의 제2 진폭 및 컨버터 기준 전압과 AC 단상 전압간의 위상차인 컨버터 기준 전압의 위상을 포함하고 있다. 이 제어 시스템은 또한 컨버터 기준 전압, DC 링크 실제 전압값 및 AC 단상 전압의 사인파 위상을 수신하기 위하여 접속되어 컨버터 기준 전압의 위상에 동기한 PWM 1-펄스 파형의 각각의 위상에 대한 PWM 신호를 발생시키는 PWM 1-펄스 파형 생성 유닛을 더 포함하고 있다. PWM 1-펄스 파형은 AC 단상 전압의 반사이클 내에 PWM 신호의 1-펄스를 포함하고 있으며, 각각의 PWM 신호에는 제2 진폭과 같은 PWM 기준 전압의 기본 주파수 성분의 제3 진폭이 제공되고, 각각의 PWM 신호를 단상 PWM 컨버터 내에 있는 전력 스위칭 디바이스 중 하나에 각각 인가하여 단상 PWM 컨버터를 PWM 제어한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따르면, AC 단상 전압을 입력하고, AC 단상 전압을 PWM 제어하에서 DC 전압으로 변환하여 DC 전압을 출력하는 복수의 전력 스위칭 디바이스로 구성된 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 제공함으로써 달성될 수 있다. 인버터는 단상 PWM 컨버터의 DC 측이 부하로서 접속된다. 제어 시스템은 인버터의 출력 주파수와 AC 단상 전압의 제4 진폭을 입력하여 DC 링크 기준 전압값간을 발생시키며, 출력 주파수가 적은 경우에는 DC 링크 기준 전압값을 제4 진폭보다 더 작게 하고, 출력 주파수가 큰 경우에는 DC 링크 기준 전압값을 제4 진폭보다 더 크게 하는 DC 링크 전압 제어 유닛과, DC 링크 기준 전압값가 DC 링크 실제 전압값을 수신하도록 접속되어 단상 PWM 컨버터의 AC 측에서의 제 1 진폭을 발생시킴으로써, DC 링크 실제 전압값과 DC 링크 기준 전압값간의 편차를 작게 하는 DX 링크 전압 제어 유닛을 포함하고 있다. 제어 시스템은 또한 제 1 진폭, AC 단상 전압, AC 단상 전압의 사인파 위상 및 단상 PWM 컨버터의 입력측에서이 실제 전류값을 수신하도록 접속되어 컨버터 기준 전압을 발생시키는 컨버터 기준 전압 연산 유닛과, 컨버터 기준 전압, DC 링크 실제 전압값과 AC 단상 전압의 사인파 위상을 수신하도록 접속되어 컨버터 기준 전압과, 상인파 위상과 동기화되어 있고 DC 링크 실제 전압값에 의해 결정된 진폭을 갖는 일정 주파수의 삼각파를 비교함으로써, 각각의 위상에 대한 PWM 신호를 발생시키는 삼각파 비교 유닛을 더 포함하고 있다. 각각 의 PWM 신호를 단상 PWM 컨버터내에 있는 전력 스위칭 디바이스들 중 하나에 각각 인가하여 단상 PWM 컨버터를 PWM 제어한다.
본 발명 및 그의 부수적인 많은 이점들은 첨부된 도면과 관련하여 이하의 상세한 설명을 생각하여 볼 때 보다 명확하게 이해할 수 있을 것이다.
[양호한 실시예의 상세한 설명]
이하 동일한 참조번호는 몇몇 도면에 걸쳐 동일한 또는 대응 부분을 나타내고 있는 도면을 참조하면서, 이하에서 본 발명의 실시예에 대한 설명을 하기로 한다.
제1A도 및 제1B도 는 본 발명의 실시예 1에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 나타낸 것이다. 제1A 도는 단상 PWM 컨버터 주회로(50)를 나타내고, 제1B 도는 그의 제어 시스템(60)을 나타내고 있다. 이것은 시스템이 AC 전원 V 반 사이클 내에 8개의 펄스를 갖는 소위 8- 펄스 PWM 모드에서 동작하는 경우에 대한 실시예이다.
제1A도에 도시된 바와 같이, 주회로(50)는 단상 AC 전원 V, 리엑터 L, 캐패시터 C 및 ON/OFF 제어 단자를 갖는 반도체 디바이스, 예를 들어 GTO (게이트 턴-오프 싸이리스터) GU, GV, GX, GY 및 각각이 반도체 디바이스 중 하나 GU, GV, GX, GY 에 각각 병렬로 접속된 다이오드 DU, DV, DX, DY 로 구성된 컨버터 CON를 구비하고 있다.
제1도 에 도시된 바와 같이, 제어 시스템(60)은 위상 연산 유닛(1), 삼각파 발생 유닛(2), 컨버터 기준 전압 연산 유닛(3) 및 삼각파 비교 유닛(4)을 구비하고 있다.
위상 연산 유닛(1)은 예를 들어 제2도에 도시된 바와 같이 구성되어 있다. 이것은 단상 AC 전원 V의 전원 전압 Vs를 입력하여 전원 전압 사인파 위상 θs를 계산 및 출력한다.
삼각파 발생 유닛(2)은 예를 들면 제3도에 도시된 바와 같이 구성되어 있다. 이것은 그 입력으로서 AC 전원 전압 사인파 위상 θs를 위하여 이 AC 전원 전압 사인파 위상 θs 에 동기하여 고주파 또는 저주파 삼각파 TRI를 출력한다.
컨버터 기준 전압 연산 유닛(3)는 예를 들면 제4도에 도시된 바와 같이 구성되어 있다. 이것은 그 입력으로서 AC 전원 전압 사인파 위상, θs, 전원 전압 Vs, 컨버터 AC 측 실제 전류값 Is, 컨버터 DC 측 기준 전압 Vdc-Ref, 및 컨버터 DC 측 실제 전압값 Vdc를 취하고, 소정의 연산 과정을 수행하여 U- 위상 기준 전압 VU-Ref과 V- 위상 기준 전압 VV-Ref를 출력한다.
삼각파 비교 유닛(4)은 삼각파 발생 유닛(2)의 출력이 되는 삼각파 TRI와 컨버터 기준 전압 연산 유닛(3)으로부터의 U-위상 기준 전압 VU-Ref과, V- 위상 기준 전압 VV-Ref를 입력하고, 소정의 연산 과정을 사용하여 U-위상 PWM 신호 VU-PWM 와 V-위상 PWM 신호 VV-PWM를 출력한다. 이들 PWM 신호 VU-PWM 및 VV-PWM은 컨버터 CON를 PWM 제어하기 위하여 게이트 회로를 거쳐 컨버터 CON 내에 있는 각각의 반도체 디바이스 GU 및 GV에 인가된다. 도면에는 도시되지 않았지만, X 및 Y 위상들에 대한 PWM 신호 VX-PWM 과 VY-PWM는 PWM 신호 VU-PWM와 VV-PWM를 사용하여 발생되며 게이트 회로를 거쳐 각각의 반도체 디바이스 GX와 GY 에 각각 인가된다.
제2도는 위상 연산 유닛(1)의 구성을 나타낸 블럭선도이다. 위상 연산 유닛(1)은 적분기(11), 구형파 생성 유닛(12) 및 상승 검출 유닛(13)을 구비하고 있다.
구형파 생성 유닛(12)은 그 입력으로서 전원 Vs의 파형을 취하여 그의 조건부 분기에 응답하여 구형파 Vsqr를 생성한다. 즉,
Vs ≥0 일때는 , Vsqr = 1 이고,
Vs [ 0 일때는, Vsqr = 0.
상승 검출 유닛(13)은 그 입력으로서 구형파 생성 유닛(12)의 출력 Vsqr를 취하여 구형파 Vsqr가 0에서 1로 변화하는 순간에 펄스 Vop를 생성하여 출력한다.
적분기(11)는 그 입력으로서 전원주파수 fs를 취하여 전원 주파수 fs 의 신간 적분을 행한다. 상승 검출 유닛(13)의 출력 펄스 Vop가 적분기(11)에 입력되어지면, 그 적분값을 0으로 리셋하여 시간 적분을 다시 시작하여 그 적분값을 전원 전압 사인파 위상 θs 으로서 출력하게 된다.
제3도는 삼각파 발생 유닛(2)의 구성을 나타낸 블럭선도이다. 삼각파 발생 유닛(2)은 삼각파 주파수 설정 유닛(21), 고주파 삼각파 발생 유닛(22), 저주파 삼각파 발생 유닛(23) 및 삼각파 스위칭 유닛(24)을 구비하고 있다.
고주파 삼각파 발생 유닛(22)은 그 입력으로서 AC 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 이 AC 전원 전압 사인파 위상 θs 에 동기하여 고주파 삼각파 TR11를 발생시켜 출력한다.
저주파 삼각파 발생 유닛(23)은 그 입력으로서 AC 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 이 AC 전원 전압 사인파 위상 θs 에 동기하여 고주파 삼각파 TR12를 발생시켜 출력한다.
삼각파 주파수 설정 유닛(21)은 그 입력으로서 AC 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 이 AC 전원 전압 사인파 위상 θs 에 응답하여 저주파 삼각파 TRI2 또는 고주 삼각파 TR11 중 하나를 선택하도록 삼각파 주파수 설정 신호 fest을 출력한다.
삼각파 스위칭 유닛(24)은 그 입력으로서 삼각파 주파수 설정 유닛(21)으로부터 출력된 삼각파 주파수 설정 신호 고주파 삼각파 발생 유닛(22)으로부터 출력된 고주파 삼각파 TR11, 및 저주파 삼각파 발생 유닛(23)으로부터 출력된 저주파 삼각파 TR12를 취하여 삼각파 주파수 설정 신호 fest 에 의해 설정된 주파수의 삼각파(TR11 또는 TR12)를 삼각파 TRI 로서 출력한다.
이와 같이 구성된 삼각파 발생 유닛(2)의 동작을 제1B도, 제3도 및 제5도를 참조하여 설명하기로 한다. 전원 전압 Vs는 50㎐의 사인파로서 취한다. 위상 연산 유닛(1)으로부터 출력된 전원 전압 사인파 위상 θs 는 삼각파 발생 유닛(2)으로 입력된다. 정상적인 경우 단상 PWM 컨버터는 전원 전력 인자가 1이 되도록 제어된다. 그러므로, 전원 전압 사인파 위상은 θs는 컨버터 AC 측 기준 전류값 위상과 같다.
고주파 삼각파 발생 유닛(22)은 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 이하에 나타낸 일정 주파수 삼각파 TR11을 출력한다. 삼각파 TR11의 주파수는 전원 전압 Vs 주파수의 9배이다.
저주파 삼각파 발생 유닛(23)은 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 이하에 나타낸 일정 주파수 삼각파 TR12을 출력한다. 삼각파 TR12의 주파수는 전원 전압 Vs 주파수의 6배이다.
삼각파 주파수 설정 유닛(21)은 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 이하의 조건부 분기에 의해 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 삼각파 주파수 설정 신호 fset를 출력한다. 즉,일 때, fset =1 이고, 일때는, fset= 2를 출력한다.
삼각파 스위칭 유닛(24)은 그 입력으로서 사막파 주파수 설정 유닛(21)의 출력인 삼각파 주파수 설정 신호 fset, 고주파 삼각파 발생 유닛(22)으로부터 출력된 고주파 삼각파 TR11 및 저주파 삼각파 발생 유닛(23)으로부터 출력된 저주파 삼각파 TR12를 취하고, 이하의 조건부 분기에 의하여 삼각파 주파수 설정 신호 fset에 응답하여 2개의 입력 삼각파 TR11 및 TR12 로부터 삼각파 TR11 또는 TR12를 삼각파 TRI 로서 선택하여 출력한다. 즉,
fset = 1인 경우에, 삼각파 TRI = TR11이고,
fset = 2인 경우에, 삼각파 TRI = TR12이다.
상기한 동작에 이해 삼각파 발생 유닛(2)으로부터 출력된 삼각파 TRI는 제5도에 도시된 바와 같게 된다. 삼각파 TRI 의 평균 주파수는 전원 전압 Vs 주파수의 8배가 된다.
제4도는 컨버터 기준 전압 연산 유닛(3)의 구성을 나타낸 블럭선도이다. 컨버터 기준 전압 연산 유닛(3)은 사인파 발생 유닛(31), 기준 전류 진폭 연산 유닛(32), 기준 전류 연산 유닛(33), 비교기 (34,35,36), 제산기(37), 및 계수 승산기(38)을 구비하고 있다.
사인파 발생 유닛(31)은 그 입력으로서 AC 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 진폭이 1이 되는 사인파 sin(θs)를 출력한다.
기준 전류 진폭 연산 유닛(32)은 그 입력으로서 비교기(34)에 의해 얻은 컨버터 DC 측 기준 전압 Vdc -Ref 과 컨버터 DC 측 실제 전압값 Vdc 간의 편차 △Vdc를 취하여 기준 전류 진폭 0_Is0_로서 △Vdc에 이득 G(s)를 곱한 값을 출력한다.
기준 전류 연산 유닛(33)은 2개의 입력으로서 사인파 발생 유닛(31)의 출력 sin(θs)과 기준 전류 진폭 연산 유닛(32)의 출력 0_Is0_을 취하고, 컨버터 AC 측 기준 전류값 Is -Ref 로서 이 2개를 곱한 값을 출력한다. 즉
그 다음에 비교기(35)는 기준 전류 연산 유닛(33)의 출력 Is -Ref과 컨버터 AC 측 실제 전류값 Is로부터 편차 △Is를 얻는다. 비교기(36)는 편차값 △Is와 이득 G2(s)를 곱한 값을 얻어 AC 전원 전압 Vs 로부터 뺀다. 제산기(37)는 비교기(36)의 출력을 컨버터 DC 전압 Vdc 로 나눈 제산값을 얻는다. 제산기(37)의 출력은 U- 위상 기준 전압 VU-Ref로서 취해진다. 또한, U- 위상 기준 전압 VU-Ref에 (-1)를 곱한 값이 계수 승산기(38)에 의해 V- 위상 기준 전압 VV-Ref로서 출력된다. 즉,
삼각파 비교 유닛(4)은 3개의 입력으로서 삼각파 발생 유닛(22)의 출력 TRI과 컨버터 기준 전압 연산 유닛(3)의 출력 VU-Ref와 VV-Ref 를 취하고 이하의 조건부 분기에 의해 U- 위상 PWM 신호 VU-PWM과 V- 위상 PWM 신호 VV-PWM를 출력한다.
VU-ReF ≥TRI이면, VV-PWM = 1 이고,
VU-ReF TRI이면, VV-PWM = 0 이고,
VV-ReF ≥TRI이면, VV-PWM = 1 이고,
VV-ReF TRI이면, VV-PWM = 0 이 된다.
이와 같이, 삼각파 발생 유닛(2)으로부터 출력된 삼각파 TRI를 사용하여 PWM 파형을 얻음으로써, 스위칭의 회수가 감소되는 경우라도 전류 진폭이 크게 되지 않는 PWM 파형을 출력할 수 있게 된다.
상기한 바와 같이, 단상 PWM 컨버터는 AC 전원 전압 사인파 위상 θs에 근거하여 제어된다. 즉, AC 전원 전압 사인파 위상 θs가 PWM 컨버터 AC 측 기준 전류값의 크기가 큰 위상인 경우에, 전류 리플은 스위칭 주파수를 더 높게 함으로써 감소되며 따라서 스위칭 디바이스의 피크 턴-오프 전류를 초과하지 않게 된다. AC 전원 전압 사인파 위상 θs가 PWM 컨버터 AC 측 기준 전류값의 크기가 작은 위상인 경우에는, 스위칭 주파수는 더 작게 된다. 이와 같이, 전류 평활용 리엑터를 부가함이 없이 스위칭의 평균 회수를 감소시킴으로써 PWM 스위칭 손실을 감소시킬 수 있다.
제6도는 본 발명의 실시예 2에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 나타낸 블럭선도이다. 이것은 다수 예를 들어 4개이 단상 PWM 컨버터 CONa, CONb, CONc, CONd가 변압기 TRa, TRb, TRc 및 TRd에 의해 리엑터 La, Lb, Lc 및 Ld 각각을 통하여 병렬로 접속된 시스템에 본 발명을 적용한 것이다.
제6도에서, 변압기 TRa, TRb, TRc 및 TRd의 1차 권선은 공통이다. 부하 LDa, LDb, LDc 및 LDd는 각 각 커패시터 Ca, Cb, Cc 및 Cd를 거쳐 컨버터 CONa, CONb, CONc, CONd의 출력측에 접속된다.
4개의 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(60a, 60b, 60c, 60d)은 4개의 단상 컨버터(CONa, CONb, CONc, CONd)를 제어하기 위하여 각각 제1B 도에 도시된 제어 시스템(60)과 동일한 구성을 하고 있다. 그들 각각의 삼각파 발생 유닛(2a,2b,2c,2d)은 이하의 삼각파 TRIa, TRIb, TRIc 및 TRId를 발생하고 따라서 삼각파 TRIa, TRIb, TRIc 및 TRId의 위상이 제7도에 도시한 바와 같이 서로간에 상호천이(mutually shift)되게 된다.
단상 PWM 컨버터 CONa를 제어하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템의 삼각파 발생 유닛(2a)에서, 고주파 삼각파 발생 유닛(22a)은 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고 이하에 나타낸 바와 같이 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 일정 주파수 삼각파 TR11a를 출력한다.
저주파 삼각파 발생 유닛(23a)은 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하여, 이하에 나타낸 바와 같이 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 일정 주파수 삼각파 TR12a를 출력한다.
나머지 구성 및 동작들은 실시예 1에서 나타낸 제어를 행한다.
동일한 방식으로, 단상 컨버터 CONb를 제어하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(60b)의 삼각파 발생 유닛(2b)에서, 고주파 삼각파 발생 유닛(22b)은 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 이하에 나타낸 바와 같이 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 일정 주파수 삼각파 TRIIa를 출력한다.
저주파 삼각파 발생 유닛(23b)은 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 이하에 나타낸 바와 같이 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 일정 주파수 삼각파 TR12b를 출력한다.
나머지 구성 및 동작들은 실시예 1에서 나타낸 제어를 행하게 된다.
동일한 방식으로, 단상 컨버터 CONc를 제어하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(60c)의 삼각파 발생 유닛(2c)에서, 고주파 삼각파 발생 유닛(22c)은 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 이하에 나타낸 바와 같이 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 일정 주파수 삼각파 TR11c를 출력한다.
저주파 삼각파 발생 유닛(23c)은 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 이하에 나타낸 바와 같이 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 일정 주파수 삼각파 TR12c를 출력한다.
나머지 구성 및 동작들은 실시예 1에서 나타낸 제어를 행하게 된다.
동일한 방식으로, 단상 컨버터 CONd를 제어하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(60d)의 삼각파 발생 유닛(2d)에서, 고주파 삼각파 발생 유닛(22d)은 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 이하에 나타낸 바와 같이 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 일정 주파수 삼각파 TR11d를 출력한다.
저주파 삼각파 발생 유닛(23d)은 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 이하에 나타낸 바와 같이 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 일정 주파수 삼각파 TR12d를 출력한다.
나머지 구성 및 동작들은 실시예 1에서 나타낸 제어를 행하게 된다.
실시예 1과 동일한 방식으로 PWM 파형은 제7도에 도시한 바와 같이 삼각파 발생 유닛(2a,2b,2c,2d)에 의해 출력된 삼각파 TRIa, TRIb, TRIc 및 TRId를 사용하여 얻어진다. 이렇게 함으로써, 스위칭의 회수가 감소하는 경우에도 전류 진폭이 크게 되지 않는 PWM 파형을 출력할 수 있게 된다. 게다가 이 실시예에 따르면 삼각파 TRIa, TRIb, TRIc 및 TRId의 위상이 제7도에 도시한 바와 같이 서로로부터 상호천이(mutually shift)되게 되므로, 변압기 TRa, TRb, TRc 및 TRd의 공통 1차 권선에서의 전류 리플을 감소시킬 수 있게 된다.
제8도는 본 발명의 실시에 3 에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템의 주요부, 즉 삼각파 발생 유닛(2e)을 도시한 블럭선도이다. 이것은 삼각파 메모리 유닛(25)만으로 구성된 삼각파 발생 유닛(2e)으로 대체된 실시예 1의 삼각파 발생 유닛(2)의 일례이다.
삼각파 메모리 유닛(25)은 그 입력으로서 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 이하에 나타낸 바와 같이 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 일정 주파수 삼각파 TR1를 출력한다.
즉, 삼각파 메모리 유닛(25)으로부터 발생된 삼각파 TRI는 제5도에 도시한 바와 같이 제3도의 삼각파 발생 유닛(2)으로부터 발생된 삼각파 TRI 파형과 동일한 파형을 갖는다.
나머지 구성 및 동작들은 실시예 1에서 나타낸 제어를 행하게 된다.
실시에 1과 동일한 방식으로, PWM 파형은 삼각파 발생 유닛(2E)으로부터 출력된 삼각파 TRI를 사용하여 얻어진다. 이와 같이 함으로써, 스위칭의 회수가 감소되는 경우에도 전류 진폭이 크게 되지 않는 PWM 파형을 출력할 수 있게 된다.
본 발명의 실시예 4에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템은 제9도 및 제10를 참조하면서 설명한다. 제9도 및 제10도는 본 발명의 실시예 4에서의 제어 시스템(60A)의 전체 구성 및 삼각파 발생 유닛(2A)의 구성을 각각 도시한 블록선도이다.
제9도에서, 제1B도에서의 실시예와 다른 점은 컨버터 AC 측 기준 전류값 Is-Ref이 컨버터 전압 연산 유닛(3)으로부터 삼각파 발생 유닛(2A)으로 출력된다는 점이다. 이밖의 점들은 제1B도와 동일하기 때문에 그 설명을 생략한다.
또한, 이 실시예의 삼각파 발생 유닛(2A)은 제10도에 도시된 바와 같이 구성되어 있다. 제3도와 다른 점은 삼각파 발생 유닛(2A)에서의 삼각파 주파수 설정 유닛(21A)이 컨버터 AC 전류측 기준값 Is-Ref의 크기에 근거하여 삼각파 주파수 설정 신호 fset를 결정한다는 점이다.
삼각파 주파수 설정 유닛(21A)의 동작은 제10도를 사용하여 설명한다. 삼각파 주파수 설정 유닛(21A)은 그 입력으로서 컨버터 AC 전류측 기준 전류값 Is-Ref를 취하고, 이하의 방식으로 컨버터 AC 기준 전류값의 크기를 사용하여 삼각파 주파수 설정 신호 fset를 출력한다.
소정이 삼각파 주파수 설정 스위칭 값은 Is-set로서 취해진다. 이때에, 삼각파 주파수 설정 유닛(21)으로부터,
0_Is0_ Is-set 이면, fset = 2 이 출력되고,
0_Is0_ ≥Is-set 이면, fset = 1 이 출력된다.
나머지 구성 및 동작들은 실시예 1에서 나타낸 제어를 수행한다.
실시에 1과 동일한 방식으로 PWM 파형은 삼각파 발생 유닛(2A)으로부터 출력된 삼각파 TRI를 사용하여 얻어진다. 이와 같이 함으로써, 스위칭의 회수가 감소되는 경우에도 전류 진폭이 크게 되지 않는 PWM 파형을 출력할 수 있게 된다.
상기한 바와 같이, 단상 PWM 컨버터는 컨버터 AC측 기준 전류값 Is-Ref의 크기에 근거하여 제어된다. 즉, 컨버터 AC 기준 전류값 Is-Ref의 크기가 큰 경우에는, 전류 리플은 스위칭 주파수를 더 높게 함으로써 감소되며 따라서 스위칭 디바이스의 피크 턴-오프 전류를 초과하지 않는다. 컨버터 AC 측 기준 전류값 Is-Ref의 크기가 작은 경우에는, 스위칭 주파수를 더 낮게 한다. 이와 같이, 전류 평활용 리엑터 등을 부가함이 없이 스위칭의 평균 회수를 감소시킴으로써 PWM 컨버터 스위칭 손실을 감소시킬 수 있다.
제11도는 본 발명의 실시예 5에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(60B)이 전체 구성을 나타낸 블록 구선도이다. 이것은 시스템이 AC 전원 V 반사이클 사이에 7개의 펄스를 갖는 7-펄스 PWM 모드로 동작하고 있는 경우에 대한 실시예이다.
이 제어 시스템(60B)은 실시예 1와 동일하게 위상 연산 유닛(1), 컨버터 기준 전압 연산 유닛(3) 및 삼각파 비교 유닛(4)을 구비하고 있다.
이것과는 달리, 기준 전압 보정 연산 유닛(5)이 부가되어 있으며, 삼각파 발생 유닛(2B)이 제3도에 도시된 삼각파 발생 유닛(2)을 대체한다.
위상 연산 유닛(1)은 예를 들면 제2도에 도시한 바와 같이 구성되어 있다. 이것은 단상 AC 전원 V의 전원 전압 Vs를 입력하여 전원 전압 사인파 위상 θs와 동기하게 일정 주파수 삼각파 TRI를 출력한다.
삼각파 발생 유닛(2B)은 그 입력으로서 AC 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 이하에 상세히 기술하는 바와 같이 이 AC 전원 전압 사인파 위상 θs와 동기하여 일정 주파수 삼각파 TRI를 출력한다.
컨버터 기준 전압 연산 유닛(3)은 예를 들면 제4도에 도시된 바와 같이 구성되어 있다. 이것은 그 입력으로서 AC 전원 전압 사인파 위상 θs를, 전원 전압 Vs, 컨버터 AC 측 실제 전류값 Is, 컨버터 DC 측 기준 전압 Vdc-Ref 및 컨버터 DC 측 실제 전류값 Vdc를 취하고 , 소정의 연산 과정을 수행하여 U- 위상 기준 전압 VU-Ref와, V- 위상 기준 전압 VV-Ref를 출력한다.
기준 전압 보정 연산 유닛(5)은 그 입력으로서 컨버터 기준 전압 연산 유닛(3)에 의해 계산된 컨버터 기준 전압값 (U-위상 기준 전압 VU-Ref과, V- 위상 기준 전압 VV-Ref) 및 AC 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, AC 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 보정된 컨버터 기준 전압값인 U-위상 기준 전압 보정값 VU-Ref'과, V- 위상 기준 전압 보정값 VV-Ref'을 출력하게 된다.
삼각파 비교 유닛(4)은 그 입력으로서 삼각파 발생 유닛(2B)으로부터 출력된 삼각파 TRI 와 기준 전압 보정 유닛(5)으로부터 출력된 기준 전압 보정값 VU-Ref'과, VV-Ref'을 취하고, 이들 2개의 값 VU-Ref'과, VV-Ref'과 삼각파 TRI 의 값의 비교 결과로부터 각각 PWM 신호 VU-PWM 과 VV-PWM을 출력하게 된다.
이하는 제12도를 참조하여 이상과 같이 구성된 실시예 5 이 동작에 대한 설명이다. 여기서, 삼각파 발생 유닛(2B)이 AC 전원 전압 사인파 위상 θs을 입력하게 되면, 이하에 나타낸 바와 같이 AC 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 일정 주파수 삼각파 TRI를 출력한다.
기준 전압 보정 연산 유닛(5)은 그 입력으로서 컨버터 기준 전압 연산 유닛(3)으로부터 출력된 U-위상 기준 전압 VU-Ref과, V- 위상 기준 전압 VV-Ref 및 AC 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하여 컨버터 기준 전압값 VU-Ref와 VV-Ref을 보정하고, AC 전원 전압 사인파 위상 θs에 응답하여 다음과 같이 U-위상 기준 전압 보정값 VU-Ref'과, V- 위상 기준 전압 보정값 VV-Ref'을 출력한다.
말할 필요도 없이, 위상 연산 유닛(1)이, 컨버터 기준 전압 연산 유닛(3) 및 삼각파 비교 유닛(4)은 실시예 1과 동일하게 동작한다.
상기한 바와 같이, PWM 파형은 삼각파 발생 유닛(2B)으로부터의 삼각파 TRI 오 기준 전압 보정 유닛(5)으로부터의 기준 전압 보정값 VU-Ref'과, VV-Ref'을 사용하여 얻어진다. 이와 같이 함으로써, 스위칭의 회수가 감소된 경우에도 전류 진폭이 크게 되지 않는 PWM 파형이 얻어진다.
이하 도면을 참조하면서 또 다른 실시예에 대해 설명한다.
제13도는 본 발명이 적용된 단상 PWM 컨버터의 주회로(150)을 도시하고 있다. 제13도에서, 주회로(150)는 단상 AC 전원(13), 저항 R, 리엑터 L, 캐패시터 C 및 ON/OFF 제어 단자를 갖는 반도체 디바이스, 예를 들어 GTO (게이트 턴-오프 싸이리스터) GU, GV, GX, GY 및 각각이 반도체 디바이스 중 하나 GU, GV, GX, GY 에 각각 병렬로 접속된 다이오드 DU, DV, DX, DY 로 구성된 컨버터 CON를 구비하고 있다.
제14도는 본 발명의 실시예 6에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(101A)를 나타낸 블록선도이다. 제14도에 도시된 바와 같이 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(101A)은 DC 링크 전압 제어 유닛(111), 컨버터 기준 전압 연산 유닛(112A) 및 PWM 1-펄스 파행 생성 유닛(13)을 구비하고 있다.
제15도에 도시한 바와 같이, DC 링크 전압 제어 유닛(111)은 DC 링크 전압값 Vdc-Ref 와 DC 링크 실제 전압값 Vdc를 입력하여 DC 링크 전압값 Vdc-Ref 와 이득 G(s)를 곱한 DC 링크 전압값 Vdc간의 편차값을 컨버터 AC 측 전류 진폭 0TIs0T로서 출력한다. 즉,
제16도에 도시한 바와 같이, 컨버터 기준 전압 연산 유닛(112A)은 DC 링크 전압 제어 유닛(111)으로부터 출력된 컨버터 AC 측 전류 진폭 │TIs│T, AC 전원 각 주파수 ω(전원 주파수가 50㎐인 경우에 ω = 2 ×π ×50(rad/sec) 및 컨버터 AC 측 이덕턴스 L을 곱합으로써 전원 전압 Vs에 대한 직교 성분 전압 VL을 얻게 된다. 즉, VL = ω·L·│TIs│T.
또한, 컨버터 AC 측 저항 R을 곱한 컨버터 AC 측 전류진폭 │TIs│T의 값을 AC 전원 전압 진폭 │TVs│T에서 뺌으로써 전원 전압 Vs 에 대한 평행 성부 전압 VR을 얻게 된다. 즉,
그다음에, 제17도에 도시된 컨버터 AC측 전압/전류 벡터도를 따라 컨버터 기준 전압 진폭 │TVs│T과, 컨버터 기준 전압 위상 1δ을 얻게 된다. 즉, 이와 같이 얻은 직교 성분 및 평행 성분 전압 VL과 VR을 사용하여 다음의 방정식에 의해 컨버터 기준 전압 진폭 │Vc│와 컨버터 기준 전압 위상 δ을 얻게 된다.
제18도에 도시한 바와 같이 PWM 1- 펄스 파형 생성 유닛(113)은 DC 링크 실제 전압값 Vdc, 컨버터 기준 전압 진폭 │TVc│T, 컨버터 기준 전압 위상 1δ 및 전원 전압 사인파 위상 θs를 입력하고, 다음 식을 사용하여 컨버터 기준 전압 진폭 │TVs│T과 DC 링크 실제 전압값 Vdc 로부터 PWM 1-펄스 파형에 대한 스위칭 각 θ1을 계산한다.
스위칭이 상기 식으로 얻어진 스위칭 θ1로 행해진 경우, PWM 1- 펄스 파형 출력 전압의 기본 주파수 성분은 컨버터 기준 전압 진폭과 일치하도록 할 수 있다.
또한, 전원 전압 사인과 위상 θs 에 더한 컨버터 기준 전압 위상 1δ 이 값 (θs ·1δ )을 스위칭 각 θ1과 비교함으로써, 이하의 조건부 분기에 의해 PWM 1- 펄스 출력 전압 파형이 얻어진다. 즉, 제19도에 도시된 바와 같이,
U-위상 출력 전압 VuPWM의 경우,
인 경우에는 VuPWM = Vdc/2가 출력되고,
인 경우에는 VuPWM = 0 이 출력되고,
인 경우에는 VuPWM = Vdc /2 가 출력된다.
V-위상 출력전압 VvPWM의 경우,
인 경우에는 VvPWM = Vdc/2가 출력되고,
인 경우에는 VvPWM = 0 이 출력되고,
인 경우에는 VvPWM = Vdc /2 가 출력된다.
이들 PWM 신호 VuPWM 및 VvPWM 은 컨버터 CON를 PWM 제어하도록 게이트 회로를 통하여 컨버터 CON 에 있는 각각의 반도체 디바이스 GU 및 GV 에 인가된다. 도면에는 도시되어 있지 않지만, X 및 Y 위상들에 대한 PWM 신호 Vx-PWM 과 Vy-PWM는 PWM 신호 Vu-PWM과 Vv-PWM을 사용하여 발생시키고, 게이트 회로를 통하여 각각의 반도체 디바이스 GX와 GY 에 각각 인가한다.
단상 PWM 컨버터는 상기한 방식으로 얻은 PWM 1-펄스 파형을 사용하여 제어된다. 즉, 컨버터 AC 측 기준 전압이 사인과 피크 근처에 있는 경우에, 단상 PWM 컨버터는 스위칭이 행해지지 않도록 제어된다. 이와 같이 함으로써, 컨버터는 단지 1개의 펄스만이 전원 전압 반사이클내에 존재하는 1-펄스 모드로 동작한다. 이와 같이, 기본파 성분(50Hz 또는 60Hz)의 제5 및 제7차 저주파 성분은 대부분이 전류의 고조파에 분산되어 있다. 그러므로, 전자파 노이즈 주파수 대역(1-4kHz)보다 더 낮은 영역에서의 주파수 성분의 분포가 된다. 이와 같이 노이즈의 감소를 설계할 수있다.
제20도는 본 발명의 제7 실시예에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(101B)을 나타낸 블럭선도이다. 제20도에도시한 바와 같이, 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(101B)은 DC 링크 전압 설정 유닛(121), DC 링크 전압 제어 유닛(111), 컨버터 기준 전압 연산 유닛(112B) 및 삼각파 비교 유닛(122)을 구비하고 있다.
DC 링크 전압 설정 유닛(121)은 그 일례가 제21도에 도시된 소정 패턴에 따라 PWM 컨버터 CON의 CD측에 부하로서 접속된 인버터(도시안됨)의 출력 주파수 finv의 크기에 응답하여 DC 링크 기준 전압 VdcRef를 출력한다.
이 실시예의 소정의 패턴의 특징은 인버터 출력 주파수 finv가 소정의 주파수 finv-CHG보다 더 작은 영역 A에있다. 영역 A에서, DC 링크 전압 설정 유닛(121)은 DC 링크 기준 전압 VdcRef을 PWM 컨버터 AC 전원 전압 진폭│_Vs│_보다 더 작게 설정한다.
인버터 출력 주파스 finv가 주파수 finv-CHG보다 더 큰 영역 B에서는, DC 링크 전압 설정 유닛(121)은 DC 링크 기준 전압 VdcRcf을 종래 기술에서와 같이 PWM 컨버터 AC 전원 전압 진폭 │Vs│보다 더 크게 설정한다.
DC 링크 전압 제어 유닛(111)은 제6 실시예에서 설명한 것과 동일하다. 그러므로 여기에서 그 설명을 생략한다.
제22도에 도시한 바와 같이, 컨버터 기준 전압 연산 유닛(112B)은 사인파 발생 유닛(131)과 컨버터 AC측 기준 전류 연산 유닛(132)을 구비하고 있다.
사인파 발생 유닛(131)은 그 입력으로서 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 전원 전압 사인파 θs에 응답하여 진폭이 1인 사인파 sin(θs)을 출력한다.
기준 전류 연산 유닛(132)은 그 입력으로서 DC 링크 전압 제어 유닛(111)으로부터 출력된 컨버터 AC 측 전류 진폭 │TIs│T과 사인파 발생 유닛(131)으로부터 출력된 사인파 sin(θs)을 취하여 다음 식에 의해 컨버터 AC 측 기준 전류 Is -Ref를 출력한다.
컨버터 AC 측 기준 전류값 Is -Ref과 컨버터 AC 측 실제 전류값 Is간의 편차에 이득 G(s)를 곱하여, 이것을 AC 측 전원 전압 Vs 로부터 뺀 값이 AC 측 기준 전압값 Vs 로서 출력된다. 즉,
제23도에 도시한 바와 같이 삼각파 비교 유닛(122)에 있는 삼각파 발생 유닛(141)은 그 입력으로서 DC 링크 실제 전압값 Vdc와 전원 전압 사인파 위상 θs를 취하고, 전원 전압 사인파 위상 θs에 동기한 소정 주파수의 삼각파 TRI (진폭이 Vdc/2)를 출력한다. 컨버터 기준 전압 연산 유닛(112B)으로부터 출력된 컨버터 AC 측 기준 전압값 Vc를 사용하여 U-위상 기준 전압값 Vu 와 V- 위상 기준 전압값 Vv가 다음 연산으로 얻어진다.
Vu = Vc/2 및
Vv = - Vc/2
U -위상과 V-위상에 대한 PWM 전압 신호 VuPWM과 VvPWM 은 각각의 U- 위상 및 V-위상 기준 전압 Vu 및 Vv를 삼각파 발생 유닛(141)으로부터 출력된 삼각파 TRI 와 크기 비교를 함으로써 얻어진다.
즉, 제24도에 도시한 바와 같이,
여기서, 제25도는 DC 링크 전압 Vdc 가 하이(high) 및 로우(low)인 경우에 PWM 출력 전압 파형을 나타낸 경우의 일례를 나타낸 것이다. DC 링크 전압 Vdc이 하이(high)인 경우에, PWM 제어는 제25(a)도에 도시된 종래의 PWM 제어와 동일하게 행해진다. 제25(b)도에 도시한 바와 같이, DC 링크 전압 Vdc가 로우인 경우에는, 전원 전압 반사이클당 스위치의 회수가 감소한다. 그러므로, 단상 PWM 컨버터가 PWM 1- 펄스 파형에 의해 부분적으로 제어되기 때문에, 이것은 전자파 노이즈 주파수 대역(1-4kHz)보다 더 낮은 영역에서의 주파수 성분의 분포가 된다. 이와 같이, 노이즈의 감소를 설계할 수 있다.
또한, DC 링크 전압 Vdc가 로우인 때에는, 영 전압이 출력되는 시간이 자동적으로 줄어든다. 이와 같이, 출력 전압의 기본 주 파수 성분이 높은 값으로 설정될 수 있다. 그러므로, DC 링크 전압은 AC 전원 전압 Vs의 진폭으로부터 결정된 소정의 값보다 더 낮은 값으로 설정될 수 있다.
제26도는 본 발명의 실시예 8에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(101c)을 나타낸 블럭선도이다. 제26도에 도시된 바와 같이, 실시예 8에 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(101c)은 DC 링크 전압 설정 유닛(121), DC 링크 전압 제어 유닛(111), 컨버터 기준 전압 연산 유닛(112A) 및 PWM 1- 펄스 파형 생성 유닛(113)을 구비하고 있다.
DC 링크 전압 설정 유닛(121)은 실시예 7에 설명한 것과 동일하고, DC 링크 전압 제어 유닛(111), 컨버터기준 전압 연산 유닛(112A) 및 PWM 1-펄스 파형 생성 유닛 (113)은 실시예 6에서 설명한 것과 동일하다. 따라서, 이들의 설명은 생략한다.
그러므로, 이와 같은 형태의 구성에 있어서도, 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(101C)은 PWM 1-펄스 파형을 사용하여 동작한다. 이와 같이, 이것은 상기한 제 6 실시예 에서와 동일하게 전자파 노이즈 주파수 대역(1-4kHz)보다 더 낮은 영역에서의 주파수 성분의 분포가 된다. 그러므로, 인버터가 PWM 컨버터 CON의 DC측에 부하로서 접속된 경우에, 노이즈의 감소를 설계할 수 있다.
제27도는 본 발명의 제9 실시예에 따른 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(101D)을 나타낸 블럭선도이다. 제27도에 도시한 바와 같이, 제9 실시예의 단상 PWM 컨버터 제어 시스템(101D)은 DC 링크 전압 설정 유닛(121), DC 링크 전압 제어 유닛(111), 컨버터 기준 전압 연산 유닛(113), 삼각파 비교 유닛(122), 펄스 모드 스위칭 유닛(151) 및 펄스 모드 설정 유닛ㄹ(152)을 구비하고 있다.
DC 링크 전압 설정 유닛(121) 및 삼각파 비교 유닛(122)의 동작은 제7 실시예에 설명한 것과 동일하므로 그들의 설명은 생략한다.
또한, DC 링크 전압 제어 유닛(111) 및 PWM 1-펄스 파형 생성 유닛(113)은 제6 실시예에서 설명한 것과 동일하다. 따라서, 그들의 설명은 생략한다.
게다가, 컨버터 기준 전압 연산 유닛(122C)은 제16도 및 제22도에 각각 도시된 컨버터 기준 전압 연산 유닛(112A, 112B)의 조합을 구비하고 있다. 컨버터 기준 전압 연산 유닛(112C)은 제16도에 도시되어 있고 실시예 6에서 설명한 연산 회로에 의해서 얻은 컨버터 기준 전압 진폭 │Vc│ 및 컨버터 기준 전압 위상 1δ 을 출력하며, 제22도에 도시되어 있고 실시예 7에서 설명한 연산 회로에 의해 얻은 컨버터 기준 전압값 Vc를 출력한다.
펄스 모드 설정 유닛(151)은 PWM 컨버터 DC측에 부하로서 접속된 인버터의 출력 주파수 finv의 크기에 응답하여 펄스 모드 설정 신호 Ppms를 출력한다. 인버터 출력 주파수 finv가 소정의 주파수 finv-CHG보다 더 크거나 또는 크지 않은 때에는, 펄스 모드 설정 신호 Ppms는 값 2 또는 값 1을 각각 취하게 된다. 즉, finv finv-CHG이면, 펄스 모드 설정 신호 Spms = 1이 되고, finv 1] finv-CHG 이면, 펄스 모드 설정 신호 Spms = 2가 된다.
펄스 모드 스위칭 유닛(152)은 이와 같이 출력된 펄스 설정 신호 Spms에 응답하여 삼각파 비교 유닛(122)의 출력 또는 PWN 1-펄스 파형 생성 유닛(113)의 출력중 어느 하나를 취하도록 스위칭된다.
펄스 모드 설정 신호 SPM가 1인 경우에, PWM 1-펄스 파형 생성 유닛(113)의 출력은 U-위상 및 V-위상에 대한 PWM 신호 VuPWM 및 VvPWM으로서 출력된다.
펄스 모드 설정 신호 Spms가 2인 경우에는, 삼각파 비교 유닛(122)의 출력이 U-위상 및 V-위상 PWM 신호 VvPWM 및 VvPWM으로서 출력된다.
이와 같은 구성을 갖는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 사용하는 경우, 부하로서 접속된 인버터의 주파수를 귀에 거슬리는 전자파 노이즈 주파수 대역(1-4kHz) 보다 더 낮은 영역으로 함으로써 노이즈 감소를 설계할 수 있다.
본 발명을 사용하는 경우, 전류 평활용 리액터들을 부가하지 않고 PWM 컨버터 스위칭 손실을 줄일 수 있는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 제공할 수 있다.
상기한 바와 같은 본 발명을 사용함으로써, 전자파 노이즈의 주파수를 귀에 거슬리는 주파수 대역(1-4kHz)보다 더 낮게 함으로써 노이즈를 감소시킬 수 있게 설계할 수 있는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템을 제공할 수 있다.
게다가, DC 링크 전압을 AC 전원 전압의 진폭으로부터 결정된 소정의 값보다 더 낮게 설정할 수 있으며 따라서 귀에 거슬리는 느낌을 주는 노이즈를 감소시키게 된다.
분명한 것은 본 발명의 여러 가지 수정 및 변경이 상기 기술한 내용을 참작하여 가능하다는 것이며 따라서 본 발명은 첨부된 청구범위내에서 여기에 기술된 특정예와 다른 방식으로 실시될 수 있음을 알아야 한다.

Claims (11)

  1. AC 단상 전압을 입력하고, 상기 AC 단상 전압을 PWM 제어하에서 DC 전압으로 변환하여 상기 DC 전압을 출력하는 복수의 전력 스위칭 디바이스로 구성된 단상 PWM 컨버터 제어 시스템에 있어서, 컨버터 DC측 실제 전압값, 컨버터 DC측 기준 전압 값, 컨버터 AC측 실제 전류값, 전원 전압, 및 전원 전압 사인파 위상을 입력하여 각각의 위상에 대한 기준 전압을 발생시키는 컨버터 기준 전압 연산 수단과;상기 전원 전압 사인파 위상을 입력하여 삼각파를 발생시키며, 상기 전원 전압 사인파 위상이 컨버터 AC측 기준 전류값의 크기가 작은 위상인 경우에는 상기 삼각파의 주파수를 낮게 하고, 상기 전원 전압 사인파 위상이 상기 컨버터 AC측 기준 전류값의 크기가 큰 위상인 경우에는 상기 삼각파의 주파수를 높게 하는 삼각파 발생 수단; 및 상기 삼각파와 상기 기준 전압을 수신하도록 접속되어 상기 기준 전압과 상기 삼각파를 비교하여 각각의 위상에 대한 PWM 신호를 발생시키는 삼각파 비교 수단을 포함하며, 상기 PWM 신호 각각을 상기 단상 PWM 컨버터내의 상기 전력 스위칭 디바이스들 중 하나에 각각 인가하여 상기 단상 PWM 컨버터를 PWM 제어하는 것을 특징으로 하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 삼각파 발생 수단은 상기 전원 전압 사인파 위상과 동기하여 고주파 삼각파를 발생시키는 고주파 삼각파 발생 수단과; 상기 전원 전압 사인파 위상과 동기하여 저주파 삼각파를 발생시키는 저주파 삼각파 발생 수단과;삼각파 설정 신호를 발생시켜, 상기 전원 전압 사인파 위상에 근거하여 상기 고주파 삼각파와 상기 저주파 삼각파 중 하나를 선택하는 삼각파 주파수 설정 수단; 및상기 삼각파 설정 신호, 상기 고주파 삼각파 및 상기 저주파 삼각파를 수신하도록 접속되어 상기 삼각파 설정 신호에 의해 상기 삼각파로 선택된 상기 고주파 삼각파와 상기 저주파 삼각파 중 하나를 발생시키는 삼각파 스위칭 수단을 포함하고 있는 것을 특징으로 하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템.
  3. 제1항에 있어서, 상기 삼각파 발생 수단은 상기 삼각파의 크기를 상기 전원 전압 사인파 위상의 함수로서 저장하는 삼각파 메모리를 포함하고, 상기 전원 전압 사인파 위상에 근거하여 AC 전원 전압과 동기하여 상기 삼각파를 발생시키는 것을특징으로 하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템.
  4. 각각이 AC 단상 전압을 변압기글 통하여 입력하고, 상기 AC 단상 전압을 PWM 제어하에서 DC 전압으로 변환하여 상기 DC 전압을 출력시키는 복수의 전력 스위칭디바이스로 구성된 복수의 단상 PWM 유닛 컨버터를 구비한 단상 PWM 컨버터 제어 시스템에 있어서, 상기 단상 PWM 유닛 컨버터 각각을 제어하기 위해 구비된 복수의 유닛 제어 시스템을 포함하며, 상기 각각의 유닛 제어 시스템은 컨버터 DC측 실제 전압값, 컨버터 DC측 기준 전압 값, 컨버터 AC측 실제 전류값, 전원 전압 및 전원 전압 사인파 위상을 입력하여 각각의 위상에 대한 기준 전압을 발생시키는 컨버터 기준 전압 연산 수단과; 상기 전원 전압 사인파 위상을 입력하여 삼각파를 발생시키며, 상기 전원 전압 사인파 위상이 컨버터 AC측 기준 전류값의 크기가 작은 위상인 경우에는 상기 삼가파의 주파수를 낮게 하고, 상기 전원 전압 사인파 위상이 상기 컨버터 AC측 기준 전류값의 크기가 큰 위상인 경우에는 상기 삼각파의 주파수를 높게 하는 삼각파 발생 수단; 및 상기 삼각파와 상기 기준 전압을 수신하도록 접속되어 상기 기준 전압과 상기 삼각파를 비교하여 각각의 위상에 대한 PWM 신호를 발생시키는 비교 수단을 포함하며, 상기 각각의 PWM 신호를 상기 단상 PWM 유닛 컨버터내의 상기 전력 스위칭 디바이스들 중 하나에 각각 인가하여 상기 단상 PWM 유닛 컨버트를 PWM 제어하며, 상기 삼각파 발생 수단에 의해 발생된 상기 각각의 삼각파는 그 위상이 서로 천이되는 것을 특징으로 하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템.
  5. AC 단상 전압을 입력하고, 상기 AC 단상 전압을 PWM 제어하에서 DC 전압으로 변환하여 상기 DC 전압을 출력하는 복수의 전력 스위칭 디바이스로 구성된 단상 PWM 컨버어 제어 시스템에 있어서, 컨버터 DC측 실제 전압값, 컨버더 DC측 기준 전압값, 컨버터 AC측 실제 전류값, 전원 전압 및 전원 전압 사인파 위상을 입력하여 각각의 위상에 대한 전압과 컨버터 AC측 기준 전류값을 발생시키는 컨버터 기준 전압 연산 수단과; 상기 전원 전압 사인파 위상과 상기 컨버터 AC측 기준 전류값을 수신하도록 접속되어 삼각파를 발생시키며, 상기 컨버터 AC측 기준 전류값의 크기가 작은 경우에는 상기 삼각파의 주파수를 낮게 하고, 상기 컨버터 AC측 기준 전류값의 크기가 큰 경우에는 상기 삼각파의 주파수를 높게 하는 삼각파 발생 수단; 및 상기 삼각파 및 상기 기준 전압을 수신하도록 접속되고, 상기 기준 전압과 상긱 삼각파를 비교하여 각각의 위상에 대한 PWM 신호를 발생시키는 삼각파 비교 수단을 포함하며, 상기 각각의 PWM 신호를 상기 단상 PWM 컨버터내의 상기 전력 스위칭 디바이스들 중 하나에 각각 인가하여 상기 단상 PWM 컨버터를 PWM 제어하는 것을 특징으로 하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 삼각파 발생 수단은 상기 전원 전압 사인파 위상에 동기하여 고주파 삼각파를 발생시키는 고주파 삼각파 발생 수단과; 상기 전원 전압 사인파 위상에 동기하여 저주파 삼각파를 발생시키는 저주파 삼각파 발생 수단과;삼각파 설정 신호를 발생시켜, 상기 컨버터 AC측 기준 전류값에 근거하여 상기 고주파 삼각파와 상기 저주파 삼각파 중 하나를 선택하는 삼각파 주파수 설정 수단; 및 상기 삼각파 설정 신호, 상기 고주파 삼각파 및 상기 저주파 삼각파를 수신하도록 접속되어 상기 삼각파 설정 신호에 의해 선택된 상기 고주파 삼각파와 상기 저주파 삼각파 중 하나를 상기 삼각파로서 발생시키는 삼각파 스위칭 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템.
  7. AC 단상 전압을 입력하고, 상기 AC 단상 전압을 PWM 제어하에서 DC 전압으로 변환하여 상기 DC 전압을 출력하는 복수의 전력 스위칭 디바이스로 구성된 단상 PWM 컨버터 제어 시스템에 있어서, 컨버터 DC측 실제 전압값, 컨버터 DC측 기준 전압값, 컨버터 AC측 실제 전류값, 전원 전압 및 전원 전압 사인파 위상을 입력하여 각각의 위상에 대한 기준 전압을 발생시키는 컨버터 기준 전압 연산 수단과; 상기 전원 전압 사인파 위상을 입력하여 상기 전원 전압 사인파 위상에 동기하여 일정 주파수의 삼각파를 발생시키는 삼각파 발생 수단과; 상기 기준 전압과 상기 전원 전압 사인파 위상을 수신하도록 접속되고, 상기 전원 전압 사인파 위상에 근거하여 상기 기준 전압을 보정하여 각각의 위상에 대한 기준 전압 보정값을 발생시키는 기준 전압 보정 수단; 및 상기 삼각파와 상기 기준 전압 보정값을 수신하도록 접속되고, 상기 기준 전압 보정값과 상기 삼각파를 비교하여 각각의 위상에 대한 PWM 신호를 발생시킨 삼각파 비교 수단을 포함하며,상기 각각의 PWM 신호를 상기 단상 PWM 컨버터내의 상기 전력 스위칭 디바이스들 중 하나에 각각 인가하여 상기 단상 PWM 컨버터를 PWM 제어하는 것을 특징으로 하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템.
  8. AC 단상 전압을 입력하고, 상기 AC 단상 전압을 PWM 제어하에서 DC 전압으로 변환하여 상기 DC 전압을 출력하는 복수의 전력 스위칭 디바이스로 구성된 단상 PWM 컨버터 제어 시스템에 있어서, 상기 단상 PWM 컨버터의 DC측의 DC 링크 실제 전압값과 이전에 설정된 DC 링크 기준 전압값을 입력하여 상기 단상 PWM 컨버터의 AC 측에서의 전류의 제1 진폭을 발생시킴으로써, 상기 DC 링크 실제 전압값과 상기 DC 링크 기준 전압값간의 편차를 작게 하는 DC 링크 전압 제어 수단과; 상기 제1 진폭과 상기 AC 단상 전압을 수신하도록 접속되어 상기 제1 진폭과 상기 AC 단상 전압에 근거하여, 제2진폭 및 컨버터 기준 전압과 상기 AC 단상 전압간의 위상차인 위상을 갖는 컨버터 기준 전압을 발생시키는 컨버터 기준 전압 연산 수단; 및 상기 컨버터 기준 전압, 상기 DC 링크 실제 전압값 및 상기 AC 단상 전압의 사인파 위상을 수신하도록 접속되어 상기 컨버터 기준 전압의 상기 위상에 동기한 PWM 1 -펄스 파형의 각각의 위상에 대한 PWM 신호를 발생시키는 PWM 1-펄스 파형 생성 수단을 포함하며, 상기 PWM 1-펄스 파형은 상기 AC 단상 전압의 반 사이클내에 상기 PWM 신호들 각각의 1-펄스를 포함하며, 상기 각각의 PWM 신호에는 상기 제2 진폭과 같은 상기 PWM 신호의 기본 주파수 성분의 제3 진폭이 제공되며,상기 각각의 PWM 신호를 상기 단상 PWM 컨버터내의 상기 전력 스위칭 디바이스들 중 하나에 각각 인가하여 상기 단상 PWM 컨버터를 PWM 제어하는 것을 특징으로 하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템.
  9. AC 단상 전압을 입력하고, 상기 AC 단상 전압을 PWM 제어하에서 DC 전압으로 변환하여 상기 DC 전압을 출력하는 복수의 전력 스위칭 디바이스 및 상기 단상 PWM 컨버터의 상기 DC 측에 부하로서 접속된 인버터로 구성된 단상 PWM 컨버터 제어 시스템에 있어서, 상기 인버터의 출력 주파수와 상기 AC 단상 전압의 제4 진폭을 입력하여 DC 링크 기준 전압값을 발생시키며, 출력 상기 주파수가 작은 경우에는 상기 DC 링크 기준 전압값을 상기 제4 진폭보다 더 작게 하고, 상기 출력 주파수가 큰 경우에는 상기 DC 링크 기준 전압값을 상기 제4 진폭보다 더 크게 하는 DC 링크 전압 설정 수단과; 상기 DC 링크 기준 전압값과 DC 링크 실제 전압값을 수신하도록 접속되어 상기 단상 PWM 컨버터의 AC측에서 전류의 제1 진폭을 발생시킴으로써, 상기 DC 링크 실제 전압값과 상기 DC 링크 기준 전압값간의 편차를 작게 하는 DC 링크 전압 제어 수단과; 상기 제1 진폭, 상기 AC 단상 전압, 상기 AC 단상 전압의 사인파 위상, 및 상기 단상 PWM 컨버터의 입력측에서의 실제 전류값을 수신하도록 접속되어 컨버터 기준 전압을 발생시키는 컨버터 기준 전압 연산 수단; 및 상기 컨버터 기준 전압, 상기 DC 링크 실제 전압값 및 상기 AC 단상 전압의 사인파 위상을 수신하도록 접속 되어 상기 컨버터 기준 전압과, 상기 DC 링크 실제 전압값에 의해 결정된 진폭을 갖는 상기 사인파 위상과 동기한 일정 주파수의 삼각파를 비교하여 각각의 위상에 대한 PWM 신호를 발생시키는 삼각파 비교 수단을 포함하며, 상기 PWM 신호 각각을 상기 단상 PWM 컨버터내에 있는 상기 전력 스위칭 디바이스들 중 하나에 각각 인가하여 상기 단상 PWM 컨버터를 PWM 제어하는 것을 특징으로 하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템.
  10. 제8항에 있어서, 인버터는 상기 단상 PWM 컨버터의 상기 DC측에 부하로서 접속되며, 상기 인버터의 출력 주파수와 상기 AC 단상 전압의 제4 진폭을 입력하여 상기 DC 링크 기준 전압값을 발생시키며, 상기 출력 주파수가 작은 경우에는 상기 DC 링크 기준 전압값을 상기 제4 진폭보다 더 작게 하고, 상기 출력 주파수가 큰 경우에는 상기 DC 링크 기준 전압값을 상기 제4 진폭보다 더 크게 하는 DC 링크 전압 설정 수단을 더 포함하며, 이와 같이 발생된 상기 DC 링크 기준 전압값을 상기 DC 링크 전압 제어 수단에 인가하는 것을 특징으로 하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템.
  11. AC 단상 전압을 입력하고, 상기 AC 단상 전압을 PWM 제어하에서 DC 전압으로 변환하여 상기 DC 전압을 출력하는 복수의 전력 스위칭 디바이스와, 상기 단상 PWM 컨버터의 상기 DC 측에 부하로서 접속된 인버터로 구성된 단상 PWM 컨버터 제어 시스템에 있어서 , 상기 인버터의 출력 주파수와 상기 AC 단상 전압의 제4 진폭을 입력하여 상기 DC 링크 기준 전압값을 발생시키며, 상기 출력 주파수가 작은 경우에는 상기 DC 링크 기준 전압값을 상기 제4 진폭을 더 작게 하고, 상기 출력 주파수가 큰 경우에는 상기 DC 링크 기준 전압값을 상기 제4 진폭보다 더 크게 하는 DC 링크 전압 설정 수단과, 상기 DC 링크 기준 전압값과 DC 링크 실제 전압값을 수신하도록 접속되어 상기 단상 PWM 컨버터의 AC 측에서 전류의 제1 진폭을 발생시킴으로써, 상기 DC 링크 실제 전압값과 상기 DC 링크 기준 전압값간의 편차를 작게 하는 DC 링크 전압 제어수단과, 상기 제1 진폭, 상기 AC 단상 전압, 상기 AC 단상 전압의 사인파 위상 및 상기 단상 PWM 컨버터의 입력축에서 실제 전류값을 수신하도록 접속되어, 상기 제1진폭과 상기 AC 단상 전압에 근거하여 제1 컨버터 기준 전압을 발생시키고, 상기 제1 진폭, 상기 AC 단상 전압, 상기 AC 단상 전압의 사인파 위상 및 상기 단상 PWM 컨버터의 입력축에서 실제 전류값에 근거하여 제2 컨버터 기준 전압을 발생시킴으로서, 제2 진폭 및 컨버터 기준 전압과 상기 AC 단상 전압간의 위상차인 우상을 갖는 컨버터 기준 전압을 연산하는 컨버터 기준 전압 연산 수단과, 상기 제1 컨버터 기준 전압, 상기 DC 링크 실제 전압값 및 상기 AC 단상 전압의 사인파 위상을 수신하도록 접속되어 상기 제1 컨버터 기준 전압의 위상에 동기한 PWM 1- 펄스 파형의 각각의 위상에 대한 제1 PWM 신호를 발생시키는 PWM 1-펄스 파형 생성 수단과, 상기 제2 컨버터 기준 전압, 상기 DC 링크 실제 전압값 및 상기 AC 단상 전압의 사인파 위상을 수신하도록 접속되어 상기 제2 컨버터 기준 전압과, 상기 DC 링크 실제 전압값에 의해 결정된 진폭을 갖는 상기 사인파 위상과 동기한 일정 주파수의 삼각파를 비교하여, 각각의 위상에 대한 제2 PWM 신호를 발생시키는 삼각파 비교수단과, 상기 인버터 출력 주파수를 수신하도록 접속되어 상기 인버터 출력 주파수가 낮은 경우에는 상기 PWM 1- 펄스 모드를 나타내는 제1 펄스 모드 설정 신호를 발생시키고, 상기 인버터 출력 주파수가 높은 경우에는 삼각파 비교 모드를 나타내느 제2 펄스 모드 설정 신호를 발생시키는 펄스 모드 설정 수단; 및 상기 제1 및 제2 펄스 모드 설정 신호와 상기 제1 및 제2 PWM 신호를 수신하도록 접속되어 상기 제1펄스 모드 설정 신호가 입력된 경우에는 상기 제1 PWM 신호를 발생시키고, 상기 제2 펄스 모드 설정 신호가 입력된 경우에는 상기 제2 PWM 신호를 발생시켜서, 각각의 위상에 대한 PWM 신호로서 상기 제1 및 제2 PWM 신호를 출력하는 펄스 모드 선택 수단을 포함하며, 상기 PWM 1- 펄스 파형은 상기 AC 단상 전압의 반사이클내에 상기 제1 PWM 신호의 각각의 1- 펄스를 포함하며, 상기 제1 PWM 신호 각각은 상기 제2 진폭과 같은 상기 제1 PWM 신호의 기본 주파수 성분의 제3 진폭을 제공받으며, 상기 각각의 PWM 신호를 상기 단상 PWM 컨버터내의 상기 전력 스위칭 디바이스들 중 하나에 각각 인가하여 상기 단상 PWM 컨버터를 PWM 제어하는 것을 특징으로 하는 단상 PWM 컨버터 제어 시스템.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102481592B1 (ko) 2022-02-28 2022-12-27 주식회사 준 Nft 기반의 디지털 네일아트 플랫폼 제공 시스템, 방법 및 프로그램

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE508934C2 (sv) * 1997-03-24 1998-11-16 Asea Brown Boveri Anordning för reducering av nollföljdsströmmar vid omvandling av likspänning till trefas växelspänning genom pulsbreddsmodulering
JP4622423B2 (ja) * 2004-09-29 2011-02-02 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 パルス幅変調信号発生回路
CN100466434C (zh) * 2005-02-10 2009-03-04 英特赛尔美国股份有限公司 具有利用双斜坡的双边沿调制的脉冲宽度调制控制器
US7733674B2 (en) * 2006-11-22 2010-06-08 Nissan Motor Co., Ltd. Power conversion apparatus for converting direct current to polyphase alternating current
CN101316114B (zh) * 2008-07-09 2012-03-21 华为技术有限公司 扩频调制电路、可变频率三角波发生器以及信号处理方法
CA2795737A1 (en) * 2011-11-18 2013-05-18 Phase Technologies, Llc. Regenerative variable frequency drive
CN103138543A (zh) * 2011-11-28 2013-06-05 中国北车股份有限公司大连电力牵引研发中心 四象限变流器的控制装置及方法
KR102542939B1 (ko) * 2018-12-03 2023-06-15 현대자동차주식회사 저전압 컨버터 제어 시스템 및 방법
CN111281396B (zh) * 2020-01-22 2022-09-06 哈尔滨理工大学 胸腹表面呼吸运动信号超分辨方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4663702A (en) * 1984-10-12 1987-05-05 Kabushiki Kaisha Toshiba Power converter apparatus and control method thereof
KR910000543B1 (ko) * 1987-03-24 1991-01-26 자이당호오징 한도오다이 겡큐 싱고오가이 Pwm 전력변환장치
JPH0681513B2 (ja) * 1987-11-12 1994-10-12 株式会社東芝 Ｐｗｍ制御装置
JPH03128691A (ja) * 1989-07-27 1991-05-31 Seiko Epson Corp 電圧形ｐｗｍコンバータ・インバータシステムとその制御方式
EP0410463B1 (en) * 1989-07-27 1994-10-05 Seiko Epson Corporation Voltage-type PWM converter/inverter system and method of controlling the same
JP2739027B2 (ja) * 1993-08-19 1998-04-08 三菱電機株式会社 電力変換器の制御装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102481592B1 (ko) 2022-02-28 2022-12-27 주식회사 준 Nft 기반의 디지털 네일아트 플랫폼 제공 시스템, 방법 및 프로그램

Also Published As

Publication number Publication date
CN1042483C (zh) 1999-03-10
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KR960009366A (ko) 1996-03-22
US5615099A (en) 1997-03-25

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