CN1042483C - 单相脉冲宽度调制变换器的控制*** - Google Patents

单相脉冲宽度调制变换器的控制*** Download PDF

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Abstract

一种单相PWM变换器的控制***，该变换器由多个功率开关器件组成，在PWM控制之下将交流单相电压变换直流电压。控制***包括：一变换器电压基准运算单元，用于产生各个相位的电压基准；一三角波产生单元，用于产生这样一种三角波，当电源电压正弦波相位处于变换器交流一侧电流基准值较小的相位时，三角波频率较低，反之，三角波频率较高。控制***还包括一三角波比较单元，用于比较电压基准和三角波，以产生各个相位的PWM信号对单相PWM变换器进行PWM控制。

Description

单相脉冲宽度调制变换器的控制***
本发明涉及一种单相脉冲宽度调制(以下称为PWM)变换器的控制***，具体来说，涉及的是通过PWM控制将交流单相电压变换为直流电压的单相PWM变换器的控制***。
在现有的单相PWM变换器控制***中，脉宽调制的调制频率是不变的。如图28所示，这是因为用于脉宽调制的三角波产生单元2是由恒定频率的三角波产生单元29组成的。
在保持脉宽调制的调制频率不变的同时，要通过减小PWM变换器的开关损耗来改善PWM变换器的效率和使得散热器设计小型化，有效的途径是将PWM变换器调制频率设定为较低的值。但如果开关频率设定得较低，变换器交流一侧电流的纹波较大，而超过PWM变换器开关器件(例如GTO：控制极可关断可控硅)的峰值关断电流。所以，需要增加平滑电流的电抗器等器件，这致使***更加笨重。
如图29所示，现有技术的单相PWM变换器控制***101包括直流线路电压控制单元111，变换器电压基准运算单元112，和三角波比较单元122。直流线路电压基准值Vdc-Ref和直流线路电压实际值Vdc输入至直流线路电压控制单元111。该单元由它们的偏差得到变换器交流一侧电流的幅值｜Is｜，并将它送至变换器电压基准运算单元112。变换器电压基准运算单元112通过输入变换器交流一侧电流幅值｜Is｜、交流电压实际值Vs和交流电流实际值Is，得到变换器电源电压基准值Vc。然后将变换器电源电压基准值Vc和电源电压正弦相位θs输入至三角波比较单元122，进行脉宽调制。
也就是说，通过在比交流电源频率(50-60Hz)高出7-9倍的高频(约500Hz)三角波与变换器电压基准值之间进行三角波比较来进行此单相PWM变换器的脉宽调制。
但在这种现有技术的单相PWM变换器控制***中，由PWM变换器开关造成的电流谐波导致交流电源的变压器中的电磁噪声。具体来说，在现有的PWM变换器开关频率大约为500Hz的情况下，听觉上感到最难受的1KHz-4KHz的噪声变得更大。
而且，PWM变换器/逆变器的直流线路电压越低，交流电源变压器和逆变器负载电动机所产生的电磁噪声就越小。但在现有技术的三角波比较PWM方法中，由于诸如GTO等功率开关器件最小导通时间的限制，直流线路电压无法设为低于由交流电源电压幅值所确定的规定值。
因而，本发明的目的在于提供一种无需增加诸如电流平滑电抗器，却能减少PWM变换器开关损耗的单相PWM变换器的控制***。
本发明另一目的在于提供一种能够降低听觉上令人难受的噪声的单相PWM变换器的控制***。
本发明再一个目的在于提供一种能够将直流线路电压设定得低于交流电源电压幅值所确定的规定值，从而降低听觉上令人难受的噪声的单相PWM变换器的控制***。
可以通过提供一种由多个功率开关器件组成的单相PWM变换器的控制***来实现本发明的上述以及其它目的。该单相PWM变换器输入交流单相电压，在PWM控制之下将该交流单相电压变换为直流电压，并输出直流电压。控制***包括：一变换器电压基准运算单元，用以输入变换器直流一侧电压实际值、变换器交流一侧电流实际值、电源电压和电源电压正弦波相位，产生各个相位的电压基准；和一三角波产生单元，用以输入电源电压正弦波相位，产生这样一种三角波，当电源电压正弦波相位处于变换器交流一侧电流基准值较小的相位时，该三角波的频率较低，而当电源电压正弦波相位处于变换器交流一侧电流基准值较大的相位时，该三角波的频率较高。控制***还包括一与三角波产生单元和变换器电压基准运算单元连接的三角波比较单元，用以接收三角波和电压基准，比较该电压基准和三角波，产生各个相位的PWM信号。把每个PWM信号分别送至单相PWM变换器的一个功率开关器件，对单相PWM变换器进行PWM控制。
根据本发明的一个方面，通过提供一种由多个功率开关器件组成的单相PWM变换器的控制***，得以实现本发明，该单相PWM变换器输入交流单相电压，在PWM控制之下将该交流单相电压变换为直流电压，并输出直流电压。控制***包括：一变换器电压基准运算单元，用于输入变换器直流一侧电压实际值、变换器直流一侧电压基准值、变换器交流一侧电流实际值、电源电压和电源电压正弦波相位，产生各个相位的电压基准和变换器交流一侧电流基准值；一与变换器电压基准运算单元连接的三角波产生单元，接收电源电压正弦波相位和变换器交流一侧电流基准值，用以产生这样一种三角波，当变换器交流一侧电流基准值较小时，该三角波的频率较低，而当变换器交流一侧电流基准较大时，该三角波的频率较高。控制***还包括一与三角波产生单元和变换器电压基准运算单元连接的三角波比较单元，接收三角波和电压基准，用以比较该电压基准和三角波，产生各个相位的PWM信号。把每个PWM信号分别送至单相PWM变换器的一个功率开关器件，对单相PWM变换器进行PWM控制。
根据本发明的另一方面，通过提供一种由多个功率开关器件组成的单相PWM变换器的控制***，得以实现本发明，该单相PWM变换器输入交流单相电压，在PWM控制之下将该交流单相电压变换为直流电压，并输出直流电压。控制***包括：一变换器电压基准运算单元，用于输入变换器直流一侧电压实际值、变换器直流一侧电压基准值、变换器交流一侧电流实际值、电源电压和电源电压正弦波相位，并用于产生各个相位的电压基准；以及一三角波产生单元，用于输入电源电压正弦波相位，并产生与该电源电压正弦波相位同步的恒定频率的三角波。控制***还包括：一与变换器电压基准运算单元连接的电压基准校正单元，用以接收电压基准和电源电压正弦波相位，根据该电源电压正弦波相位校正电压基准，产生各个相位的电压基准校正值；和一与三角波产生单元和电压基准校正单元连接的三角波比较单元，接收三角波和电压基准校正值，比较该电压基准校正值和三角波，用以产生各个相位的PWM信号。把每个PWM信号分别送至单相PWM变换器的一个功率开关器件，对单相PWM变换器进行PWM控制。
根据本发明的又一个方面，通过提供一种由多个功率开关器件组成的单相PWM变换器的控制***，得以实现本发明，该单相PWM变换器输入交流单相电压，在PWM控制之下将该交流单相电压变换为直流电压，并输出直流电压。控制***包括：一直流线路电压控制单元，用以输入单相PWM变换器直流一侧直流线路电压实际值和以前设置的直流线路电压基准值，产生单相PWM变换器交流一侧第一电流幅值，以使直流线路电压实际值和直流线路电压基准值之间的偏差减小；和一与直流线路电压控制单元连接的变换器电压基准运算单元，接收第一幅值和交流单相电压，用以根据该第一幅值和交流单相电压产生变换器电压基准。该变换器电压基准包括：变换器电压基准的第二幅值和变换器电压基准的相位(它是变换器电压基准与交流单相电压之间的相位差)。控制***还包括一与变换器电压基准运算单元连接的PWM单脉冲波形产生电路，接收变换器电压基准、直流线路电压实际值和交流单脉冲电压的正弦波相位，产生与变换器电压基准的相位同步的PWM单脉冲波形各个相位的PWM信号。PWM单脉冲波形包括交流单相电压半周期当中的一个脉冲的PWM信号，每个PWM信号所具有的PWM电压基准基频成分的第三幅值与第二幅值相等，而每个PWM信号分别送至单相PWM变换器的一个功率开关器件，对单相PWM变换器进行PWM控制。
根据本发明再一个方面，通过提供一种由多个功率开关器件组成的单相PWM变换器的控制***，得以实现本发明，该单相PWM变换器输入交流单相电压，在PWM控制之下将该交流单相电压变换为直流电压，并输出直流电压。单相PWM变换器直流一侧连接有逆变器，作为其负载。控制***包括：一直流线路电压设定单元，用以输入逆变器的输出频率和交流单相电压幅值，并用以产生这样一种直流线路电压基准值，当输出频率较小时，直流线路电压基准值小于该电压幅值，而当输出频率较大时，直流线路电压基准值大于该电压幅值；和一与直流线路电压设定单元连接的直流线路电压控制单元，接收直流线路电压基准值和直流线路电压实际值，用以产生单相PWM变换器交流一侧电流的第一幅值，以使直流线路电压实际值与直流线路电压基准值之间的偏差减小。控制***还包括：一与直流线路电压控制单元连接的变换器电压基准运算单元，接收第一幅值、交流单相电压、交流单相电压的正弦波相位和单相PWM变换器输入一侧电流的实际值，用以产生变换器电压基准；和一与变换器电压基准运算单元连接的三角波比较单元，接收变换器电压基准、直流线路电压实际值和交流单相电压的正弦波相位，用以比较变换器电压基准和具有直流线路电压实际值所确定的幅值、与正弦波相位同步的恒定频率的三角波，以产生各个相位的PWM信号。把每个PWM信号分别送至单相PWM变换器的一个功率开关器件，对单相PWM变换器进行PWM控制。
下面通过参照附图对本发明详细描述，能更好地理解本发明并能获得更完整的概念以及其他优点。
图1A为表示应用本发明单相PWM变换器的主电路的电路图；
图1B为表示本发明第一实施例单相PWM变换器控制***的框图；
图2为表明相位运算单元1组成的框图；
图3为表明三角波产生单元2组成的框图；
图4为表明变换器电压基准运算单元3组成的框图；
图5为表示图1B第一实施例中的三角波和PWM波形的图；
图6为表明本发明第二实施例单相PWM变换器控制***的框图；
图7表示图6中三角波产生单元2a至2d输出的三角波形图；
图8表示本发明第三实施例单相PWM变换器控制***中的三角波产生单元2e的框图；
图9表示本发明第四实施例单相PWM变换器控制***的框图；
图10为三角波产生单元2A组成框图；
图11为本发明第五实施例单相PWM变换器控制***的框图；
图12为图11第五实施例中三角波和PWM波形的图；
图13为应用本发明单相PWM变换器的主电路的电路图；
图14为本发明第六实施例单相PWM变换器控制***的框图；
图15为直流线路电压控制单元111组成的框图；
图16为变换器电压基准运算单元112A组成的框图；
图17为变换器交流一侧电压/电流向量图；
图18为PWM脉冲波形产生单元113组成框图；
图19为表明PWM脉冲波形产生单元113工作的波形图；
图20为本发明第七实施例单相PWM变换器控制***的框图；
图21为直流线路电压设定单元121的组成框图；
图22为变换器电压基准运算单元112B的组成框图；
图23为三角波比较单元122的组成框图；
图24为表明三角波比较单元122工作的波形图；
图25为第七实施例PWM电压波形图；
图26为本发明第八实施例单相PWM变换器控制***的框图；
图27为本发明第九实施例单相PWM变换器控制***的框图；
图28为现有技术单相PWM变换器控制***中三角波产生单元2的组成框图；
图29为现有技术单相PWM变换器控制***的框图。
下面参照附图描述本发明的实施例，所有附图中，相同标号是指相同或相应的部分。
图1A和1B显示本发明第一实施例单相PWM变换器控制***。图1A显示单相PWM变换器的主电路50，而图1B显示其控制***60。这是***工作在所谓8脉冲PWM方式情况下的一实施例，该方式在交流电源V半个周期中具有8个脉冲。
如图1A所示，主电路50包含：一单相交流电源V，电抗器L，电容器C和变换器CON。该变换器CON包含：如GTO(控制极可关断可控硅)的GU、GV、GX、GY具有ON/OFF控制端的半导体器件和二极管DU、DV、DX、DY，每个二极管分别并联于半导体器件GU、GV、GX、GY中的一个。
如图1B所示，控制***60包含：相位运算单元1、三角波产生单元2、变换器电压基准运算单元3和三角波比较单元4。
相位运算单元1的组成如图2所示，它输入单相交流电源V的电源电压Vs，计算和输出电源电压正弦波相位θs。
三角波产生单元2的组成如图3所示，它取交流电源电压正弦波相位θs作为其输入，并与该交流电源电压正弦波相位θs同步输出高频或低频三角波TRI。
变换器电压基准运算单元3的组成如图4所示，它输入交流电源电压正弦波相位θs、电源电压Vs、变换器交流一侧电流实际值Is、变换器直流一侧电压基准Vdc-Ref和变换器直流一侧电压实际值Vdc。它执行规定运算过程并输出U相电压基准VU-Ref和V相电压基准VV-Ref。
三角波比较单元4输入由三角波产生单元2输出的三角波TRI，和来自变换器电压基准运算单元3的U相电压基准VU-Ref和V相电压基准VV-Ref。它使用规定的运算处理输出U相PWM信号VU-PWM和V相PWM信号VV-PWM。这些PWM信号VU-PWM和VV-PWM经门电路分别加至变换器CON中的半导体器件GU和GV，对变换器CON进行PWM控制。虽然未图示，但X和Y相的PWM信号VX-PWM和VY-PWM也用PWM信号VU-PWM和VV-PWM产生并经门电路分别加至半导体器件GX和GY。
图2是相位运算单元1的组成框图。它包含：积分电路11，方波产生单元12，和上升沿检测单元13。
方波产生单元12将电源电压Vs的波形作为其输入，并产生满足下述条件分支的方波Vsqr，即，
当Vs≥0,Vsqr=1，和
当Vs＜0,Vsqr=0
上升沿检测单元13将方波产生单元12的输出Vsqr作为其输入，并在方波Vsqr从“0”变为“1”的瞬间产生一脉冲Vop。
积分电路11取电源频率fs作为其输入，并进行电源频率fs的时间积分。当上升沿检测单元13的输出脉冲Vop输入至积分电路11时，它将积分值复位为零，并重新开始时间积分。它输出积分值作为电源电压正弦波相位θs。
图3为三角波产生单元2的组成框图。该三角波产生单元2包含：三角波频率设置单元21、高频三角波产生单元22、低频三角波产生单元23和三角波切换单元24。
高频三角波产生单元22取交流电源电压正弦波相位θs作为其输入。它与该正弦波相位θs同步产生并输出高频三角波TRI1。
低频三角波产生单元23也取交流电源电压正弦波相位θs作为其输入，它产生并输出与该正弦波相位θs同步的低频三角波TRI2。
三角波频率设置单元21取交流电源电压正弦波相位θs作为其输入。它响应于该交流电源电压正弦波相位θs，输出三角波频率设定信号fset，以选择低频三角波TRI2或高频三角波TRI1两者之一。
三角波切换单元24将三角波频率设定单元21输出的三角波频率设定信号fset、高频三角波产生单元22输出的高频三角波TRI1和低频三角波产生单元23输出的低频三角波TRI2，作为其输入。它输出频率由三角波频率设定信号fset所设定的三角波(TRI1或TRI2)作为三角波TRI。
以这种方式构成的三角波产生单元2的运算将参照图1B、图3和图5进行描述。电源电压Vs为50Hz正弦波。由相位运算单元1输出的电源电压正弦波相位θs输入至三角波产生单元2。通常，控制单相PWM变换器使电源的功率因子为1。因此，电源电压正弦波相位θs等于变换器交流一侧电流基准值相位。
高频三角波产生单元22将电源电压正弦波相位θs作为其输入，并响应电源电压正弦波相位θs，输出不变频率的三角波TRI1，如下所示。三角波TRI1的频率为电源电压Vs频率的9倍。
0≤θs＜(1/18)π→TRI1=(18/π)θs
(1/18)π≤θs＜(1/6)π→TRI1=(-18/π)θs+2
(1/6)π≤θs＜(5/18)π→TRI1=(18/π)θs-4
(5/18)π≤θs＜(7/18)π→TRI1=(-18/π)θs+6
(7/18)π≤θs＜(1/2)π→TRI1=(18/π)θs-8
(1/2)π≤θs＜(11/18)π→TRI1=(-18/π)θs+10
(11/18)π≤θs＜(13/18)π→TRI1=(18/π)θs-12
(13/18)π≤θs＜(5/6)π→TRI1=(-18/π)θs+14
(5/6)π≤θs＜(17/18)π→TRI1=(18/π)θs-16
(17/18)π≤θs＜π→TRI1=(-18/π)θs+18
π≤θs＜(19/18)π→TRI1=(18/π)θs-18
(19/18)π≤θs＜(7/6)π→TRI1=(-18/π)θs+20
(7/6)π≤θs＜(23/18)π→TRI1=(18/π)θs-22
(23/18)π≤θs＜(25/18)π→TRI1=(-18/π)θs+24
(25/18)π≤θs＜(3/2)π→TRI1=(18/π)θs-26
(3/2)π≤θs＜(29/18)π→TRI1=(-18/π)θs+28
(29/18)π≤θs＜(31/18)π→TRI1=(18/π)θs-30
(31/18)π≤θs＜(11/6)π→TRI1=(-18/π)θs+32
(11/6)π≤θs＜(35/18)π→TRI1=(18/π)θs-34
(35/18)π≤θs＜2π→TRI1=(-18/π)θs+36
低频三角波产生单元23将电源电压正弦波的相位θs作为其输入，并响应电源电压正弦波相位θs，输出恒定频率的三角波TRI2，如下所示。该三角波TRI2的频率为电源电压Vs频率的6倍。
0≤θs＜(1/6)π→TRI2=(-12/π)θs+1
(1/6)π≤θs＜(1/3)π→TRI2=(12/π)θs-3
(1/3)π≤θs＜(1/2)π→TRI2=(-12/π)θs+5
(1/2)π≤θs＜(2/3)π→TRI2=(12/π)θs=7
(2/3)π≤θs＜(5/6)π→TRI2=(-12/π)θs+9
(5/6)π≤θs＜π→TRI2=(12/π)θs-11
π≤θs＜(7/6)π→TRI2=(-12/π)θs+13
(7/6)π≤θs＜(4/3)π→TRI2=(12/π)θs-15
(4/3)π≤θs＜(3/2)π→TRI2=(-12/π)θs+17
(3/2)π≤θs＜(5/3)π→TRI2=(12/π)θs-19
(5/3)π≤θs＜(11/6)π→TRI2=(-12/π)θs+21
(11/6)π≤θs＜2π→TRI2=(12/π)θs-23
三角波频率设定单元21取电源电压正弦波相位θs作为其输入。它响应电源电压正弦波相位θs，按照下面的条件分支输出三角波频率设定信号fset，即输出
fset=1，当(1/6)π≤θs＜(5/6)π,(7/6)π≤θs＜(11/6)π，
和fset=2，当0≤θs＜(1/6)π,(5/6)π≤θs＜(7/6)π,(11/6)π≤θs＜2π。
三角波切换单元24将三角波频率设定单元21输出的三角波频率设定信号fset、由高频三角波产生单元22输出的高频三角波TRI1和由低频三角波产生单元23输出的低频三角波TRI2作为它的输入信号。三角波切换单元24响应三角波频率设定信号fset按下面的条件从两个被输入的三角波TRI1和TRI2选择输出一三角波作为三角波TRI。即，
当fset=1，三角波TRI=IRI1，而
当fset=2，三角波TRI=IRI2。
图5显示了通过上述操作从三角波产生单元2输出的三角波TRI。三角波TRI的平均频率是电源电压Vs频率的8倍。
图4为变换器电压基准运算单元3的组成框图。它包含：正弦波产生单元31；电流基准幅值运算单元32；电流基准运算单元33；比较器34、35和36；除法器37和系数乘法器38。
正弦波产生单元31取交流电源电压正弦波相位θs作为其输入，并按照电源电压正弦波相位θs输出幅值为1的正弦波(θs)。
电流基准幅值运算单元32取由比较器34产生的变换器直流一侧电压基准Vdc-Ref和变换器直流一侧电压实际值Vdc之间的差值ΔVdc作为其输入。它输出该差值ΔVdc乘以增益G(s)，作为电流基准幅值｜Is｜。
电流基准运算单元33取正弦波产生单元31的输出sin(θs)和电流基准幅值运算单元32的输出作为两个输入。它输出上述两输出的乘积作为变换器交流一侧电流基准值Is-Ref。即，
Is-Ref=｜Is｜×sin(θs).
接下来，比较器35从电流基准运算单元33的输出Is-Ref和变换器交流一侧电流实际值Is获取差值ΔIs。比较器36获得差值ΔIs与增益G2(s)的积并由交流电源电压Vs减去该积。除法器37获得比较器36的输出被变换器直流电压Vdc和2除的商，其输出作为U相电压基准VU-Ref。还有，U相电压基准VU-Ref的值乘以(-1)的值由系数乘法器38输出作为V相电压基准VV-Ref。即，
VU-Ref=1/(2·Vdc)〔Vs-G2(s)·(Is-Ref-Is)〕
VV-Ref=-1/(2·Vdc)〔Vs-G2(s)·(Is-Ref-Is)〕。
三角波比较单元4取三角波产生单元2的输出TRI及变换器电压基准运算单元3的输出VU-Ref和VV-Ref作为它的三个输入。并按下面条件分支输出U相PWM信号VU-PWM和V相PWM信号VV-PWM。
当VU-Ref≥TRI,VU-PWM=1，
当VU-Ref＜TRI,VU-PWM=0，
当VV-Ref≥TRI,VV-PWM=1，而
当VV-Ref＜TRI,VV-PWM=0。
由于使用三角波产生单元2输出的三角波TRI获得PWM波形，所以即使开关次数下降也能输出电流幅值不变大的PWM波形。
如上所述，单相PWM变换器的控制以交流电源电压正弦波相位θs为基础。换言之，当交流电源电压正弦波相位θs处于PWM变换器交流一侧电流基准值为大值时的相位时，由于使开关频率更高而减小了电流纹波，从而开关器件的峰值关断电流不会太大。而当交流电源电压正弦波相位θs处于PWM变换器交流一侧电流基准值为小值时的相位时，会使开关频率变低。于是，由于减少了平均开关次数，从而在不增加电流平滑电抗器等情况下能减小PWM变换器的开关损耗。
图6为本发明第二实施例单相PWM变换器控制***的框图。这是将本发明应用于某个***的例子，在该***中，多个(如4个)单相PWM变换器CONa、CONb、CONc和CONd分别通过电抗器La、Lb、Lc和Ld并联于变压器TRa、TRb、TRc和TRd。
图6中，变压器TRa、TRb、TRc和TRd的初级绕组是共用的。负载LDa、LDb、LDc和LDd分别经电容器Ca、Cb、Cc和Cd连接于各变换器CONa、CONb、CONc和CONd的输出侧。
4个单相PWM变换器控制***60a、60b、60c和60d的结构与图1B所示控制***60相同，它们用于控制4个单相变换器CONa、CONb、CONc和CONd。它们各自的三角波产生单元2a、2b、2c和2d产生如图7所示的相互有相移的三角波TR1a、TR1b、TR1c和TR1d。
在控制单相PWM变换器CONa的单相PWM变换器控制***60a中的三角波产生单元2a中，高频三角波产生单元22a取电源电压正弦波相位θs作为其输入，并响应电源电压正弦波相位θs，输出恒定频率的三角波TRIa，如下所示。
0≤θs＜(1/18)π→TRI1a=(18/π)θs
(1/18)π≤θs＜(1/6)π→TRI1a=(-18/π)θs+2
(1/6)π≤θs＜(5/18)π→TRI1a=(18/π)θs-4
(5/18)π≤θs＜(7/18)π→TRI1a=(-18/π)θs+6
(7/18)π≤θs＜(1/2)π→TRI1a=(18/π)θs-8
(1/2)π≤θs＜(11/18)π→TRI1a=(-18/π)θs+10
(11/18)π≤θs＜(13/18)π→TRI1a=(18/π)θs-12
(13/18)π≤θs＜(5/6)π→TRI1a=(-18/π)θs+14
(5/6)π≤θs＜(17/18)π→TRI1a=(18/π)θs-16
(17/18)π≤θs＜π→TRI1a=(-18/π)θs+18
π≤θs＜(19/18)π→TRI1a=(18/π)θs-18
(19/18)π≤θs＜(7/6)π→TRI1a=(-18/π)θs+20
(7/6)π≤θs＜(23/18)π→TRI1a=(18/π)θs-22
(23/18)π≤θs＜(25/18)π→TRI1a=(-18/π)θs+24
(25/18)π≤θs＜(3/2)π→TRI1a=(18/π)θs-26
(3/2)π≤θs＜(29/18)π→TRI1a=(-18/π)θs+28
(29/18)π≤θs＜(31/18)π→TRI1a=(18/π)θs-30
(31/18)π≤θs＜(11/6)π→TRI1a=(-18/π)θs+32
(11/6)π≤θs＜(35/18)π→TRI1a=(18/π)θs-34
(35/18)π≤θs＜2π→TRI1a=(-18/π)θs+36
低频三角波产生单元23a将电源电压正弦波相位θs作为其输入，并响应电源电压正弦波相位θs，输出恒定频率的三角波TRI2a，如下所示。
0≤θs＜(1/6)π→TRI2a=(-12/π)θs+1
(1/6)π≤θs＜(1/3)π→TRI2a=(12/π)θs-3
(1/3)π≤θs＜(1/2)π→TRI2a=(-12/π)θs+5
(1/2)π≤θs＜(2/3)π→TRI2a=(12/π)θs-7
(2/3)π≤θs＜(5/6)π→TRI2a=(-12/π)θs+9
(5/6)π≤θs＜π→TRI2a=(12/π)θs-11
π≤θs＜(7/6)π→TRI2a=(-12/π)θs+13
(7/6)π≤θs＜(4/3)π→TRI2a=(12/π)θs-15
(4/3)π≤θs＜(3/2)π→TRI2a=(-12/π)θs+17
(3/2)π≤θs＜(5/3)π→TRI2a=(12/π)θs-19
(5/3)π≤θs＜(11/6)π→TRI2a=(-12/π)θs+21
(11/6)π≤θs＜2π→TRI2a=(12/π)θs-23
其余部分的组成和运行控制如第一实施例所示。
以相同方式，在控制单相变换器CONb的单相PWM变换器控制***60b中的三角波产生单元2b中，高频三角波产生单元22b将电源电压正弦波相位θs作为它的输入，并响应电源电压正弦波相位θs，输出恒定频率的三角波TRI1b，如下所示。
0≤θs＜(1/9)π→TRI1b=(-18/π)θs+
(1/9)π≤θs＜(2/9)π→TRI1b=(18/π)θs-3
(2/9)π≤θs＜(1/3)π→TRI1b=(-18/π)θs+5
(1/3)π≤θs＜(4/9)π→TRI1b=(18/π)θs-7
(4/9)π≤θs＜(5/9)π→TRI1b=(18/π)θs+9
(5/9)π≤θs＜(2/3)π→TRI1b=(18/π)θs-11
(2/3)π≤θs＜(7/9)π→TRI1b=(-18/π)θs+13
(7/9)π≤θs＜(8/9)π→TRI1b=(18/π)θs-15
(8/9)π≤θs＜π→TRI1b=(-18/π)θs+17
π≤θs＜(10/9)π→TRI1b=(18/π)θs-19
(10/9)π≤θs＜(11/9)π→TRI1b=(-18/π)θs+21
(11/9)π≤θs＜(4/3)π→TRI1b=(18/π)θs-23
(4/3)π≤θs＜(13/9)π→TRI1b=(-18/π)θs+25
(13/9)π≤θs＜(14/9)π→TRI1b=(18/π)θs-27
(14/9)π≤θs＜(5/3)π→TRI1b=(-18/π)θs+29
(5/3)π≤θs＜(16/9)π→TRI1b=(18/π)θs-31
(16/9)π≤θs＜(17/9)π→TRI1b=(-18/π)θs+33
(17/9)π≤θs＜2π→TRI1b=(18/π)θs-35
低频三角波产生单元23b将电源电压正弦波相位θs作为它的输入，并响应电源电压正弦波相位θs，输出恒定频率的三角波TRI2b，如下所示。
0≤θs＜(1/12)π→TRI2b=(-12/π)θs
(1/12)π≤θs＜(3/12)π→TRI2b=(12/π)θs-2
(3/12)π≤θs＜(5/12)π→TRI2b=(-12/π)θs+4
(5/12)π≤θs＜(7/12)π→TRI2b=(12/π)θs-6
(7/12)π≤θs＜(9/12)π→TRI2b=(-12/π)θs+8
(9/12)π≤θs＜(11/12)π→TRI2b=(12/π)θs-10
(11/12)π≤θs＜(13/12)π→TRI2b=(-12/π)θs+12
(13/12)π≤θs＜(15/12)π→TRI2b=(12/π)θs-14
(15/12)π≤θs＜(17/12)π→TRI2b=(-12/π)θs+16
(17/12)π≤θs＜(19/12)π→TRI2b=(12/π)θs-18
(19/12)π≤θs＜(21/12)π→TRI2b=(-12/π)θs+20
(21/12)π≤θs＜(23/12)π→TRI2b=(12/π)θs-22
(23/12)π≤θs＜2π→TRI2b=(-12/π)θs+24
其余部分的组成和运行控制如第一实施例所示。
以同样方式，在控制单相变换器CONc的单相PWM变换器控制***60c中的三角波产生单元2c中，高频三角波产生单元22c取电源电压正弦波相位θs作为其输入，并响应电源电压正弦波相位θs，输出恒定频率的三角波TRI1c，如下所示。
(1/36)π≤θs＜(5/36)π→TRI1c=(-18/π)θs+3/2
(5/36)π≤θs＜(9/36)π→TRI1c=(18/π)θs-7/2
(9/36)π≤θs＜(13/36)π→TRI1c=(-18/π)θs+11/2
(13/36)π≤θs＜(17/36)π→TRI1c=(18/π)θs-15/2
(17/36)π≤θs＜(21/36)π→TRI1c=(-18/π)θs+19/2
(21/36)π≤θs＜(25/36)π→TRI1c=(18/π)θs-23/2
(25/36)π≤θs＜(29/36)π→TRI1c=(-18/π)θs+27/2
(29/36)π≤θs＜(33/36)π→TRI1c=(18/π)θs-31/2
(33/36)π≤θs＜(37/36)π→TRI1c=(-18/π)θs+35/2
(37/36)π≤θs＜(41/36)π→TRI1c=(18/π)θs-39/2
(41/36)π≤θs＜(45/36)π→TRI1c=(-18/π)θs+43/2
(45/36)π≤θs＜(49/36)π→TRI1c=(18/π)θs-47/2
(49/36)π≤θs＜(53/36)π→TRI1c=(-18/π)θs+51/2
(53/36)π≤θs＜(57/36)π→TRI1c=(18/π)θs-55/2
(57/36)π≤θs＜(61/36)π→TRI1c=(-18/π)θs+59/2
(61/36)π≤θs＜(65/36)π→TRI1c=(18/π)θs-63/2
(65/36)π≤θs＜(69/36)π→TRI1c=(-18/π)θs+67/2
(69/36)π≤θs＜2π→TRI1c=(18/π)θs-71/2
低频三角波产生单元23c将电源电压正弦波相位θs作为其输入，并响应电源电压正弦波相位θs，输出恒定频率的三角波TRI2c，如下所示。
0≤θs＜(3/24)π→TRI2c=(-12/π)θs+1/2
(3/24)π≤θs＜(7/24)π→TRI2c=(12/π)θs-5/2
(7/24)π≤θs＜(11/24)π→TRI2c=(-12/π)θs+9/2
(11/24)π≤θs＜(15/24)π→TRI2c=(12/π)θs-13/2
(15/24)π≤θs＜(19/24)π→TRI2c=(-12/π)θs+17/2
(19/24)π≤θs＜(23/24)π→TRI2c=(12/π)θs-21/2
(23/24)π≤θs＜(27/24)π→TRI2c=(-12/π)θs+25/2
(27/24)π≤θs＜(31/24)π→TRI2c=(12/π)θs-29/2
(31/24)π≤θs＜(35/24)π→TRI2c=(-12/π)θs+33/2
(35/24)π≤θs＜(39/24)π→TRI2c=(12/π)θs-37/2
(39/24)π≤θs＜(43/24)π→TRI2c=(-12/π)θs+41/2
(43/24)π≤θs＜(47/24)π→TRI2c=(12/π)θs-45/2
(47/24)π≤θs＜2π→TRI2c=(-12/π)θs+49/2
其余组成部分和运行控制如第一实施例所示。
以相同方式，在控制单相变换器CONd的单相PWM变换器控制***中的三角波产生单元2d中，高频三角波产生单元22d将电源电压正弦波相位θs作为其输入，并响应电源电压正弦波相位θs，输出恒定频率的三角波TRI1d，如下所示。
0≤θs＜(3/36)π→TRI1d=(-18/π)θs+1/2
(3/36)π≤θs＜(7/36)π→TRI1d=(18/π)θs-5/2
(7/36)π≤θs＜(11/36)π→TRI1d=(-18/π)θs+9/2
(11/36)π≤θs＜(15/36)π→TRI1d=(18/π)θs-13/2
(15/36)π≤θs＜(19/36)π→TRI1d=(-18/π)θs+17/2
(19/36)π≤θs＜(23/36)π→TRI1d=(18/π)θs-21/2
(23/36)π≤θs＜(27/36)π→TRI1d=(-18/π)θs+25/2
(27/36)π≤θs＜(31/36)π→TRI1d=(18/π)θs-29/2
(31/36)π≤θs＜(35/36)π→TRI1d=(-18/π)θs+33/2
(35/36)π≤θs＜(39/36)π→TRI1d=(18/π)θs-37/2
(39/36)π≤θs＜(43/36)π→TRI1d=(-18/π)θs+41/2
(43/36)π≤θs＜(47/36)π→TRI1d=(18/π)θs-45/2
(47/36)π≤θs＜(51/36)π→TRI1d=(-18/π)θs+49/2
(51/36)π≤θs＜(55/36)π→TRI1d=(18/π)θs-53/2
(55/36)π≤θs＜(59/36)π→TRI1d=(-18/π)θs+57/2
(59/36)π≤θs＜(63/36)π→TRI1d=(18/π)θs-61/2
(63/36)π≤θs＜(67/36)π→TRI1d=(-18/π)θs+65/2
(67/36)π≤θs＜(71/36)π→TRI1d=(18/π)θs-69/2
(71/36)π≤θs＜2π→TRI1d=(-18/π)θs+73/2
低频三角波产生单元23d将电源电压正弦波相位θs作为它的输入，并响应电源电压正弦波相位θs，输出恒定频率的三角波TRI2d，如下所示。
0≤θs＜(1/24)π→TRI2d=(-12/π)θs+1/2
(1/24)π≤θs＜(5/24)π→TRI2d=(12/π)θs-3/2
(5/24)π≤θs＜(9/24)π→TRI2d=(-12/π)θs+7/2
(9/24)π≤θs＜(13/24)π→TRI2d=(12/π)θs-11/2
(13/24)π≤θs＜(17/24)π→TRI2d=(-12/π)θs+15/2
(17/24)π≤θs＜(21/24)π→TRI2d=(12/π)θs-19/2
(21/24)π≤θs＜(25/24)π→TRI2d=(-12/π)θs+23/2
(25/24)π≤θs＜(29/24)π→TRI2d=(12/π)θs-27/2
(29/24)π≤θs＜(33/24)π→TRI2d=(-12/π)θs+31/2
(33/24)π≤θs＜(37/24)π→TRI2d=(12/π)θs-35/2
(37/24)π≤θs＜(41/24)π→TRI2d=(-12/π)θs+39/2
其余组成部分及运行控制如第一实施例中所示。
按照与第一实施例相同的方式，由三角波产生单元2a、2b、2c和2d输出的三角波TRIa、TRIb、TRIc和TRId(如图7所示)可获得PWM波形。通过这种方式，即使开关次数减少，也能输出其电流幅值不大的PWM波形。而且，按照本实施例，由于三角波TRIa、TRIb、TRIc和TRId相互有相移(如图7所示)，还能减小变压器TRa、TRb、TRc和TRd的公共初级绕组中的电流纹波。
图8是本发明第三实施例单相PWM变换器控制***的三角波产生单元2e的基本部分的框图。这是一个用仅包含三角波存储单元25的三角波产生单元2e代替第一实施例中三角波产生单元2的例子。
三角波存储单元25将电源电压正弦波相位θs作为其输入，并响应电源电压正弦波相位θs，输出如下的三角波TRI。
0≤θs＜(1/6)π→TRI=(-12/π)θs+1
(1/6)π≤θs＜(5/18)π→TRI=(18/π)θs-4
(5/18)π≤θs＜(7/18)π→TRI=(-18/π)θs+6
(7/18)π≤θs＜(1/2)π→TRI=(18/π)θs-8
(1/2)π≤θs＜(11/18)π→TRI=(-18/π)θs+10
(11/18)π≤θs＜(13/18)π→TRI=(18/π)θs-12
(13/18)π≤θs＜(5/6)π→TRI=(-18/π)θs+14
(5/6)π≤θs＜π→TRI=(12/π)θs-11
π≤θs＜(7/6)π→TRI=(-12/π)θs+13
(7/6)π≤θs＜(23/18)π→TRI=(18/π)θs-22
(23/18)π≤θs＜(25/18)π→TRI=(-18/π)θs+24
(25/18)π≤θs＜(3/2)π→TRI=(18/π)θs-26
(3/2)π≤θs＜(29/18)π→TRI=(-18/π)θs+28
(29/18)π≤θs＜(31/18)π→TRI=(+18/π)θs-30
(31/18)π≤θs＜(11/6)π→TRI=(-18/π)θs+32
(11/6)π≤θs＜2π→TRI=(12/π)θs-23
即，如图5所示，三角波存储单元25产生的三角波TRI与图3的三角波产生单元2产生的三角波TRI具有相同的波形。
其余部分和工作控制如第一实施例中所示。
按照与第一实施例相同方式，用三角波产生单元2e输出的三角波TRI能获得PWM波形。按照这种方式，即使开关次数下降，也能输出其电流幅值不变大的PWM波形。
下面将参照图9和10来描述本发明第四实施例的单相PWM变换器控制***。图9和10分别为本发明第四实施例中控制***60A的整个组成和三角波产生单元2A的组成方框图。
图9中，与图1B所示实施例的不同之处在于，变换器交流一侧的电流基准值Is-Ref是从变换器电压基准运算单元3输出到三角波产生单元2A的。由于除此之外其它地方都与图1B相同，故不再对其加以描述。
再者，本实施例的三角波产生单元2A如图10所示那样构成。与图3所示的不同之处在于，置于三角波产生单元2A中的一三角波频率设定单元21A，是根据变换器交流电流一侧基准值Is-Ref的幅度来确定三角波频率设定信号fset的。
以下参照图10描述三角波频率设定单元21A的操作。三角波频率设定单元21A将变换器交流一侧电流基准值Is-Ref作为其输入。它按照以下方式用变换器交流一侧电流基准值Is-Ref的幅值输出三角波频率设定信号fset。
将一个预定的三角波频率设定切换值作为Is-Set，同时
当｜Is｜＜Is-Set时，fset=2，当｜Is｜≥Is-Set时，fset=1
由三角波频率设定单元21A输出。
其余的组成和操作控制如第一个实施例所示。
采用与第一个实施例中相同的方式，利用三角波产生单元2A输出的三角波TRI来获得一个PWM波形。即使开关次数减少，也可以输出电流幅值未变大的一个PWM波形。
如上所述，根据变换器交流一侧电流基准值Is-Ref的幅值控制单相PWM变换器。即当变换器交流一侧电流基准值Is-Ref的幅值为大时，通过提高开关频率来减小电流纹波，由此使开关器件的峰值关断电流不至于过大。当变换器交流一侧电流基准值Is-Ref的幅值为小时，使开关频率较低。这样，通过减少平均开关次数，无需增加电流平滑电抗器即可减少PWM变换器的开关损耗。
图11是一个方框图，它表示根据本发明第五个实施例的一个单相PWM变换器控制***60B的总体构成。该实施例适合于***采用在交流电源V半个周期内具有7个脉冲的一种7脉冲PWM方式工作。
该控制***60B的构成方式与第一个实施例所述相同，它由相位运算单元1、变换器电压基准运算单元3以及三角波比较单元4组成。
除此之外，该***还增加了电压基准校正运算单元5。并用一个三角波发生单元2B替换了图3中所示的三角波发生单元2。
相位运算单元1例如像图2所示那样构成。它输入单相交流电源V的电源电压Vs，运算输出电源电压正弦波相位θs。
三角波产生单元2B将交流电源电压正弦波相位θs作为其输入。它输出一个与该交流电源电压正弦波相位θs同步的、频率恒定的三角波TRI，以下将作详细描述。
变换器电压基准运算单元3例如像图4所示那样构成。它将交流电源电压正弦波相位θs、电源电压Vs、变换器交流一侧交流实际值Is、变换器直流一侧电压基准Vdc-Ref以及变换器直流一侧电流实际值Vdc作为其输入。它执行一个规定的运算过程，并输出U相电压基准VU-Ref和V相电压基准VV-Ref。
电压基准校正运算单元5将经由变换器电压基准运算单元3计算的变换器电压基准值(U相电压基准VU-Ref和V相电压基准VV-Ref)以及交流电源电压正弦波相位θs作为其输入。它响应交流电源电压正弦波相位θs。输出U相电压基准校正值VU-Ref′和V相电压基准校正值VV-Ref′，它们是经过校正的变换器电压基准值。以下将作详细描述。
三角波比较单元4将由三角波产生单元2B输出的三角波TRI以及由电压基准校正单元5输出的电压基准校正值VU-Ref′和VV-Ref′作为其输入。它分别根据该两个数值VU-Ref′和VV-Ref′与三角波TRI的数值的比较结果，输出PWM信号VU-PWM和VV-PWM。
以下参照图12描述以此种方式构成的本发明第五个实施例的操作。这里，当三角波产生单元2B输入交流电源电压正弦波相位θs时，它响应交流电源电压正弦波相位θs，输出频率恒定的三角波TRI，如下所示：
0≤θs＜(1/9)π→TRI=(18/π)θs-1
(1/9)π≤θs＜(2/9)π→TRI=(-18/π)θs+3
(2/9)π≤θs＜(3/9)π→TRI=(18/π)θs-5
(3/9)π≤θs＜(4/9)π→TRI=(-18/π)θs+7
(4/9)π≤θs＜(5/9)π→TRI=(18/π)θs-9
(5/9)π≤θs＜(6/9)π→TRI=(-18/π)θs+11
(6/9)π≤θs＜(7/9)π→TRI=(18/π)θs-13
(7/9)π≤θs＜(8/9)π→TRI=(-18/π)θs+15
(8/9)π≤θs＜(9/9)π→TRI=(18/π)θs-17
(9/9)π≤θs＜(10/9)π→TRI=(-18/π)θs+19
(10/9)π≤θs＜(11/9)π→TRI=(18/π)θs-21
(11/9)π≤θs＜(12/9)π→TRI=(-18/π)θs+23
(12/9)π≤θs＜(13/9)π→TRI=(18/π)θs-25
(13/9)π≤θs＜(14/9)π→TRI=(-18/π)θs+27
(14/9)π≤θs＜(15/9)π→TRI=(18/π)θs-29
(15/9)π≤θs＜(16/9)π→TRI=(-18/π)θs+31
(16/9)π≤θs＜(17/9)π→TRI=(18/π)θs-33
(17/9)π≤θs＜(18/9)π→TRI=(-18/π)θs+35
电压基准校正单元5将由变换器由电压基准运算单元3输出的U相电压基准VU-Ref和V相电压基准VV-Ref以及交流电源电压正弦波相位θs作为其输入。它校正变换器电压基准值VU-Ref和VV-Ref，并以以下方式响应交流电源电压正弦波相位θs，输出U相电压基准校正值VU-Ref′和V相电压基准校正值VV-Ref′：
0≤θs＜(1/9)π→VU-Ref′=-1
0≤θs＜(1/9)π→VV-Ref′=-1
(1/9)π≤θs＜(8/9)π→VU-Ref′=VU-Ref
(1/9)π≤θs＜(8/9)π→VV-Ref′=VV-Ref
(8/9)π≤θs＜(8/9)π→VU-Ref′=1
(8/9)π≤θs＜(10/9)π→VU-Ref′=1
(10/9)π≤θs＜(17/9)π→VU-Ref′=VU-Ref
(10/9)π≤θs＜(17/9)π→VV-Ref′=VV-Ref
(17/9)π≤θs＜(18/9)π→VU-Ref′=-1
(17/9)π≤θs＜(18/9)π→VV-Ref′=-1
不用说，相位运算单元1，变换器电压基准运算单元3和三角波比较单元4都以与第一个实施例所述相同的方式操作。
如前所述，利用三角波发生单元2B输出的三角波TRI和电压基准校正单元5输出的电压基准校正值VU-Ref′和VV-Ref′获得PWM波形。采用这种方式即可获得PWM波形，其中，即使开关次数减少，电流幅值也不会变大。
以下参照附图描述本发明的另一个实施例。
图13表示采用本发明的单相PWM变换器的一个主电路150。图13中，主电路150由单相交流电源V、电阻器R、电抗器L、电容器C以及变换器CON组成，其中，变换器CON又由具有开/关控制端的半导体器件，诸如GTO(控制极可关断可控硅)，GU、GV、GX和GY以及分别并联于半导体器件GU、GV、GX和GY之一的二极管DU、DV、DX和DY组成。
图14是一个方框图，它表示根据本发明第六个实施例的一个单相PWM变换器控制***101A。如图14所示，单相PWM变换器控制***101A由直流线路电压控制单元111、变换器电压基准运算单元112A和一个PWM单脉冲波形产生单元113组成。
如图15所示，直流线路电压控制单元111输入直流线路电压基准值VdcRef和直流线路电压实际值Vdc。它输出直流线路电压基准值VdcRef与直流线路电压实际值Vdc之差与增益G(s)相乘的值作为变换器交流一侧的电流幅值｜Is｜。即
｜Is｜=G(s)×(VdcRef-Vdc)
如图16所示，变换器电压基准运算单元112A通过将直流线路电压控制单元111输出的交流侧电流幅值｜Is｜、交流电源角频率ω(当电源频率为50Hz时，ω=2×π×50rad/s)和变换器交流一侧电感L三者相乘获得电源电压Vs的一个正交分量电压VL。即
VL=ω·L·｜Is｜
而且，它通过从一个交流电源电压幅值｜Vs｜中减去变换器交流一侧电流幅值｜Is｜与变换器交流一侧电阻R相乘的值，获得电源电压Vs的一个平行分量电压VR。即
VR=｜Vs｜-R·｜Is｜
这样，根据图1 7所示的变换器交流一侧电压/电流矢量图，它获得了一个变换器电压基准幅值｜Vc｜和一个变换器电压基准相位δ。即，它通过利用正交和平行分量电压VL和VR的下列等式获得变换器电压基准幅值｜Vc｜和变换器电压基准相位δ，即
｜Vc｜
[WB]=(VR2+VL2)1/2
=δ
[DW]=tan-1(VL/VR)
如图18所示，PWM单脉冲波形产生单元113输入直流线路电压实际值Vdc、变换器电压基准幅值｜Vc｜、变换器电压基准相位δ以及电源电压正弦波相位θs。它利用以下等式，根据变换器电压基准幅值｜Vc｜和直流线路电压实际值Vdc，为PWM单脉冲波形计算一个开关角(switching angle)θ1。即
θ1=cos-1(π｜Vc｜/4·Vdc)
当用上述等式所获得的开关角θ1进行开关时，PWM单脉冲波形输出电压的基频分量可以与变换器电压基准幅值相符。
而且，通过把变换器电压基准相位δ与电源电压正弦波相位θs相加值(θs+δ)与开关角θ1进行比较，可以通过以下的条件分支获得PWM单脉冲输出电压波形。即，如图19所示，
对于U相输出电压VuPWM，
当0≤(θs+δ)＜π-θ1，输出VuPWM=Vdc/2，
当π-θ1≤(θs+δ)＜2π-θ1，输出VuPWM=0，和
当2π-θ1≤(θs+δ)＜2π，输出VuPWM=Vdc/2。
对于V相输出电压VvPWM，
当0≤(θs+δ)＜θ1，输出VvPWM=Vdc/2，
当θ1≤(θs+δ)＜π+θ1，输出VvPWM=0，和
当π+θ1≤(θs+δ)＜2π，输出VvPWM=Vdc/2。
这些PWM信号VuPWM和VvPWM经门电路加至变换器CON中各个半导体器件GU和GV用以PWM控制变换器CON。尽管未在图中显示，X相和Y相的PWM信号VxPWM和VyPWM的产生也是利用PWM信号VuPWM和VvPWM，并经由门电路分别加至各个半导体器件GX和GY。
单相PWM变换器利用按上述方式获得的PWM单脉冲波形进行控制。即，当变换器交流一侧电压基准位于正弦波峰附近时，对单相PWM变换器进行控制，使得不再进行开关。采用这种方式，变换器即工作于一种单脉冲方式，其中在电源电压的半周内仅出现1个脉冲。这样，基波分量(50Hz或60Hz)的5次和7次低频分量主要分布在电流谐波中。因此，在低于电磁噪声频带(1-4KHz)的范围内成为一个频率分量的分布。这样就可以设计得减少噪声。
图20是一个方框图，它表示根据本发明第七个实施例的一个单相PWM变换器控制***101B。如图20所示，单相PWM变换器控制***101B由直流线路电压设定单元121、直流线路电压控制单元111、变换器电压基准运算单元112B以及三角波比较单元122组成。
直流线路电压设定单元121根据一预定的图形(图21示出其中的一例)，响应逆变器(未图示)输出频率finv的值，输出直流线路电压基准VdcRef，该逆变器作为负载连接到PWM变换器CON的直流一侧。
本实施例中该预定图形的特征位于A区，其中，逆变器输出频率finv小于一预定的频率finv-CHG。在A区，直流线路电路设定单元121设定直流线路电压基准VdcRef使之小于PWM变换器交流电源幅值｜Vs｜。在B区，其中，逆变器输出频率finv大于频率finv-CHG，直流线路电压设定单元121设定使直流线路电压基准VdcRef，使之大于PWM变换器交流电源电压幅值｜Vs｜，如现有技术那样。
直流线路电压控制单元111与第六个实施例所述的相同，故这里不再对其加以描述。
如图22所示，变换器电压基准运算单元112B由正弦波产生单元131和变换器交流一侧电流基准运算单元132组成。
正弦波产生单元131将电源电压正弦波相位θs作为其输入，并响应于电源电压正弦波相位θs，输出一正弦波sin(θs)，其幅值为1。
电流基准运算单元132将由直流线路电压控制单元111输出的变换器交流一侧电流幅值｜Is｜以及由正弦波产生单元131输出的正弦波sin(θs)作为其输入。它通过以下的运算输出变换器交流一侧电流基准Is-Ref，
Is-Ref=｜Is｜·sin(θs)
把变换器交流一侧电流基准值Is-Ref与变换器交流一侧电压实际值Is之差乘以增益G2(s)。把这一乘积值从交流电源电压Vs中减去后，作为变换器交流一侧电压基准值Vc输出。即
Vc=Vs-G2(s)×(Is-Ref-Is)。
如图23所示，三角波比较单元122中的三角波产生单元141将直流线路电压实际值Vdc和电源电压正弦波相位θs作为其输入。它输出具有一特定频率与电源电压正弦波相位θs同步的三角波TRI(幅值Vdc/2)，利用变换器电压基准运算单元112B输出的变换器交流一侧电压基准值Vc，可以通过下列运算获得U相电压基准Vu和V相电压基准Vv：
Vu=Vc/2，和
Vv=Vc/2
通过对各个U相和V相电压基准Vu和Vv与三角波产生单元141输出之三角波TRI进行幅值比较，可以获得U相和V相的PWM电压信号VuPWM和VvPWM。
即，如图24所示，
当Vu≥TRI,VuPWM=Vdc/2，
当Vu＜TRI,VuPWM=-Vdc/2，
当Vv≥TRI,VvPWM=Vdc/2，和
当Vv≥TRI,VvPWM=-Vdc/2，
图25表示当直流线路电压Vdc高时以及当直流线路电压Vdc低时，PWM输出电压的例子。当直流线路电压Vdc为高时，像图25(a)所示的通常的PWM控制那样执行PWM控制。当直流线路电压Vdc为低时，如图25(b)所示，减少电源电压每半个周期的开关次数。因此，当单相PWM变换器由PWM单脉冲波形控制时，在低于电磁噪声频带(1-4KHz)的范围内将部分地成为频率分量的分布。这样，就可以设计得减少噪声。
而且，当直流线路电压Vdc为低时，输出零电压的时间可自动减少。这样，可以将输出电压的基频分量设定到一个较高值。因此，直流线路电压可以设定到比一个根据交流电源电压Vs的幅值而定的特定值更低的值。
图26是一个方框图，它表示根据本发明第八个实施例的一个单相PWM变换器控制***101c。如图26所示，该第八个实施例的单相PWM变换器控制***101c由直流线路电压设定单元121、直流线路电压控制单元111、变换器电压基准运算单元112A以及PWM单脉冲波形产生单元113组成。
直流线路电压设定单元121与第七个实施例中所述的相同，直流线路电压控制单元111、变换器电压基准运算单元112A和PWM单脉冲波形产生单元113与第六个实施例中所述的相同。因此，这些部分的描述均在此省略。
因此，虽然有此类组成，单相PWM变换器控制***101c可以利用PWM单脉冲波形操作。这样，采用与第六个实施例所述相同的方式，在低于电磁噪声频带(1-4KHz)的范围内成为频率分量分布。因此，在将逆变器作为负载连接到PWM变换器CON直流一侧的情况下，可以设计得减小噪声。
图27是一个方框图，它表示根据本发明第九个实施例的一个单相PWM变换器控制***101D。如图27所示，该第九个实施例的单相PWM变换器控制***101D由直流线路电压设定单元121、直流线路电压控制单元111、变换器电压基准运算单元112C、PWM单脉冲波形产生单元113、三角波比较单元122、脉冲方式设定单元151以及脉冲方式切换单元152组成。
直流线路电压设定单元121和三角波比较单元122的操作与第七个实施例中所述的相同，在此不再加以描述。
而且，直流线路电压控制单元111和PWM单脉冲波形产生单元113也与第六个实施例中所述的相同，故在此也作了省略。
再者，变换器电压基准运算单元112C由图16和22分别表示的变换器电压基准运算单元112A和112B组合而成。变换器电压基准运算单元112C输出变换器电压基准幅值｜Vc｜和变换器电压基准相位δ(它们由第六个实施例中所述并由图16所示的运算电路所获得)，并输出变换器电压基准值Vc(它由第七个实施例中所述并由图22所示的运算电路获得)。
脉冲方式设定单元151响应逆变器输出频率finv的值输出脉冲方式设定信号Spms，该逆变器作为负载连接到PWM变换器的直流一侧。当逆变器输出频率finv大于或不大于预定频率finv-CHG时，脉冲方式设定信号Spms分别取数值2或数值1。即，当finv＜finv-CHG时，脉冲方式设定信号Spms=1，而当finv≥finv-CHG时，脉冲方式设定信号Spms=2。
脉冲方式切换单元152响应按此种方式输出的脉冲设定信号Spms，或者切换至三角波比较单元122的输出端，或者切换至PWM单脉冲波形产生单元113的输出端。
当脉冲方式设定信号Spms为1时，即把PWM单脉冲波形产生单元113的输出作为U相和V相的PWM信号VuPWM和VvPWM输出。
当脉冲方式设定信号Spms为2时，即把三角波比较单元122的输出作为U相和V相PWM信号VuPWM和VvPWM输出。
当采用具有此类组成的单相PWM变换器控制***时，通过把作为负载连接的逆变器的频率设置在一个较低的范围(低于人耳讨厌的电磁波噪声频带(1-4KHz))，可以设计得减小噪声。
当采用本发明时，可以提供一个单个PWM变换控制***，它无需增加诸如电流平滑电抗器就能减小PWM变换器的开关损耗。
当采用如上所述的本发明时，可以提供一种单相PWM变换器控制***，它通过使电磁噪声低于人耳讨厌的频带(1-4KHz)，可设计得减小噪声。再者，也可以设定直流线路电压低于由交流电源电压幅值所确定的规定值，由此减小使人耳讨厌的噪声。
显然，根据上述内容还可以对本发明作出种种改进和变更。因此，应该明白，在所附权利要求书范围内，除了上述特定例子外，还可以进一步实施本发明。

Claims (11)

1．一种单相PWM变换器控制***，该单相PWM变换器由多个功率开关器件组成，该PWM变换器输入交流单相电压，在PWM控制之下将所述交流单相电压变换为直流电压，并输出所述直流电压，其特征在于所述控制***包括：
变换器电压基准运算装置，用于输入变换器直流一侧电压实际值、变换器直流一侧电压基准值、变换器交流一侧电流实际值、电源电压和电源电压正弦波相位，产生各个相位的电压基准；
三角波发生装置，用于输入所述电源电压正弦波相位，产生这样一种三角波，当所述电源电压正弦波相位处于变换器交流一侧电流基准值较小的相位时，所述三角波的频率较低，而当所述电源电压正弦波相位处于所述变换器交流一侧电流基准值较大的相位时，所述三角波的频率较高；以及
与所述三角波发生装置和所述变换器电压基准运算装置连接的三角波比较装置，接收所述三角波和所述电压基准，用以比较所述电压基准和所述三角波，产生各个相位的PWM信号；
把每个所述PWM信号分别送至所述单相PWM变换器的一个所述功率开关器件，对所述单相PWM变换器进行PWM控制。
2．如权利要求1所述的控制***，其特征在于所述三角波发生装置包括：
高频三角波发生装置，用于产生与所述电源电压正弦波相位同步的高频三角波；
低频三角波发生装置，用于产生与所述电源电压正弦波相位同步的低频三角波；
三角波频率设定装置，用于根据所述电源电压正弦波相位产生三角波设定信号，以选择所述高频三角波和所述低频三角波之一；以及
与所述三角波频率设定装置、所述高频三角波发生装置和所述低频三角波发生装置连接的三角波切换装置，接收所述三角波设定信号、所述高频三角波和所述低频三角波，用以产生由所述三角波设定信号所选定的所述高频三角波和所述低频三角波之一作为所述三角波。
3．如权利要求1所述的控制***，其特征在于，所述三角波发生装置包括一三角波存储器，用以存储作为所述电源电压正弦波相位函数的所述三角波的大小，该三角波发生装置产生依据所述电源电压正弦波相位与交流电源电压同步的所述三角波。
4．一种单相PWM变换器控制***，该单相PWM变换器由多个单相PWM单元变换器组成，每个所述单相PWM单元变换器由多个功率开关器件组成，该PWM变换器通过变压器输入交流单相电压，在PWM控制之下将所述交流单相电压变换为直流电压，并且输出所述直流电压，其特征在于所述控制***包括：
用于控制各个所述单相PWM单元变换器的多个单元控制***，
每个所述单元控制***包括：
变换器电压基准运算装置，用于输入变换器直流一侧电压实际值、变换器直流一侧电压基准值、变换器交流一侧电流实际值、电源电压和电源电压正弦波相位，并用以产生各个相位的电压基准；
三角波发生装置，用以输入所述电源电压正弦波相位，并用以产生这样一种三角波，当所述电源电压正弦波相位处于变换器变换一侧电流基准值较小的相位时，所述三角波的频率较低，而当所述电源电压正弦波相位处于所述变换器交流一侧电流基准值较大的相位时，所述三角波的频率较高；以及
与所述三角波发生装置和所述变换器电压基准运算装置连接的三角波比较装置，接收所述三角波和所述电压基准，用于比较所述电压基准和所述三角波，以产生各个相位的PWM信号；
把每个所述PWM信号分别送至所述单相PWM单元变换器的一个所述功率开关器件，对所述单相PWM单元变换器进行PWM控制；
所述三角波发生装置所产生的每个所述三角波互相之间有相移。
5．一种单相PWM变换器控制***，该单相PWM变换器由多个功率开关器件组成，该PWM变换器输入交流单相电压，在PWM控制之下将所述交流单相电压变换为直流电压，并且输出所述直流电压，其特征在于所述控制***包括：
变换器电压基准运算装置，用于输入变换器直流一侧电压实际值、变换器直流一侧电压基准值、变换器交流一侧电流实际值、电源电压和电源电压正弦波相位，并产生各个相位的电压基准和变换器交流一侧电流基准值；
与所述变换器电压基准运算装置连接的三角波发生装置，接收所述电源电压正弦波相位和所述变换器交流一侧电流基准值，用于产生这样一种三角波，当所述变换器交流一侧电流基准值较小时，所述三角波的频率较低，而当所述变换器交流一侧电流基准值较大时，所述三角波的频率较高；以及
与所述三角波发生装置和所述变换器电压基准运算装置连接的三角波比较装置，接收所述三角波和所述电压基准，用于比较所述电压基准和所述三角波，以产生各个相位的PWM信号；
把每个所述PWM信号分别送至所述单相PWM变换器的一个所述功率开关器件，对所述单相PWM变换器进行PWM控制。
6．如权利要求5所述的控制***，其特征在于所述三角波发生装置包括：
高频三角波发生装置，用于产生与所述电源电压正弦波相位同步的高频三角波；
低频三角波发生装置，用于产生与所述电源电压正弦波相位同步的低频三角波；
三角波频率设定装置，用于产生一根据所述变换器交流一侧电流基准值，选择所述高频三角波和所述低频三角波之一的三角波设定信号；以及
与所述三角波频率设定装置、所述高频三角波发生装置和所述低频三角波发生装置连接的三角波切换装置，接收所述三角波设定信号、所述高频三角波和所述低频三角波，用于产生由所述三角波设定信号所选定的所述高频三角波和所述低频三角波之一作为所述三角波。
7．一种单相PWM变换器控制***，该单相PWM变换器由多个功率开关器件组成，该PWM变换器输入交流单相电压，在PWM控制之下将所述交流单相电压变换为直流电压，并且输出所述直流电压，其特征在于所述控制***包括：
变换器电压基准运算装置，用于输入变换器直流一侧电压实际值、变换器直流一侧电压基准值、变换器交流一侧电流实际值、电源电压和电源电压正弦波相位，并产生各个相位的电压基准；
三角波发生装置，用于输入所述电源电压正弦波相位，并用于产生与所述电源电压正弦波相位同步的恒定频率的三角波；
与所述变换器电压基准运算装置连接的电压基准校正装置，接收所述电压基准和所述电源电压正弦波相位，用于依据所述电源电压正弦波相位校正所述电压基准，以产生作为各个相位的电压基准校正值；以及
与所述三角波发生装置和所述电压基准校正装置连接的三角波比较装置，接收所述三角波和所述电压基准校正值，用于比较所述电压基准校正值和所述三角波，以产生各个相位的PWM信号；
把每个所述PWM信号分别送至所述单相PWM变换器的一个所述功率开关器件，对所述单相PWM变换器进行PWM控制。
8．一种单相PWM变换器控制***，该单相PWM变换器多个功率开关器件组成，该PWM变换器输入交流单相电压，在PWM控制之下将所述交流单相电压变换为直流电压，并且输出所述直流电压，其特征在于所述控制***包括：
直流线路电压控制装置，用于输入所述单相PWM变换器直流一侧直流线路电压实际值和以前设定的直线线路电压基准值，在所述单相PWM变换器交流一侧产生第一电流幅值，以使所述直流线路电压实际值和所述直流线路电压基准值之间的偏差减小；
与所述直流线路电压控制装置连接的变换器电压基准运算装置，接收所述第一幅值和所述交流单相电压，用于依据所述第一幅值和所述交流单相电压产生变换器电压基准，所述变换器电压基准包括所述变换器电压基准的第二幅值和所述变换器电压基准的相位，也即所述变换器电压基准和所述交流单相电压之间的相位差；以及
与所述变换器电压基准运算装置连接的PWM单脉冲波形产生装置，接收所述变换器电压基准、所述直流线路电压实际值和所述交流单相电压正弦波相位，用于产生与所述变换器电压基准的所述相位同步的各个相位的PWM单脉冲波形；
所述PWM单脉冲波形包括在所述交流单相电压的半周期中每个所述PWM信号的一个脉冲；
每个所述PWM信号所具有的所述PWM信号基频成分的第三幅值与所述第二幅值相等；
把每个所述PWM信号分别送至所述单相PWM变换器的一个所述功率开关器件，对所述单相PWM变换器进行PWM控制。
9．一种单相PWM变换器控制***，该单相PWM变换器由多个功率开关器件组成，该PWM变换器输入交流单相电压，在PWM控制之下将所述交流单相电压变换为直流电压，并且输出所述直流电压，一逆变器连接于所述单相PWM变换器直流一侧作为负载，其特征在于所述控制***包括：
直流线路电压设定装置，用于输入所述逆变器的输出频率和所述交流单相电压幅值，并用于产生这样一种直流线路电压基准值，当所述输出频率较小时，所述直流线路电压基准值小于所述电压幅值，而当所述输出频率较大时，所述直流线路电压基准值大于所述电压幅值；
与所述直流线路电压设定装置连接的直流线路电压控制装置，接收所述直流线路电压基准值和直流线路电压实际值，用于在所述单相PWM变换器交流一侧产生第一电流幅值，以使所述直流线路电压实际值与所述直流线路电压基准值之间的偏差减小；
与所述直流线路电压控制装置连接的变换器电压基准运算装置，接收所述第一幅值、所述交流单相电压、所述交流单相电压的正弦波相位和所述单相PWM变换器输入一侧电流的实际值，用于产生一变换器电压基准；
与所述变换器电压基准运算装置连接的三角波比较装置，接收所述变换器电压基准、所述直流线路电压实际值和所述交流单相电压的所述正弦波相位，用于比较所述变换器电压基准和具有由所述直流线路电压实际值所确定的幅值的，与所述正弦波相位同步的恒定频率的三角波，以产生各个相位的PWM信号；
把每个所述PWM信号分别送至所述单相PWM变换器的一个所述功率开关器件，对所述单相PWM变换器进行PWM控制。
10．如权利要求8所述的控制***，其特征在于，一逆变器连接于所述单相PWM变换器的所述直流一侧作为负载；
所述控制***还包括直流线路电压设定装置，用于输入所述逆变器输出频率和所述交流单相电压幅值，并用于产生这样一种直流线路电压基准值，当所述输出频率较小时，所述直流线路电压基准值就小于所述电压幅值，而当所述输出频率较大时，所述直流线路电压基准值大于所述电压幅值；并且
把这样产生的所述直流线路电压基准值送至所述直流线路电压控制装置。
11．一种单相PWM变换器控制***，该单相PWM变换器由多个功率开关器件组成，该PWM变换器输入交流单相电压，在PWM控制之下将所述交流单相电压变换为直流电压，并且输出所述直流电压，一逆变器连接于所述单相PWM变换器所述直流一侧作为负载，其特征在于所述控制***包括：
直流线路电压设定装置，用于输入所述逆变器的输出频率和所述交流单相电压的第四幅值，并用于产生这样一种直流线路电压基准值，当所述输出频率较小时，所述直流线路电压基准值就小于所述第四幅值，而当所述输出频率较大时，所述直流线路电压基准值大于所述第四幅值；
与所述直流线路电压设定装置连接的直流线路电压控制装置，接收所述直流线路电压基准值和直流线路电压实际值，用于在所述单相PWM变换器所述交流一侧产生第一电流幅值，以使所述直流线路电压实际值和所述直流线路电压基准值之间的偏差减小；
与所述直流线路电压控制装置连接的变换器电压基准运算装置，接收所述第一幅值、所述交流单相电压和所述单相PWM变换器输入一侧电流的实际值，用于根据所述第一幅值和所述交流单相电压产生一第一变换器电压基准，所述变换器电压基准包括所述变换器电压基准的第二幅值和所述变换器电压基准的相位，也即所述变换器电压基准和所述交流单相电压之间的相位差，并用于根据所述第一幅值、所述交流单相电压、所述交流单相电压的所述正弦波相位和所述单相PWM变换器在所述输入一侧的所述电流的实际值，产生一第二变换器电压基准；以及
与所述变换器电压基准运算装置连接着的PWM单脉冲波形生成装置，接收所述第一变换器电压基准，所述直流线路电压实际值和所述交流单相电压的所述正弦波相位，用于产生与所述第一变换器电压基准同步的PWM单个脉冲波形的各个相位的第一PWM信号；
所述PWM单脉冲波形包括在所述交流单相电压的半周期中每个所述第一PWM信号的一个脉冲；
每个所述第一PWM信号所具有的所述第一PWM信号基频成分的第三幅值与所述第二幅值相等；
与所述变换器电压基准运算装置连接的三角波比较装置，接收所述第二变换器电压基准、所述直流线路电压实际值和所述交流单相电压的所述正弦波相位，用于比较所述第二变换器电压基准和具有由直流线路电压实际值所确定的幅值的，与所述正弦波相位同步的恒定频率的三角波，以产生各个相位的第二PWM信号；
脉冲方式设定装置，接收所述逆变器输出频率，用于当所述逆变器输出频率较低时产生指明所述PWM单脉冲方式的第一脉冲方式设定信号，而当所述逆变器输出频率较高时产生指明三角波比较方式的第二脉冲方式设定信号；以及
与所述脉冲方式设定装置、所述PWM单脉冲波形生成装置和所述三角波比较装置连接的脉冲方式选择装置，接收所述第一和第二脉冲方式设定信号和所述第一和第二PWM信号，用于当输入的是所述第一脉冲方式设定信号时，便产生所述第一PWM信号，而当输入的是所述第二脉冲设定信号时，产生所述第二PWM信号，以及用于将所述第一和第二PWM信号输出作为各个相位的PWM信号；
把每各个所述PWM信号分别送至所述单相PWM变换器的一个所述功率开关器件，对所述单相PWM变换器进行PWM控制。
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